JP4596906B2 - 電動機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、交流同期電動機の制御装置に係り、特に、負荷装置、あるいは電動機自身が発生する周期的なトルク外乱を抑制する技術に関する。

電動機の負荷装置が発生する周期的なトルク外乱の抑制方法としては、特許文献１に記載された技術が知られている。特許文献１には、電動機の速度検出値に含まれる脈動成分を抽出し、これを打ち消すようにインバータ出力電圧に補正を加えるものである。制御対象の電動機に接続された負荷としてのロータリ圧縮機による速度の変動が、圧縮機数回転分の平均速度変動より小さい場合は、速度変動補償を行わず、平均速度変動よりも大きい場合に、速度変動の一次成分に対応する補償を行うようにしている。これにより、常に速度変動を０とする制御を行う場合に比べて、モータ電流のピーク値を低減することができることが記載されている。

特開平１０-１７４４８８号公報

特許文献１に記載の所謂トルク制御は、周期的な外乱を抑制することは可能である。しかしながら、さらなる電気入力の低減については述べられていない。

本発明の目的は、周期外乱を抑制しつつ、入力の低減を図った電動機の速度制御装置を提供することにある。

上記目的は、
制御器は周期外乱を打ち消す補正量を制限するリミッタを備え、
周期外乱を打ち消す補正量を制限する制限量を、トルク電流の平均値を１００％とした場合に０％より大きく５０％以下とすることにより達成される。

更に、
０％より大きく５０％以下の範囲内で、更に２％〜３０％とすることにより達成される。

本発明によれば、周期外乱を抑制しつつ、入力の低減を図った電動機の速度制御装置を提供することができる。

以下、図１〜図８を参照して、本発明による空気調和機の実施形態を説明する。尚、以下の実施形態では、電動機として永久磁石型同期電動機（以下、ＰＭモータと略）を用いて説明するが、他の同期電動機（例えば、巻線型同期電動機、リラクタンスモータなど）に関しても、同様に実現可能である。

図１は、本発明による交流電動機制御装置の実施形態１の系統構成を示すブロック図である。本実施形態１の制御装置は、電動機に回転数指令ωr＊を与える回転数指令発生器１と、電動機の交流印加電圧を演算し、パルス幅変調波信号（ＰＷＭ信号）に変換して出力する制御器２と、このＰＷＭ信号により駆動されるインバータ３と、インバータ３に電力を供給する直流電源４と、制御対象であるＰＭモータ５と、ＰＭモータの負荷である圧縮機６と、直流電源がインバータへ供給する電流I０を検出する電流検出器７からなる。

制御器２は、電流I０を検出して、ＰＭモータ５に流れる三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを制御器内部で演算により再現する電流再現器８と、再現された三相交流電流Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃを、位相角θｄｃ（制御器内部で仮定しているＰＭモータの磁石磁束の位置）によって、ｄ、ｑ各軸上の成分Iｄｃ、Iｑｃに座標変換するｄｑ座標変換器９と、ｑ軸上の電流成分に対して指令Iｑ＊を与えるIｑ＊発生器１０と、同様に、ｄ軸上の電流成分に対して指令Iｄ＊を与えるIｄ＊発生器１１と、Iｄ＊、Iｑ＊、ならびに電気角周波数指令ω１＊に基づいて、電圧指令Ｖｄｃ＊、Ｖｑｃ＊を演算する電圧指令演算器１２と、Ｖｄｃ＊、Ｖｑｃ＊を、三相交流電圧指令Ｖu＊、ＶＶ＊、Ｖw＊に変換するｄｑ逆変換器１３と、三相交流電圧指令に基づいて、インバータ３をスイッチ動作するためのパルス幅変調信号（ＰＷＭ信号）を発生させるＰＷＭパルス発生器１４と、ＰＭモータ５の磁石磁束位置θｄと、制御器２内部で仮定している位置θｄｃとの誤差に相当する角度（軸誤差）Δθを推定演算するΔθ推定器１５と、加算、ならびに減算を行う加減算器１６と、軸誤差推定値Δθｄｃに対し、指令を与える零発生器１７と、Δθを零に制御するために、電気角周波数指令ω１＊に補償を加える比例補償器１８と、ＰＭモータの極数Pを用いて回転数指令ωr＊を電動機の電気角周波数指令ω１＊に変換する変換ゲイン１９と、電気角周波数を積分し、磁石磁束位置θｄｃを演算する積分器２０と、軸誤差θｄｃからトルク脈動成分を算出するΔＴｍ推定器２１からなる。

インバータ３に電力を供給する直流電源４は、交流電源４１と、交流を整流するダイオード・ブリッジ４２と、直流電源に含まれる脈動成分を抑制する平滑コンデンサ４３とで構成されている。

次に、図１を用いて、本実施例の動作原理を説明する。変換ゲイン１９は、回転数指令発生器１からの回転数指令ωr＊に基づき、ＰＭモータの電気角周波数ω１＊を演算し出力する。さらに積分器２０を用いてω１＊を積分し、交流位相θｄｃを演算する。電流再現器８では、電流検出器７で検出した電源電流I０に基づき、特開平８-１９２６３号公報等に記載された手法によって、ＰＭモータの三相交流電流を演算により再現する。次に、座標変換器９において、再現された交流電流Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃを、θｄｃにより、角周波数ω１＊で回転する回転座標軸（ｄｑ軸）上の電流成分Iｄｃ、Iｑｃに変換する。Iｑｃは、Iｑ＊発生器１０で処理されて、ｑ軸上の電流指令Iｑ＊となる。また、Iｄ＊発生器１１は、ｄ軸上の電流指令Iｄ＊を発生させる（非突極型回転子のＰＭモータでは、通常Iｄ＊=０）。電圧指令演算器１２では、これらの指令（Iｄ＊、Iｑ＊）と角周波数指令ω１＊に基づき、ＰＭモータへの印加電圧Ｖｄｃ＊、Ｖｑｃ＊を演算する。Ｖｄｃ＊、Ｖｑｃ＊は、ｄｑ逆変換器１３によって、再び交流量に変換され、さらにＰＷＭ信号発生器１４において、パルス幅変調波信号に変換されて、インバータ３へ送られる。これらの基本動作に関しては、特開２００２-２７２１９４号公報に記載されている手法と同様のものである。なお、＊は指令という意味の符号である。

Δθ推定器１５では、ＰＭモータ内の磁石磁束の位置θｄと、制御器内の位置θｄｃの誤差Δθの推定演算を行う。Δθは、図２に示すベクトル図によって定義される。ＰＭモータ内部の実際の磁石磁束Φの位置をｄ軸とし、それに直交する軸をｑ軸とする。これに対し、制御器内で仮定しているｄｑ軸をｄｃ-ｑｃ軸と定義し、両者のずれが軸誤差Δθに相当する。

Δθが求められれば、これを修正することで、ｄ-ｑ軸とｄｃ-ｑｃ軸を一致させることが可能となり、ＰＭモータの磁極位置センサレス制御が実現できる。Δθの推定演算は、例えば、図３に示すように、Iｑ＊とIｑｃの差に比例ゲインＫ０を乗じて、Δθの推定値Δθｄｃとすることができる。Iｑｃは、負荷変動等によって、θｄとθｄｃにずれが生じることで変動するため、Iｑｃの動きから、逆にΔθを推定することが可能である。ただし、図３の構成の場合には、高精度にΔθを求めるのは困難である。精度を向上させるには、例えば、特開２００２-２７２１９４号公報における数式(３)などに従って演算すればよい。

Δθ推定器１５によって演算された軸誤差推定値Δθｄｃに基づき、これが零になるようにフィードバック制御を行う。零発生器１７の指令（零）と、Δθｄｃの差を加減算器１６により求め、比例補償器１８を介して、角周波数ω１＊に補償を加える。図２のベクトル図に示すように、Δθが正の場合、ｄｃ-ｑｃ軸が、ｄ-ｑ軸よりも進んでいることになるため、ω１＊を下げることで、Δθを減少させることができ、逆に、Δθが負の場合は、ω１＊を上げて、ｄ-ｑ軸とｄｃ-ｑｃ軸を一致させる。このように制御することで、ＰＭモータの磁極軸の位置センサを用いることなく、制御器内部の位相角θｄｃを、実際のＰＭモータ内の磁石磁束位置θｄに一致させることができ、位置センサレス制御が実現できる。

次にΔＴｍ推定器について図４から図７までを参照して説明する。
まず初めに、ＰＭモータのトルク発生の原理と、軸誤差Δθの関係について、図４、ならびに図５を用いて簡単に説明する。

図４は、ＰＭモータに印加される電圧から、軸誤差Δθ発生までの原理を示すブロック図である。図の各ブロックにおいて、RはＰＭモータの巻線抵抗、ＬはＰＭモータのインダクタンス、PはＰＭモータの極数、ＫeはＰＭモータの発電定数（磁石磁束）、JはＰＭモータと負荷装置のトータルのイナーシャ、sはラプラス変換に用いる微分演算子を表す。

図４に示すように、ｑ軸電流Iｑは、ＰＭモータに印加される印加電圧Ｖｑ、ならびに後述する電圧外乱ＶＤと、モータの電気定数Ｒ、Ｌの関係から発生する。Iｑは、ＰＭモータの磁石磁束（ｄ軸）に直交する成分であり、発電定数Ｋeを乗じることで、電動機トルクＴｍになる。ＰＭモータの回転速度ωrは、電動機トルクＴｍと負荷トルクＴＬの差を積分したものである。ここで、負荷トルクＴＬは、負荷装置の種類や用途によって、様々な特性を持つ。ωｒに、極対数（Ｐ／２）を乗じて、モータの電気角周波数ω１が得られ、その積分値がＰＭモータの位置θｄになる。軸誤差Δθは、制御器内の位相θｄｃとの差として得られる。

ここで、電圧外乱ＶＤ、あるいは負荷トルクＴＬに、周期的な成分が含まれることを考える。

周期的な電圧外乱ＶＤとしては、例えば、ＰＭモータの磁石磁束が均一でなく、着磁ばらつきがある場合や、あるいは巻線の相間ばらつきがある場合に、等価的に周期的な電圧外乱として影響してくる。あるいは、インバータにおけるアーム短絡防止期間（デッド・タイム）の影響による外乱等も、インバータの駆動周波数の６倍周波数として発生する。

また、周期的な負荷トルク外乱としては、レシプロ圧縮機や、シングルロータリー圧縮機、ツインロータリー圧縮機、２段圧縮ロータリー圧縮機等の負荷が考えられる。レシプロ圧縮機、ロータリー圧縮機の場合、電動機の一回転を一周期として、激しく負荷が変動する。

図５に、負荷トルクＴＬが、角周波数ωｄにて正弦波状に振動する成分を含んだ場合のトルク脈動成分（ΔＴｍ）、回転速度変動（Δωr）、軸誤差（Δθ）をそれぞれ示す。定常状態を考えると、ＴｍとＴＬの平均値は一致し、ΔＴｍは振動成分のみになる（図５(ｂ)）。回転速度に含まれる振動成分Δωrは、このΔＴｍを積分したものであり、ΔＴｍに比べて、位相が９０度遅れた波形になる。振動の大きさ自体は、イナーシャJに依存して変化するが、位相はほぼ９０度遅れるものと考えてよい。軸誤差Δθは、Δωrをさらに積分し、符号を反転したもの（図２に示した定義の関係で符号を反転する）となるため、位相は９０度進められることになる（積分で９０度遅れた上で、符号が反転するので、９０度進むことになる）。すなわち、ΔＴｍの変動成分は、Δθにおいては、同位相の振動波形となって観測される。この関係を、ブロック線図から導出すると、以下のようになる。

図６(a)に、ΔＴｍからΔθまでのブロック図を示す。このブロック図を、逆変換することで、Δθから、ΔＴｍまでの伝達関数を求めることができ、同図(ｃ)のようになる。

図６(ｃ)に従ってΔＴｍを求めれば、Δθｄｃ（Δθの推定値）から、直接トルクの脈動成分の推定が可能である。しかしながら、Δθｄｃを二階微分することは、現実的に不可能である。Δθｄｃは、元々推定値であり、検出値のノイズ等も多く含まれているため、微分を用いることは推定誤差が増え、また、演算周期からの限界もある。

そこで、「外乱成分は周期関数である」という点に着目し、s=jωｄを図６（ｃ）に代入する。すると、図６(ｄ)に示すように、Δθを定数倍したものが、ΔＴｍとなって推定できることになる。この結果は、図５における（ｂ）と（ｄ）の波形の関係と一致する。

図６(ｄ)を具現化する構成が、図７に示すΔＴｍ推定器２１である。ΔＴｍ推定器２１は、Δθｄｃを２J/P倍にする比例ゲイン２１１と、２つの乗算器２１２からなり、図６(ｄ)の演算を実施する。

図７により、Δθｄｃから、ΔＴｍに含まれる角速度ωｄの周期外乱成分を推定することが可能である。

次に、リミッタ２２７を備えたトルク制御器２２について説明する。図１におけるトルク制御器２２は単相-ｄｑ座標変換器２２３、一次遅れフィルタ２２４、積分制御器２２５、ｄｑ-単相逆変換器２２６、ならびに加減算器１６、零発生器１７から構成される。次にこのトルク制御器２２の動作について説明する。

ΔＴｍ推定器の出力ΔＴｍｃを、単相-ｄｑ座標変換器２２３にて、ＳＩＮ成分とＣＯＳ成分に分解する。尚、単相-ｄｑ座標変換器２２３の変換式は下記である。

（数１）に従えば、ΔＴｍｃにωｄの周波数成分が含まれれば、その量に応じて、ΔＴｄｓ、ΔＴｑｓの平均値が零でない値になる。この平均値は、それぞれ、ΔＴｍｃに含まれるＣＯＳ成分、ならびにＳＩＮ成分に一致する。ただし、ΔＴｄｓ、ΔＴｑｓには、ωｄの２倍成分が多量に含まれるため、一次遅れフィルタ２２４にて、交流成分を削除する必要がある。この結果、ΔＴｄｓ、ΔＴｑｓは、ΔＴｍｃに含まれる脈動成分の、ＣＯＳ成分、ならびにＳＩＮ成分になる。次に、この各成分を零にするため、指令である「零」信号を、零発生器１７から与え、指令との偏差を加減算器１６で演算する。これらの偏差に基づき、積分制御器２２５が積分補償を行い、脈動成分を零に制御する。リミッタ部２２７では積分制御器２２５が算出した補正電流値に制限をかける。

ここで最後に、Iｄs、Iｑsの値を単相信号に逆変換し、ＩｑＳＩＮ＊を出力する。この逆変換は、下記式に従って演算される。

脈動成分ΔＴｍｃは、（数１）にて座標変換された後は、直流量になるため、積分制御器２２５にて、偏差をなくすことができる。すなわち、このトルク制御器は、外部から見ると、角周波数ωｄにおいてゲインが無限大となる補償要素と、等価になる。

次にリミッタと圧縮機の振動と入力について説明する。

リミッタは図１におけるＩｑ＊の平均値を１００％としたもので、Ｉｑ＊はトルク電流の主成分なのでこれを基本とするものである。圧縮機のトルク変動成分は、圧縮機平均負荷（直流成分）にトルク脈動に起因した変動分（交流成分）に分けられる。この脈動成分に対して逆位相のトルク電流を流すことで脈動成分を打ち消して０に近づけることができる。圧縮機にロータリ圧縮機を用いた場合のリミッタと振動と入力電力の関係を図８に示す。横軸リミッタ％、左縦軸に電源の入力電力、右縦軸に圧縮機の振動を示す。この横軸リミッタ１００％とは、脈動成分を打ち消す電流で定義してなく、前記のトルク成分電流指令値Ｉｑ＊を１００％としている（１００％は、リミッタを効かしていないと言う意味、反対に０％は、トルク制御を全く掛けないという意味）。トルク制御を何％掛けるという制御を行う場合、脈動成分を打ち消す値を１００％と定義してしまうと、運転条件によっても絶対値が変動してしまうので、制御上一旦脈動成分がなくなるまでトルク制御を行い１００％の絶対量を決める必要がある。これは実制御上困難であるので、脈動成分よりも必ず大きな値となる圧縮機平均負荷（直流成分）に見合った値であるトルク電流成分指令値Ｉｑ＊を便宜上１００％とした。

図８より、トルク制御を用いることで振動が右下がりに落ちていくが、電源の入力電力は増加することがわかる。振動が７５％付近から１００％まで平坦なカーブとなっているが、これは約８０％付近で振動が抑えられていることを示している。この場合、本来約８０％近傍がトルク制御電流１００％の地点である。しかし、本実施例では、１００％をトルク電流成分指令値Ｉｑ＊と定義しているので、７５％から１００％の間は平坦なカーブとなってしまうのである。

さて、図８から、入力電力には極小値が存在することがわかる。このため、リミッタを最適に設定することで圧縮機の振動を抑制し、且つ本制御を実施する前より入力電力を小さくすることができる。

これは次のように考えられている。インバータの直流側電流、Ｕ相のモータ電流を、(1)トルク制御なし（リミッタ＝０）、(2)トルク制御ありでリミッタを適宜、(3)トルク制御最大（リミッタ＝１００）とした場合について波形を比較してみる。(1)の場合、最も回転数変動が大きく、モータ電流波形が不揃い（上下のピーク値が各周期において揃っていない）であり、直流電流の脈動も大きなものとなっている。さらに、(3)の場合、回転数の変動は一番小さなものとなっているが、モータ電流波形は不揃いであり、直流電流も脈動している。

これに対して、トルク制御を制限して掛けると、回転数変動は(3)に比べ見られるものの、モータ電流波形の波高値が揃い、直流電流の脈動が小さなものとなって現れた。モータ電流の波高値が揃っていると入力が小さくなっていることを意味する。また、直流電流の脈動が小さいことは、脈動が存在すると、直流では実効値が０であるのに対して、交流分があるため実効値が現れ、その分入力が増えていることとなる。

以上のような原理で、トルク制御に制限を掛けると、速度（トルク）変動は残るものの、入力を減少させることができると考えられている。

次に周期外乱を打ち消す補償量の制限の掛け方であるが、図８より、入力電力が最小になるようにトルク制御量を制限（最大の１０％）することで、この電動機の制御装置を空気調和機に用いた場合、ＣＯＰを向上させることができる。

また、前記原理説明でも詳説したように、周期外乱を打ち消す補正量の制限を、同期電動機に流れる交流電流の波高値をほぼ均一にするように設定すれば、入力電力を低減することができる。

以上は、理想的な実施例であるが、本実施例をトルク制御といった見方をしないで、入力電力低減装置としてみた場合、図８より、トルク制御を行わない場合の入力電力が４９０Ｗで、補償量を増加させるに従い減少し、最小値を過ぎたところから増加に転じ、補償量が約５０％なったところで再び入力電力が４９０Ｗに到達してしまう。すなわち、補償量を０％より大きく５０％以下とすることで、入力電力を低減する効果を奏するので、リミッタを０％より大きく５０％以下の範囲に設定する。

特に、大幅に入力電力を低減する場合は、リミッタの値を２％〜３０％に設定すればよい。

本実施例により、振動、騒音を抑制し、且つ高効率な圧縮機の運転を可能にした空気調和機を実現できる。また従来、振動、騒音により低回転で運転できなかった圧縮機を用いた空気調和機に対しても、振動、騒音を抑制し、低回転で高効率な運転ができるので低速高効率モータを使用でき大幅な省エネが期待できる。

以上の説明した実施例において、種々の数値を使用して説明したが、これら数値は一例であり、制御思想に合致するかぎり他の数値であっても差し支えない。

また、スクロール圧縮機、ロータリー圧縮機、レシプロ圧縮機を負荷にした場合も同様の効果がある。また、電流検出法として、直流電源４の電流値I０からモータ電流を再現する方法を用いたが、各相電流を直接ホールＣＴや、シャント抵抗にて検出しても問題なく実施できる。

本発明による同期電動機制御装置の実施例の系統構成を示すブロック図である。 本発明による同期電動機制御装置の実施例における軸誤差Δθの定義を示すベクトル図である。 本発明による同期電動機制御装置の実施例における軸誤差推定器の内部構成を示すブロック図である。 本発明による交流電動機制御装置の実施例における、電動機への印加電圧から、軸誤差発生までの原理を説明するブロック図である。 本発明による交流電動機制御装置の実施例における、周期的な外乱トルクと、それに起因して発生する回転脈動、軸誤差変動の原理を示す波形図である。 本発明による交流電動機制御装置の実施例における、脈動トルク成分の推定原理を説明するブロック図である。 本発明による同期電動機制御装置の実施例におけるΔＴｍ推定器の内部構成を示すブロック図である。 本発明による同期電動機制御装置の実施例におけるリミッタと入力電圧と振動の関係を表す図である。

符号の説明

１…回転数指令発生器、２…制御器、３…インバータ、４…直流電源、５…ＰＭモータ、６…圧縮機、７…電流検出器、８…電流再現器、９…ｄｑ座標変換器、１０…Iｑ＊発生器、１１…Iｄ＊発生器、１２…電圧指令演算器、１３…ｄｑ逆変換器、１４…ＰＷＭパルス発生器、１５…Δθ推定器、１６…加減算器、１７…零発生器、１８…比例補償器、１９…変換ゲイン、２０…積分器、２１…ΔＴｍ推定器、２２…トルク制御器。

Claims (2)

1. 空気調和機用圧縮機を駆動する同期電動機にパルス幅変調された電圧を印加し連続した交流電流で駆動するインバータを、前記同期電動機における磁極軸の位相角と仮定している同期電動機の磁極軸の推定位相角との誤差に相当する量を、前記同期電動機を流れる交流電流もしくは直流電流の何れかの検出値を用いて演算し、この軸誤差に相当する量から周期的な外乱成分を演算し、前記電流の検出値に基づいて前記インバータの出力する電圧を制御する制御器とを備えた電動機の制御装置において、
   前記制御器は前記周期外乱を打ち消す補正量を制限するリミッタを備え、
   前記周期外乱を打ち消す補正量を制限する制限量を、トルク電流の平均値を１００％とした場合に０％より大きく５０％以下とした電動機の制御装置。
2. 請求項１において
   前記０％より大きく５０％以下の範囲内で、更に２％〜３０％とした電動機の制御装置。

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