JP4600860B2

JP4600860B2 - Permanent magnet synchronous motor

Info

Publication number: JP4600860B2
Application number: JP2001148708A
Authority: JP
Inventors: 透鹿山; 恭祐宮本
Original assignee: Yaskawa Electric Corp
Current assignee: Yaskawa Electric Corp
Priority date: 2001-05-18
Filing date: 2001-05-18
Publication date: 2010-12-22
Anticipated expiration: 2021-05-18
Also published as: JP2002345224A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、コギングトルク、速度リプルの小さいことが要求されるダイレクトドライブモータとして好適な、コギングトルク低減を講じた永久磁石形同期電動機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、コギングトルク、速度リプルの小さいことが要求されるダイレクトドライブモータとして好適な、コギングトルク低減を講じた永久磁石形同期電動機は、図１１、図１２のようになっている（例えば、特表平１０−５１１８３７号公報、特開平０６−０７０５２４号公報）。
図１１は、第１の従来技術を示す永久磁石形同期電動機の正面図である。
この永久磁石形同期電動機は、毎極毎相のスロット数ｑ＝１／２、スロット数Ｓ＝３０、極数Ｐａ＝２０で構成されたものである。
固定子２１は、電機子コア２２、電機子コア２２に形成されたスロット２３に巻装された電機子巻線２４、電機子コア２２の外周を覆うフレーム２５によって構成されている。
電機子コア２２は、そこに発生するヒステリシス損、渦電流損を低減する目的で、主に薄板の珪素鋼板を積層して円筒状に構成される。スロット２３の形状は、予め高密度に巻装した電機子巻線４を挿入できるように、その開口部が開いた凹状に形成されている。回転子１０は、Ｐａ＝２０の磁極を構成する２０個の永久磁石１１、永久磁石１１の磁束を通すためのヨーク１２、ヨーク１２の内周に設けた負荷（図示せず）と連結されるシャフト１３から構成されている。２０個の永久磁石１１はＰａ＝２０の磁極を作るために、回転子１０表面の磁極がＮ、Ｓ、Ｎ、Ｓ…となるように、つまり隣と異極になるように配置されている。また、スロットピッチτｅ（電気角）とτｍ（機械角）は、次のような関係式から求められる。

このように構成された永久磁石形同期電動機は、スロット３３内の導体の占積率が非常に高いため、小さな電流で大きなトルクを得ることができるものである。しかし、一般にはスロット開口部の大きいものは、パーミアンス変化が大きいため、コギングトルクが大きくなることで知られている。そこで、スロット２３の幅を特表平１０−５１１８３７号に開示される適当な幅で設定することにより、コギングトルクを低減する方策が採られている。よって、従来技術でもダイレクトドライブに必要な滑らかな回転が可能となっている。
また、図１２は第２の従来技術を示す永久磁石形同期電動機の正面図である。
この永久磁石形同期電動機が、毎極毎相のスロット数ｑ＝１／２、スロット数Ｓ＝３０、極数Ｐａ＝２０で構成される点は、第１の従来技術と同じである。第１の従来技術と異なる点は、電機子コアを、周方向に複数分割してなる電機子コア２６に替えた点である。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、従来技術では、次のような問題があった。
第１の従来技術における永久磁石形電動機の問題は、電機子コア２２の歩留まりが非常に悪いことであった。つまり、多極のダイレクトドライブモータとして構成した場合、一般に回転子１０の外径（電機子コア２２の内径）が大きいため、中空状の電機子コア２２内側の珪素鋼板が大量に無駄になってしまった。
この問題を解決するものとして第２の従来技術を示したが、分割された電機子コア２６間における周方向のクリアランスのばらつきにより、特表平１０−５１１８３７号に開示される最適なスロット３の幅に設定したとしても、大きなコギングトルクが発生した。回転子１０の回転角とコギングトルクとの関係を図１３に示す。この原因によって起こるコギングトルクは、極数Ｐａに依存し、回転子１回転あたり２０周期（１周期を機械角１８°、電気角１８０°）である。クリアランスのばらつきを抑えるため、電機子コア２の寸法精度を向上させたり組み立て精度を向上すると、かえって大きなコスト高を招いた。
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、電機子コアの歩留まりを向上させると共に、コギングトルクを低減することができる永久磁石形同期電動機を提供することを目的とする。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
上記問題を解決するため、請求項１の本発明は、電機子コアのスロットに電機子巻線を巻装して構成された固定子と、極数Ｐａ（Ｐａは偶数）の磁極を有する回転子から成る３相の永久磁石形同期電動機において、前記固定子は、前記電機子コアを周方向に１２０°間隔に分割すると共にスロット数Ｓから成る電機子ユニットを３個配置して構成してあり、前記電機子ユニットの毎極毎相のスロット数ｑを、ｑ＝１／２、１／４、２／５、２／７、３／８、３／１０のいずれかに設定し、かつ、スロット数Ｓ、毎極毎相のスロット数ｑ、極数Ｐａの関係を、Ｓ／ｑ＝２ｎおよびＰａ＝（Ｓ／ｑ）＋２（但し、ｎは自然数）の式に設定したものである。
請求項２の本発明は、電機子コアのスロットに電機子巻線を巻装して構成された固定子と、極数Ｐａ（Ｐａは偶数）の磁極を有する回転子から成る３相の永久磁石形同期電動機において、前記固定子は、前記電機子コアを周方向に１２０°間隔に分割すると共にスロット数Ｓから成る電機子ユニットを３個配置して構成してあり、前記電機子ユニットの毎極毎相のスロット数ｑを、ｑ＝２／５、２／７のいずれかに設定し、かつ、スロット数Ｓ、毎極毎相のスロット数ｑ、極数Ｐａの関係を、Ｓ／ｑ＝２ｎ＋１およびＰａ＝（Ｓ／ｑ）＋１（但し、ｎは自然数）の式で表したものである。
上記手段により、電機子コア２を構成する珪素鋼板の歩留まりを大幅に向上することができる。しかもこの構造では、１２０度位相をずらすことが可能となるので、１２０度位相の３つの電機子コア２両端で発生するコギングトルクが相殺でき、全体で発生するコギングトルクを無くすことができる。
【０００５】
【発明の実施の形態】
以下、本発面の実施例を図に基づいて説明する。
図１は、本発明の第１の実施例を示す永久磁石形同期電動機の正面図である。なお、回転子１０の構成については、従来技術と基本的に同じなので説明を省略し、本発明の構成要素が従来技術と異なる点のみ説明する。
図において、１は固定子、２は電機子コア、３はロット、４は電機子巻線、５はフレーム、６、７、９は電機子ユニットである。
すなわち、固定子１は、従来の円筒状に積層された電機子コアを、周方向に機械角βｍ＝１２０°間隔に分割すると共にスロット数Ｓから成る電機子ユニット６、７、８を３個配置して構成してあり、各電機子ユニット６、７、８をフレーム５の内面に沿って固定している。
さらに具体的には、この電機子ユニット６、７、８は、それぞれ毎極毎相のスロット数ｑ＝１／２となるように、電機子コア２にスロット数Ｓ＝９のスロット３が施されている。そして、このように構成された電機子ユニットにおいて、スロット数Ｓ、毎極毎相のスロット数ｑ、極数Ｐａの関係は、
Ｓ／ｑ＝９／（１／２）＝１８、
Ｐａ＝（Ｓ／ｑ）＋２＝（９／（１／２））＋２＝２０、
に設定されている。ここで、電機子ユニット６、７、８の周方向ずれ角βｅ（電気角）は、
βｅ＝Ｐａ×１８０°×（１２０°／３６０°）＝１２００°＝１２０°
となる。つまり、３つの電機子ユニット６、７、８は機械的にも電気的にも１２０°ずれている。３つの電機子ユニット６、７、８が互いに電気角１２０°ずれているため、各電機子ユニット６、７、８の電機子巻線４も１２０°ずらして巻装されている。つまり、第１の電機子ユニット６に巻装された電機子巻線４を構成するコイルがＵ、Ｖ、Ｗ相の順に並んでいるとすれば、第２、第３の電機子ユニット７、８に巻装される電機子巻線４のコイルはＶ、Ｗ、Ｕ相の順、Ｗ、Ｕ、Ｖ相の順に並べられている。
【０００６】
また、スロットピッチτｅ（電気角）とτｍ（機械角）、電機子ユニット６、７、８間の隙間δｅ（電気角）とδｍ（機械角）は次のような関係式から求められる。

【０００７】
このように構成された永久磁石形同期電動機における回転子の回転角とコギングトルクとの関係を図２示す。
第１の電機子ユニット６と回転子１０によって引き起こるコギングトルクＴ₁は、回転子１回転あたり２０周期（１周期を機械角１８°、電気角１８０°）とする振幅の大きなものである。この発生原因は、電機子ユニット６両端の大きなパーミアンス変化によるものである。しかし、第２、第３の電機子ユニット７、８と電気的に１２０°ずれているので、各々に発生するコギングトルクＴ₂、Ｔ₃も１２０°ずれていることになる。その結果、全体で発生するコギングトルクＴは相殺され、ほとんどゼロになる。
また、電機子コア２の形状は、電機子コア２内側の珪素鋼板を大量に無駄にしていた従来の中空状と違い、円弧状で構成されるため、この円弧状の型によって同一方向に珪素鋼板をプレスしていくことにより、従来無駄にしていた中空部分の珪素鋼板を無くすことができるため、電機子コア２を構成する珪素鋼板の歩留まりを大幅に向上することができる。
【０００８】
次に、第２の実施例〜第６の実施例について説明する。
表１は、第２の実施例〜第６の実施例における電機子ユニットの仕様を比較したものである。
【０００９】
【表１】

【００１０】
図３は本発明の第２の実施例を示す永久磁石形同期電動機の正面図、図４は第３の実施例を示す永久磁石形同期電動機の正面図、図５は第４の実施例を示す永久磁石形同期電動機の正面図、図６は第５の実施例を示す永久磁石形同期電動機の正面図、図７は第６の実施例を示す永久磁石形同期電動機の正面図である。
各々の実施例において、電機子コア２のスロット３に電機子巻線４を巻装してなる電機子ユニットが周方向に３個配置される構成、スロット３の形状、電機子巻線４の巻装方法などは第１の実施例と基本的に同じである。
また、表１に示すように、各々の実施例における極数Ｐａ、電機子ユニットのずれ角（電気角）βｅ、スロットピッチτｅ（電気角）とτｍ（機械角）、電機子ユニット間の隙間δｅ（電気角）とδｍ（機械角）は第１の実施例と同様に下式によって設定されているが、各実施例でその計算値となる仕様は異なる。
Ｐａ＝（Ｓ／ｑ）＋２
βｅ＝Ｐａ×１８０°×（１２０°／３６０°）
τｅ＝１８０°／ｑ／３
τｍ＝τｅ×２／Ｐａ
δｅ＝（Ｐａ×１８０°−３×Ｓ×τｅ）／３
δｍ＝δｅ×２／Ｐａ
このように３つの電機子ユニット６、７、８は、すべての実施例で機械的にも電気的にも１２０°ずれている。
したがって、第２の実施例〜第６の実施例は、第１の実施例と同様、各電機子ユニット６、７、８によって発生するコギングトルクは相殺され、全体で発生するコギングトルクをほぼゼロにすることができる。また、電機子コア２の形状も、第１の実施例同様、円弧状となっている。この円弧状の型によって同一方向に珪素鋼板をプレスしていくことにより、従来無駄にしていた中空部分の珪素鋼板を無くすことができるため、電機子コア２を構成する珪素鋼板の歩留まりを大幅に向上することができる。
【００１１】
次に、第７の実施例〜第８の実施例について説明する。
表２は、第７の実施例〜第８の実施例における電機子ユニットの仕様を比較したものである。
【００１２】
【表２】

【００１３】
図８は第７の実施例における永久磁石形同期電動機の正面図である。
回転子１０は、従来技術と同様にして構成されるので、説明を省略する。固定子１は、３つの電機子ユニット６、７、８とそれらを覆うフレーム５から構成されている。３つの電機子ユニット６、７、８はフレーム５内面に沿って周方向機械角βｍ＝１２０°間隔に配置されている。１個の電機子ユニットは、スロット数Ｓ＝６、毎極毎相のスロット数ｑ＝２／５となるように、電機子コア２にスロット３が施され、スロット３には電機子巻線４が巻装されている。
このように構成された固定子１において、
Ｓ／ｑ＝６／（２／５）＝１５（２ｎ＋１＝１５であるためｎ＝７に設定）
Ｐａ＝（Ｓ／ｑ）＋１＝（６／（２／５））＋１＝１６
に設定されている。ここで、電機子ユニットのずれ角βｅ（電気角）は、
βｅ＝Ｐａ×１８０°×（１２０°／３６０°）＝９６０°＝２４０°
となる。つまり、３つの電機子ユニット６、７、８は機械的には１２０°、電気的には２４０°ずれていることになる。３つの電機子ユニット６、７、８が互いに電気角２４０°ずれていることから、各電機子ユニット６、７、８の電機子巻線４も２４０°ずらして巻装されている。つまり、第１の電機子ユニット６に巻装される電機子巻線４のコイルがＵ、Ｖ、Ｗ相の順に並べられているとすれば、第７の実施例では、第２、第３の電機子ユニット７、８に巻装される電機子巻線４のコイルはＷ、Ｕ、Ｖ相の順、Ｖ、Ｗ、Ｕ相の順に並べられている。
また、スロットピッチτｅ（電気角）とτｍ（機械角）、電機子ユニットの隙間δｅ（電気角）とδｍ（機械角）は次のような関係式から求められる。

このように構成された永久磁石形同期電動機における回転子１の回転角とコギングトルクとの関係を図９に示す。第１の電機子ユニット６と回転子１によって引き起こるコギングトルクＴ₁は、回転子１回転あたり１６周期（１周期を機械角２２．５°、電気角１８０°）とする振幅の大きなものである。この発生原因は、第１の実施例同様、電機子ユニット両端の大きなパーミアンス変化によるものである。しかし、第２、第３の電機子ユニット７、８と電気的に２４０°ずれているので、各々に発生するコギングトルクＴ₂、Ｔ₃も２４０°ずれていることになる。その結果、全体で発生するコギングトルクＴは相殺され、ほとんどゼロになるのである。
また、電機子コア２の形状は、電機子コア２内側の珪素鋼板を大量に無駄にしていた中空の従来形状と違い、第１〜６の実施例同様円弧状となっている。この円弧状の型によって同一方向に珪素鋼板をプレスしていくことにより、従来無駄にしていた中空部分の珪素鋼板を無くすことができるため、電機子コア２を構成する珪素鋼板の歩留まりを大幅に向上することができる。
【００１４】
図１０は第８の実施例を示す永久磁石形同期電動機の正面面である。
第８の実施例において、３つの電機子ユニット６、７、８が機械的には１２０°電気的には２４０°ずれている点は第７の実施例と同様であり、１個の電機子ユニットがスロット数Ｓ＝６、毎極毎相のスロット数ｑ＝２／７で構成されているものである。第７の実施例と合わせて、各部の角度を表２に示す。第８の実施例も第７の実施例同様の効果を得ることができる。
【００１５】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明の各々の実施例における永久磁石形同期電動機は、従来技術の電機子コアを１２０°間隔に分割してなる電機子ユニットを３個配置し、電機子ユニットの毎極毎相のスロット数ｑを、ｑ＝１／２、１／４、２／５、２／７、３／８、３／１０のいずれかに設定し、かつ、スロット数Ｓ、毎極毎相のスロット数ｑ、極数Ｐａの関係を、Ｓ／ｑ＝２ｎおよびＰａ＝（Ｓ／ｑ）＋２、あるいは、電機子ユニットの毎極毎相のスロット数ｑを、ｑ＝２／５、２／７のいずれかに設定し、かつ、スロット数Ｓ、毎極毎相のスロット数ｑ、極数Ｐａの関係を、Ｓ／ｑ＝２ｎ＋１およびＰａ＝（Ｓ／ｑ）＋１（但し、ｎは自然数）とした構成にしたため、コギングトルクを相殺し、全体のコギングトルクをほぼゼロにすることができる。
また、本発明の電機子ユニットは、電機子コア内側の珪素鋼板を大量に無駄にしていた従来技術とは異なり、円弧状に形成された型によって同一方向に珪素鋼板をプレスしていくことにより、電機子コア２を構成する珪素鋼板の歩留まりを大幅に向上することができる。つまり、電機子コアの歩留まりを向上させつつ、コギングトルクを低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例を示す永久磁石形同期電動機の正面図
【図２】本発明の第１の実施例におけるコギングトルク波形を示す図
【図３】本発明の第２の実施例を示す永久磁石形同期電動機の正面図
【図４】本発明の第３の実施例を示す永久磁石形同期電動機の正面図
【図５】本発明の第４の実施例を示す永久磁石形同期電動機の正面図
【図６】本発明の第５の実施例を示す永久磁石形同期電動機の正面図
【図７】本発明の第６の実施例を示す永久磁石形同期電動機の正面図
【図８】本発明の第７の実施例を示す永久磁石形同期電動機の正面図
【図９】本発明の第７の実施例におけるコギングトルク波形を示す図
【図１０】本発明の第８の実施例を示す永久磁石形同期電動機の正面図
【図１１】第１の従来技術を示す永久磁石形同期電動機の正面図
【図１２】第２の従来技術を示す永久磁石形同期電動機の正面図
【図１３】第２の従来技術におけるコギングトルク波形を示す図
【符号の説明】
１固定子
２電機子コア
３スロット
４電機子巻線
５フレーム
６、７、８電機子ユニット
１０回転子
１１永久磁石
１２ヨーク
１３シャフト[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a permanent magnet type synchronous motor suitable for a direct drive motor that is required to have small cogging torque and speed ripple, and with reduced cogging torque.
[0002]
[Prior art]
Conventional permanent magnet type synchronous motors with reduced cogging torque suitable for direct drive motors that require low cogging torque and speed ripple are as shown in FIGS. No. 10-511837, Japanese Patent Laid-Open No. 06-070524).
FIG. 11 is a front view of a permanent magnet type synchronous motor showing the first prior art.
This permanent magnet type synchronous motor is constituted by the number of slots q = 1/2, the number of slots S = 30, and the number of poles Pa = 20 for each pole and phase.
The stator 21 includes an armature core 22, an armature winding 24 wound around a slot 23 formed in the armature core 22, and a frame 25 that covers the outer periphery of the armature core 22.
The armature core 22 is formed in a cylindrical shape mainly by laminating thin silicon steel plates for the purpose of reducing hysteresis loss and eddy current loss generated there. The shape of the slot 23 is formed in a concave shape in which the opening is opened so that the armature winding 4 wound in high density in advance can be inserted. The rotor 10 is connected to 20 permanent magnets 11 constituting a magnetic pole of Pa = 20, a yoke 12 for passing the magnetic flux of the permanent magnet 11, and a load (not shown) provided on the inner periphery of the yoke 12. The shaft 13 is configured. The 20 permanent magnets 11 are arranged so that the magnetic poles on the surface of the rotor 10 are N, S, N, S,... . The slot pitch τe (electrical angle) and τm (mechanical angle) can be obtained from the following relational expression.

Since the permanent magnet type synchronous motor configured in this way has a very high space factor of the conductor in the slot 33, a large torque can be obtained with a small current. However, in general, a large slot opening is known to have a large cogging torque due to a large change in permeance. Therefore, a measure is taken to reduce the cogging torque by setting the width of the slot 23 to an appropriate width disclosed in JP-T-10-511837. Therefore, the smooth rotation necessary for the direct drive is also possible in the prior art.
FIG. 12 is a front view of a permanent magnet type synchronous motor showing the second prior art.
This permanent magnet type synchronous motor is the same as the first prior art in that it is configured with a slot number q = 1/2, a slot number S = 30, and a pole number Pa = 20 for each pole and phase. The difference from the first prior art is that the armature core is replaced with an armature core 26 divided into a plurality of parts in the circumferential direction.
[0003]
[Problems to be solved by the invention]
However, the prior art has the following problems.
The problem with the permanent magnet motor in the first prior art is that the yield of the armature core 22 is very poor. That is, when configured as a multi-pole direct drive motor, since the outer diameter of the rotor 10 (inner diameter of the armature core 22) is generally large, a large amount of silicon steel plate inside the hollow armature core 22 is wasted. Oops.
The second prior art is shown as a solution to this problem. However, due to the variation in the clearance in the circumferential direction between the divided armature cores 26, the optimum slot 3 disclosed in JP 10-511837A is disclosed. Even if the width was set, a large cogging torque was generated. The relationship between the rotation angle of the rotor 10 and the cogging torque is shown in FIG. The cogging torque caused by this cause depends on the number of poles Pa and is 20 cycles per rotation of the rotor (one cycle is a mechanical angle of 18 ° and an electrical angle of 180 °). If the dimensional accuracy of the armature core 2 is improved or the assembly accuracy is improved in order to suppress the variation in clearance, the cost is increased.
The present invention has been made to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to provide a permanent magnet type synchronous motor that can improve the yield of the armature core and reduce the cogging torque.
[0004]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problem, the present invention of claim 1 is directed to a stator having an armature winding wound around a slot of an armature core, and a rotation having magnetic poles having a number of poles Pa (Pa is an even number). In the three-phase permanent magnet synchronous motor including a child, the stator is configured by dividing the armature core at 120 ° intervals in the circumferential direction and arranging three armature units each having a slot number S. Yes, the number of slots q per phase of each pole of the armature unit is set to any of q = 1/2, 1/4, 2/5, 2/7, 3/8, 3/10, and , The number of slots S, the number of slots q per pole, the number of slots q, and the number of poles Pa are set to the expressions S / q = 2n and Pa = (S / q) +2 (where n is a natural number). .
The present invention of claim 2 is a three-phase permanent comprising a stator constituted by winding an armature winding in a slot of an armature core, and a rotor having magnetic poles with the number of poles Pa (Pa is an even number). In the magnet-type synchronous motor, the stator is configured by dividing the armature core at 120 ° intervals in the circumferential direction and arranging three armature units each having the number of slots S. The number of slots q for each pole / phase is set to either q = 2/5 or 2/7, and the relationship between the number of slots S, the number of slots q for each pole / phase, and the number of poles Pa is expressed as S / This is expressed by the formulas q = 2n + 1 and Pa = (S / q) +1 (where n is a natural number).
By the above means, the yield of the silicon steel plate constituting the armature core 2 can be greatly improved. In addition, with this structure, it is possible to shift the phase by 120 degrees, so that the cogging torque generated at both ends of the three armature cores 2 having a 120-degree phase can be offset, and the cogging torque generated as a whole can be eliminated.
[0005]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, examples of the present surface will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a front view of a permanent magnet type synchronous motor showing a first embodiment of the present invention. The configuration of the rotor 10 is basically the same as that of the prior art, so that the description thereof will be omitted, and only the differences of the constituent elements of the present invention from the prior art will be described.
In the figure, 1 is a stator, 2 is an armature core, 3 is a lot, 4 is an armature winding, 5 is a frame, and 6, 7 and 9 are armature units.
That is, the stator 1 divides a conventional armature core laminated in a cylindrical shape into mechanical angles βm = 120 ° intervals in the circumferential direction and three

armature units

6, 7, 8 having a slot number S. The

armature units

6, 7, and 8 are fixed along the inner surface of the frame 5.
More specifically, each of the

armature units

6, 7, and 8 is provided with a slot 3 with a slot number S = 9 in the armature core 2 so that the number of slots q = 1/2 for each pole and phase. Has been. And in the armature unit configured in this way, the relationship between the number of slots S, the number of slots q per pole per phase, and the number of poles Pa is
S / q = 9 / (1/2) = 18,
Pa = (S / q) + 2 = (9 / (1/2)) + 2 = 20,
Is set to Here, the circumferential displacement angle βe (electrical angle) of the

armature units

6, 7, 8 is
βe = Pa × 180 ° × (120 ° / 360 °) = 1200 ° = 120 °
It becomes. That is, the three

armature units

6, 7, and 8 are displaced by 120 ° both mechanically and electrically. Since the three

armature units

6, 7, and 8 are shifted from each other by an electrical angle of 120 °, the armature windings 4 of the

armature units

6, 7, and 8 are also wound with a shift of 120 °. That is, if the coils constituting the armature winding 4 wound around the first armature unit 6 are arranged in the order of U, V, and W phases, the second and third armature units 7, The coils of the armature winding 4 wound around 8 are arranged in the order of V, W, U phase and in the order of W, U, V phase.
[0006]
Further, the slot pitch τe (electrical angle) and τm (mechanical angle) and the gaps δe (electrical angle) and δm (mechanical angle) between the

armature units

6, 7, and 8 are obtained from the following relational expressions.

[0007]
FIG. 2 shows the relationship between the rotation angle of the rotor and the cogging torque in the permanent magnet type synchronous motor configured as described above.
The cogging torque T ₁ caused by the first armature unit 6 and the rotor 10 has a large amplitude with 20 cycles per rotation of the rotor (one cycle is a mechanical angle of 18 ° and an electrical angle of 180 °). The cause of this is due to a large permeance change at both ends of the armature unit 6. However, since the second and

third armature units

7 and 8 are electrically deviated from each other by 120 °, the cogging torques T ₂ and T ₃ generated in each of them are also deviated by 120 °. As a result, the cogging torque T generated as a whole cancels out and becomes almost zero.
Also, the shape of the armature core 2 is formed in an arc shape, unlike the conventional hollow shape in which a large amount of the silicon steel plate inside the armature core 2 is wasted, so that the silicon in the same direction by this arc shape mold. By pressing the steel sheet, it is possible to eliminate the silicon steel sheet in the hollow portion that has been wasted conventionally, so that the yield of the silicon steel sheet constituting the armature core 2 can be greatly improved.
[0008]
Next, the second to sixth embodiments will be described.
Table 1 compares the specifications of the armature units in the second to sixth embodiments.
[0009]
[Table 1]

[0010]
3 is a front view of a permanent magnet type synchronous motor showing a second embodiment of the present invention, FIG. 4 is a front view of a permanent magnet type synchronous motor showing a third embodiment, and FIG. 5 is a fourth embodiment. 6 is a front view of the permanent magnet type synchronous motor showing the fifth embodiment, and FIG. 7 is a front view of the permanent magnet type synchronous motor showing the sixth embodiment.
In each embodiment, a configuration in which three armature units each having an armature winding 4 wound around the slot 3 of the armature core 2 are arranged in the circumferential direction, the shape of the slot 3, and the armature winding 4 The winding method and the like are basically the same as those in the first embodiment.
Further, as shown in Table 1, the number of poles Pa in each example, the armature unit deviation angle (electrical angle) βe, the slot pitch τe (electrical angle) and τm (mechanical angle), and the gap between the armature units δe (electrical angle) and δm (mechanical angle) are set by the following formulas as in the first embodiment, but the specifications for the calculated values are different in each embodiment.
Pa = (S / q) +2
βe = Pa × 180 ° × (120 ° / 360 °)
τe = 180 ° / q / 3
τm = τe × 2 / Pa
δe = (Pa × 180 ° −3 × S × τe) / 3
δm = δe × 2 / Pa
As described above, the three

armature units

6, 7, and 8 are displaced by 120 ° both mechanically and electrically in all the embodiments.
Therefore, in the second to sixth embodiments, as in the first embodiment, the cogging torque generated by the

armature units

6, 7, and 8 is canceled out, and the cogging torque generated as a whole is almost zero. Can be. The shape of the armature core 2 is also an arc shape as in the first embodiment. By pressing the silicon steel plate in the same direction with this arc-shaped mold, the silicon steel plate in the hollow portion that was previously wasted can be eliminated, so the yield of the silicon steel plate constituting the armature core 2 is greatly increased. Can be improved.
[0011]
Next, the seventh to eighth embodiments will be described.
Table 2 compares the specifications of the armature units in the seventh to eighth embodiments.
[0012]
[Table 2]

[0013]
FIG. 8 is a front view of the permanent magnet type synchronous motor in the seventh embodiment.
Since the rotor 10 is configured in the same manner as in the prior art, description thereof is omitted. The stator 1 includes three

armature units

6, 7, and 8 and a frame 5 that covers them. The three

armature units

6, 7, and 8 are disposed along the inner surface of the frame 5 at intervals of the circumferential mechanical angle βm = 120 °. One armature unit is provided with a slot 3 in the armature core 2 so that the number of slots S = 6 and the number of slots per pole per phase q = 2/5. 4 is wound.
In the stator 1 configured as described above,
S / q = 6 / (2/5) = 15 (2n + 1 = 15, so set n = 7)
Pa = (S / q) + 1 = (6 / (2/5)) + 1 = 16
Is set to Here, the deviation angle βe (electrical angle) of the armature unit is
βe = Pa × 180 ° × (120 ° / 360 °) = 960 ° = 240 °
It becomes. That is, the three

armature units

6, 7, and 8 are mechanically displaced by 120 ° and electrically by 240 °. Since the three

armature units

6, 7, and 8 are offset from each other by an electrical angle of 240 °, the armature windings 4 of the

armature units

6, 7, and 8 are also wound with a shift of 240 °. That is, if the coils of the armature winding 4 wound around the first armature unit 6 are arranged in the order of U, V, and W phases, in the seventh embodiment, the second and third The coils of the armature winding 4 wound around the

armature units

7 and 8 are arranged in the order of W, U, and V phases, and in the order of V, W, and U phases.
Further, the slot pitch τe (electrical angle) and τm (mechanical angle) and the gap δe (electrical angle) and δm (mechanical angle) of the armature unit are obtained from the following relational expressions.

FIG. 9 shows the relationship between the rotation angle of the rotor 1 and the cogging torque in the permanent magnet type synchronous motor configured as described above. The first armature unit 6 and the cogging torque T ₁ which pull caused by the rotor 1, (mechanical angle 22.5 ° of one cycle, the electrical angle of 180 °) 16 cycles per rotation rotor 1 is large in amplitude and is there. The cause of this is due to a large permeance change at both ends of the armature unit, as in the first embodiment. However, since it is electrically displaced by 240 ° from the second and

third armature units

7 and 8, the cogging torques T ₂ and T ₃ generated in each are also displaced by 240 °. As a result, the cogging torque T generated as a whole cancels out and becomes almost zero.
Further, the shape of the armature core 2 is an arc shape as in the first to sixth embodiments, unlike the hollow conventional shape in which a large amount of the silicon steel plate inside the armature core 2 is wasted. By pressing the silicon steel plate in the same direction with this arc-shaped mold, the silicon steel plate in the hollow portion that was previously wasted can be eliminated, so the yield of the silicon steel plate constituting the armature core 2 is greatly increased. Can be improved.
[0014]
FIG. 10 is a front view of a permanent magnet type synchronous motor showing an eighth embodiment.
The eighth embodiment is the same as the seventh embodiment in that the three

armature units

6, 7, and 8 are mechanically shifted by 120 ° and electrically by 240 °. The unit is constituted by the number of slots S = 6 and the number of slots per phase per phase q = 2/7. Table 2 shows the angle of each part together with the seventh embodiment. The eighth embodiment can obtain the same effects as those of the seventh embodiment.
[0015]
【The invention's effect】
As described above, the permanent magnet synchronous motor in each of the embodiments of the present invention has three armature units obtained by dividing the armature core of the prior art at intervals of 120 °, and each armature unit is arranged. The number of slots q per pole is set to q = 1/2, 1/4, 2/5, 2/7, 3/8, 3/10, and the number of slots S, per pole The relationship between the number of phase slots q and the number of poles Pa is S / q = 2n and Pa = (S / q) +2, or the number of slots q for each pole of each armature unit is q = 2/5, 2/7, and the relationship between the number of slots S, the number of slots q per pole and the number of poles, and the number of poles Pa is S / q = 2n + 1 and Pa = (S / q) +1 (where n Is a natural number), the cogging torque can be offset and the overall cogging torque can be made almost zero. Kill.
The armature unit of the present invention is different from the prior art in which a large amount of silicon steel plate inside the armature core is wasted, by pressing the silicon steel plate in the same direction by a circular arc-shaped die. And the yield of the silicon steel plate which comprises the armature core 2 can be improved significantly. That is, the cogging torque can be reduced while improving the yield of the armature core.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a front view of a permanent magnet type synchronous motor showing a first embodiment of the present invention. FIG. 2 is a diagram showing a cogging torque waveform in the first embodiment of the present invention. FIG. 4 is a front view of a permanent magnet type synchronous motor showing a third embodiment of the present invention. FIG. 4 is a front view of a permanent magnet type synchronous motor showing a third embodiment of the present invention. FIG. 6 is a front view of a permanent magnet type synchronous motor showing a fifth embodiment of the present invention. FIG. 7 is a front view of a permanent magnet type synchronous motor showing a sixth embodiment of the present invention. FIG. 8 is a front view of a permanent magnet type synchronous motor showing a seventh embodiment of the present invention. FIG. 9 is a diagram showing a cogging torque waveform in the seventh embodiment of the present invention. FIG. 11 is a front view of a permanent magnet type synchronous motor showing an eighth embodiment. Front view of the motive 12 is a diagram EXPLANATION OF REFERENCE NUMERALS showing a cogging torque waveform in the second front view of a prior art permanent magnet synchronous motor showing a 13 second prior art
1 Stator 2 Armature Core 3 Slot 4 Armature Winding 5

Frame

6, 7, 8 Armature Unit 10 Rotor 11 Permanent Magnet 12 Yoke 13 Shaft

Claims

In a three-phase permanent magnet synchronous motor comprising a stator configured by winding an armature winding around a slot of an armature core, and a rotor having magnetic poles with the number of poles Pa (Pa is an even number),
The stator is configured by dividing the armature core at 120 ° intervals in the circumferential direction and arranging three armature units each having a slot number S.
The number of slots q for each pole and phase of the armature unit,
q = 1/2, 1/4, 2/5, 2/7, 3/8, 3/10
And the relationship between the number of slots S, the number of slots q per pole per phase, and the number of poles Pa,
S / q = 2n and Pa = (S / q) +2 (where n is a natural number)
A permanent magnet synchronous motor characterized by the following formula:

In a three-phase permanent magnet synchronous motor comprising a stator configured by winding an armature winding around a slot of an armature core, and a rotor having magnetic poles with the number of poles Pa (Pa is an even number),
The stator is configured by dividing the armature core at 120 ° intervals in the circumferential direction and arranging three armature units each having a slot number S.
The number of slots q for each pole and phase of the armature unit,
q = 2/5, 2/7
And the relationship between the number of slots S, the number of slots q per pole per phase, and the number of poles Pa,
S / q = 2n + 1 and Pa = (S / q) +1 (where n is a natural number)
A permanent magnet synchronous motor characterized by the following formula: