JP4598334B2 - 電荷転送装置及びその方法 - Google Patents

Description

【０００１】
発明の背景
発明の分野
本発明は一般的に電力変換の分野に関し、特に、交流電流から交流電流（ＡＣ／ＡＣ）電力変換、交流電流から直流電流（ＡＣ／ＤＣ）電力変換、ＤＣ／ＡＣ反転、ＤＣ／ＤＣ電力変換、及びボルト・アンペア無効（ＶＡＲ）制御のための電荷転送装置と方法に関する。本発明は広い範囲の用途に適用されるが、特に電力発電所の電力配電配送システム、産業、商業及び海洋での用途に適している。
【０００２】
従来技術の説明
非線形装置、例えば、ダイオードやサイリスタブリッジを用いた標準的なＡＣ／ＤＣ整流装置は、電力を装置に供給する三相ＡＣ電源上に高調波や無効電力を生じさせる。高調波や無効電力は入力位相の不均一な負荷によって生じる。すなわち、電流は入力ＡＣ位相電圧が出力ＤＣ電圧より大きい時その位相から引き出され、入力ＡＣ位相電圧が出力ＤＣ電圧より小さい時位相から電流は引き出されない。
【０００３】
通常、所望のＡＣモータ電圧や周波数を得るためにＡＣ／ＤＣに続いてＤＣ／ＡＣ変換を必要とする可変速モータ駆動装置やバックアップ電源の普及に伴い、ＡＣ電源の波形の歪が新たに生じている。船舶の発電機や商用電力の送電線網等の、電源の波形が劣化するにつれて、正常な動作のために歪の無い電源を必要とする装置に異常が発生することがある。
従って、電力変換装置に対するニーズがあり、また従って、ＡＣ電源の波形の歪を低減する方法のニーズがある。
【０００４】
発明の概要
本発明は、このニーズに対応しようとするものであり、共振電荷転送装置（ＲＣＴＡ）、差動及び順次共振電荷交換（ＤＳＣＩ）法にその根拠を置くものである。本明細書に記載したＲＣＴＡ及びＤＳＣＩ法は、従来の電力変換装置に対して、特にＡＣ電源の波形の歪を低減するという点において優れている。
【０００５】
ＲＣＴＡは、入力位相の電流比率に比例して、多重位相電源の全位相から電荷を引き出すことによってこの問題を解決する。これによって、高調波の無い電力を生成し、力率１で電力を引き出し、ＡＣ電源へ無効電力を挿入することがない。
【０００６】
更に、ＲＣＴＡは双方向であるため、基本周波数で多相ＡＣ電源へ高調波の無い電流を注入することができると共に、所望の周波数と位相で正弦波電流波形を合成することができる。
【０００７】
一般的に、ＲＣＴＡは２サイクルで動作する。第１サイクルで、所望の電荷を電源の各位相から引き出しエネルギ蓄積装置を充電する。第２サイクルで、エネルギ蓄積装置の電荷はＲＣＴＡの出力を介して放電される。一秒間当り多数の動作サイクルによって、ＲＣＴＡは電源から電荷を抽出し、ＲＣＴＡの出力を介してその電荷を注入し、所望の出力波形を形成することができる。
【０００８】
これらの電荷転送では、入力端子からの又は入力端子への実効エネルギ転送を行う場合や転送を行わない場合がある。電荷交換を繰返すことによって、実効及び被制御電力潮流が入力端子から出力端子へ発生したり、あるいは電荷交換の繰返しによってＡＣ電源の無効電力を制御したりすることができる。
【０００９】
ＲＣＴＡに印加された電力は、多相ＡＣあるいはＤＣのいずれかの場合である。生成された出力波形は、所望の電圧と周波数を有する多相ＡＣや所望の電圧レベルと極性を有するＤＣのいずれかである。変換はＡＣからＡＣあるいはＤＣ、またＤＣからＡＣあるいはＤＣである。
【００１０】
電力潮流制御の場合、ほとんどの用途において、電荷蓄積装置と出力との間の電荷交換に続く電源と電荷蓄積装置との間の電荷交換によって電荷交換が起こる。しかしながら、入力端子と出力端子間での直接電力潮流を実現することができる。
【００１１】
電荷交換プロセスを制御することによって、電流は端子から又は端子へ注入することができるが、低域通過フィルタによって平均化されれば、実際にはリップルの無い電流を生成することができる。
【００１２】
本発明の利点は、自己すなわち自然整流モードで動作するハイパワーサイリスタを利用できることである。従って、絶縁ゲートバイポーラトランジスタやゲートオフ装置を用いたパルス幅変調（ＰＷＭ）反転器等の開スイッチが不要である。その結果、スイッチの開制御のための回路が不要となる。
【００１３】
本発明は、約３０年間用いられてきた従来のサイリスタを用いることができる。数多くの従来のパワー電子回路と異なり、本発明に利用されているパワー電気構成要素は入手可能であり又新規開発の必要がない。また、これらの装置は最も高い電圧定格、電流定格、及びどのパワー電子スイッチよりも低い順方向電圧降下の１つを有している。これらの装置はまた損失が小さく、廉価であり、また高電圧及び高電流定格で入手可能である。従って、ＲＣＴＡは、ハイパワー及び高電圧用途に対して既存の技術で拡大が可能である。
【００１４】
ＲＣＴＡ及びＤＳＣＩ法の場合、数多くの用途がある。例えば、ＲＣＴＡは、通常の中間ＤＣリンク無しで電力転送が起こっている状態で、ＡＣ／ＡＣ変換器に用いることができる。また、これはＡＣ／ＤＣ整流器、ＤＣ／ＡＣ反転器、ＤＣ／ＤＣ変換器、多重ポート変換器、高調波補償器、ＶＡＲ補償器、及び電子変圧器として用いることができる。
【００１５】
ＲＣＴＡの特徴は、多相ＡＣ電力の多相ＡＣ又はＤＣのいずれかへの高調波の無い変換である。これは、入力位相の電流比率に比例して、２つの入力位相から電荷蓄積装置を差動充電することによって、また引続き第３位相によって２つの位相の内、１つの位相を置き換えること（差動及び順次共振電荷交換と呼ぶ（ＤＳＣＩ））によって実現される。
【００１６】
制御された間隔での充電を実行すると、多相ＡＣ電源の負荷をＡＣサイクルの任意の部分で所望の電力レベルにすることができる。多相ＡＣ電源に均一に負荷をかけると、電力のバランスを維持し又一定に保つことができる。充電を制御することによって、入力電圧と同相である入力から電流を引き出すことができ、従って、入力電力は力率１を有する。このことによって、位相角補正あるいはＲＣＴＡの入力におけるＶＡＲコンデンサの必要が無くなる。この技術は三相ＡＣ電力システムに限定されるものではなく、あらゆる多相システムに拡張することができる。
【００１７】
放電を制御することによって、ＡＣ／ＡＣ変換器は出力周波数と位相を合成することができる。
更に、ＡＣ／ＡＣ変換器はＡＣ電源から発電機等の他のＡＣ電源によって決定される周波数と位相を有するＡＣ端子へエネルギを転送することができる。注入された電荷は、有効ＡＣ電力を転送するために、他のＡＣ電源の電圧と同相にすることができる。あるいは、注入された電荷は、電力転送に無効電力を含むように、他のＡＣ電源の電圧と位相がずれた電荷の何分の１かを含むことができる。この動作モードによって、異なる位相、電圧及び周波数を有する、１つのＡＣ電源からもう１つのＡＣ電力へ電力の制御転送を行うことができる。
【００１８】
ＡＣ／ＡＣ変換器の用途は、異なる電圧のシステム間の電力転送動作を制御することである。これによって、電圧、位相、及び周波数が不安定なシステムへ制御された電力潮流を供給することができる。例えば、ＡＣ／ＡＣ変換器は、所望の電力潮流を制御するためにゲートウェイ制御装置として電力配送配電線網に用いてもよい。ゲートウェイ制御装置はＡＣ配電線によって電力潮流を制御することができ、また配電線の熱的制限範囲内に電力潮流を規制することができる。また、ゲートウェイ制御装置は、１つの領域のＡＣ電力システムから隣接するＡＣ電力システムへ電力を転送するために用いることができる。これによって、イースタ（Ｅａｓｔｅｒ）、テキサス（Ｔｅｘａｓ）、メキシカン（Ｍｅｘｉｃａｎ）及びカネディアン（Ｃａｎａｄｉａｎ）地域電力配送配電線網間のＤＣリンクの利用を互いに乗り入れることが可能である。
【００１９】
もう１つの用途として、ゲートウェイ制御装置は地域ＡＣ電力配送配電線網の低調波による不安定を低減するために電力潮流を制御することができる。
ＡＣ／ＡＣ変換器のもう１つの用途は、ＡＣ電源の周波数を異なる出力周波数へ変換することである。この特徴には、数多くの用途があり、その１つは可変速モータ駆動装置の用途である。ＡＣ／ＡＣ変換器は、ある特定の範囲において、そのモータに合わせて電圧、周波数、位相、有効電力、及び無効電力をダイナミックに連続的に制御することができる。ＡＣ／ＡＣ変換器は双方向電力潮流に対して制御できるため、モータはまた全四象限動作用のダイナミックブレーキ動作に対して制御することができる。
【００２０】
更に、もう１つの用途においては、単相変圧器を充電あるいは放電サイクルのいずれかに挿入した状態で、ＲＣＴＡは、出力電圧調整、周波数変更、位相制御機能を有する電子変圧器とすることができる。この入力及び出力はＤＣあるいはＡＣのいずれでもよい。
【００２１】
単相変圧器は、広い範囲で既述のＡＣ／ＡＣ電力変換器よりも大きい入力対出力電圧比変化を提供することができる。単相変圧器は、入力電圧の昇圧又は降圧に用いることができる。更に、単相変圧器は入力と出力間の電気的に完全な絶縁を得るために用いることができる。単相変圧器は電子変換器の高周波数部に配置されるために、磁気コアの寸法を低減することができる。
【００２２】
更に、通常のＡＣ変圧器は、常に負荷率とは独立に起動され、低負荷や平均負荷時、効率が大幅に低下する。本発明においては、変圧器のコアは処理電力が要求された時にのみ起動されるため、効率は相対的に一定である。
【００２３】
変圧器は、入力スイッチと電荷蓄積装置の間に挿入して充電回路の一部にすることができ、あるいは、電荷蓄積装置と出力スイッチの間に挿入して放電回路の一部にすることができる。
【００２４】
単相変圧器を挿入すると、ＲＣＴＡを被制御電子変圧器として利用することができる。設備用のＡＣ電源の電圧を降圧する必要がある場合、電子変圧器は電圧変換、出力電圧調整、及びＶＡＲ中性化を実行するのみならず、電子回路のブレーカとして振舞い、機械的なスイッチギアの必要性を無くする。
【００２５】
電子変圧器のもう１つの用途は、ＡＣ電源とＡＣ電力配送配電線網間のインターフェイスである。電力は発電機電圧から伝送電圧に昇圧することができる。発電機はＡＣ電力配送配電線網の電力周波数で動作する必要はないことから、柔軟性が飛躍的に大きくなる。例えば、電源はタービン、風力発電機、水力発電機であってもよい。発電機が強制的に一定の周波数で動作しない場合、風力及び水力発電機両者の場合、電力の非常に大きい割合が損なわれることは良く知られている。
【００２６】
電子変圧器の更に他の具体例は、ＤＣ工業プロセス用のＡＣ／ＤＣ降圧構造や直接ＤＣ配電に合わせた、発電機出力のＡＣ／ＤＣ昇圧構造である。
ＤＳＣＩ技術をＡＣ／ＤＣ電力整流に用いて、電力処理量を完全に調整して、最小限のＤＣ出力電圧リップルの充分に制御された出力を生成することができる。電荷蓄積装置のエネルギはＤＣ出力端子へ共振放電される。
【００２７】
好適な実施例において、三相ＡＣ電源はＲＣＴＡの入力端子に印加され、正、負、又は両極性のＣＤ出力が出力される。標準のブリッジ整流技術とは異なり、変圧器絶縁は接地システムには不要である。更に、幾つかの整流モジュールを全個別電力処理量制御と並列に動作させてもよい。
【００２８】
ＡＣ／ＤＣ整流器の特徴は、出力極性は、広いＤＣ電圧範囲において、ほぼ瞬時の極性反転で動作することができる。ＡＣ入力電圧に依存して出力電圧が最大値に制限される標準の整流プロセスとは異なり、本発明の場合、出力は大幅にブーストでき、能動及び受動構成要素の選択によってのみ制限される。ブースト機能の意味するところは、数多くの動作の場合、標準電圧を用いて変圧器を無くし、またＡＣ電源の垂下が非常に大きい場合でも一定の出力を維持することもできるということである。この垂下は１サイクル程度であったり、あるいはそれより長い期間にまたがったりする。
【００２９】
数モードの電圧調整が可能であり、例えば、これに限定はされないが、以下のものが挙げられる。
ａ．選択した時間間隔当りの充電及び放電サイクル数を増やすか減らすことによるパルス密度変調。
ｂ．電荷蓄積装置の放電サイクルの一部として通常制御される電荷蓄積装置の残留電圧調整。
ｃ．充電サイクルにおける電荷蓄積装置の充電エネルギの制御。
ｄ．放電サイクルにおける電荷蓄積装置の放電エネルギの制御。
【００３０】
全調整オプションの重要な特徴は、調整の大半が開スイッチを必要とせず、“ソフトスイッチング”動作の範疇に入ることである。
【００３１】
ＲＣＴＡはまたＡＣ／ＤＣ動作を反転することによって、ＣＤ／ＡＣ反転器に用いることができる。ＤＣ／ＡＣ反転器は、ＡＣ／ＤＣ変換器の場合で上述した利点を全て有している。
【００３２】
ＤＣ／ＡＣ反転器は、ＡＣ電源を、制御された電圧振幅、一定のあるいは可変周波数、及び選択された位相角で合成することができる。あるいは、エネルギはＤＣ電源から、ＡＣ電源によって決定された周波数と位相を有するＡＣ端子へ転送することができる。ＤＣ／ＡＣ反転器は、注入された電流が電圧と同相の状態で、有効電力を同時に出力するのみならず、その電流がＡＣ電圧波形に先行又は遅れた状態で、無効電力を同時に生成することができる。
【００３３】
二重モードのＡＣ／ＤＣ整流とＤＣ／ＡＣ反転を利用する１つの用途は、バッテリへのエネルギ蓄積である。エネルギは、電力配送配電線網においてＡＣ電力が利用可能な間、そのＡＣ入力から抽出でき、また蓄積されたエネルギは電力が必要な時ＡＣ電力配送配電線網へ返すことができる。
【００３４】
もう１つの用途は、可変速モータでの用途である。ＤＣ／ＡＣ動作によって、そのモータの有効及び無効電力需要の両者を供給することができる。ＡＣ／ＤＣ動作は、反転器がＤＣ電源へ有効電力を出力している状態で、制御されたダイナミックブレーキングの間に適用可能である。
【００３５】
ＲＣＴＡは、３つ以上の電力端子を電荷蓄積装置に接続し、多重ポート反転器を形成するために用いることができる。これらのポートは、双方向電力潮流を有するように全て構成してもよく、これらのポートは、ＡＣ又はＤＣを組み合わせ、電荷又はエネルギをこれらのポートのいずれかから他のいずれかのポートへ転送してもよい。変圧器をそのような多重ポート反転器に組み込んでもよい。これによって、電圧レベルの異なる電力端子の接続ができるようになる。多重ポート反転器には数多くの実用的な用途がある。２つの入力ＡＣ電力バスを、冗長電源を設けるために用いてもよい。あるいは、同じような３つのポートの構成を、無停電電源を形成するために電荷蓄積装置と組み合わせることができる。
【００３６】
ＲＣＴＡは、静的ボルト・アンペア無効電力（ＶＡＲ）制御装置、高調波補正器、電圧調整器、あるいはフリッカ制御装置として利用することができる。
本発明の他の特徴及び利点は、一部は以下の説明と添付の図面に記載し、また一部は添付の図面と共に記載された以下の詳細な説明を検討して、当業者には明らかになり、あるいは本発明を実施することによって理解されるものである。本発明の利点は、特に添付の請求項に指摘された手段とその組み合わせによって実現到達されるものである。
【００３７】
好適な実施例の説明
Ｉ．ＡＣ／ＡＣ電力変換器
ａ．回路
図１は、周波数変換器と双方向電力潮流機能を有するＡＣ／ＡＣ電力変換器５として用いられるＲＣＴＡの一実施形態の概略回路図を示す。まずＡＣ／ＡＣ電力変換器について述べるが、これはＲＣＴＡの基本構造と動作及びＲＳＤＩ方法を例示するものである。ＲＣＴＡとＤＳＣＩ方法にはいくつか実施形態があるが、その各基本構造と動作は同じであるか又は類似している。
【００３８】
ＡＣ／ＡＣ電力変換器は、変圧器を使用せずＡＣ配送配電線網に直接接続できる。これによって、変圧器損失と変圧器に必要な費用、容積、重量が省かれる。明らかなように、専用の装置が設計され又組み立てられて、異なる入力電圧が必要である場合、変圧器を用いることができる。
【００３９】
ＡＣ／ＡＣ電力変換器５は、三相ＡＣ電源を受けるための三相入力端子１１、三相低域通過入力フィルタ１０、入力スイッチ部２０、入力誘導部２２、電荷蓄積装置２５、出力誘導部２６、出力スイッチ部３０、三相低域通過出力フィルタ４０、及び出力電圧を供給するための三相出力端子１２から構成される。
【００４０】
入力フィルタ１０によって、電流リップルは無視できる値になる。更に高周波のフィルタ処理によって、フィルタのコンデンサ値とインダクタ値の両者が低減される。入力フィルタ１０は、“Ｌ−Ｃ”すなわち“デルタ”結線において、インダクタＬｆｉ１、Ｌｆｉ２、Ｌｆｉ３と、コンデンサＣｆｉ３／１、Ｃｆｉ２／１、Ｃｆｉ２／３から構成される。 また、“Ｙ”結線を用いることもできる。約２０００Ｈｚの切替周波数によって、約６００Ｈｚのカットオフ周波数が低域通過入力フィルタ用に選択される。
【００４１】
入力スイッチ部２０は、三相電源の全位相からの電荷蓄積装置２５の充電を制御する。入力スイッチ部２０は、６つの入力スイッチ（Ｓｉ１ｐ、Ｓｉ１ｎ、Ｓｉ２ｐ、Ｓｉ２ｎ、Ｓｉ３ｐ、Ｓｉ３ｎ）と、各入力位相用で逆極性の２つのスイッチから構成される。入力スイッチは、従来のサイリスタでもよい。
【００４２】
入力誘導部２２は、電荷蓄積装置２５で構成される共振充電回路の一部である。入力誘導部２２は、２つの結合インダクタＬａ１とＬａ２を含む。Ｌａ１は、３つの正入力スイッチ（Ｓｉ１ｐ、Ｓｉ２ｐ、Ｓｉ３ｐ）と電荷蓄積装置２５の間に直列に結合され、Ｌａ２は、３つの負入力スイッチ（Ｓｉ１ｎ、Ｓｉ２ｎ、Ｓｉ３ｎ）と電荷蓄積装置２５の間に直列に結合されている。充電インダクタは１つだけ用いることもできるが、対称的に、２つを示す。
【００４３】
電荷蓄積装置２５は、入力位相からの電荷を蓄積し、また蓄積された電荷を出力端子１２へ放電する。この実施形態において、電荷蓄積装置２５は、インダクタＬａ１とＬａ２と直列に結合されるコンデンサＣｏを含む。
【００４４】
出力誘導部２６は、電荷蓄積装置２５によって構成される共振放電回路の一部である。出力誘導部２６は、２つの結合インダクタＬｂ１とＬｂ２を含む。放電インダクタは１つだけ用いることもできるが、対称的に、２つを示す。
【００４５】
出力スイッチ部３０は、コンデンサＣｏの放電を制御する。出力スイッチ部２０は、６つの出力スイッチ（Ｓｏ１ｐ、Ｓｏ１ｎ、Ｓｏ２ｐ、Ｓｏ２ｎ、Ｓｏ３ｐ、Ｓｏ３ｎ）と、各出力位相用の２つの逆極性スイッチから構成される。出力スイッチは、従来のサイリスタでもよい。
【００４６】
Ｌｂ１は、電荷蓄積装置２５と３つの正出力スイッチ（Ｓｏ１ｐ、Ｓｏ２ｐ、Ｓｏ３ｐ）の間に直列に結合され、またＬａ２は、電荷蓄積装置２５と３つの負出力スイッチ（Ｓｏ１ｎ、Ｓｏ２ｎ、Ｓｏ３ｎ）の間に直列に結合される。
【００４７】
出力フィルタ４０は、全てのリップルを平滑にし、ほぼ高調波の無い、三相ＡＣ出力を生成する。出力フィルタ４０は、“Ｃ−Ｌ−Ｃ”すなわち “Ｐｉ”結線において結合されるインダクタＬｆｏ１、Ｌｆｏ２、Ｌｆｏ３と、コンデンサＣｆａ３／１、Ｃｆａ２／１、Ｃｆａ２／３、Ｃｆｂ３／１、Ｄｆｂ２／１、Ｃｆｂ２／３から構成される。“Ｐｉ”入力フィルタ構成を選ぶ場合、その回路は完全な対称形になる。
【００４８】
ｂ．ＤＳＣＩ動作
ＤＳＣＩ動作と自己整流機能の基となる原理を検証するために、入出力の力率が１である動作に対する数学的理論について以下に述べる。
入出力位相電圧を以下のように定義する。
【００４９】
【数１】

また、
【００５０】
【数２】

ここで、Ｖ_o はピーク入力位相電圧、ω_i はＡＣ電源の周波数、Ｖ_i1、Ｖ_i2、Ｖ_i3は、入力位相１、２、３それぞれの入力位相電圧、Ｖ_ouはピーク位相出力電圧、ω_ouは出力電圧の周波数、そしてＶ_o1、Ｖ_o2、Ｖ_o3はそれぞれ出力位相１、２、３の出力位相電圧である。
【００５１】
瞬時入力位相電圧は｜Ｖ_ii｜≧｜Ｖ_ij｜≧｜Ｖ_ik｜の順であるとし、３つの入力位相間電圧の内２つは、Ｖ_s ＝｜Ｖ_ii−Ｖ_ij｜及びＶ_b ＝｜Ｖ_ii−Ｖ_ik｜として定義され、ここでｉ、ｊ、ｋは位相１、２、３とすることができる。
【００５２】
コンデンサＣｏを充電し、又サイリスタの自己整流を行うには、ｔ´＝ｔ´₀ において、最高及び最低絶対値位相電圧に対応するサイリスタ、すなわち入力位相“ｉ”と“ｋ”のトリガがかけられる。このようにして、インダクタＬａ１とＬａ２が直列の状態で、差動電圧Ｖ_b がコンデンサＣｏの両端に印加される。中間絶対値位相電圧、すなわち入力位相“ｊ”に対応付けられたサイリスタのトリガがかけられるまで、Ｖ_b は印加される。
【００５３】
ｔ´₀ ＜ｔ´＜ｔ´₁ である場合、充電電流とコンデンサ電圧は以下の通りである（数学的な便宜上、ｔ´₀ をゼロとする）。
【００５４】
【数３】

ここで、
【００５５】
【数４】

である。
ｔ´＝ｔ´₁ において、コンデンサ２５の両端にＶ_o の差動電圧を接続するために、位相“ｊ”のサイリスタのトリガがかけられる。更に“ｋ”位相に対応付けられたサイリスタの反対側の終端にＶ_ijを印加することによって、“ｋ”位相サイリスタの自己整流が止まる。
【００５６】
ｔ´＝ｔ´₂ において、コンデンサＣｏが差動電圧Ｖ_C （ｔ´₂ ）まで完全に充電される場合、充電電流はゼロになり、充電プロセスが完了する。ｔ´₁ ＞ｔ´＞ｔ´₂ 間の電圧と電流は、数式（５）と（６）によって与えられる。
【００５７】
【数５】

【数６】

ここで、
【００５８】
【数７】

【００５９】
【数８】

【００６０】
【数９】

【００６１】
【数１０】

位相“ｋ”と“ｊ”から引き出される電荷は次の式によって与えられる。
【００６２】
【数１１】

入力から高調波の無い電力を引き出す場合、各入力位相から引き出される電荷の比率が、入力位相電流の絶対値の比率に等しくなければならない。Ｑ_i ＝−（Ｑ_j ＋Ｑ_k ）であるために、ｔ´₁ は、２つの位相“ｊ”と“ｋ”から引き出される電荷の比率が、入力位相“ｊ”と“ｋ”の電流の絶対値と同じ比率であるように選択される。次に、補正電荷もまた、入力位相“ｉ”から引き出される。
【００６３】
入力の力率が１である場合、電流比率は入力位相電圧比率と同じである。次に、以下の通りとなる。
【００６４】
【数１２】

数式（１２）を解くと、時間ｔ´₁ に対する各入力位相角（ω_i ｔ）に対して固有値が１つ導かれる。ｔ´₁ の値を計算して、表中に記憶し、入力位相角に従って然るべき時間にサイリスタにトリガをかける制御装置によって読み出される。
【００６５】
出力の力率が１である場合、放電動作は上述の充電動作の反対となる。すなわち、２つの最高絶対値出力電圧に対応する出力サイリスタがまずトリガをかけられ、次に、最低絶対値出力電圧に対応するサイリスタのトリガがかけられ、出力位相に注入される電荷の比率が、出力位相電流の比率に等しくなる。
【００６６】
ｃ．ＤＣＳＩの動作例
１．力率１の場合の動作
次に、上述の充電サイクル動作について、図１に示すＡＣ／ＡＣ電力変換器を用いた具体例を参照して述べる。本例においては、電力が力率１で消費され、従って、入力位相電圧比率は、入力位相電流比率に等しい。理解を簡単にするために、入力位相電流ではなく、入力位相電圧を用いて切替について述べる。
【００６７】
入力位相角に８０度（電気的な角度）を選択する。４８０ボルト（Ｖ）、６０ヘルツ（Ｈｚ）、三相ＡＣ入力の場合、位相電圧は、Ｖ_i1＝３８６Ｖ、Ｖ_i2＝−２５２Ｖ、及びＶ_i3＝−１３４Ｖである（数式１ａ乃至１ｃを参照）。
【００６８】
充電プロセスは、ｔ´＝ｔ´₀ において、Ｓｉ１ｐ（最高絶対値位相電圧に対応するサイリスタ）とＳｉ３ｎ（最低絶対値位相電圧に対応するサイリスタ）にトリガをかけることによって開始する。従って、位相間の電圧Ｖ_b ＝５２０Ｖが、インダクタＬａ１とＬａ２の入力両端に印加される。コンデンサＣｏの初期電圧は０Ｖであり（数式３ｂを参照）、図２に示すように、コンデンサを流れる充電電流Ｉｃｉはサイン波で始まる（数式３ａを参照）。入力位相１の電流Ｉ１ｉは、充電電流Ｉｃｉと同じであり、入力位相３の電流Ｉ３ｉは、充電サイクルの第１部分の場合、Ｉ１ｉと反対である。
【００６９】
ｔ´＝ｔ´₁ において、サイリスタＳｉ２ｎ（中間絶対位相電圧に対応するサイリスタ）のトリガがかけられる。入力位相２の電圧−２５２Ｖは、Ｓｉ３ｎに帰還バイアスをかけて、オフの場合は自己整流を行う。これによって、入力位相３からの充電プロセスは終了する。
【００７０】
充電サイクルの第２部分の場合、差動入力電圧は、Ｖ_C ＝６３８Ｖである。インダクタを流れる充電電流ＩｃｉとコンデンサＶｃ両端の電圧は瞬時に変化できないために、ＩｃｉとＶｃは、サイリスタＳｉ２ｎのトリガがかけられた時変化しない。電荷移動は継続され、コンデンサＣｏが最大電圧に達し、またコンデンサを流れる充電電流がゼロになった時終了する。導通状態のサイリスタＳｉ１ｐとＳｉ２ｎは、この時点で自己整流がオフになる。
【００７１】
数式（１２）を用いて、Ｃｏ＝２００μＦ及びＬａ１＋Ｌａ２＝５０μＨとすると、サイリスタＳｉ２ｎは、ｔ´₁ ＝１３６μ秒においてトリガがかかり、ｔ´₂ ＝３３４μ秒においてオフ状態になる。図２に示すように、正入力位相１から引き出される電流は、２つの負入力位相３と２の和であり、逆極性である。トリガがかかる時間ｔ´₁ は、相２と３から引き出される電荷の比率が、相２と３の入力位相電圧に正比例するように選択された。またこれによって、入力から引き出されるエネルギが入力電圧の２乗に比例するようになる。
【００７２】
次に、放電動作について述べる。本例においては、出力電力の力率は１であり、従って、出力位相電圧比率は、出力位相電流比率に等しい。理解を簡単にするために、出力位相電流ではなく、出力位相電圧を用いて、切替について述べる。
【００７３】
ｆ_ou及びＶ_ouと定義される出力周波数及び電圧振幅を用いて、出力電圧の必要条件を決定できる。例えば、出力位相角に１７０度（電気的角度）を用いると、３つの出力位相電圧の必要条件は、Ｖo₁＝６８Ｖ、Ｖ_o2＝３００Ｖ、及びＶ_o3＝−３６８Ｖである（数式２ａ乃至ｃを参照）。
【００７４】
図２に示すように、放電サイクルは、充電サイクルの後に始まる。２つの最高絶対値位相電圧が最初に放電される。図１において、ｔ´₃ ＝３３５μ秒においてＳｏ２ｐとＳｏ３ｎのトリガがかかる。従って、コンデンサＣｏの全電圧が、出力位相２と３の両端に接続される。
【００７５】
放電電流Ｉｃｏは、サイン波として始まり、サイリスタＳｏ１ｐのトリガがかけられ、最低絶対値位相電圧すなわち位相１にコンデンサＣｏの正端子が接続されると、ｔ´₄ で変化する。出力位相１の電圧は出力位相２の電圧よりも低いために、サイリスタＳｏ２ｐの自己整流がオフになり、放電は出力位相１と３上で継続する。相２と１に注入される電荷の比率は、出力位相２と１の出力位相電圧に正比例する場合、本例において、ｔ´₄ ＝５７９である。
【００７６】
Ｃｏの電圧がｔ₅ でゼロになった時、Ｃｏが逆方向に再充電されないようにフリーホイールスイッチＳｗｏ２９がオンになる。従って、出力インダクタＬｂ１とＬｂ２に蓄積された残留エネルギは、出力位相３と１の両端に印加される。更に出力インダクタを流れる電流がゼロになった時、サイリスタＳｏ１ｐ、Ｓｏ３ｎ、Ｓｗｏは自己整流の状態になり、次の充電サイクルが始まる。
【００７７】
２ 無効電力注入と出力電圧ブースト
上述の例において、必要なエネルギが分散した状態で、平衡状態で、高調波が無く、力率が１である出力を得るために、出力サイリスタＳｏ１ｐのトリガ動作が選択された。ほとんどの負荷は無効電力を引き出し、電力変換器はその分を供給しなければならないために、これは特別な場合であって一般的ではない。更に出力電圧の必要条件は、入力電圧の必要条件よりも大きくい場合があり、その場合、コンデンサＣｏはより高い電圧に充電しなければならない。
【００７８】
無効電力を供給しまた電圧をブーストするための動作については、図３を参照し次の例において述べる。出力位相電圧比率は、無効電力出力の場合、出力位相電流比率と等しくないために、線間電流を用い切替について述べる。
【００７９】
有効電力成分のみが引き出されるために、充電プロセスは、前述の例と同様である。しかしながら、初期残留コンデンサ電圧によって、電圧ブーストが起こる。残留コンデンサ電圧はー１００Ｖであり、ゼロではないために、サイリスタＳｉ２ｎのトリガ動作は、ｔ´₁ ＝１３６μ秒からｔ´₁ ＝１３４μ秒にわずかにシフトする。
【００８０】
数式（２ａ）乃至（２ｃ）によって支配される出力電圧と３０度（電気的角度）（π／６）だけ出力電圧より位相が進んだ出力電流を用いると、出力位相電流の必要条件は以下の通りである。
【００８１】
【数１３】

位相電流は、｜Ｉ_o2｜＞｜Ｉ_o3｜＞｜Ｉ_o1｜の順である。出力位相２は、最高絶対値電流の必要条件を有し、正であるために、サイリスタＳｏ２ｐは放電の全期間中オン状態を維持し、Ｓｏ１ｎとＳｏ３ｎはその放電期間を共有する。
【００８２】
これは、無効電力の必要条件のために、前述の例とは異なる放電切替シーケンスである。前述の例においては、Ｓｏ３ｐは放電の全期間中オン状態を維持し、Ｓｏ１ｎとＳｏ２ｎはその放電期間を共有していた。
【００８３】
もう１つの違いは、コンデンサＣｏが電圧―１００Ｖで始まることである。この制御された残留電圧は、以前の放電の残りであり、入力エネルギをブーストし、そのため、電力量が増加する。
【００８４】
更にもう１つの違いは、Ｃｏの最大電圧が１１９４Ｖから１２９４Ｖに増加することであり、この差は、残留コンデンサ電圧が負開始値によって決まる。このことによって、エネルギ量は約１８％増加することになる。一定の変換器周波数で動作すると、電力量は同じ割合だけ増加する。
【００８５】
無効電力の供給に加えて、出力電圧の必要条件は、１０％増加し位相間出力５２８Ｖｒｍｓになる。従って、電力はより低い電圧配送配電線網から、より高い電圧配送配電線網へ移動することができ、この場合、４８０Ｖから５２８Ｖへ移すことができる。
【００８６】
サイリスタＳｏ２ｐは、ｔ´₃ ＝３６０μ秒でトリガがかけられる。サイリスタＳｏ３ｎは、更に大きい負電圧値を有するために、それもまたｔ´₃ でトリガがかけられる。ｔ´₄ ＝５７８μ秒において、Ｓｏ１ｎのトリガがかけられる。この時間が選択されるのは、出力位相１と３から引き出される電荷の比率が、相１と３の出力電流の比率に等しくなる時間であるためである。出力位相１の電圧（６８Ｖ）は、出力位相３の電圧（−３６８Ｖ）よりも高いために、サイリスタＳｏ３ｎは自己整流がオフ状態になる。
【００８７】
ｔ´₅ ＝７０４μ秒において、コンデンサＣｏはー１００Ｖまで再充電される。これは、次の充電用に選択された残留電圧であるために、フリーホイールスイッチ２９Ｓｗｏのトリガがかけられて、コンデンサ電圧を固定し、コンデンサのそれ以上の再充電を防止する。負残留電圧動作の場合、ＣｏとＳｗｏの間にダイオードを追加して、ＣｏのＳｗｏを介した再充電を防止しなければならない。
【００８８】
更に、スイッチＳｗｏのトリガをかけた場合、放電インダクタＬｂ１とＬｂ２の残留エネルギが出力に移動する。フリーホイール電流は、ｔ´₆ ＝７６０μ秒でゼロになり、サイリスタＳｗｏ、Ｓｏ１ｎ、Ｓｏ２ｎの自己整流がオフ状態になる。これでこの放電サイクルは終了し、前のサイクルと同じ初期条件で、すなわち残留電圧−１００Ｖで次の充電サイクルを開始することができる。
【００８９】
残留電圧の制御には多くの意味が含まれる。残留電圧は、フリーホイールスイッチＳｗｏへのトリガをより早くあるいはより遅くすることによって、小さくしたり大きくしたりすることができる。このことは、サイクル当たりのエネルギ量を増減できることを意味する。
【００９０】
第２に、残留電圧を制御すると、エネルギは、低い電圧電源から高い電圧端子に移動することができる。原理的には、このブーストモード動作によって、電圧をどのようなレベルにでも設定できる。実際、変圧比はサイリスタとコンデンサの定格電圧によって制限される。しかしながら、特定の電圧用に設計された電力変換器は、垂下入力電源で動作させることができ、回路要素に負荷を及ぼすことなく定格の出力電力を生成することができる。電力変換器もまた、正の残留電圧で動作することができる。このことによって、サイクル当たりのエネルギ量が下がり、小さい電力量が必要な間、電力変換器の動作は高調波レベルを制限するのに充分な周波数で行われる。
【００９１】
第３に、有効及び無効出力電力の必要条件は、完全に制御できる。出力電圧の位相角が同じである場合、注入される出力電流は、出力電圧と完全に同相になり、９０度（電気的角度）だけ完全に出力電圧より進むかあるいは遅れるか、又は、その中間のあらゆる角度になる。しかしながら、位相角が大きくなるにつれて、最小残留電圧も高くならなければならない。最後に、位相角の差が完全に９０度になると、実エネルギの移動が無いために、残留電圧は初期電圧と同じになるが、極性は逆になる。
【００９２】
第２のフリーホイールスイッチ２１Ｓｗｏｒを用いて、電力変換器は、双方向電力変換器として動作できる。電力が左から右へ流れる場合、コンデンサＣｏは正に充電される。反対に、電力が右から左へ流れる場合、コンデンサＣｏは負に充電される。
【００９３】
スイッチＳｗｉは、充電動作において、左から右への電力潮流用の入力スイッチを開くために用いられ、一方Ｓｗｉｒは、右から左への電力潮流用として、スイッチを開くために用いられる。
【００９４】
ｄ．一般的な動作
上述の例から、スイッチの自己整流を行なう電荷交換と切替の一般的な方法を創り出すことができる。任意の入力位相角に対する充電サイクルの一般的な方法は、以下の通りである。
【００９５】
１）（ｉ）最高絶対値を有する入力位相電流に対応し、（ii）最高絶対値を有する入力位相電流と同じ極性の、入力サイリスタにトリガをかける。
２）残る２つの入力位相の内、（ｉ）段階１においてトリガをかけられた入力サイリスタとは逆極性で、（ii）（ａ）その逆極性が正の場合には、より小さい正電圧値を有する出力位相に対応して、（ｂ）その逆極性が負の場合には、より小さい負電圧値を有する出力位相に対応して、入力サイリスタにトリガをかける。
【００９６】
３）（ｉ）段階１においてトリガをかけられた入力サイリスタとは逆極性で、（ii）残る２つの入力位相から引き出される電荷の比率が、残る２つの入力位相の入力電流比率に等しくなる時間において、残る２つの入力位相の内、もう１つの入力サイリスタにトリガをかける。
【００９７】
任意の出力位相角に対する放電サイクルの一般的な方法は、以下の通りである。
１）（ｉ）最高絶対値を有する出力位相電流に対応して、（ii）最高絶対値を有する出力位相電流と同じ極性の、出力サイリスタにトリガをかける。
【００９８】
２）残る２つの出力位相の内、（ｉ）段階１においてトリガをかけられた出力サイリスタとは逆極性で、（ii）（ａ）その逆極性が正の場合には、より大きい正電圧値を有する出力位相に対応して、（ｂ）その逆極性が負の場合には、より大きい負電圧値を有する出力位相に対応して、出力サイリスタにトリガをかける。
【００９９】
３）（ｉ）段階１においてトリガをかけられた出力サイリスタとは逆極性で、（ii）残る２つの出力位相に注入された電荷の比率が、残る２つの出力位相の出力電流比率に等しくなる時間において、残る２つの出力位相の内、もう１つの出力サイリスタにトリガをかける。
４）コンデンサ電圧が所定の残留電圧に達した場合、フリーホイールスイッチにトリガをかける。
【０１００】
II．ＡＣ／ＤＣ整流器
ＲＣＴＡは、ＡＣ／ＤＣ整流器として利用することができる。図１における出力は、出力位相の内、２つの出力位相の電圧と電流が互いに同等であるが、逆極性となるように制御することができる。
【０１０１】
例えば、出力位相角が６０度（電気的角度）の場合、出力位相電圧は、Ｖ_o1＝＋０．８７Ｖ_ou、Ｖ_o2＝０．０Ｖ、及びＶ_o3＝−０．８７Ｖ_ouである（数式２参照）。正電荷が第１出力位相に注入され、第２出力位相には電荷が注入されず、負電荷が第３出力位相に注入されるために、この出力位相角で継続する動作によって、ＤＣ出力が生成される。第２位相にはエネルギや電荷が注入されないために、無視することができ、２端子構成でその出力が行われる。次に、出力位相１と出力位相３の間の電圧は一定電圧で維持することができ、従って、ＤＣ電源を表す。
【０１０２】
入力と出力の間には電気的な接続が無いために、正端子と負端子のいずれかを接地することによって、正及び負ＤＣ電源を有することができる。２つの端子のいずれも接地しないと、ＤＣ電源は常に変動する。
【０１０３】
ＤＣ放電プロセスは、ＡＣ放電プロセスの一部であり、上述の例の場合、放電サイクルの開始時サイリスタＳｏ１ｐとＳｏ３ｎにトリガをかける段階を含む。コンデンサＣｏが所定の残留電圧に達すると直ちに、フリーホイールスイッチＳｗｏは、ＡＣ出力動作に対するようにトリガがかけられる。このことによって、コンデンサＣｏの再充電と、また出力位相１と３への出力充電インダクタＬｂ１とＬｂ２に蓄積される残留エネルギの移動が停止する。出力電流がゼロになると、３つのサイリスタＳｏｐ１、Ｓｏｎ３、Ｓｗｏ全ての帰還バイアスが始まり、自己整流がオフ状態になる。
【０１０４】
残りのスイッチＳｏ１ｎ、Ｓｏ２ｐ、Ｓｏ２ｎ、Ｓｏ３ｐは使用されないため、図１の回路から取り去ることができる。双方向動作の場合、２つのサイリスタＳｏ１ｎ、Ｓｏ３ｐが必要となる。
【０１０５】
代表的な最大ＤＣ出力電圧は、ブーストモード動作無しでＡＣ入力電圧の二乗平均（ＲＭＳ）の約６０％である。ブーストモード動作において、出力電圧は、残留電圧制御で上昇する。更に出力位相は、１放電サイクルから次のサイクルに１８０度（電気的角度）変えることができ、ＤＣ極性は完全に反転することができる。
【０１０６】
この高調波の無い整流器の力率は１である。電力が誘導発電機から引き出される場合、その充電サイクルは、無効電力を引き出すように制御され、必要な励起電流を提供する、すなわち、電源に対して力率を改善することができる。
【０１０７】
III．ＤＣ／ＡＣ反転器
逆方向にＡＣ／ＤＣ整流器を動作すると、ＡＣ側にブーストモード機能と無効電力制御の両方を有するＤＣ／ＡＣ反転器となる。
ＤＣ充電プロセスは、ＡＣ充電プロセス動作の一部である。ＡＣ入力位相角を６０度（電気的角度）と仮定すると、位相電圧は、Ｖ_i1＝＋０．８７Ｖ_o 、Ｖ_i2＝０．０、及びＶ_i3＝−０．８７Ｖ_o である（数式１参照）。力率が１である場合、位相２から引き出される電荷は無く、入力電圧Ｖ_o は１．７３Ｖ_o である。充電プロセスは、入力サイリスタＳ_i1p とＳ_i3n にｔ´＝０でトリガをかけることによって始まる。充電プロセスは、Ｖ_b を値１．７３Ｖ_o に置き換えて、数式３ａと３ｂに基づいて進行する。充電プロセスは、充電電流がｔ´₂ ＝π／ωｏでゼロになるまで継続される。数式３ｂによれば、最大コンデンサ電圧は、入力位相１と３間の入力電圧の２倍となる。
【０１０８】
３相ＡＣ電力電源を、同一入力電圧１．７３Ｖ_o を有するＤＣ電源Ｖ_DCに置き換えると、同じ充電条件を得ることができる。正ＤＣ端子はＳｉ１ｐの入力に、また負端子はＳｉ３ｎに結合される。
【０１０９】
充電プロセスにおいて他のサイリスタが使用されないために、残りの４つの入力サイリスタを取り去ることができる。しかしながら、双方向動作の場合、サイリスタＳ_i1n とＳ_i3p が必要となる。
【０１１０】
IV．ＤＣ／ＤＣ変換器
図１の回路はまた、ＤＣ／ＤＣ変換器として用いることができる。ＤＣ充電プロセスは、ＤＣ／ＡＣ整流器の充電プロセスと同じであり、又ＤＣ放電プロセスは、ＡＣ／ＤＣ整流器の放電プロセスと同じである。
【０１１１】
図４は、双方向機能を有するＤＣ／ＤＣ変換器の基本構成を示す。ＤＣ電源は、ＤＣ入力端子５０に印加され、その端子は、入力フィルタ５２を介して入力スイッチ部５４に結合される。充電インダクタＬａ１とＬａ２、コンデンサ２５、出力インダクタＬｂ１とＬｂ２、及びフリーホイールスイッチ２１と２９はそのままである。出力スイッチ部５６と出力フィルタ５７は、入力スイッチ部５４と入力フィルタ５２と同じである。
【０１１２】
一方向の電力潮流だけが必要な場合、サイリスタＳｉ１ｎ、Ｓｉ２ｐ、Ｓｗｏｒ、Ｓｏ１ｎ、Ｓｏ２ｐは、無くすことができる。更に、入出力用の負端子を同じ電位にできる場合、構成要素の全追加分と回路の下部を無くすことによって、回路を大幅に簡素化できる。
【０１１３】
２つのスイッチによる順方向の電圧降下が、最小限に規制されたＤＣ／ＤＣ機能の主な損失である。その動作には、スイッチを開く必要が無く、サイリスタは、“ソフトスイッチング”動作と自己整流に用いることができる。
【０１１４】
同じ制御規則は、ＡＣ／ＡＣ変換器制御の場合のように、このＤＣ／ＤＣ変換器にも当てはまる。電力は反転器周波数と残留電圧両者によって制御することができる。残留電圧で動作すると、電力は、低い電圧ＤＣ電源から高いＤＣ出力へ移動することができる。入力又は出力充電インダクタのいずれかを単相変圧器と置き換えると、後の項で述べるように、大きい電圧上昇又は電圧下降を伴うＤＣ電力移動が可能となる。電圧比率は、変圧器の巻数比と反転器の追加調整機能によって決定される。
【０１１５】
Ｖ．多重ポート変換器
図１の電力変換器において、１つの入力部（入力フィルタ１０と入力スイッチ２０）と１つの出力部（出力スイッチ３０と出力フィルタ４０）は、電荷蓄積装置２５に結合される。２つのフリーホイールスイッチ２１、２９を用いて、入出力部両者を、入力あるいは出力として用いることができる。これらスイッチの機能は、あるサイクルから次のサイクルへと切替えてもよい。
【０１１６】
電荷蓄積装置２５、フリーホイールスイッチ２１、２９、入力誘導部２２、及び出力誘導部２８は、中央部３３を構成する。インダクタの数は、コンデンサＣｏに直列に単一インダクタを配置して、４つから１つに減らして、共振充電と放電期間を同じにしてもよい。
【０１１７】
中央部３３へ３箇所以上接続することによって、入力、出力、あるいは双方向部を追加してもよい。図５は、３つの同じ入力／出力スイッチ部２０と入力／出力フィルタ１０を介して中央部３３に接続される３つのＡＣ端子６２、６４、６６から構成される多重ポート変換器を示す。更に、２つのＤＣ端子５０、５９は、ＤＣ電源とＤＣ負荷を接続する場合、入力／出力フィルタ５２、５７、及び入力／出力スイッチ部５４、５６を介して中央部３３と結合することができる。
【０１１８】
この構成によって、複数の電源と負荷を用いることができる。電力は、複数の電源から、時間インターリーブ方式で引き出すことができる。すなわち電力は、ある電源から次の電源へゆっくりと、あるいは、ある充電サイクルから次のサイクルに移すことができる。多重ポート変換器は、ＤＣとＡＣの両電源及び負荷を用いて動作できるために、多重ポート変換器によって、動作上の柔軟性が最大になる。
【０１１９】
VI．同時入出力電荷交換による電力変換器
図６は、同時差動及び順次電荷交換プロセスを利用した電力変換器の概略回路を示す。この回路は、ＡＣ／ＡＣ電力変換器として構成されるが、この回路はＡＣ／ＤＣ整流、ＤＣ／ＡＣ変換、及び直接ＤＣ／ＤＣ変換用にも同様に構成することができる。
【０１２０】
この回路の動作が図１の回路の動作と異なる点は、エネルギが、まず入力からコンデンサに移動する代わりに入力から出力に直接移動し、また、順次動作においては、コンデンサから出力に移る点である。
【０１２１】
図１の回路との関連において述べたように、電流の向きが時計方向（ＣＷ）の場合、この回路は、同じ入力スイッチ（Ｓｉ１ｐｕ、Ｓｉ２ｐｕ、Ｓｉ３ｐｕ、Ｓｉ１ｎｌ、Ｓｉ２ｎｌ、Ｓｉ３ｎｌ）、出力スイッチ（Ｓｏ１ｐｕ、Ｓｏ２ｐｕ、Ｓｏ３ｐｕ、Ｓｏ１ｎｌ、Ｓｏ２ｎｌ、Ｓｏ３ｎｌ）、及びスイッチ動作を用いる。しかしながら、第２組の入力スイッチ（Ｓｉ１ｎｕ、Ｓｉ２ｎｕ、Ｓｉ３ｎｕ、Ｓｉ１ｐｌ、Ｓｉ２ｐｌ、Ｓｉ３ｐｌ）と出力スイッチ（Ｓｏ１ｎｕ、Ｓｏ２ｎｕ、Ｓｏ３ｎｕ、Ｓｏ１ｐｌ、Ｓｏ２ｐｌ、Ｓｏ３ｐｌ）によって、反時計方向（ＣＣＷ）の電流の向きを制御できる。
【０１２２】
ＣＷ動作において、正位相は、サイリスタＳｉ１ｐｕ、Ｓｉ２ｐｕ、Ｓｉ３ｐｕの内１つを用いて、上部の中間入力端子Ｐｉｕに切替えられ、一方、上部の中間出力端子Ｐｏｕは、サイリスタＳｏ１ｐｕ、Ｓｏ２ｐｕ、Ｓｏ３ｐｕの内１つを用いて、出力位相の１つに切替られる。回路を完全に接続すると、下部の中間出力端子Ｐｏｌは、戻りサイリスタＳｏ１ｎｌ、Ｓｏ２ｎｌ、Ｓｏ３ｎｌの内１つを介して、別の出力位相に接続され、一方、サイリスタＳｉ１ｎｌ、Ｓｉ２ｎｌ、Ｓｉ３ｎｌの内１つは、下部中間入力端子Ｐｉｌへの１入力位相の内、第２の入力位相に接続される。これによって、直列共振回路を構成する直列コンデンサＣｓｕとインダクタＬｂ１を介した回路が完成する。第２コンデンサＣｓｌと第２インダクタＬｂ２はオプションであるが、対称回路を構成するために追加し、また用途によっては、絶縁を追加できる等の他の利点がある。
【０１２３】
第１の２つの入力サイリスタと、第１の２つの出力サイリスタの選択は、それぞれの充電及び放電動作に対する図１の回路の選択と同じである。
２つのコンデンサＣｓｕとＣｓｌの極性が図示された状態で、時計方向の電流によって、２つの接続入力位相からのエネルギの抽出が行われ、２つの接続出力位相にそのエネルギが直接蓄積される。入力位相の１つから引き出される電流が充分な場合、第３入力位相が、選択された入力スイッチによって接続され、充電プロセスが継続される。
【０１２４】
同様に、所望の電荷が出力位相の１つに注入された場合、第３出力位相が接続され、充電プロセスが継続される。第３入力スイッチの切替は、第３出力スイッチの切替の前あるいは後で行うことができるが、この切替えは入出力位相角に依存している。時計方向の充電プロセスが継続されるにつれて、図示されたコンデンサの極性は反転し、電荷移動が停止する。電荷移動は初期コンデンサ電圧の関数であり、次に、サイクル当たりの電荷とエネルギ移動は、電圧振幅を用いて制御できる。
【０１２５】
出力電圧が入力電圧よりも低い場合、基本的な理論とモデル化によって、最終コンデンサ電圧振幅が大きくなると予測される。この電圧上昇を制御するために、フリーホイールスイッチＳｏｆｗｃにトリガがかけられ、それ以上の再充電を停止し、残りのインダクタエネルギを出力に移す。電流がゼロになると直ちに、残る３つのスイッチは自己整流をオフ状態にする。入力スイッチは、Ｓｏｆｗｃにトリガがかけられるとオフ状態になる。
【０１２６】
出力電圧が入力電圧よりも高い場合、最終コンデンサ電圧は、プロセスが完了できる場合、低くなる。引き続き動作を行うためにコンデンサの電圧振幅を同一に維持するために、インダクタ電流がゼロになる前に、ブーストスイッチＳｉｑｃｃにトリガがかけられる。これによって、更なる出力放電は終結するが、適時トリガがかけられる場合、所望の値までコンデンサの充電が行われる。スイッチＳｏｆｗｃ、Ｓｉｑｃｃによって、コンデンサ電圧を制御することができ、それによって電力潮流も制御できる。
【０１２７】
電流が停止して、コンデンサの極性が反転した状態で、ＣＣＷ動作は、上部の中間入力端子Ｐｉｕ用のＳｉ１ｎｕ、Ｓｉ２ｎｕ、又はＳｉ３ｎｕ、上部の中間出力端子Ｐｏｕ用のＳｏ１ｎｕ、Ｓｏ２ｎｕ、又はＳｏ３ｎｕ、下部の中間出力端子Ｐｏｌ用のＳｏ１ｐｌ、Ｓｏ２ｐｌ、又はＳｏ３ｐｌ、及び下部の中間入力端子Ｐｉｌ用のＳｉ１ｐｌ、Ｓｉ２ｐｌ、又はＳｉｏ３ｎｕ、の選択されたスイッチの１つにトリガをかけることによって開始する。２つのサイリスタＳｏｆｗｃｃ、Ｓｉｑｃｃは、反時計方向動作においてフリーホイールと電圧制御を行う。
【０１２８】
図２で述べたものと同じ条件である場合、入力位相角８０度及び出力位相角１７０度（電気的角度）で、４８０ＶのＡＣ電源に対する瞬時入出力電圧は、Ｖ_i1＝３８６Ｖ、Ｖ_i2＝−２５２Ｖ、Ｖ_i3＝−１３４Ｖ、Ｖ_ou1 ＝６８Ｖ、Ｖ_ou2 ＝３００Ｖ、及びＶ_ou3 ＝−３６８Ｖである。前述のものと同じ方法を用いて、スイッチＳｉ１ｐｕ、Ｓｉ３ｎｌ、Ｓｏ２ｐｕ、Ｓｏ３ｎｌは、ＣＷシーケンスを開始するためにトリガがかけられる。電流は、正入力位相１から正出力位相２に流れ、負出力位相３から負入力位相３に戻る。
【０１２９】
コンデンサとインダクタによって同じ共振期間が定義された状態で、サイリスタＳｉ２ｎｌは、約１３６μ秒でトリガがかけられ、サイリスタＳｉ３ｎｌがオフ状態になる。約３００μ秒で放電状態となり、正出力サイリスタＳｏ１ｎｐのトリガがかかり、サイリスタＳｏ２ｐｕがオフ状態になる。
【０１３０】
これらの位相角において入力電圧が出力電圧よりも高い（｜Ｖ_i1｜＞｜Ｖ_ou3 ｜）ために、フリーホイールスイッチＳｏｆｗｃのトリガがかけられて２つのコンデンサの再充電が停止する。この時点で、入力サイリスタはオフ状態になる。約３３４μ秒でエネルギ移動期間になり、出力電流がゼロになり、残りのスイッチはオフ状態になる。これでＣＷ動作が終了する。
【０１３１】
ＣＣＷ動作では、入力からのエネルギ抽出量と出力へのエネルギ送出量が同一であり、また各位相接続に対して逆極性のサイリスタが用いられる。このプロセスにおいて、電流はＣＣＷであり、コンデンサ極性はその最初の状態に充電される。
【０１３２】
周期性の動作によって、ほぼ１００％の負荷周期の電力伝達が可能となる。動作周波数とコンデンサ電圧両者によって、電力量を制御する。電圧を広い範囲にわたり制御できるために、サイクル当たりの量は、能動及び受動構成要素の電圧と電流限界によってのみ制限される。電力は、コンデンサ電圧を選択することによって全体的に制御できることから、この回路によって、電力量に依存しない高い反転器周波数の動作が可能になる。これには、要求される電力量が小さい場合、入出力両者でリップル周波数を低い状態に維持するという利点がある。このようにリップル周波数が低いことによって、出力電力をゼロに維持することができ、システムは、無効電力の必要量のみを伝達することによって、出力フィルタにおいて要求電圧を維持する。
【０１３３】
この回路を、後述する図７の動的ＶＡＲ補償器（ＤＶＣ）回路と比較すると、この回路は、出力サイリスタを用いず、ＤＶＣとして動作してもよい。明らかに拡張された点は、システムが、電力量のみならず、無効入力電力の制御も完全に行うことができることである。
【０１３４】
VII．高調波補償器
図２に示す充電動作の下で、ＡＣ／ＡＣ電力変換器は、出力位相電圧と同相の正弦波電流を出力する。図３に示す充電動作の下で、電荷移動は、出力電流のある成分が、出力電圧（有効電力）と同相であり、また出力電流の第２の成分が、出力電圧（無効電力）と位相がずれるように行われる。
【０１３５】
電流成分は、ＡＣ出力位相電圧との関係で変更できる。一般的に、現代のマイクロプロセッサとプログラム可能論理デバイスの制御下で、あらゆる反復性出力電流波形は、ＡＣ／ＡＣ電力変換器の復元分解能の範囲内で構成できる。
【０１３６】
構成できる最も一般的な電流波形は、第１出力位相電流に対するフーリエ級数によって与えられる。
【０１３７】
【数１４】

他の２つの位相は、同じ電流の数式によって定義されるが、それぞれ１２０度、１４０度（電気的角度）シフトされる。全ての三相電流の組によって、出力位相のあらゆる点（ω_ouｔ）において、３つの出力位相全てに要求される電荷伝達量が供給される。
【０１３８】
従って、ＡＣ／ＡＣ電力変換器は、Ｂ₁ がゼロの状態で有効電力を伝達するように構成でき、またＡ₁ がゼロの状態でＶＡＲ補償器として構成できる。
ＲＣＴＡは、高調波補償器として構成でき、システムの他の負荷によって発生するラインの高調波を無効にする。そのような高調波補償器を構成する方法は幾つかある。例えば、高調波補償器は、電源に接続される入力端子あるいは他の何らかのエネルギ蓄積装置、及び補正が必要な高調波を有するＡＣ電力システムと結合された出力端子を有することができる。高調波補正システムによって、ＡＣサイクル中に、実高調波エネルギ変動量が供給される。更に、高調波電流は、入力電力と同時に引き出すことができる。
【０１３９】
VIII．ＶＡＲ補償器
ＲＣＴＡもまた、動的ＶＡＲ補償器（ＤＶＣ）として利用できる。ＤＶＣは、無効電力要求量の変化に応じる機能を有するＶＡＲ補償器、あるいはＡＣサイクルの一部分におけるＶＡＲである。ＤＶＣは、ＡＣ電源の１０分の一サイクルより小さい時間で、全先行から全遅延まで、無効電力の流れを切替ることができる。この速さによって、フリッカ制御、電圧調整、及び標準的なＶＡＲ補償を行うためのＶＡＲ補償器としてＤＶＣを用いることができる。
【０１４０】
ＤＶＣは、ＡＣライン周波数よりもかなり高い内部周波数で動作する。小さい低周波カットオフフィルタと組み合わせて、ＤＶＣによって引き出される電流は、高調波が無く、ＩＥＥＥ５１９−１９９２とＩＥＣ５５５−２の両者に完全に準拠している。
【０１４１】
回路動作は、“ソフトスイッチング”とサイリスタの自己整流を行うが、スイッチを開く必要は無く、必要なｄＩ／ｄｔは比較的小さい。高電圧・大電力の性能を有する標準的ＳＣＲが使用できるために、必要なｄＩ／ｄｔが小さいということは重要である。そのような装置は既に存在しており、高ＤＣ電圧送電や他の用途用に電力会社において１９７０年以来使用されている。高電圧・大電力サイリスタを利用できることによって、工業用途のみならず、マルチメガワットの高電圧を実用用途にとっても、ＤＶＣトポロジの使用が可能となる。
【０１４２】
更に、これまでＳＣＲは、最廉価のパワーエレクトロニクスデバイスであり、伝導損失も最も少なく、メガボルト動作用のスイッチを構成するために簡単に直列に設置することができる。そのようなスイッチ組立品のトリガは、直接トリガや光ファイバによるトリガに対しても完璧に開発されている。
【０１４３】
また残りの構成要素は、標準仕様品であり、更に技術的な発展の必要は無い。
ＤＶＣは、上述のＡＣ／ＡＣ電力変換器と同じ共振ＤＳＣＩの原理で動作する。ＡＣ／ＡＣ電力変換器の場合、第１の電荷交換は、電源から引き出されたエネルギによるコンデンサＣｏの充電動作であった。第２の電荷交換の場合、コンデンサの電荷は、出力端子に放電された。ＤＶＣ動作もまた、２つの同様の電荷交換を有するが、定常状態の条件下では、実エネルギが、コンデンサＣｏとＡＣ電力端子の間を移動することはない。実効的な効果は、３つのＡＣライン間のエネルギ変化である。
【０１４４】
図７は、動的ＶＡＲ補償器の概略回路図を示す。この回路にはいくつか変更があるが、基本動作は、同じあるいは類似している。
ＤＶＣは、変圧器を用いることなく、ＡＣ配送配電線網７０に直接接続できる。このことによって、変圧器損失と、絶縁変圧器の費用、容積、重量が省かれる。変圧器は、異なる入力電圧が必要な場合、用いることができる。
【０１４５】
内部動作周波数は、性能の最適化と、構成要素及び動作費用の最小限化に基づき選択する。動作周波数が２４００Ｈｚ付近の状態で、約６００Ｈｚのカットオフ周波数を低域通過入力フィルタ７２用に選択して、電流リップルはほとんど無視できる値になる。高い周波数をフィルタ処理することによって、フィルタコンデンサ値とインダクタ値の両者が低減される。フィルタ構成要素は、ＣｆｉコンデンサとＬｆｉインダクタから成る。フィルタコンデンサは、“デルタ” 結線で構成されるが、“Ｙ”結線を用いることもできる。
【０１４６】
中央部構成要素はコンデンサＣｏ７４である。一般的に、このコンデンサは、充電サイクルの開始時、残留電圧まで充電される。電荷交換部は２つあり、コンデンサの両側に示してある。“ａ”電荷交換部７６は左側に、又“ｂ”電荷交換部７８は右側にある。これら２つの電荷交換部は、コンデンサＣｏの電圧極性を交互に反転させ、その過程で、３つのＡＣ位相７０から無効電流を引き出す。
【０１４７】
“ａ”電荷交換は、コンデンサＣｏ両端に負残留電圧が印加された状態で始まる。充電動作は、入力スイッチ８２の第１スイッチ及び第２スイッチにトリガをかけ、コンデンサＣｏ両端に、ＡＣ電源の第１位相及び第２位相を接続することによって開始する。電荷転送期間は、インダクタＬａの値によって決まる（Ｃｏは、他に検討によって決めたように固定する）。“ａ”電気交換部インダクタＬａは、２つのインダクタＬａ１ ８４とＬｂ２ ９６として示す。“ｂ”電気交換部インダクタＬｂは、２つのインダクタ、すなわちＬｂ１ ８７とＬｂ２ ８８として示す。４つのインダクタは全て、コンデンサＣｏと直列な１つのインダクタと置き換えることができる。
【０１４８】
電荷転送は、正弦波の半分で始まる。“ａ”電荷交換の途中で、第２位相の所望の電荷が転送され、その後第３位相用のサイリスタにトリガがかかる。充電シーケンスの選択は、第３位相サイリスタの起動によって、第２位相サイリスタに帰還バイアスがかけられて、自己整流がオフ状態になるように行われる。電荷転送は継続し、コンデンサを流れる電流がゼロになると終了する。この時点で、２つの導通状態のサイリスタは、自己整流がオフ状態になり、充電サイクルを完了する。
【０１４９】
“ｂ”電荷交換は、充電サイクルの後に始まる。“ｂ”電荷交換部は、“ａ”電荷交換部７６のように、ＡＣ配送配電線網と、同じ電荷交換を行うように構成される。“ｂ”電荷交換部７８回路が“ａ”電荷交換部７６と異なる点は、そのコンデンサＣｏ８０との接続が“ａ”電荷交換部７６のそれに対して反転されているということである。このように接続が反転されているために、コンデンサＣｏ電圧は、完全に極性が反転する。従って、コンデンサＣｏのエネルギは変わらないことから、実電力が消費されたり又配送配電線網に移ったりすることはない。
【０１５０】
図８は、図７に示す動的ＶＡＲ補償器動作の２サイクル分の典型的な電荷交換波形のグラフを示す。その構成要素は、総電荷交換周波数４０００Ｈｚ用に選択され、“ａ”及び“ｂ”電荷交換両方に対して毎秒２０００サイクルを実行する。この動作は、Ｃｏ＝１００μＦとＬａ＋Ｌｂ＝４０μＦで得られる。選択されたＡＣ電圧は４８０Ｖであり、図８に示す交換波形は、入力位相角４０度（電気的角度）の場合である。図７に示すフリーホイールスイッチＳｗａ、Ｓｗｂはその動作には必要ない。にもかかわらず、スイッチは、コンデンサＣｏに並列（Ｓｗａ１とＳｗｂ１）又はＣｏと直列（Ｓｗａ２とＳｗｂ２）となっており、制御の自由度を高める。
【０１５１】
入力電圧と無効電流は、以下の数式によって定義される。
Ｖ₁ ＝Ｖ₀ ｓｉｎ（ωｔ）＝２５２Ｖ
Ｉr₁＝Ｉ_r0ｃｏｓ（ωｔ）＝３９．７Ａ
Ｖ₂ ＝Ｖ₀ ｓｉｎ（ωｔ−２π／３）＝−３８６Ｖ
Ｉ_r2＝Ｉ_r0ｃｏｓ（ωｔ−２π／３）＝５９．６Ａ
Ｖ₃ ＝Ｖ₀ ｓｉｎ（ωｔ＋２π／３）＝１３４Ｖ
Ｉ_r3＝Ｉ_r0ｃｏｓ（ωｔ＋２π／３）＝−９９．３Ａ
【０１５２】
コンデンサＣｏの残留電圧を−１２００Ｖと仮定すると、先の動作から、あるいは入力波形での事前充電によって、電荷交換は以下の通り行われる。
一般化された充電方法を用いて、入力サイリスタＳａ２ｐ、Ｓａ３ｎは、ｔ´＝０でトリガをかけられ、コンデンサＣｏの両端に位相電圧Ｖ₂ 、Ｖ₃ を接続する。図８に示すように、インダクタＬａ１、Ｌａ２の電流Ｉｃが形成され、位相２から電荷を引き出し、同じ電荷を位相３に注入する。
【０１５３】
充電サイクルの途中で、ｔ´₁ において、サイリスタＳａ１ｐのトリガがかかる。Ｖ₁ はＶ₂ よりも正であるために、サイリスタＳａ２ｐは帰還バイアスをかけられ、自己整流がオフ状態になる。電荷交換は、位相１と位相３で継続される。ｔ´₂ ＝２４４μ秒において、電流はゼロに減衰し、２つの導通状態のサイリスタ、すなわちＳａ１ｐ、Ｓａ３ｎは、帰還バイアスをかけられ、オフ状態になる。
【０１５４】
ｔ´₁ でのトリガによって、３つの位相の無効電流、すなわちＩ_r1、Ｉ_r2、Ｉ_r3の振幅が決まる。ｔ´₁ ＝１３４μ秒でのトリガによって、無効電流の必要量に比例する電荷移動が起こり、コンデンサ電圧が、逆極性ではあるが初期残留電圧と等しくなる。
【０１５５】
Ｓａ１ｐの早期のトリガによって、コンデンサがより高電圧まで充電され、無効電力に加えて、有効電力も引き出されるものがある。ＤＶＣ周波数を変更する必要なく、構成要素の損失を補償するために、また無効電力潮流を増加するという目的のために、このコンデンサ電圧の増加は望ましい。一方、トリガが遅れると、コンデンサエネルギの一部がＡＣ電力システムに移動する。実際のシステムの場合、時間ｔ´₁ は、リアルタイムで計算してもよいし、あるいは予め計算して参照表に記憶してもよい。記憶された値は、入力位相角とコンデンサ電圧の関数である。
【０１５６】
“ｂ”電荷交換部の場合、同一の一般的な充電方法が用いられる。“ｂ”電荷交換は、サイリスタＳｂ２ｐ、Ｓｂ３ｎにトリガをかけ、ｔ´₃ ＝２５０μ秒で始まる。これによって、適切な極性で位相２と位相３の両端にコンデンサＣｏを再接続される。“ｂ”動作との相違は、コンデンサを流れる電流が逆極性であることだけである。図８に示すように、“ｂ”放電交換中の位相への電流量は、“ａ” 電荷交換中、引き出される電流量と同じであり、ＡＣ電源から移動する実エネルギは無い。
【０１５７】
放電サイクルの開始から１３４μ秒、すなわちｔ´₄ ＝３８４μ秒において、サイリスタＳｂ１ｐのトリガがかけられ、Ｓｂ２ｐは強制的にオフ状態になり、Ｓｂ３ｎはオン状態のままである。放電プロセスは、電流がゼロに減衰し、Ｓｂ１ｐとＳｐ３ｎがオフ状態になり、コンデンサが元の電圧状態になった時、約ｔ´₅ ＝４９４μ秒まで継続する。
【０１５８】
電荷転送が連続する場合、ライン電圧及び電流必要量は周期的に変化する。従って、トリガをかけるシーケンスとタイミングは、電流の位相角に基づいて決定しなければならない。平均無効電流量とは、電荷転送間の時間間隔中に供給される電荷である。次に、無効電流は動作の周波数によって制御できる。更に、無効電流もまた、コンデンサＣｏの残留電圧の関数である。原理的に、この電圧はどのような値にでも増やすことが可能であり、サイリスタとコンデンサＣｏの電圧と電流定格によってのみ制限される。一般的に、ＶＡＲの必要量はライン電圧が垂下するに従って増加するために、これが主な利点となる。単純なコンデンサバンクを用いると、ＶＡＲ電流は電圧垂下と比例し、一方ＤＶＣでは、無効電流はライン電圧と独立で増加させることができる。
【０１５９】
効率の観点から言えば、無効電流は、位相当たり１組のサイリスタだけを流れる。このことによって、簡素化と高信頼性がもたらされるのみならず、損失を最小限に抑えられる。
【０１６０】
IX．電子ＡＣ変圧器
ａ．ＡＣ／ＡＣ動作
図１に示すＡＣ／ＡＣ電力変換器によって、電圧、周波数、出力位相の要求条件を満たす出力電圧波形を提供できる。出力周波数が入力周波数と同じ場合、ＡＣ／ＡＣ電力変換器は、調整型ＡＣ電源として用いることができる。
【０１６１】
可変速ＡＣモータ等、いくつかの応用例の場合、出力周波数と出力電圧を変化させることが望ましい。ＡＣ／ＡＣ電力変換器は、低い電圧端子から高い電圧端子にエネルギを移すことができるが、その電圧の“変圧”には制限がある。標準的なＡＣ変圧器は、ＡＣ入力又はＡＣ出力に接続して、電圧変圧を伴う調整又は制御型ＡＣ出力を生み出すことができる。しかしながら、そのようなシステムにはなお、閉回路中の３相ＡＣ変圧器が大きいという不利な点がある。
【０１６２】
図９は、周波数制御を電圧変圧と組み合わせる電子変圧器の概略回路図を示す。この図は、斜線の数が位相又は端子の数を表わす単線図として描かれている。電子変圧器は、図１に示すＡＣ／ＡＣ電力変換器と同じ原理で動作する。主な違いは、単相変圧器が出力インダクタと置き換わることである。
【０１６３】
ＡＣ電源は、入力端子１０２に印加され、その入力端子は、入力フィルタ１０４と入力スイッチ部１０６を介してコンデンサＣｏ２５に結合される。入力インダクタ１０８、１１０の値によって、充電時間が決定される（Ｃｏは、他の検討によって決まったまま固定される）。
【０１６４】
入力部充電動作は、図１に示すＡＣ／ＡＣ電力変換器の動作と同じである。
放電部は、図１に示すＡＣ／ＡＣ電力変換器の放電部と同様であり、出力フィルタ１１９を介して出力端子１２０に結合される出力スイッチ部１１８を有する。放電インダクタＬｂ１、Ｌｂ２は、変圧器１１７と置き換えられており、インダクタンスを提供する。更に、一次側出力サイリスタＳｄｃｈ１１４が追加されており、これによって充電サイクル中、コンデンサＣｏと変圧器１１７の接続を解除する。
【０１６５】
出力変圧器１１７の一次側対二次側の巻数比は、ＡＣ入力電圧とＡＣ出力電圧間の所望の電圧比率と一致するように選択される。更に、変圧器の一次側から見た漏れインダクタンスは、図１に示すＬｂ１とＬｂ２の出力インダクタ値と一致するように選択される。
【０１６６】
変圧器１１７の並列インダクタンスは、漏れインダクタンスより相当大きくなるように選択できる。従って、並列インダクタンスは、ほとんどの回路動作に対して無視できる。巻線のインダクタンスの和は、実効変圧器漏れインダクタンスであり、又Ｃｏと共に、放電期間を規定する。
【０１６７】
コンデンサエネルギは、ＡＣ／ＡＣ電力変換器と同様の方法で、ＡＣ出力位相に放電される。
一般的な方法放電を用いて、サイリスタＳｄｃｈ１１４は、最高出力電圧要求値と２番目に高い出力電圧要求値を有する位相の、正サイリスタＳｏｐと負サイリスタＳｏｎと同時にトリガがかけられる（出力力率を１と仮定する）。このことによって、コンデンサＣｏは、出力フィルタ１１９と変圧器１１７を介して出力位相と結合される。充分なエネルギが、２番目に高い出力電圧要求値を有する出力位相に移動する場合、最低の出力電圧要求値を有するサイリスタにトリガがかける。このことによって、２番目に高い出力用のサイリスタはオフ状態になり、充電は、最高及び最低出力要求値を有するラインに対して継続される。
【０１６８】
コンデンサＣｏの再充電を防ぐために、あるいはコンデンサＣｏの残留電圧を選択するために、フリーホイールサイリスタＳｗｏｐ１１６のトリガをかけることができる。このトリガによって、漏れインダクタンス中のエネルギが出力に移る。電流がゼロになると、整流動作中のサイリスタはオフ状態になり、その放電サイクルが完了する。
【０１６９】
電圧変圧は、降圧、昇圧、あるいは絶縁が可能である。その動作によって、周波数変化、位相変化、あるいはその両方が可能となる。その出力を制御して、入力が有効電力のみを引き出すように好適に限定された状態で、有効及び無効電力の制御が可能である。従って、電子変圧器は、電圧調整器とＶＡＲ補償器の役割を同時に果たすことができる。更にこの変圧器は、出力が平衡状態にない場合であっても、平衡状態の入力を引き出すことができる。単相変圧器は高い周波数で動作するために、その断面は、標準的な５０又は６０Ｈｚ変圧器の断面と比較して大幅に低減できる。磁束が各放電サイクルに対して反転されれば、変圧器の効率がより高くなる場合がある。いくつかの取り組み方が利用可能である。例えば、６つの出力サイリスタを追加した２つの入力部によって、ほぼ完全な変圧器負荷周期を生み出す。
【０１７０】
この種の変圧器には、他の利点がいくつか追加されている。この変圧器によって、重量と容積を大幅に低減し、従来の電力変圧器が提供できない動作上の利点が付加される。連続的に磁化電流を引き出す通常の変圧器とは異なり、この変圧器は電力転送中にのみ磁化される。このことが意味することは、サイリスタと変圧器の損失が、常に瞬時処理量のほんのわずかな量であることである。ほとんどの実用化されている変圧器はピーク負荷率の３０％未満の平均負荷率を有することから、電子変圧器は、その電圧調整によって電力品質を向上させ負荷からＶＡＲを制圧するのみならず、多くの用途の場合、より高い効率を提供する。
【０１７１】
ｂ．ＡＣ／ＤＣ動作とＤＣ／ＡＣ動作
図９の電子変圧器構成によって、ＡＣ出力を復元できる。上記のＡＣ／ＤＣ整流器で述べたように、正電圧はある出力位相上で、負電圧はもう１つの位相上で復元されて、出力にＤＣ電源を提供できる。
【０１７２】
ＡＣ／ＤＣ整流器を用いて可能なように、変圧器の二次側のある出力スイッチを省くことができる。更に、出力切替えはサイリスタＳｄｃｈによって変圧器の一次側で実行されるために、２つの出力スイッチをダイオードで置き換えることができる。変圧器二次側出力の電圧が、二重入力モジュール動作で反転される場合、出力の半波整流が完全な単相ブリッジ整流構成と置き換わる。
【０１７３】
ＤＣ／ＡＣ動作の場合、入力回路に対する修正は、前の段落において述べた通りである。このことによって、ＤＣ電源の利用、ＡＣ波形の復元、あるいはＡＣ電源への電力注入が可能となる。
【０１７４】
変圧器によって、入力と出力の間でかなり高い電位差を生じさせることができる。昇圧率又は降圧率は、単相変圧器の巻数比によって選択可能である。
本回路の次の拡張は、ＤＣ入力電圧からＤＣ出力電圧への広い範囲にわたる直接ＤＣ／ＤＣ変換を実行することである。
更に、変圧器を利用することによって、上述した全変換プロセスに対する入力と出力の間の完璧な電気的絶縁が可能になる。
【０１７５】
Ｘ．同時入力及び出力電荷交換用電子変圧器
図９に示す電子変圧器は、２つの多重端子ＤＳＣＩ動作を用いており、１つはＣｏを充電するために、続く１つはＣｏを放電するために用いられている。その動作は交互に行われるために、電子変圧器の負荷周期は約５０％である。ほぼ半分の時間が充電に利用され、他の半分が放電に利用される。更に、位相当たりの電荷は、平均して２．５個のサイリスタを介して移動する。
【０１７６】
図１０は、電子変圧器のもう１つの実施形態を示す。この変圧器は、電力処理量（スループット）を大幅に増大させる。負荷周期はほぼ１００％となり、電力は１つ少ないサイリスタを通過し、更に高い効率を生み出す。
【０１７７】
この改良型変圧器は、充電動作と放電動作を同時に行うという点において、前述の電子変圧器とは異なる。ＡＣ入力端子から引き出された電荷は、ＡＣ出力端子に直接移される。
【０１７８】
この改良型電子変圧器は、図６の“同時入出力電荷交換”電力変換器に基づいており、図９の電子変圧器のように、出力インダクタが単相変圧器で置き換えられている。単相変圧器によって入力と出力の間に完全に電気的絶縁が行われるために、図９に示す改良型電子変圧器には１つのコンデンサが備えられている。単相変圧器は、電圧変圧に必要な巻数比を有するだけでなく、図６におけるＬｂ１とＬｂ２の共振機能と重複する漏れインダクタンスを有するように設計されている。
【０１７９】
図６の回路の場合と同様に、入力及び出力動作は同じサイクルで行われ、これによって、先行するＤＳＣＩ動作を同時に実行する。入力及び出力サイリスタ両者に対するトリガのシーケンスは前述の通りである。
【０１８０】
図１０の単相変圧器は、電圧変圧に必要な巻数比を提供し、またコンデンサＣｓと共に、共振及びエネルギ転送期間を決定する漏れインダクタンスが所望通りに生成されるように選択する。
【０１８１】
２組のサイリスタが入力及び出力端子に各々接続される。先の検証例の如く入力位相角８０度と出力位相角１７０度と、図示したＣｓに対する負極性を用いて、同じ入力サイリスタＳｉ１ｐｕ、Ｓｉ３ｎｌは、２つの出力サイリスタＳｏ２ｐｕ、Ｓｏ３ｎｌと同時に、トリガをかけられてＣＷ動作を開始する。転送期間の途中で、Ｓｉ２ｎｌはトリガをかけられてＳｉ３ｎｌはオフ状態になり、一方、適切な時間にＳｏ１ｎｐのトリガをかけると、出力サイリスタＳｏ２ｐｕがオフ状態になる。ここでもフリーホイールスイッチＳｆｗｃは、Ｃｓの再充電電圧を制御し、単相変圧器の漏れインダクタンスのエネルギを出力に転送できる。
【０１８２】
変圧器の巻数比を適切に選択した状態では、図６に示すスイッチＳｉｑｃｃ、Ｓｉｑｃｃｃの機能を省き、必要な構成要素の数を低減できるが、これは、変圧器の一次側から見た場合、入力電圧が実効出力電圧よりも大きいためである。
【０１８３】
ＣＷエネルギ転送の終了時、コンデンサ極性が反転し、またサイリスタは全てオフ状態になる。その時点で、ＣＣＷ電流は同じ手順に従って流れ始めるが、入力電圧、出力電圧、及び変圧器の磁束は反転している。高い反転器周波数で動作し、また磁束が反転することによって、単相変圧器の大きさと重量が低減する。更に、電力要求量を低減するために、反転器周波数あるいはコンデンサ電圧をより小さくなるように選択してもよい。その結果、磁化損失が変わらない通常の変圧器とは異なり、この変圧器の損失は、電力転送要求量と共に低減される。電子変圧器の全負荷係数範囲において効率がほぼ一定であるということが最終的な結果である。
【０１８４】
ＡＣ／ＤＣ動作の場合、同じ回路を適用することができ、また必要な出力端子は２つだけである。出力位相１の電圧が正で、出力位相３の電圧が負の場合、出力サイリスタとして必要なものは、Ｓｏ１ｐｕ、Ｓｏ１ｐｌ、Ｓｏ３ｎｕ、Ｓｏ３ｎｌのみであり、残る８つの出力サイリスタは取り除くことができる。
【０１８５】
ＤＣ／ＡＣ又はＤＣ／ＤＣ動作の場合と同様に、入力サイリスタとして必要なものは、Ｓｉ１ｐｕ、Ｓｉ１ｐｌ、Ｓｉ３ｎｕ、Ｓｉ３ｎｌだけである。ＣＷサイクルの場合、サイリスタＳｏ１ｐｕ、Ｓｏ３ｎｌはトリガをかけられ、ＣＷサイクルの間はオンのままであり、一方サイリスタＳｏ１ｐｌ、Ｓｏ３ｎｕはＣＣＷの場合に用いられる。これらのサイリスタは、充電及びエネルギ転送サイクル各々の終了時に整流がオフ状態になる。
【０１８６】
以上のことをまとめると、図６の直列コンデンサ共振回路を改良して、図１０の電子変圧回路を創り出すことができる。この回路によって、適切な制御状態で、高調波の無い電流の引き出しと高調波の無い電力の出力が可能になる。ＡＣ電力を用いると、有効電力が制御されるだけでなく、無効電力も同時に引き出されて、選択的に入力電流を進めたり遅らせたりすることができる。単相変圧器の巻数比によって、出力電圧の昇圧や降圧が可能になる。通常のＡＣ変圧器とは異なり、出力はＡＣ入力周波数や位相に制限されず、また出力電圧は制御可能である。更に、入出力はＡＣに限定されず、ＤＣ／ＡＣ、ＡＣ／ＤＣ、並びにＤＣ／ＤＣの直接動作が可能になる。
【０１８７】
XI．交互動作構成における電力変換器
ａ．回路と単方向性動作
ＤＳＣＩ法は、単一コンデンサ電荷蓄積装置、三相入力、あるいは三相出力に限定されない。ＤＳＣＩ動作は、標準的な共振電荷交換構成すなわち各入力端子又は出力端子と対をなすコンデンサで利用できる。標準的な共振電荷交換技術については、例えば、米国特許第５、７６４、５０１号に記載されている。
【０１８８】
図１１は、ＡＣ／ＡＣ電力変換器のもう１つの実施形態を示す概略回路図である。三相電力電源は、低域通過入力フィルタ１５０と結合されており、各位相毎に、直列インダクタＬ_fiと並列コンデンサＣ_fiから構成される。コンデンサは、“Ｙ”あるいは“デルタ”結線のどちらで接続してもよい。出力側では、同様の低域通過出力フィルタ１６８が用いられる。ここで示すものは、Ｃ_fa、Ｌ_f0、Ｃ_fbから成る一般的な“パイ”フィルタである。
【０１８９】
電力変換器動作は、２つの動作サイクルから成る。最初のサイクルは、充電サイクルであり、ＡＣ電源からエネルギを抽出し、コンデンサ１６０（Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３）を充電する。このために、入力スイッチ部１５２の６つの入力サイリスタ（Ｓｉ１ｐ、Ｓｉ２ｐ、Ｓｉ３ｐ、Ｓｉ１ｎ、Ｓｉ２ｎ、Ｓｉ３ｎ）が用いられる。
【０１９０】
入力スイッチ部１５２は、低域通過フィルタ１５０とインダクタＬｉｐ、Ｌｉｎを有する入力誘導部１５８の間に結合されており、ＡＣ電源ラインから引き出される電力を選択する。入力スイッチ部１５２のこれらのサイリスタは、以下、入力スイッチと呼ぶ。
【０１９１】
コンデンサ選択部１５４における第２組の６つのサイリスタ（Ｓｃ１ｐ、Ｓｃ２ｐ、Ｓｃ３ｐ、Ｓｃ１ｎ、Ｓｃ２ｎ、Ｓｃ３ｎ）は、入力誘導部１５８とコンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３を有するコンデンサ部１６０の間に結合される。これらのサイリスタは、以下、コンデンサ選択スイッチと呼ぶ。コンデンサ選択スイッチは、コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３が充電される極性と電圧レベルを決定する。コンデンサ選択部をサイリスタとして示すが、他のスイッチを用いても良い。重要な事として、この回路においてはスイッチを開く必要はないが、スイッチを開くことによって、費用の増大とスイッチ損失という代価を払っていくつかの動作を簡略化してもよい。
【０１９２】
通常のＡＣ／ＡＣ電力変換器の場合、力率１で高調波の無い入力電力を引き出すことが望ましい。従って、瞬時入力電圧の２乗に比例するエネルギが、各入力ラインから抽出される。高い周波数でこのプロセスを繰返すことによって、入力ライン周波数に対抗するように、入力フィルタは、電力潮流を平均化し、正弦波入力電流と入力電力を生成する。
【０１９３】
またスループット電力は、動作周波数を変えることによって調整できる。その手順は、１サイクル又は可能ならばいくつかの充電サイクルの間に、平均電力出力が入力電圧の２乗に比例するようにエネルギ量を抽出することである。エネルギ抽出要求量は、入力位相角ωｔの関数であり、ここでωは入力ライン角周波数である。正弦波出力を復元する場合、動作中の３つのコンデンサを各々、出力位相角ω´ｔによって定義される出力波形に比例する電圧に充電する必要がある。ここでω´は出力角周波数である。数サイクルの範囲で、充電プロセスによって、ゼロ乃至３６０度（電気的角度）の角度で入力からエネルギを抽出し、ゼロ乃至３６０度（電気的角度）の全ての出力位相角を表す電圧と極性までコンデンサを充電しなければならない。このプロセスについては図１１と、図１２に示す電圧及び電流波形と、表１を参照して述べる。
【０１９４】
図示の目的で、瞬時入力角に８０度（電気的角度）が、出力角に１７０度（電気的角度）が選択される。三相４８０ＶのＡＣシステムの場合、入力位相電圧を表１に示す。第１入力ラインは正、一方他の２ラインは負であり、３つの電圧の和はゼロである。３つの電圧の和は、平衡ラインでは常にゼロであり、同じことが電流にも適用される。高調波の無い電力が引き出される。ライン当たりの充電エネルギは、全充電エネルギに対する割合として、列３に示す。しかしながら、低域通過フィルタを用いると、任意に数サイクルの範囲で電流を平均化することができる。
【０１９５】
負荷電圧要求量の例を、瞬時位相角が１７０度（電気的角度）である４８０Ｖ三相システム出力波形の場合として、表１、列４に示す。この例において、第１の２つの出力位相は正であり、第３出力位相は負である。ここでも３つの出力位相の和はゼロである。
【０１９６】
コンデンサに適切に充電し、平衡電力潮流を得る場合、３つのコンデンサにおけるエネルギは、所定の出力電圧の２乗によって互いに関連付けなければならない。この充電エネルギは表１の最後の列に与えられている。一般的に、充電済みコンデンサから出力フィルタに全て放電できるようにする場合、コンデンサの極性は、出力電圧の極性と同じでなければならず、各コンデンサの充電電圧は、３倍以上で且つ対応する出力位相の電圧要求量に比例すべきである。充電電圧が充分高くない場合、全放電が起こらない場合もある。
【０１９７】
以下の動作は、出力位相角が一致した１組の３つのコンデンサに入力端子から充電する場合を示す。トリガをかけて開く必要がないスイッチを用いることができることから、この動作シーケンスを選択する。その回路によって、帰還バイアスをかけられた後にオフ状態になるサイリスタ等の素子の自己整流が可能である。
【０１９８】
位相１が最高絶対値位相電圧を有していることから、一般的な充電方法を用いて、サイリスタＳｉ１ｐにトリガをかける。サイリスタＳｉ３ｎは、サイリスタＳｉ１ｐとは逆極性であり、また負電圧がより小さいために、残る２つの入力位相の内、サイリスタＳｉ３ｎにトリガをかける。このことによって、上部のインダクタＬｉｐ１５６の入力は＋３８５．９Ｖになり、一方、下部の入力インダクタＬｉｎ１５８は−１３４．０Ｖになる。
【０１９９】
【表１】

コンデンサＣ３には最高絶対値電圧が必要であり、また負であるために、サイリスタＳｃ３ｎはトリガをかけられて、コンデンサＣ３を負インダクタＬｉｎに結合する。次にＣ１かＣ２のいずれかは正インダクタＬｉｐに接続できる。充電時間を短くした最高電力動作の場合、より低い出力エネルギを必要とするコンデンサが接続される。本例の場合、Ｓｃ１ｐにトリガがかけられて、コンデンサＣ３と直列にコンデンサＣ１が結合される。
【０２００】
サイリスタスイッチの復帰時間を最大にするために、交互にＳｃ２ｐのトリガをかけることができる。いずれにしろ、サイリスタの自己整流はオフ状態になる。
【０２０１】
第４スイッチＳｃ１ｐを閉じることによって、位相１と３の間に共振ＬＣ回路が結合される。インダクタ値は、ＬｉｐとＬｉｎの和であり、コンデンサは直列に接続されているために、コンデンサ値は、個々のコンデンサ値の半分である。電圧と電流については、以下の数式を用いて時間の関数として記述される。
【０２０２】
【数１５】

【数１６】

コンデンサ充電電圧と充電電流は、正確に計算できる。コンデンサが所望の電圧に達するために要する時間は、逆三角関数を用いて計算できる。
【０２０３】
このスイッチの選択によって、コンデンサＣ１は、出力位相１の電圧要求量の約２倍に充電される。表２に示すように、この電圧は、ｔ₁ ＝６６μ秒で得られ、その時、インダクタ定格は８０μＨ、コンデンサ定格は１００μＦである。
【０２０４】
ｔ₁ において、正コンデンサ選択スイッチＳｃ２ｐにトリガをかける。コンデンサＣ２の充電が開始され、一方、Ｃ３の充電が続く。電力は、同じ２つの入力位相１、３から引き続き抽出される。
【０２０５】
コンデンサＣ２の電圧は、コンデンサＣ１の電圧よりも低いために、スイッチＳｃ１ｐには帰還バイアスがかかり、また、このスイッチがサイリスタ等の単方向スイッチである場合、導通状態がオフになる。従って、トリガをかけてオフにする必要があるスイッチの代わりにシリコン制御整流器（ＳＣＲ）を用いることができる。
【０２０６】
【表２】

図１２は、コンデンサ電圧波形Ｖｃ１、Ｖｃ２、Ｖｃ３、及び充電電流波形Ｉｃｈを示す。放電の最初の部分からの電流と最初の充電部分からのコンデンサＣ３の電圧を初期条件として用いた状態で、充電電流とコンデンサ電圧の計算は同じ数値演算に従う。
【０２０７】
ｔ₂ ＝９３μ秒において、入力位相３から抽出されたエネルギ（充電電流と入力位相３電圧の積の積分）は、所定の値に達し、入力スイッチＳｉ２ｎにトリガをかける。入力位相２電圧は入力位相３電圧よりも更に負であるために、入力スイッチＳｉ３ｎは帰還バイアスをかけられ、ＳＣＲの自己整流がオフ状態になる。ここで、充電電圧は、入力位相１と入力位相２の電圧間の差である。ｔ₂ での新規の初期条件によって、Ｃ２とＣ３に対して残りの電流と充電電圧が決まる。
【０２０８】
ｔ₃ ＝２２２μ秒において、充電電流はゼロになり、４つのスイッチＳｉ１ｐ、Ｓｉ２ｎ、Ｓｃ２ｐ、Ｓｃ３ｎは全て、帰還バイアスをかけられて、自己整流がオフ状態になる。トリガポイントｔ₁ 、ｔ₂ は、充電されるコンデンサのエネルギ比率が、出力電圧比率の２乗に比例するように計算される。
【０２０９】
入力側では、選択されたトリガシーケンスとトリガタイミングｔ₁ 、ｔ₂ は、３つの全ての位相における適切な入力エネルギを定義する。充電エネルギは、所定の入力位相角において、平衡三相ラインの瞬時電力に比例する。入力エネルギの分布は、第３入力充電スイッチ（この例では、ｔ₂ においてＳｉ２ｎ）のトリガ時間によって決定される。コンデンサの適切な電荷分布は、第３コンデンサ選択スイッチ（この例では、ｔ₁ においてＳｃ２ｐ）のタイミングによって決定される。
【０２１０】
同じ手順が、他の入力位相角、ゼロ乃至３６０度（電気的角度）及び他の出力位相角に用いられる。いかなる場合においても、ｔ₀ 、ｔ₁ 、ｔ₂ におけるスイッチのトリガ動作は、入力又は出力位相電圧のいずれかがゼロになる場合を除いて必要である。前述の例においては、分配部の切替えは、入力部の切替え前に行われた。これは、その時間の５０％の間だけ発生するが、一方、他の時間では、入力位相が切替わった後コンデンサも切替わる。トリガ時間ｔ₁ とｔ₂ の計算は、リアルタイムで行うこともできるし、タイミングを、入出力位相角の行列として２次元の参照表に記憶することもできる。
【０２１１】
コンデンサが充電された状態で、出力部１６２の出力スイッチに同時にトリガをかけて、３つのコンデンサを出力位相へ共振させて放電することができる。放電期間は、放電インダクタＬｏ１、Ｌｏ２、Ｌｏ３と共にコンデンサの値によって決まる。当然ながら、正電荷と負電荷の和は等しくなるために、３つのコンデンサを中性点に結合する必要はない。３つのコンデンサの電圧が、出力端子電圧の約２倍の値と同じである場合、コンデンサ電圧がゼロに減衰するのと同時に放電電流はゼロになる。
【０２１２】
この状態が実現されることはめったにないために、フリーホイールスイッチ部１６４の６つのフリーホイールスイッチの内３つにトリガがかけられる。これによって、コンデンサが再充電されず、３つの出力インダクタに蓄積された残りのエネルギを出力位相に転送する。同時に、出力スイッチは、自己整流がオフ状態になり、スイッチが完全に復帰した後、コンデンサの再充電ができる。次の充電及び放電プロセスの場合、入力位相角と出力位相角は両者共、時間増分Δｔに応じて変化する。ここで、Δｔは、連続する充電又は放電イベント間の時間である。
【０２１３】
この充電シーケンスを用いて、入力から抽出されるエネルギは、平衡負荷条件のエネルギに比例する。３つの別々の入力ラインから３つの個別のコンデンサを充電するのとは異なり、総充電エネルギが常に同じである場合、その充電シーケンスによって、ある充電からその次の充電までの全充電エネルギのわずかな差が生じる。充電当たりのエネルギは、以下のように記述できる。
【０２１４】
【数１７】

ここで、
【０２１５】
【数１８】

である。
パラメータΤ（ω、ω´）は、ωとω´両者の関数であり、フィルタ処理しない整流された出力ＤＣ電圧と同様の振幅変動を有する。
【０２１６】
その平均出力電力は、以下の数式によって与えられる。
【０２１７】
【数１９】

ここで、ｆは、平均充電又は放電周波数である。パラメータΤ（ω、ω´）は、入力及び出力位相角の連続関数であり、計算で求めることも、又ｔ₁ 、ｔ₂ 、及び充電シーケンスとして同じ参照表に記憶することもできる。
【０２１８】
放電サイクル間の時間間隔は、以下の数式のように平均電力の関数として与えられる。
【０２１９】
【数２０】

処理電力と出力周波数はある充電サイクルから次のサイクルにかけて変更できることから、その変更はＡＣサイクルの何分の１かで起こる。制限要因は、低域通過入力及び出力フィルタの応答性である。
【０２２０】
充電期間を２２０μ秒、また放電時間を１８０μ秒とすると、変換器は、周波数２５００Ｈｚで動作できる。所定のコンデンサ値の場合、これによって１１５ｋＷの処理電力が生成される。
【０２２１】
入力あるいは復元された出力位相周波数と比較して高い変換器周波数で動作すると、小さい低域通過入／出力フィルタによって、変換器の中間充電プロセスの波形が滑らかになる。図１３は両者共、変換器周波数１８００Ｈｚでの簡単なＬ−Ｃ入力フィルタによる三相電流及び電圧を示す。フィルタの構成要素には、リップル電流がＩＥＥＥ５１９とＩＥＣ５５５−２ガイドラインによって勧告されているものより大幅に小さくなるように、限定された入力電力を引き出せるように選択した。
【０２２２】
図に示すように、通常の動作条件は、入力サイクルの４分の１未満で得られる。電流は、変換器周波数において低いレベルリップルを除き正弦波である。
入力電流は、正弦波であるだけでなく、入力電圧とほぼ同相でもあり、入力の力率がほぼ１となる。入力フィルタ部によってもたらされる位相変位はほんのわずかである。後の項において述べるが、入力電流波形は改良することができ、また、制御するのには若干複雑な動作において、変換器は、制御された有効及び無効電力成分の両者を引き出す。
【０２２３】
低域通過“ｐｉ”フィルタは、出力フィルタとして選択した。そのフィルタは、ＬＣ入力フィルタよりも減衰が大きいが、各位相に対して２つのフィルタコンデンサを必要とする。図１４は、図１３に示す入力条件に対する復元周波数での出力端子電圧を示す。電圧波形と電流波形は、ほぼ同じである。出力位相電圧には、認識可能な高調波が含まれている。モータ等の出力負荷には、回転している発電機によって生成されるかのような滑らかな端子電圧が印加される。現在用いられている標準的なモータは特殊なモータと置き換えて可変速駆動装置と共に稼動する必要は無いために、このことは相対的に重要である。
【０２２４】
ｂ．残留電圧制御による双方向電力潮流
自然界のほとんどの物理的プロセスは、エネルギ損失が無視できる限り、可逆的である。このことは、この種の変換器にもあてはまることである。図１１において、３つのコンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３の充電は、３つの順方向にバイアスされたサイリスタのトリガをかけることによって右側にある位相電圧端子を介して実行できる。インダクタＬｏｘとコンデンサＣｘは、共振回路を形成し、コンデンサをライン端子電圧の２倍に充電する。これは上述の放電サイクルの逆である。使用されない構成要素はフリーホイールスイッチのみである。電力潮流は反対方向であるために、明らかに、この出力位相角の場合、同じ位相角でまた反対動作方向の電力でアイドル状態であった位相角が用いられる。コンデンサは、入力位相のように同じ極性に充電される。この電荷は、左側にあるＡＣ端子の位相角（電気的角度）の電圧を反映する。
【０２２５】
これらのコンデンサを放電するために、逆のプロセスを用いる。図１２と表２において、最も高い正に充電されたコンデンサＣ２を下部のインダクタＬｉｎにＳｃ２ｎのトリガをかけることによって接続し、また負コンデンサＣ３をＳｃ３ｐのトリガをかけることによって上部のインダクタＬｉｐに接続する。同時に、Ｓｉ１ｎとＳｉ２ｐのトリガをかけて、正位相１と負位相２にエネルギを蓄積が、ここで同じ左側位相角は８０度であると仮定する。位相２に蓄積したエネルギがその所定の値に達すると直ちに、Ｓｉ３ｐのトリガをかけて、負位相３を接続し、Ｓｉ２ｐに帰還バイアスをかける。コンデンサＣ２の電圧がゼロになり、第２正コンデンサがスイッチＳｃ１ｎによってつながったすぐ後、放電は継続され、平衡ラインで開始したために、両コンデンサの電圧は同時にゼロになる。２つのインダクタにエネルギを追加した状態で、ＬｉｐとＬｉｎ両端に結合されるスイッチＳｗａのトリガをかける。これによって、２つのインダクタ部が接続され、コンデンサの部分的再充電を防止する。電流がゼロになると、このスイッチの整流がオフ状態になり、次のコンデンサ充電サイクルを開始することができる。
【０２２６】
電力処理量を増加させるために、コンデンサＣ２の電圧が、例えば、その入力位相電圧の３０％の負電圧まで再充電される。更に、スイッチＳｗａのトリガ動作が遅れ、Ｃ１とＣ３のコンデンサ電圧もまた、各入力電圧について同じ割合まで逆充電される。この残留電圧は次の充電サイクルに対する初期電圧となり、また入力充電エネルギを増加させる。既に示したように、この残留電圧を制御することによって、与えられた反転器周波数比で処理電力を調整できるようになる。更に、電力は、より低い電圧三位相システムからより高い三位相システムへ転送してもよい。
【０２２７】
図１５に、同じ入力位相角８０度と出力位相角１７０度の場合の、コンデンサ電圧と充電電流を示す。図１２に示すように、この結果は、同じ位相角において残留電圧の無い条件と比較されるべきものである。そのタイミングは同じであり、入力端子から抽出されるエネルギは、３０％増加する。コンデンサ電圧が高くなると、エネルギはより高い出力端子に転送することができる。反転器の構成要素を選択し、最大周波数を定義すると、電力処理量は最大になる。しかしながら、残留電圧制御を行うことによって、出力のブーストが可能である。ブースト率は、選択された構成要素の電圧及び電流限界によってのみ制限される。
【０２２８】
電圧が入力で５０％垂下した場合、電気的構成要素へのストレスを限定した状態で、ブーストモード動作によって出力電圧及び電力を維持することができる
以上のことをまとめると、フリーホイールスイッチを加えて状態で、反転器はどちらの方向で動作してもよい。残留電圧を制御することによって、低い電圧端子からより高い電圧端子に電力を制御して転送できる。次に、この構成は、フルパワーで動的ブレーキングを提供する可変速モータに用いてもよい。
【０２２９】
ｃ．多重ポート動作
この電力変換器は、３つのコンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３から成る中央部を有する。左に、入／出力ポートが、一部連続プロセスを用いる３つのコンデンサに接続されている。この回路を連続ポート（ＳＰ）と呼ぶ。これは低域通過フィルタ部を含む。全てのコンデンサの充電あるいは放電を優先的に同時に実行することから、右側には並列ポート（ＰＰ）部がある。いくつかのＳＰ又はＰＰポートにコンデンサを接続できる。これによって、いくつかの電源並びに負荷を同じ共通接点に接続できる。電力は、いずれかのＳＰからＰＰへ、あるいはＰＰからＳＰへと選択的に制御し、これを多重ポート反転器となすことができる。入出力が同相でない限り、波形はＰＰにおいてＰＰ電源から復元できない。この制御は、ＵＰＳ等いくつかの実際の用途にとって重要である。
【０２３０】
XII．交互電気的構成
ＡＣ／ＡＣ電力変換器の別の実施形態を図１６に示す。図１１に示すＡＣ／ＡＣ電力変換器の利点は、スイッチ損失を低減することである。
図１１の電力変換器の場合、正電流と負電流の両者は、充電サイクルに対して２つのサイリスタを通過する必要がある。標準的なサイリスタは、順方向電圧降下が１．６Ｖであるために、通常のサイリスタ損失は、４．８Ｖ程度である。これによって、４８０ＶのＡＣ／ＡＣ電力変換器の場合、サイリスタ損失は１．５％になる。電流が２つではなく１つのサイリスタを流れることから、図１６に示す実施形態によって、充電損失は２分の１になる。このように効率を向上させることによって、サイリスタ損失は１．５％から１．０％になる。１００ｋＷ変換器の場合、これらの低減された損失は、５００ワットの電力になる。現在の価格を１０ドル／ワットとすると、２０年以上稼動する装置の場合、５０００ドルを節約することができる。
【０２３１】
図１１の実施形態と図１６の実施形態を比較すると、サイリスタの数が１２個から１８個になることから、費用が上昇することがわかる。しかしながら、サイリスタの数は誤解を招くものである。サイリスタの大きさもまた、サイリスタ表面積の関数である。サイリスタの電力消費が８０ワット／ｃｍ² に制限されることから、この構成の場合には、入力サイリスタ面積の必要値は、１３ｃｍ² から６．５ｃｍ² に減少する。トリガシステムを６つ追加したシステムの費用は増加するが、サイリスタ組立品の大きさは増加せず、装置全体の費用は変わらない。
【０２３２】
損失が低減されることを除いて、図１６の実施形態は、図１１で述べた回路に動作の点で同じである。入力位相角と出力位相角が同じ場合、サイリスタＳ１ｐｌ、Ｓ３ｎ３のトリガをかけて、正入力位相１をコンデンサＣ１に、負入力位相３をコンデンサＣ３に接続することによって、その動作が始まる。ｔ₁ ＝６６μ秒において、コンデンサＣ１は、要求された電圧に充電され、Ｃ２は、サイリスタＳ１ｐ２のトリガをかけることによって正入力位相１に接続される。ｔ₂ ＝９３μ秒において、位相３から要求されたエネルギが抽出される。従って、Ｓ２ｎ３のトリガをかけて、負入力位相２をコンデンサＣ３に結合する。
【０２３３】
図１１の回路と異なるもう１つの点は、インダクタ毎に密接に結合された３つの巻線を有する２つの結合されたインダクタＬｉとＬｉｎを用いることである。充電サイクル中に、下部Ｌｉｎの配線（６）のみが用いられ、一方上部インダクタスイッチ上では、ｔ₁ で配線（１）から配線（２）切替えが行われる。配線入力電圧（２）との配線（１）の結合インダクタンスのために、Ｓ１ｐ１は強制的にオフ状態になる。
【０２３４】
上部又は下部充電インダクタを流れる総電流は、この２つの構成の場合変わらず、またインダクタ重量はほとんど影響を受けない。
この電力変換器の出力に対する変化は、フィルタインダクタと第２フィルタコンデンサを無くすことによって発生した。この出力フィルタ構成は、フィルタとしてモータのインダクタンスを一部利用することによって可変速駆動装置の場合に費用効率が良い。フィルタの一部を無くすことによって、変調深度約１５％の基本反転器周波数で電圧リップルが生じるが、これは、ＰＷＭ反転器の場合よりも振幅が一桁小さく、ｄＶ／ｄｔで数桁小さいために、可変速駆動装置として充分な性能をもたらす。
放電動作は、図１１で述べた動作と同じである。この反転器もまた、反対方向に動作できるが、フリーホイールスイッチを追加する必要がある。
【０２３５】
XIII．有効及び無効電力潮流制御
ａ．序文
前項において述べたように、並列ポート（ＰＰ）部の作用コンデンサへのエネルギは、残留コンデンサ電圧を制御することによって増減が可能である。連続ポート部にも同じことがいえる。並列ポート部は、入力部と出力部両者として動作できることから、並列ポート部の有効及び無効電力潮流制御は、入力及び出力ポートの両者として述べることにする。この理論的な具体例では、回路の自由度のみならず、誘導モータ等の有効負荷に対する有効及び無効電力潮流制御要求値を満たすために必要な専用の技術についても述べる。以下の説明は、並列ポート部が３端子ＡＣ電源に接続されていると仮定して、有効電力潮流制御から始める。しかしながら、ＰＰは双方向であるために、この制御はＳＰ出力部にもまた適用される。
【０２３６】
有効電力潮流制御放電サイクルの後、残留電圧は、三相システムの電圧と同相または１８０度だけ位相がずれている。この位相角のものと異なる残留電圧分布によって、無効電力が引き出される。
【０２３７】
ｂ．初期電圧制御を用いた有効電力潮流制御
数式（２１）によって与えられる第１位相の入力電圧と、数式（２２）によって与えられる入力電流から説明を始める。
【０２３８】
【数２１】

【０２３９】
【数２２】

Ｉ＝Ｉ₀ （１＋γ）とし、ここでＩ₀ は電流振幅、γは残留コンデンサ電圧の高さを表すパラメータである。コンデンサの初期電圧がゼロ電圧の状態で、要求された電流が、数式２３によって与えられる反転器周波数の制御で得られる。
【０２４０】
【数２３】

数式（２２）は以下のようになる。
【０２４１】
【数２４】

値γは、数式（２５）が与える入力電圧によって初期コンデンサ電圧を定義する。このことは全ての入力位相に対して適用される。
【０２４２】
【数２５】

次に、電力処理量は以下の数式によって与えられる。
【０２４３】
【数２６】

数式（２５）と（２６）によれば、電力処理量は、反転器周波数ｆを変えずに、コンデンサの初期電圧を調整することによって制御できる。総処理量が時間と独立である他の２つの位相についても同じことがいえる。重要なことは、出力を広い範囲にわたって変えることが可能なことである。電力動作が増えると、γの値が正になり、電力ブーストが起こり、数式（２５）によって、負残留電圧が要求される。電力動作が減ると、負のγ値が必要になる。これによって、数式（２６）に従って処理電力が低減され、入力電圧として同じ極性の残留電圧が必要になる。γが−１になると、残留電圧は入力電圧と同じになり、電力の流れは起こらない。次に、−１＜γ＜０の範囲の場合、処理電力は、出力高調波を選択値に限定する動作条件によって制限される反転器周波数で調整できる。最大反転器周波数で動作するこの電力範囲の上限側すなわちγ＞０では、電力ブーストモードで動作し、電力出力を増やすことができる。このブーストモードもまた、より低い電圧端子からより高い電圧端子に電力を転送するために用いられる。
【０２４４】
ｃ．複合化有効及び無効電力潮流制御
前項において、バック及びブーストモードは、γ＜０とγ＞０について、それぞれ述べた。γ値をγ＝ｒｃｏｓ（β）と定義する場合、ブーストモード残留電圧条件はβ＝π及びｒ＝Ｖ_i ／Ｖ₀ でγ＝−ｒと定義でき、一方、バックモードはβ＝０でγ＝ｒとして与えられる。
【０２４５】
β値がゼロ及びπであると、無効電力がゼロの状態での有効電力潮流制御になる。値βは初期電圧と入力電圧の間の位相角である。
分布の再構成中に位相角を制御できることから、オプションとして、あらゆる位相角に対して総残留エネルギを再分布構成できる。
【０２４６】
３つのコンデンサの残留電圧は以下のように定義される。
【０２４７】
【数２７】

第１位相の初期電圧は以下のように与えられる。
【０２４８】
【数２８】

次に、コンデンサと入力端子間の電荷交換は以下の式によって与えられる。
【０２４９】
【数２９】

第２項に反転器周波数ｆを掛けると、以下の平均ライン電流が得られる。
【０２５０】
【数３０】

第１電流項は、入力電圧と同相であり、また残留電圧比率ｒと位相角β両者の関数であることがわかる。第２項は、入力電圧と位相がずれており、無効電流を表し、残留電圧と比例している。位相角ゼロとπにおいて、無効電力はゼロであるため、ブーストモードとバックモード動作がそれぞれ得られる。
【０２５１】
電流に電圧を掛け、３つの全ての項を足すと、以下の有効電力潮流が得られる。
【０２５２】
【数３１】

これによって、β＝０のバックモードの電力潮流とβ＝πのブーストモードの電力潮流になる。
【０２５３】
数式３０と３１から、有効電流も得られ、有効電力項は以下の場合ゼロになる。
【０２５４】
【数３２】

第２電流項はゼロではないことから、無効電力のみが引き出され、また３つの全コンデンサの総エネルギは不変である。これによって、静的ＶＡＲ補償器の動作が生じる。
【０２５５】
位相毎の無効電力項は、以下の数式によって与えられる。
【０２５６】
【数３３】

更に、この制御と性能は、高調波を生成することなく得られる。図１７に、ゼロから２．０までのｒの範囲の関数としての有効電力潮流を示す。負電力潮流は、電力の反転を意味する。それによって双方向電力潮流制御が可能になる。位相角がゼロの場合、電力は、ゼロから１の残留電圧比率で完全に制御できることがわかる。残留電圧比率ｒが大きくなるにつれて、電力潮流は逆方向となる。位相角１８０度において、理論的に、出力はあらゆる値にブーストできる。
【０２５７】
図１８は、無効電力量を位相角の関数として示す。残留エネルギが同じ場合、再分布角βを選択することによって、無効電力制御を全先行から全遅延まで切替えることができる。疑問点は、無効電力を制御することがなぜ重要かということである。その重要な理由の１つは、瞬時電力出力を要求する場合がある発電機又はフライホイールモータ等の回転誘導装置では、電圧を上昇し、フルパワーに達するには長い時間がかかるということである。しかしながら、電力の引き出しが多いことを見越してこの装置に無効電力を注入すると、フル出力電力は瞬時に引き出すことができる。無効電力がその装置の巻線に流れていない場合、オプションとして、バッテリ等の別の電源からの電力を用いて、数サイクルで無効電力を上げ、それによって、誘導発電機から高速増加する有効出力電力を得ることができる。
【０２５８】
位相角と残留／初期電圧比ｒの両者は、有効及び無効電力に対する制御因子であるために、有効電力は、図１９において無効電力の関数としてプロットした。そこからわかるように、ｒ及びβ値を適切に選択して、あらゆる有効及び無効電力量を同時に制御してもよい。ｒ＝０における点（０、１）は通常モードの動作を表し、ここで電力処理量は反転器周波数で制御される。真直ぐ上方への移動は、β＝πでのブーストモード動作を表す。下方への移動は、β＝０でのバックモード動作を表す。ｘ軸に沿って移動すると、無効電力量制御のみの状態を得る。これは、数式３３の解に対応している。図１９は、発電機又はその他あらゆる多重端子システムのいずれかから引き出される所望の入力電力に対する入力電力量制御が与えられる。パラメータｒと位相角βは、内部反転器コンデンサ上の電圧及び位相構成に対応している。これによって、負荷によって要求される所望の処理電力を連続制御し、また発電機から無効電力を同時に引き出して最適な動作条件を得ることができる。電力発電所のオペレータは、発電機の励起電圧を発電機位相角と整合するように設定し、また配送配電線網の無効電力需要量を供給する選択権を有する。誘導発電機の場合はそうではなく、誘導発電機は調整不可能なため、最適な性能を得るために負荷を誘導発電機に整合させることが望ましい。このモードの動作において、変換器の入力端もまた、制御可能なＶＡＲ発電機として動作する。
【０２５９】
ＡＣ／ＡＣ電力変換器又はＤＣ／ＡＣ反転器の出力端は、ＡＣ／ＡＣ電力変換器の入力あるいはＡＣ／ＤＣ変換器の入力と同じように動作する。同じ動力学があてはまるが、正電力転送を簡単にするために、コンデンサ電圧は出力ライン電圧よりも高くなければならない。ｒを初期コンデンサ電圧と等しくし、出力ライン電圧に対して正規化すると、同様のグラフが得られる。また出力位相角とコンデンサ分布角間の角度になるように角度αを定義すると、有効及び無効電力転送グラフを生成できる。図２０は、Ｒの様々な初期値に対する有効及び無効電力転送のグラフを示す。有効電力量が正であるグラフの部分だけが重要であるが、他の部分もまた双方向流れに適用可能である。これは図１９と同じグラフであり、ｘ軸を中心にして対称である。
【０２６０】
正のｙ軸上で、位相角αが０で、Ｒ＝１の場合、電力は転送されない。Ｒ＝２及びα＝０で、全エネルギが放電され、全電力が転送される。コンデンサ電圧を上げると、転送は直線的に増加し、一方、蓄積されたエネルギは、電圧すなわちＶの２乗で増加する。エネルギの差は、コンデンサ上に残留電圧として残り、次の充電サイクルの初期条件として用いてもよい。ｒ＞２の場合、コンデンサの残留電圧は初期電圧の逆になる。１＞ｒ＞２の場合、完全なコンデンサエネルギ転送はエネルギ的に不可能であり、残留電圧は、初期電圧と同じ極性を有する。この残留電圧は、次の充電サイクルで新たなエネルギの引き出しに利用でき、より高い電圧を生成し大きな電力転送を可能にする。
【０２６１】
有効電力＞１の場合の動作は、フリーホイール動作を用いることで改良できる。コンデンサ電圧がゼロに達するにつれて、あるいは後の時間において、コンデンサの再充電を防ぐあるいは止めることができると、出力インダクタのエネルギは、出力端子に完全に転送できる。適切な時間でのトリガ動作によって、次に予定される充電サイクルに対する残留電圧と初期エネルギを選択できる。これによって、所望の処理電力制御及び入力無効電力制御機能が得られる。
【０２６２】
負荷が純粋に抵抗だけであることは極めてまれであるため、所定の角度αで前の充電サイクルで残っている総エネルギを再分布することによって、有効及び無効電力の両者を出力することが現実的である。この角度は、正のｙ軸を基準に測定される角度に対応し、反時計方向に増加する。角度が増加するにつれて、無効電力は増加し、一方、有効電力処理量は減少する。有効電力がゼロになる点は２つあり、反転器は、先行又は遅延位相角のいずれかの無効電力のみを生成する。充電サイクルと放電サイクルの両者の動作を調和する必要がある。動作の制御は、リアルタイムの制御で実行できる。しかしながら、必要な計算は、予め計算された参照表を用いると大幅に低減できる。最適な制御構成は、制御アルゴリズムの選択、コンピュータ、及び選択された動作要求の複雑さによって決まる。
【０２６３】
XIV．他の回路トポロジによるＤＳＣＩ動作
ＲＣＴＡとＤＳＣＩ方法は汎用性があり、図１１に示すように多くのエネルギ蓄積装置に、あるいは図９と１０に示すように変圧器に用いることができる。ＲＣＴＡとＤＳＣＩ方法は、そのようなハイブリッド回路の入力又は出力の一部として利用できる。実際に、ＲＣＴＡとＤＳＣＩ方法は、あらゆる伝送ラインやパルス形成回路の充電源となり得る。同様に、ＲＣＴＡとＤＳＣＩ方法は、多くの電圧逓倍器／分割器と共に用いることができ、直接あるいは磁気的に結合された装置を介して、そのような装置を充電できる。エネルギ蓄積装置は、図１のような単一コンデンサでもよく、あるいは図１０の直列接続構成であってもよく、又は、他の受動及び能動電気又は電子素子と一体化した複数のコンデンサから構成することも可能である。
【０２６４】
ＤＳＣＩトポロジの優れた特徴は、多くの電圧逓倍回路と組み合わせられることである。電圧逓倍器回路によってＡＣ入力波形が大きく歪むと、ＲＣＴＡは、力率１又は選択された力率で高調波の無い電力を引き出す。更にＤＳＣＩ回路は、更に高い周波数で、逓倍回路に電力を出力し、そのために、逓倍器回路の電気的な構成要素をより多く利用し、このために、任意の電力レベルに対してそのような回路の重量及び容積要求値を低減する。高調波の無い電力入力と高い構成要素の利用状況を組み合わせることによって、ＤＳＣＩ改良型電圧逓倍器はより大電力の用途に適用できるようになる。
【０２６５】
特に実際上重要なことは、ＤＳＣＩ回路トポロジと、出願又は係争中のリンパッカ（Ｌｉｍｐａｅｃｈｅｒ）の特許に記載されている回路を一体化することである。ＤＳＣＩは、これらの回路において充電又は放電動作の一部であってもよい。また中間装置サイクル動作の一部として用いてもよい。
【０２６６】
固体スイッチのトリガをかける必要があるＤＳＣＩ回路トポロジを用いる装置に対して、この技術は比較的先進的なものであり、アナログ、デジタル、あるいはハイブリッド制御回路トポロジのほぼ無限の組み合わせを選択してもよい。多くの用途の場合、入力、出力、及び詳細な回路の動作状態を監視して、性能を最適化し、故障が発生した場合には是正処置をとることが望ましい。通信機能を追加して、遠隔制御の動作状態報告ができることが望ましい。
【０２６７】
XV．整流制御
図１に示す回路の両三相充電及び放電サイクルの場合、１つのサイリスタのみが完全な半波正弦波を有する。最大ｄＩ／ｄｔは、半波正弦波の開始時又は終了時であり、ωＩｏを与える。最大電流振幅Ｉｏが１ｋＡ、また共振充電期間が２５０μ秒の場合、ｄＩ／ｄｔ＝１２．６Ａ／μ秒である。推奨の反復ｄＩ／ｄｔは２００Ａ／μ秒であり、これは最大ｄＩ／ｄｔが５００Ａ／μ秒のサイリスタの範囲内に充分収まる。他２つの導通状態のサイリスタ電流は、同じ正弦波の何分の１かであり、図８の電流線は、ｔ´₁ において１つのサイリスタから他のサイリスタに瞬時に導通状態が移行することを示す。これによって、サイリスタに損傷を与え、またサイリスタ損失を増大させる大きいオン及びオフのｄＩ／ｄｔが生成される。図２１に示すように、整流用インダクタＬｍを実装することによって、ＡＣ／ＤＣとＤＣ／ＡＣ変換におけるサイリスタ整流を実験的に制御した。
【０２６８】
各出力位相に対して、小さな整流インダクタＬｍが、サイリスタ組立品と出力フィルタコンデンサの間に実装される。これらのインダクタは、通常出力インダクタＬｂの２０％程度であり、それらの内２つは、常に共振放電回路の一部である。これらのインダクタを実装した状態で、整流ｄＩ／ｄｔはΔＶ／（２Ｌｍ）で与えられる。ここで、ΔＶは、整流プロセスに含まれる出力コンデンサにおける２つの電圧間の電位差である。その制御システムには、整流時間を考慮する必要があり、整流期間の半分早めに最後のサイリスタにトリガをかける。先行トリガ時間は、単にｔｐｒ＝Ｌｍ＊Ｉｄｃ／ΔＶと表され、ここで、Ｉｄｃは、整流時間における放電電流である。この方法を用いると、ｄＩ／ｄｔを５０Ａ／μ秒に容易に制限する小さなインダクタが必要である。
【０２６９】
フリーホイールサイリスタのｄＩ／ｄｔも、小さなインダクタを直列に接続することによって制限できる。通常、全振幅の何分の１かのフリーホイール電流によって、この整流インダクタを小さくできる。更に、反復パルスサイリスタ仕様の最大ｄＩ／ｄｔにより近いサイリスタｄＩ／ｄｔを選択して、コンデンサＣｏの電圧反転を制限することが好ましい。フリーホイール回路インダクタンスのこのｄＩ／ｄｔ及びサイリスタのオフ遅延によって、コンデンサＣｏの与えられた電圧反転が生じる。これは無視できるものではないが、これらの影響を制御アルゴリズムによって考慮すると、問題になることはない。
【０２７０】
XVI．制御
処理量を制御するために、反転器周波数制御と残留電圧制御について述べた。周波数制御によって、電力又は電流の処理量は、エネルギの比率あるいは電荷交換サイクル毎に行われる電荷交換を増やすことによっても増加する。通常、パルス間期間すなわち連続する放電動作間の時間によって分割される電荷サイクル当りのエネルギによって、所望の電力処理量が生成される。
【０２７１】
一方、残留電圧制御によって、次の電荷交換動作のエネルギ量又は電荷交換量が制御できる。残留電圧制御によって、あらゆる反転器周波数で電力処理量を残留電圧によって制御できるように、充電サイクル当りの電荷エネルギを制御できる。
【０２７２】
動作の両モードを組み合わせて、最も柔軟性のある制御機能を得てもよい。制御動作は、開スイッチではない固体素子を用いて実行でき、その動作は、“ソフトスイッチング”として分類でき、ここでは、オン状態とオフ状態の両者が電流ゼロにおいて発生する。通常、ソフトスイッチング動作によって、切替えの損失が低減され、スパイク電圧抑制回路の必要が無くなり、回路及びスイッチのｄＩ／ｄｔ要求値が低減される。これによって、高い動作電圧、大きい動作電流定格、及び低損失で、市販されているものや開発中のいかなるスイッチよりも低価格で高信頼性が証明された、確かで高度に開発されたサイリスタを用いることができる。開及び閉の両機能を有するスイッチは、閉スイッチ動作機能として、回路のあらゆるスイッチ動作を置き換えることができる。実際、高速度、新しい制御の柔軟性、あるいは迅速なスイッチの復帰を得るためにそのようなスイッチが望まれる用途が出現するであろう。
【０２７３】
その制御は、周波数又は残留電圧制御に制限されるものではない。電荷交換動作が入力スイッチを用いて直接制御される場合、既述の回路全てにおいて新規の制御を行えることが、当業者には理解されるであろう。入力エネルギ又は電荷交換量の制御を行うことで、電力又は電流量も同様に制御できる。ほとんどの場合、この種類の制御には、被制御開スイッチを用いる必要があり、“被ソフトスイッチング”動作とはならない。しかしながら、新規の制御柔軟性あるいは他の有益な動作によって、新規の入力スイッチ部制御の優先的な選択をもたらすことができる。
【０２７４】
動作を制御するには、変換器電圧及び電流条件に加えて、入出力端子を監視する制御装置が正確にスイッチを動作するために必要である。この制御機能は、例えば、アナログ回路、デジタル制御装置、あるいはマイクロプロセッサのいずれによっても実行できる。好ましい実施形態の１つとして、デジタル照合表と一体化したプログラム可能論理素子（ＰＬＤ）が用いられる。これらの照合表は、ＰＬＤによって用いることができる重要なタイミングの大部分を含んでいる場合がある。マイクロプロセッサは、動作の監視に用いることができ、入出力アナログパラメータを計測する。そのようなマイクロプロセッサは、リアルタイム制御に対する計算を全て実行できるが、その大部分の動作は、照合表に記憶できる。照合表のデータは、多次元表の形態あるいは照合表値の生成に用いることができる多項式の係数等の形態であってもよい。
【０２７５】
充電サイクルの正確な動作は、単一スイッチの正確なタイミングにのみ依存する。一旦充電サイクルが完了すると、プロセッサは、そのトリガイベントの誤りを厳密に決定できる。放電動作の場合も同様に、正確なタイミングは、トリガがかけられる第３出力スイッチに主に依存し、更に、正確な残留電圧はフリーホイールスイッチの正確なトリガ動作に依存する。一旦放電が完了すると、マイクロプロセッサは、測定された電荷転送及び残留コンデンサ電圧に基づいて、２つのスイッチ動作の誤りを計算できる。実際、厳密な性能は、事前に計算することが難しい場合があり、また受動電力構成要素の温度の影響や、能動スイッチの遅れや他のパラメータの変化に伴い変動する場合がある。マイクロプロセッサは、性能を監視し、記憶された照合表を修正して、連続的に入力、出力、あるいは内部変換器動作条件の変化に対する誤りを能動的に最小限に抑えることができ、リアルタイムで、記憶されているものより大幅に高い分解能を有する洗練された照合表を生成する。
【０２７６】
本発明は好適な実施形態について述べたが、それに改良を加えてもよいことは、当業者には明らかであろう。従って、本発明の範囲は、以下の請求項によって決定されるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】 周波数変換器と双方向電力潮流機能を有する電力変換器の概略回路図を示す。
【図２】 入出力力率１で動作する図１に示す電力変換器の代表的な電荷交換波形のグラフを示す。
【図３】 入出力力率１で動作し、また無効電力を供給し電圧ブーストを行う図１に示す電力変換器のもう１つの代表的な電荷交換波形のグラフを示す。
【図４】 双方向電力潮流機能を有するＤＣ／ＤＣ変換器の基本構成の概略回路図示す。
【図５】 ＡＣとＤＣ入力及びＡＣとＤＣ出力を有する多重ポート変換器のブロック図を示す。
【図６】 同時入出力動作機能を有するもう１つの実施例による電力変換器の概略回路を示す。
【図７】 動的ＶＡＲ補償器の概略回路図を示す。
【図８】 図７に示す動的ＶＡＲ補償器動作の２サイクル分の典型的な電荷交換波形のグラフを示す。
【図９】 周波数制御を電圧変圧と組み合わせる電子変圧器の概略回路図を示す。
【図１０】 同時入出力動作機能を有する電子変圧器の概略回路図を示す。
【図１１】 ３つのコンデンサを用いた電力変換器を示す概略回路図である。
【図１２】 通常の充電プロセスに対して、図１１に示す、３つのコンデンサを用いた電力変換器のコンデンサ電圧と充電電流のグラフを示す。
【図１３】 図１１に示す電力変換器の数サイクルの電圧及び電流入力のグラフを示す。
【図１４】 図１１に示す電力変換器のＡＣサイクル数サイクル分の出力電圧グラフを示す。
【図１５】 残留電圧がコンデンサに存在する状態での通常の充電プロセスに対して、図１１に示す、３つのコンデンサを用いた電力変換器のコンデンサ電圧と充電電流を示す。
【図１６】 ３つのコンデンサを用いた電力変換器の更に別の実施形態を示す。
【図１７】 図１１及び１６に示す、３つのコンデンサを用いた電力変換器に対して、残留電圧位相角の関数として、有効電力における一組のパラメータ動作曲線のグラフを示す。
【図１８】 図１１及び１６に示す、３つのコンデンサを用いた電力変換器に対して、残留電圧位相角の関数として、無効電力における一組のパラメータ動作曲線のグラフを示す。
【図１９】 図１１及び１６に示す、３つのコンデンサを用いた電力変換器に対して、有効電力潮流角の関数として無効電力が与えられた場合の、入力電力潮流制御に対する一組のパラメータ動作曲線のグラフを示す。
【図２０】 図１１及び１６に示す、３つのコンデンサを用いた電力変換器に対して、有効電力潮流角の関数として無効電力が与えられた場合の、出力電力潮流制御に対する一組のパラメータ動作曲線のグラフを示す。
【図２１】 整流スイッチの電流変化率を低減するために整流インダクタを追加した電力変換器出力部の基本構造の概略回路図を示す。

Claims (52)

1. 静電荷を蓄積する電荷蓄積装置と複数の第１ノードを有する第１電力端子との間で電荷を転送するための方法であって、
   前記電荷蓄積装置と前記複数の第１ノードの内の第１の第１ノードとの間で誘導部を介して電荷を交換する段階と、
   前記電荷蓄積装置と第１の第１ノードとの間で制御装置により決定された選択電荷の交換が完了した時、前記第１の第１ノードから前記複数の第１ノードの内の第２の第１ノードに電気的に切り替えるための制御信号を生成する段階と、
   その後、前記電荷蓄積装置と前記第２の第１ノードとの間で誘導部を介して電荷を交換する段階と、を含むことを特徴とする方法。
2. 第２電力端子が複数の第２ノードを有する請求項１に記載の方法であって、
   前記電荷蓄積装置と前記複数の第２ノードの内の第１の第２ノードとの間で前記誘導部を介して電荷を交換する段階と、
   前記電荷蓄積装置と前記第１の第２ノードとの間で制御装置により決定された第２選択電荷の交換が完了した時、前記第１の第２ノードから前記複数の第２ノードの内の第２の第２ノードに電気的に切り替える第２制御信号を生成する段階と、
   前記電荷蓄積装置と前記第２の第２ノードとの間で誘導部を介して電荷を交換する段階と、
   をさらに含むことを特徴とする方法。
3. 請求項２に記載の方法であって、更に、
   前記第１電力端子をＡＣ電力端子として構成する段階と、
   前記第２電力端子をＡＣ電力端子として構成する段階と、
   を含むことを特徴とする方法。
4. 請求項２に記載の方法であって、更に、
   前記第１電力端子をＡＣ電力端子として構成する段階と、
   前記第２電力端子をＤＣ電力端子として構成する段階と、
   を含むことを特徴とする方法。
5. 請求項２に記載の方法であって、更に、
   前記第１電力端子をＤＣ電力端子として構成する段階と、
   前記第２電力端子をＤＣ電力端子として構成する段階と、
   を含むことを特徴とする方法。
6. 複数の電力端子が前記第１電力端子と前記第２電力端子を含む請求項２に記載の方法であって、
   前記電荷蓄積装置と前記第１電力端子との間における前記電荷交換は、前記複数の電力端子のいずれか１つと前記電荷蓄積装置との間で行うことができ、
   前記電荷蓄積装置と前記第２電力端子との間における前記電荷交換は、前記複数の電力端子のいずれか１つと前記電荷蓄積装置との間で行うことができることを特徴とする方法。
7. 請求項２に記載の方法であって、
   前記第１電力端子と前記第２電力端子は同じ電力端子であることを特徴とする方法。
8. 請求項２に記載の方法であって、
   前記電荷蓄積装置と第１電力端子との間での前記電荷交換と、前記電荷蓄積装置と前記第２電力端子との間の前記電荷交換とは交互に行われることを特徴とする方法。
9. 請求項２に記載の方法であって、
   前記電荷蓄積装置と第１電力端子との間での前記電荷交換と、前記電荷蓄積装置と前記第２電力端子との間の前記電荷交換とは同時に行われることを特徴とする方法。
10. 請求項１に記載の方法であって、
    前記電荷蓄積装置は複数のコンデンサを含むことを特徴とする方法。
11. 請求項１に記載の方法であって、
    前記電荷蓄積装置は１つのコンデンサを含むことを特徴とする方法。
12. 請求項１に記載の方法であって、
    前記誘導部は複数のインダクタを含むことを特徴とする方法。
13. 請求項１に記載の方法であって、
    前記誘導部は１つのインダクタを含むことを特徴とする方法。
14. 請求項１に記載の方法であって、
    前記誘導部は単相変圧器の巻線を含むことを特徴とする方法。
15. 請求項１に記載の方法であって、
    前記電荷蓄積装置と前記第１の第１ノードとの間で交換が行われた前記選択電荷と時間Ｔだけ前記電荷蓄積装置と前記第２の第１ノードとの間で交換が行われた前記電荷との比は、当該時間Ｔにおいて前記第１の第１ノードと前記第２の第１ノードから引き出される電流の絶対値の比に等しいことを特徴とする方法。
16. 請求項２に記載の方法であって、
    前記電荷蓄積装置と前記第１の第２ノードとの間で交換される前記第２選択電荷と前記電荷蓄積装置と前記第２の第２ノードとの間で交換される前記電荷の比は、前記第１の第２ノードに注入される電流と前記第２の第２ノードに注入される電流の比に等しいことを特徴とする方法。
17. 誘導部と、
    前記誘導部と共に共振回路を構成するために、前記誘導部に結合される電荷蓄積装置と、
    複数の第１ノードを有する第１電力端子と、
    前記第１電力端子と前記共振回路を結合する複数の第１スイッチと、
    第１電荷量を前記複数の第１ノードの内第１ノードと前記エネルギ蓄積素子との間で交換し、また第２電荷量を前記複数の第１ノードの内第２ノードと前記エネルギ蓄積素子との間で交換するために、前記複数の第１スイッチの動作を制御するための制御ユニットと、
    を含む電荷転送装置であって、
    前記電荷蓄積装置と前記第１ノードとの間で交換される前記第１電荷量と、前記電荷蓄積装置と前記第２ノードとの間で交換される前記第２電荷量との比は、前記第１ノードから引き出される電流と前記第２ノードから引き出される電流の比に等しいことを特徴とする装置。
18. 誘導部と、
    前記誘導部と共に共振回路を構成するために、前記誘導部に結合される電荷蓄積装置と、
    複数の第１ノードを有する第１電力端子と、
    前記第１電力端子と前記共振回路を結合する複数の第１スイッチと、
    第１電荷量を前記複数の第１ノードの内の第１ノードと前記エネルギ蓄積素子との間で交換し、また第２電荷量を前記複数の第１ノードの内の第２ノードと前記エネルギ蓄積素子との間で交換するために、前記複数の第１スイッチの動作を制御するための制御ユニットと、
    を含む電荷転送装置であって、
    前記電荷蓄積装置と前記第１ノードとの間で交換される前記第１電荷量と、前記電荷蓄積装置と前記第２ノードとの間で交換される前記第２電荷量との比は、前記第１ノードから引き出される電流と前記第２ノードから引き出される電流の比に等しく、
    前記電荷転送装置は、更に、
    複数の第２ノードを有する第２電力端子と、
    前記第２電力端子と前記共振回路を結合する複数の第２スイッチと、
    を含み、前記制御ユニットは、
    第３電荷量を前記複数の第２ノードの内の第１の第２ノードと前記電荷蓄積装置との間で交換し、また第４電荷量を前記複数の第２ノードの内の第２の第２ノードと前記電荷蓄積装置との間で交換するために、前記複数の第２スイッチの動作を制御し、
    前記電荷蓄積装置と前記第１の第２ノードとの間で交換される前記第３電荷量と、前記電荷蓄積装置と前記第２の第２ノードとの間で交換される前記第４電荷量の比は、前記第１ノードに注入される電流と前記第２ノードに注入される電流の比に等しいことを特徴とする電荷転送装置。
19. 請求項１８に記載の電荷転送装置であって、
    前記第１電力端子から前記電荷蓄積装置へ転送された電荷は、前記電荷蓄積装置から前記第２電力端子へ転送された電荷は交互に続くことを特徴とする装置。
20. 請求項１８に記載の電荷転送装置であって、
    前記第１電力端子は多相電源を受けるために構成されており、また前記第２電力端子は多相電力負荷を供給するために構成されていることを特徴とする装置。
21. 請求項１８に記載の電荷転送装置であって、
    前記制御ユニットは前記複数の第２スイッチを動作して、前記第２電力端子にＡＣ波形を復元することを特徴とする装置。
22. 請求項１８に記載の電荷転送装置であって、
    前記第１電力端子は多相ＡＣ電源を受けるために構成されており、また前記第２電力端子はＤＣ負荷を供給するために構成されていることを特徴とする装置。
23. 請求項１８に記載の電荷転送装置であって、
    前記第１電力端子はＤＣ電源を受けるために構成されており、また前記第２電力端子は多相ＡＣ電力負荷を供給するために構成されていることを特徴とする装置。
24. 請求項１８に記載の電荷転送装置であって、
    前記第１電力端子はＤＣ電源を受けるために構成されており、また前記第２電力端子はＤＣ電力負荷を供給するために構成されていることを特徴とする装置。
25. 請求項１８に記載の電荷転送装置であって、
    前記第１電力端子は多相ＡＣ電源を受けるために構成されており、また前記制御ユニットは前記複数の第２スイッチを動作させて、フーリエ級数で記述される平均電流を生成することを特徴とする装置。
26. 請求項２５に記載の電荷転送装置であって、
    前記フーリエ成分の１つは、前記平均電流が前記多相ＡＣ電源の電圧と同位相であることを特徴とする装置。
27. 請求項２５に記載の電荷転送装置であって、
    前記フーリエ成分の１つは、前記平均電流が前記多相ＡＣ電源の電圧と電気的角度で９０度だけ位相がずれていることを特徴とする装置。
28. 請求項２５に記載の電荷転送装置であって、
    前記フーリエ成分は、前記平均電流が高調波電流成分を生成する多相ＡＣ電源の基本周波数の高調波であることを特徴とする装置。
29. 請求項１８に記載の電荷転送装置であって、
    前記第１電力端子と前記第２電力端子は同じであり、ＡＣ配送配電線網に結合され、前記制御ユニットは、前記複数の第１スイッチと前記複数の第２スイッチを動作させて、前記ＡＣ配送配電線網の無効電流を制御することを特徴とする装置。
30. 請求項１８に記載の電荷転送装置であって、更に、
    電荷蓄積装置の両端に結合されたフリーホイールスイッチを含み、前記制御ユニットは前記フリーホイールを動作させて、前記電荷蓄積装置の残留電圧を制御することを特徴とする装置。
31. エネルギを複数の入力ノードを有する入力端子から複数の出力ノードを有する出力端子へ直接転送するための電荷転送装置であって、
    前記入力ノードと結合された複数の入力スイッチと、
    前記出力ノードと結合された複数の出力スイッチと、
    前記複数の入力スイッチと前記複数の出力スイッチの間に直列に結合された電荷蓄積装置と、
    前記電荷蓄積装置と直列に結合された誘導部であって、前記誘導部と前記電荷蓄積装置が直列共振回路を形成するようになっている前記誘導部と、
    前記複数の入力スイッチと前記複数の出力スイッチを動作するための制御ユニットと、を含む前記電荷転送装置であって、
    前記制御ユニットは、２つの入力ノードと２つの出力ノード間の接続が前記誘導部と前記電荷蓄積装置によって直列に形成されるのに合わせて２つの入力スイッチと２つの出力スイッチを同時にオンにし、また、前記制御ユニットにより決定された選択電荷が前記２つの入力ノードの一つから抽出された時、前記制御ユニットは第３入力スイッチをオンにして、また、充分な電荷が前記２つの出力ノードの１つに注入された時、前記制御ユニットは第３出力スイッチをオンにすることを特徴とする装置。
32. 請求項３１に記載の電荷転送装置であって、更に、
    前記誘導部の両端に結合されたフリーホイールスイッチを含み、前記制御ユニットは前記フリーホイールをオンして、前記誘導要素の残留電圧を前記出力端子へ転送することを特徴とする装置。
33. 請求項３１に記載の電荷転送装置であって、
    前記制御ユニットは、前記複数の入力スイッチと前記複数の出力スイッチを動作させて、前記入力端子から前記出力端子へ電荷を転送し、また後続の充電／放電サイクルにおいて、前記電荷蓄積装置上において電圧極性を反転させることを特徴とする装置。
34. 請求項３１に記載の電荷転送装置であって、
    前記入力端子はＡＣ電源を受けるために構成されており、また前記出力端子はＡＣ負荷を供給するために構成されていることを特徴とする装置。
35. 請求項３１に記載の電荷転送装置であって、
    前記制御ユニットは前記複数の入力スイッチと前記複数の出力スイッチを動作して、前記出力端子でＡＣ波形を復元することを特徴とする装置。
36. 請求項３１に記載の電荷転送装置であって、
    前記入力端子はＡＣ電源を受けるために構成されており、また前記出力端子はＤＣ負荷を供給するために構成されていることを特徴とする装置。
37. 請求項３１に記載の電荷転送装置であって、
    前記入力端子はＤＣ電源を受けるために構成されており、また前記出力端子はＡＣ負荷を供給するために構成されていることを特徴とする装置。
38. 請求項３１に記載の電荷転送装置であって、
    前記入力端子はＤＣ電源を受けるために構成されており、また前記出力端子はＤＣ負荷を供給するために構成されていることを特徴とする装置。
39. 請求項３１に記載の電荷転送装置であって、
    前記誘導要素は、前記電荷蓄積装置に結合された一次側巻線と前記複数の出力スイッチに結合された２次側巻線とを有する単相変圧器であることを特徴とする装置。
40. 請求項３９に記載の電荷転送装置であって、
    前記単相変圧器は絶縁型変圧器であることを特徴とする装置。
41. 請求項３９に記載の電荷転送装置であって、
    前記単相変圧器は単巻変圧器であることを特徴とする装置。
42. 電力を複数の入力ノードを有する入力端子から複数の出力ノードを有する出力端子へ転送するための電子変圧器回路であって、
    前記入力ノードと結合された複数の入力スイッチと、
    前記複数の入力スイッチに結合された誘導部と、
    前記誘導部に直列に結合された電荷蓄積装置と、
    一次側巻線と２次側巻線を有する単相変圧器であって、前記一次側巻線が前記電荷蓄積装置に並列に結合されている前記単相変圧器と、
    前記２次側巻線が直列に結合された複数の出力スイッチと、
    前記複数の入力スイッチと前記複数の出力スイッチを動作するための制御ユニットと、を含む前記電子変圧器回路であって、
    前記制御ユニットは、前記複数の入力スイッチを交互にオンにして、電荷を前記入力端子から前記電荷蓄積装置へ転送し、また前記複数の出力スイッチをオンにして、電荷を前記電荷蓄積装置から前記単相変圧器を介して前記出力端子へ転送することを特徴とする回路。
43. 請求項４２に記載の電子変圧器であって、更に、
    前記電荷蓄積装置へ並列に結合された転送スイッチを含むことを特徴とする変圧器。
44. 請求項４２に記載の電子変圧器であって、
    前記入力端子は多相ＡＣ電源を受けるために構成されており、また前記制御装置は前記入力スイッチの内、まず２つのスイッチをオンにし、また所定の電荷が前記２つの入力ノードの内、１つのノードから引き出された時、前記制御装置は第３入力スイッチをオンさせることを特徴とする変圧器。
45. 請求項４２に記載の電子変圧器であって、
    前記出力端子は多相ＡＣ端子を供給するために構成されており、また前記制御装置は前記出力スイッチの内、まず２つのスイッチをオンにし、また充分な電荷が前記出力ノードの内、１つのノードへ転送された時、第３出力スイッチをオンさせることを特徴とする変圧器。
46. 請求項４２に記載の電子変圧器であって、
    前記入力端子はＤＣ電力端子として構成されていることを特徴とする変圧器。
47. 請求項４２に記載の電子変圧器であって、
    前記出力端子はＤＣ電力端子として構成されていることを特徴とする変圧器。
48. 請求項４２に記載の電子変圧器であって、更に、
    前記電荷蓄積装置の両端に結合されたフリーホイールスイッチを含み、前記制御ユニットは、前記電荷蓄積装置から前記出力端子への電荷転送の間、前記電荷蓄積装置の残留電圧を制御することを特徴とする変圧器。
49. 請求項４２に記載の電子変圧器であって、
    前記単相変圧器は絶縁型変圧器であることを特徴とする変圧器。
50. 請求項４２に記載の電子変圧器であって、
    前記単相変圧器は単巻変圧器であることを特徴とする変圧器。
51. 請求項４２に記載の電子変圧器であって、
    前記単相変圧器は昇圧変圧器であることを特徴とする変圧器。
52. 請求項４２に記載の電子変圧器であって、
    前記単相変圧器は降圧変圧器であることを特徴とする変圧器。

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