JP4618752B2

JP4618752B2 - Signal analysis device for quadrature modulation signal

Info

Publication number: JP4618752B2
Application number: JP2001035005A
Authority: JP
Inventors: 裕之栗田
Original assignee: Advantest Corp
Current assignee: Advantest Corp
Priority date: 2001-02-13
Filing date: 2001-02-13
Publication date: 2011-01-26
Anticipated expiration: 2021-02-13
Also published as: JP2002237856A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、移動体通信の基地局や移動局において使用されている直交変調方式の送信システムの送信信号を、Ｉ成分（Ｉ軸）とＱ成分（Ｑ軸）とについて独立して解析する直交変調信号の信号解析装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
最初に、移動体通信の概要について説明する。
移動体通信において、同じ周波数帯を共用して多数の利用者が相手方と通信する形態を多元接続といい、それぞれが混信しないように、利用者ごとに異なる周波数を使用するＦＤＭＡ、利用者ごとに時間を区切って同一周波数を共用するＴＤＭＡ、及びスペクトラム拡散を用いたＣＤＭＡ（符号分割多重）の方法がある。
ＣＤＭＡは、送信側で異なるＰＮ系列の拡散符号系列により拡散変調をおこない、受信側で目的とするＰＮ系列の逆拡散をして信号を受ける通信方式である。
従って、ＣＤＭＡは、複数の通信が時間的・周波数的に重なっていながら互いに影響無く通信できる。
【０００３】
次に、ＣＤＭＡで使用される直交変調方式の送信システムの要部構成と動作について図４と図５とを参照して説明する。
図４に示すように、直交変調方式の送信システムの１例は、スプリッタ６０と、ＰＮ系列発生器６１、６２と、ミキサ６３、６４と、帯域制限フィルタ６５、６６と、ミキサ６７、６８と、キャリア信号源７０と、π／２移相器７１と、合成器７２とで構成している。
ここで、変調される送信データの情報信号は、ベースバンド信号ともいい、デジタルデータである。
【０００４】
送信データがスプリッタ６０により分割された１方を同相（Ｉ：In Phase）成分とし、ＰＮ系列発生器６１のＰＮ１出力でミキサ６３により乗算（拡散変調）され、帯域制限フィルタ６５で帯域制限され、キャリア信号源７０のキャリア信号Ｆｃとミキサ６７において乗算している。
【０００５】
また、送信データがスプリッタ６０により分割された他方を直交位相（Ｑ：Quadrature Phase）成分とし、ＰＮ系列発生器６１の出力ＰＮ２でミキサ６３により乗算（拡散変調）され、帯域制限フィルタ６５で帯域制限され、π／２移相器７１により９０度位相をずらせたキャリア信号源７０のキャリア信号Ｆｃとミキサ６７において乗算している。
【０００６】
そして、ミキサ６７の乗算出力と、ミキサ６８の乗算出力とを、合成器７２で合成して直交変調信号Ｆｒを出力している。
【０００７】
また、図５に示す直交変調のシステムは、次世代携帯電話の規格として制定されている方式で、送信データの音声信号をＩ成分とし、送信データの制御信号をＱ成分としてそれぞれ拡散変調している構成例である。
図５に示すシステムは、図４からスプリッタを６０を削除し、その他のブロック構成と動作は、図４と同様であるので説明を省略する。
【０００８】
次に、上記説明した送信システムの直交変調信号をスペクトラム解析する従来の直交変調信号の信号解析装置について図６を参照して構成と動作について説明する。
図６に示すように、従来の直交変調信号の信号解析装置は、ミキサ１０と、ローカル発振器１１と、復調部２０と、メモリ３１、３２と、信号処理部４０と、表示部５０とで構成している。
また、復調部２０は、ミキサ２１、２２と、π／２移相器２３と、信号発生器２４と、Ａ／Ｄ変換器２５、２６とで構成している。
【０００９】
被試験信号Ｆｒは、ローカル発振器１１のローカル信号Ｆａとミキサ１０で混合してＩＦ信号Ｆｉに変換している。
但し、一般にヘテロダイン方式による周波数変換は、通常３段以上の構成であるが、図と説明を簡明とするため１段としている。
【００１０】
そして、ＩＦ信号Ｆｉを分岐した１方と、π／２移相器２３で９０度位相をずらせた信号発生器２４の信号Ｆｄとをミキサ２１で乗算し、Ａ／Ｄ変換器２５でＩ成分を量子化したデジタル信号として出力している。
また、ＩＦ信号Ｆｉを分岐した他方と、信号発生器２４の信号Ｆｄとをミキサ２２で乗算し、Ａ／Ｄ変換器２６でＱ成分を量子化したデジタル信号として出力している。
【００１１】
そして、Ｉ成分とＱ成分の量子化されたデジタル信号は、記憶手段のメモリ３１とメモリ３２とにそれぞれ格納される。
但し、説明の便宜上、記憶手段として２つのメモリ３１、３２としてブロック表示したが、それぞれのデータとして格納できれば１つのメモリとしてもよい。
【００１２】
さらに、Ｉ成分の量子化されたデジタル信号は、信号処理部４１において、ＦＦＴなどの信号処理方法により、占有周波数帯幅、隣接チャンネル漏洩電力等の演算をおこなう。
また、Ｑ成分の量子化されたデジタル信号は、信号処理部４２において、ＦＦＴなどの信号処理により、占有周波数帯幅、隣接チャンネル漏洩電力等の演算をおこなう。
【００１３】
そして、信号処理して得られた直交変調信号のスペクトラムとして、例えば占有周波数帯幅の測定波形、隣接チャンネル漏洩電力測定波形及び数値を表示部５０に表示する。
【００１４】
次に、占有周波数帯幅の測定について図７を参照して説明する。
占有周波数帯幅（ＯＢＷ：Occupied Bandwidth）とは、上限の周波数を越えた輻射電力と下限の周波数未満の輻射電力とが、輻射された全電力のそれぞれ０．５％となる上限と下限との周波数帯域幅である。
【００１５】
例えば、図７の実線の波形で示すように、許容される占有周波数帯幅を２８８khz以下として、下記の測定条件で測定する。
測定周波数幅：キャリア周波数１．９GHzを中心にして、８００kHz
（許容値の２〜３．５倍を選択する）
測定ポイント数：例えば７０１ポイント
【００１６】
次に、占有周波数帯幅を測定する信号処理手順例を箇条書きで以下説明する。
（１）全測定ポイントの値を配列変数として取り込む。
（２）取り込んだ各測定ポイントの信号レベルのdBm値を電力次元の真数（相対値でよい）に変換する。
（３）真数変換した各電力次元の電力総和を求め、全電力とする。
（４）最低周波数１．８９９６GHzのポイントから高い周波数ポイントへ順次加算して、全電力の０．５％になるときのポイントを下限周波数Ｆｐとする。
（５）最高周波数１．９００４GHzのポイントから低い周波数ポイントへ順次加算して、全電力の０．５％になるときのポイントを上限周波数Ｆｑとする。
（６）占有周波数帯幅は、（上限周波数Ｆｑ）−（下限周波数Ｆｐ）により求める。
【００１７】
従って、（上限周波数Ｆｑ）−（下限周波数Ｆｐ）が図７の実線で示す測定波形のように２８８kHz以下であれば許容範囲内であり、図７の波線の波形で示すように２８８kHzを越えれば許容値外となり、被試験送信システムの不具合の検証をおこなう。
【００１８】
次に、隣接チャンネル漏洩電力の測定について図８を参照して説明する。
隣接チャンネル漏洩電力（Adjacent Channel Power）とは、ある基準チャンネルの規定帯域幅の電力に対する隣接チャンネルの規定帯域幅の電力の比率である。
【００１９】
例えば、キャリア周波数１．９GHz、規定帯域幅１９２kHz、６００kHz離調して８００nW以下、９００kHz離調して２５０nW以下とし、また予め時間ドメインで測定した基準チャンネルの信号レベルをＰｄとし、下記の測定条件で測定する。
各チャンネルの測定周波数範囲：１９２kHz
測定ポイント数：例えば７０１ポイント
【００２０】
次に、隣接チャンネル漏洩電力を測定する信号処理手順例を箇条書きで以下説明する。
（１）キャリア周波数１．９GHzと、１つ目の上側と下側の隣接チャンネル（１．９GHz±６００kHz）と、２つ目の上側と下側の隣接チャンネル（１．９GHz±９００kHz）とを中心にそれぞれ１９２kHzの全測定ポイントの値を配列変数として取り込む。
（２）取り込んだ各測定ポイントの信号レベルのdBm値を電力次元の真数（相対値でよい）に変換する。
（３）キャリア周波数１．９GHzを中心に規定帯域幅１９２kHz内の測定ポイントの電力の総和を求め、基準チャンネルの全電力Ｐｃとする。
（４）（キャリア周波数＋６００kHz）を中心に、規定帯域幅１９２kHz内の測定ポイントの電力の総和を上側隣接チャンネル漏洩電力Ｐａとする。
（５）（キャリア周波数−６００kHz）を中心に、規定帯域幅１９２kHz内の測定ポイントの電力の総和を下側隣接チャンネル漏洩電力Ｐｂとする。
（６）上側隣接チャンネル漏洩電力は、Ｐｄ−１０log（Ｐｃ／Ｐａ）により求めnWに換算する。
（７）下側隣接チャンネル漏洩電力は、Ｐｄ−１０log（Ｐｃ／Ｐａ）により求めnWに換算する。
１０log（Ｐｃ／Ｐｂ）により求める。
（８）２つ目の隣接チャンネル（１．９GHz±９００kHz）についても、同様に（４）〜（７）までをおこなう。
【００２１】
従って、隣接チャンネル漏洩電力が、６００kHz離調して８００nW以下、９００kHz離調して２５０nW以下で有れば許容値内であり、それ以上であれば許容値外として被試験送信システムの不具合の検証を行う。
【００２２】
上記の測定方法により、移動体通信における送信システムの直交変調信号を、占有周波数帯幅、隣接チャンネル漏洩電力等の項目により信号解析を行っているが、直交変調信号は、Ｉ成分とＱ成分とがあり、どちらの成分の影響か、両方の影響かが判別できなく信号解析が容易に行えなかった。
【００２３】
【発明が解決しようとする課題】
上記説明のように、従来の直交変調信号の信号解析装置は、直交変調信号を１つの信号として解析していた。
しかし、直交変調信号は、Ｉ成分とＱ成分とがあり、測定信号の不良が有った場合にどちらの成分の影響か、両方の影響かが判別できなく送信システムの信号解析が容易に行えなかった。
そこで、本発明は、こうした問題に鑑みなされたもので、その目的は、送信システムの直交変調信号のＩ成分とＱ成分とが独立して解析でき、測定信号の不良が有った場合に、どちらの成分の影響か、両方の影響かの判別が容易に行える直交変調信号の信号解析装置を提供することにある。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
即ち、上記目的を達成するためになされた本発明の第１は、
直交変調信号の信号解析装置において、
直交変調信号のＩ成分とＱ成分のデジタルデータをそれぞれ独立して信号処理する信号処理手段と、
該信号処理手段により処理した結果をＩ成分レベルとＱ成分レベルの特性としてそれぞれ表示する表示手段と、
を具備したことを特徴とした直交変調信号の信号解析装置を要旨としている。
【００２５】
また、上記目的を達成するためになされた本発明の第２は、
直交変調信号の信号解析装置において、
直交変調信号をＩ成分とＱ成分との量子化したデジタル信号に復調して分離出力する復調部と、
該Ｉ成分とＱ成分のデジタルデータをそれぞれ記憶する記憶手段と、
該記憶手段に記憶したＩ成分とＱ成分のデジタルデータをそれぞれ信号処理する信号処理手段と、
該信号処理手段により処理した結果をＩ成分レベルとＱ成分レベルの特性として表示する表示手段と、
を具備したことを特徴とした直交変調信号の信号解析装置を要旨としている。
【００２６】
また、上記目的を達成するためになされた本発明の第３は、
本発明第１または２記載の信号処理手段の信号処理方法はＦＦＴによりおこなう直交変調信号の信号解析装置を要旨としている。
【００２７】
また、上記目的を達成するためになされた本発明の第４は、
本発明第１または２記載の信号処理手段によって処理する項目は、占有周波数帯幅測定または隣接チャンネル漏洩電力測定によりおこなう直交変調信号の信号解析装置を要旨としている。
【００２８】
また、上記目的を達成するためになされた本発明の第５は、
本発明第１または２記載の表示手段によって表示するＩ成分とＱ成分の特性は、数値データによりおこなう直交変調信号の信号解析装置を要旨としている。
【００２９】
【発明の実施の形態】
移動体通信の概要と、被試験対象の直交変調方式の送信システム構成と動作については、従来技術において説明したので説明を省略する。
【００３０】
次に、本発明の直交変調信号の信号解析装置について、図１〜図３を参照して構成と動作について説明する。
図１に示すように、本発明の直交変調信号の信号解析装置は、ミキサ１０と、ローカル発振器１１と、復調部２０と、メモリ３１、３２と、信号処理部４１、４２と、表示部５０とで構成している。
また、復調部２０は、ミキサ２１、２２と、π／２移相器２３と、信号発生器２４と、Ａ／Ｄ変換器２５、２６とで構成している。
【００３１】
つまり、本発明の直交変調信号の信号解析装置は、従来の１つの信号処理部４０を２つの信号処理部４１、４２に置き換えた構成である。
但し、説明の便宜上、信号処理部を２つとしてブロック表示しているが、２つの信号を独立して信号処理が行えれば１つの信号処理部として構成してもよい。
【００３２】
被試験信号Ｆｒは、ローカル発振器１１のローカル信号Ｆａとミキサ１０で混合してＩＦ信号Ｆｉに変換している。
但し、一般にヘテロダイン方式による周波数変換は、通常３段以上の構成であるが、図と説明を簡明とするため１段としている。
【００３３】
そして、ＩＦ信号Ｆｉを分岐した１方と、π／２移相器２３で９０度位相をずらせた信号発生器２４の信号Ｆｄとをミキサ２１で乗算し、Ａ／Ｄ変換器２５でＩ成分を量子化したデジタル信号として出力している。
また、ＩＦ信号Ｆｉを分岐した他方と、信号発生器２４の信号Ｆｄとをミキサ２２で乗算し、Ａ／Ｄ変換器２６でＱ成分を量子化したデジタル信号として出力している。
【００３４】
そして、Ｉ成分とＱ成分の量子化されたデジタル信号は、記憶手段のメモリ３１とメモリ３２にそれぞれ格納される。
但し、説明の便宜上、記憶手段として２つのメモリ３１、３２としてブロック表示したが、それぞれのデータとして格納できれば１つのメモリとしてもよい。
【００３５】
さらに、Ｉ成分の量子化されたデジタル信号は信号処理部４１において、Ｑ成分の量子化されたデジタル信号は信号処理部４２において、ＦＦＴなどの信号処理により、占有周波数帯幅、隣接チャンネル漏洩電力等の演算をそれぞれおこなう。
但し、説明の便宜上、信号処理手段として２つの信号処理部４１、４２としてブロック表示したが、それぞれのデータとして信号処理できれば１つの信号処理部としてもよい。
【００３６】
信号処理して得られたＩ成分（Ｉ軸）の直交変調信号のスペクトラム波形として、例えば占有周波数帯幅の測定波形、隣接チャンネル漏洩電力測定波形及び結果の数値を表示部５０に表示する。
また、信号処理して得られたＱ成分（Ｑ軸）の直交変調信号のスペクトラム波形として、例えば占有周波数帯幅の測定波形、隣接チャンネル漏洩電力測定波形及び結果の数値を表示部５０に表示する。
【００３７】
次に、占有周波数帯幅の測定について図２を参照して従来と同様の具体例で説明する。
但し、占有周波数帯幅の定義は、従来技術において説明したので省略する。
【００３８】
例えば、Ｉ成分とＱ成分の占有周波数帯幅を従来と同様の下記の測定条件でそれぞれ測定する。
測定周波数幅：キャリア周波数１．９GHzを中心にして、８００kHz（許容値の〜３．５倍を選択する）
測定ポイント数：例えば７０１ポイント
【００３９】
次に、占有周波数帯幅を測定する信号処理手順例を箇条書きで以下説明する。
（１）Ｉ成分とＱ成分の全測定ポイントの値をそれぞれ配列変数として取り込む。
（２）取り込んだＩ成分とＱ成分の各測定ポイントの信号レベルのdBm値をそれぞれ電力次元の真数（相対値でよい）に変換する。
（３）真数変換したＩ成分とＱ成分の各電力次元の電力総和をそれぞれ求め、Ｉ成分の全電力ＰｉとＱ成分の全電力Ｐｑとする。
（４）Ｉ成分の最低周波数１．８９９６GHzのポイントから高い周波数ポイントへ順次加算して、全電力の０．５％になるときのポイントを下限周波数Ｆｐとする。
（５）Ｉ成分の最高周波数１．９００４GHzのポイントから低い周波数ポイントへ順次加算して、全電力の０．５％になるときのポイントを上限周波数Ｆｑとする。
（６）Ｉ成分の占有周波数帯幅Ｗｉは、（上限周波数Ｆｑ）−（下限周波数Ｆｐ）により求める。
（７）Ｑ成分の占有周波数帯域幅Ｗｑも同様に、（４）〜（６）までを行い測定できる。
【００４０】
従って、例えば図２の（ａ）に示すように、実線で示す測定波形が正常時のＩ成分と同様であるか、図２の波線の波形で示すように正常時よりも広がっているか、またはＩ成分と図２の（ｂ）に示すＱ成分の測定波形とを比較して解析することができる。
【００４１】
次に、隣接チャンネル漏洩電力の測定について図３参照して説明する。
隣接チャンネル漏洩電力の定義は、従来技術において説明したので省略する。
【００４２】
例えば、予め時間ドメインで測定した基準チャンネルのＩ成分の信号レベルをＰｉｄとし、Ｑ成分の信号レベルをＰｑｄとし、６００kHzと、９００kHz離調した隣接チャンネルの漏洩電力を、Ｉ成分とＱ成分とについてそれぞれ下記の測定条件で測定する。
各チャンネルの測定周波数範囲：１９２kHz
測定ポイント数：例えば７０１ポイント
【００４３】
次に、隣接チャンネル漏洩電力を測定する信号処理手順例を箇条書きで以下説明する。
（１）キャリア周波数１．９GHzと、上側と下側の隣接チャンネル（１．９GHz±６００kHz）と、２つ目の上側と下側の隣接チャンネル（１．９GHz±９００kHz）を中心に１９２kHzの全測定ポイントのＩ成分とＱ成分の値をそれぞれ配列変数として取り込む。
（２）取り込んだＩ成分とＱ成分の各測定ポイントの信号レベルのdBm値をそれぞれ電力次元の真数（相対値でよい）に変換する。
（３）Ｉ成分についてキャリア周波数１．９GHzを中心に規定帯域幅１９２kHz内の測定ポイントの電力の総和を求め、基準チャンネルの全電力Ｐｉｃとする。
（４）Ｉ成分について（キャリア周波数＋６００kHz）を中心に、規定帯域幅１９２kHz内の測定ポイントの電力の総和を上側隣接チャンネル漏洩電力Ｐｉａとする。
（５）Ｉ成分について（キャリア周波数−６００kHz）を中心に、規定帯域幅１９２kHz内の測定ポイントの電力の総和を下側隣接チャンネル漏洩電力Ｐｉｂとする。
（６）Ｉ成分の上側隣接チャンネル漏洩電力は、Ｐｉｄ−１０log（Ｐｉｃ／Ｐｉａ）により求める。
（７）Ｉ成分の下側隣接チャンネル漏洩電力は、Ｐｉｄ−１０log（Ｐｉｃ／Ｐｉｂ）により求める。
（８）Ｉ成分の２つ目の隣接チャンネル（１．９GHz±９００kHz）についても、（４）〜（７）までを同様におこない測定する。
（９）Ｑ成分の隣接チャンネル漏洩電力についても、上記（３）〜（８）までを同様におこない測定する。
【００４４】
従って、隣接チャンネルの正常時のＩ成分と正常時のＱ成分とがそれぞれ同様であるか、または隣接チャンネル漏洩電力のＩ成分とＱ成分とを比較して解析することができる。
【００４５】
【発明の効果】
本発明は、以上説明したような形態で実施され、以下に記載されるような効果を奏する。
即ち、移動体通信システムの直交変調信号を、Ｉ成分とＱ成分とを独立して信号解析を行っているので、直交変調信号の、Ｉ成分とＱ成分との測定信号の不良が有った場合に、どちらの成分の影響か、両方の影響かの信号解析が容易に行え、被試験送信システムの不具合の検証が容易となる効果がある。
また、移動体通信システムの直交変調信号を、Ｉ成分とＱ成分とを独立して信号解析を行っているので、Ｉ成分とＱ成分とがそれぞれ異なる信号を直交変調している次世代移動通信の送信システムの信号解析に特に有効である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の直交変調信号の信号解析装置のブロック図である。
【図２】本発明の直交変調信号の信号解析装置による占有周波数帯幅の信号図例である。
【図３】本発明の直交変調信号の信号解析装置による隣接チャンネル漏洩電力の信号図例である。
【図４】直交変調方式の送信システムのブロック図例１である。
【図５】直交変調方式の送信システムブロック図例２である。
【図６】従来の直交変調信号の信号解析装置のブロック図である。
【図７】従来の直交変調信号の信号解析装置による占有周波数帯幅の信号図例である。
【図８】従来の直交変調信号の信号解析装置による隣接チャンネル漏洩電力の信号図例である。
【符号の説明】
１０ミキサ
１１ローカル発振器
２０復調部
２１、２２ミキサ
２３ π／２移相器
２４信号発生器
２５、２６Ａ／Ｄ変換器
３１、３２メモリ
４０、４１、４２信号処理部
５０表示部
６０スプリッタ
６１、６２ＰＮ系列発生器
６３、６４ミキサ
６５、６６帯域制限フィルタ
６７、６８ミキサ
７０キャリア信号源
７１ π／２移相器
７２合成器[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention is an orthogonal system for independently analyzing a transmission signal of an orthogonal modulation transmission system used in a mobile communication base station or mobile station with respect to an I component (I axis) and a Q component (Q axis). The present invention relates to a signal analysis apparatus for modulated signals.
[0002]
[Prior art]
First, an outline of mobile communication will be described.
In mobile communication, a form in which multiple users share the same frequency band and communicate with the other party is called multiple access, and FDMA uses different frequencies for each user so that they do not interfere with each other. There are TDMA that shares the same frequency by dividing time, and CDMA (code division multiplexing) using spread spectrum.
CDMA is a communication method in which spreading modulation is performed using spreading code sequences of different PN sequences on the transmission side, and signals are received by despreading the target PN sequence on the receiving side.
Therefore, CDMA can communicate without influence while a plurality of communications overlap in time and frequency.
[0003]
Next, the configuration and operation of the main part of the orthogonal modulation transmission system used in CDMA will be described with reference to FIGS. 4 and 5. FIG.
As shown in FIG. 4, an example of a quadrature modulation transmission system includes a splitter 60, PN sequence generators 61 and 62, mixers 63 and 64, band limiting filters 65 and 66, and mixers 67 and 68. , A carrier signal source 70, a π / 2 phase shifter 71, and a synthesizer 72.
Here, the information signal of the transmission data to be modulated is also called a baseband signal and is digital data.
[0004]
One of the transmission data divided by the splitter 60 is used as an in-phase (I) component, multiplied (spread modulated) by the mixer 63 with the PN1 output of the PN sequence generator 61, and band-limited by the band-limiting filter 65. The signal is multiplied by the carrier signal Fc of the carrier signal source 70 and the mixer 67.
[0005]
The other part of the transmission data divided by the splitter 60 is a quadrature phase (Q) component, multiplied (spread modulated) by the mixer 63 by the output PN2 of the PN sequence generator 61, and band-limited by the band-limiting filter 65. Then, the carrier signal Fc of the carrier signal source 70 shifted by 90 degrees by the π / 2 phase shifter 71 is multiplied by the mixer 67.
[0006]
Then, the multiplication output of the mixer 67 and the multiplication output of the mixer 68 are combined by a combiner 72 to output an orthogonal modulation signal Fr.
[0007]
In addition, the orthogonal modulation system shown in FIG. 5 is a method established as a standard for next-generation mobile phones, which performs spread modulation with a transmission data audio signal as an I component and a transmission data control signal as a Q component. This is a configuration example.
The system shown in FIG. 5 omits the splitter 60 from FIG. 4, and the other block configuration and operation are the same as those in FIG.
[0008]
Next, the configuration and operation of a conventional quadrature modulation signal analysis apparatus that performs spectrum analysis on the quadrature modulation signal of the transmission system described above will be described with reference to FIG.
As shown in FIG. 6, a conventional signal analysis apparatus for a quadrature modulation signal includes a mixer 10, a local oscillator 11, a demodulation unit 20, memories 31 and 32, a signal processing unit 40, and a display unit 50. is doing.
The demodulator 20 includes mixers 21 and 22, a π / 2 phase shifter 23, a signal generator 24, and A / D converters 25 and 26.
[0009]
The signal under test Fr is mixed with the local signal Fa of the local oscillator 11 by the mixer 10 and converted into an IF signal Fi.
However, in general, the frequency conversion by the heterodyne system is usually configured with three or more stages, but is made one stage for the sake of simplifying the drawing and the description.
[0010]
Then, one of the IF signal Fi branched and the signal Fd of the signal generator 24 whose phase is shifted by 90 degrees by the π / 2 phase shifter 23 are multiplied by the mixer 21, and the A / D converter 25 performs the I component. Is output as a quantized digital signal.
Further, the other of the IF signal Fi branched and the signal Fd of the signal generator 24 are multiplied by the mixer 22 and output as a digital signal obtained by quantizing the Q component by the A / D converter 26.
[0011]
The I component and Q component quantized digital signals are respectively stored in the memory 31 and the memory 32 of the storage means.
However, for convenience of explanation, the two memories 31 and 32 are displayed as blocks as storage means, but may be one memory as long as they can be stored as respective data.
[0012]
Further, the I component quantized digital signal is subjected to calculations such as occupied frequency bandwidth and adjacent channel leakage power by a signal processing method such as FFT in the signal processing unit 41.
Further, the quantized digital signal of the Q component is subjected to calculations such as occupied frequency bandwidth and adjacent channel leakage power by signal processing such as FFT in the signal processing unit 42.
[0013]
Then, as a spectrum of the quadrature modulation signal obtained by the signal processing, for example, a measurement waveform of the occupied frequency bandwidth, an adjacent channel leakage power measurement waveform, and a numerical value are displayed on the display unit 50.
[0014]
Next, the measurement of the occupied frequency bandwidth will be described with reference to FIG.
Occupied Bandwidth (OBW) means the upper and lower limits where the radiated power exceeding the upper limit frequency and the radiated power below the lower limit frequency are 0.5% of the total radiated power, respectively. Frequency bandwidth.
[0015]
For example, as shown by the solid line waveform in FIG. 7, the measurement is performed under the following measurement conditions with the allowable occupied frequency bandwidth being 288 kHz or less.
Measurement frequency range: 800kHz centering on a carrier frequency of 1.9GHz
(Select 2 to 3.5 times the allowable value)
Number of measurement points: 701 points, for example
Next, an example of a signal processing procedure for measuring the occupied frequency bandwidth will be described below in itemized form.
(1) The values of all measurement points are taken as array variables.
(2) Convert the dBm value of the signal level of each acquired measurement point into a true power dimension (which may be a relative value).
(3) The power sum of each power dimension that has undergone a true number conversion is obtained and set as the total power.
(4) The lowest frequency Fp is set to 0.5% of the total power by sequentially adding from the lowest frequency 1.8996 GHz point to the higher frequency point.
(5) By sequentially adding points from the maximum frequency of 1.9004 GHz to the lower frequency points, the point at which the power becomes 0.5% of the total power is defined as the upper limit frequency Fq.
(6) The occupied frequency bandwidth is obtained by (upper limit frequency Fq) − (lower limit frequency Fp).
[0017]
Therefore, if (upper limit frequency Fq) − (lower limit frequency Fp) is 288 kHz or less as shown by the measurement waveform indicated by the solid line in FIG. 7, it is within the allowable range, and if it exceeds 288 kHz as indicated by the wavy waveform in FIG. It is out of the allowable value, and the failure of the transmission system under test is verified.
[0018]
Next, measurement of adjacent channel leakage power will be described with reference to FIG.
Adjacent channel power is the ratio of the specified bandwidth power of an adjacent channel to the specified bandwidth power of a certain reference channel.
[0019]
For example, the carrier frequency is 1.9 GHz, the specified bandwidth is 192 kHz, 600 kHz detuned to 800 nW or less, 900 kHz detuned to 250 nW or less, and the reference channel signal level measured in advance in the time domain is Pd, and the following measurement conditions Measure with
Measurement frequency range of each channel: 192kHz
Number of measurement points: 701 points, for example
Next, an example of a signal processing procedure for measuring adjacent channel leakage power will be described in itemized form below.
(1) Carrier frequency of 1.9 GHz, first upper and lower adjacent channels (1.9 GHz ± 600 kHz), and second upper and lower adjacent channels (1.9 GHz ± 900 kHz) In the center, the values of all measurement points of 192 kHz are taken as array variables.
(2) Convert the dBm value of the signal level of each acquired measurement point into a true power dimension (which may be a relative value).
(3) The sum of the powers at the measurement points within the specified bandwidth 192 kHz with the carrier frequency of 1.9 GHz as the center is obtained and set as the total power Pc of the reference channel.
(4) The sum of the power at the measurement points within the specified bandwidth 192 kHz with the (carrier frequency + 600 kHz) as the center is the upper adjacent channel leakage power Pa.
(5) The sum of the power at the measurement points within the specified bandwidth 192 kHz, centered on (carrier frequency−600 kHz), is defined as the lower adjacent channel leakage power Pb.
(6) The upper adjacent channel leakage power is obtained from Pd-10 log (Pc / Pa) and converted to nW.
(7) The lower adjacent channel leakage power is obtained from Pd-10 log (Pc / Pa) and converted to nW.
It calculates | requires by 10log (Pc / Pb).
(8) Repeat steps (4) to (7) for the second adjacent channel (1.9 GHz ± 900 kHz).
[0021]
Therefore, if the adjacent channel leakage power is 800 nW or less at 600 kHz detuning and 250 nW or less at 900 kHz detuning, it is within the allowable value, and if it is more than that, it is within the allowable value, and verification of the malfunction of the transmission system under test I do.
[0022]
According to the above measurement method, the orthogonal modulation signal of the transmission system in mobile communication is analyzed by the items such as the occupied frequency bandwidth and the adjacent channel leakage power. The orthogonal modulation signal includes the I component and the Q component. Therefore, it was impossible to determine which component was affected or which was both, and signal analysis could not be performed easily.
[0023]
[Problems to be solved by the invention]
As described above, a conventional quadrature modulation signal analysis apparatus analyzes a quadrature modulation signal as one signal.
However, the quadrature modulation signal has an I component and a Q component, and when there is a defect in the measurement signal, it is not possible to determine which component has the effect or both, so the signal analysis of the transmission system can be performed easily. There wasn't.
Therefore, the present invention has been made in view of these problems, and its purpose is to analyze the I component and the Q component of the orthogonal modulation signal of the transmission system independently, and when there is a measurement signal defect, It is an object of the present invention to provide a signal analysis apparatus for quadrature modulation signals that can easily determine which component has an influence or both influences.
[0024]
[Means for Solving the Problems]
That is, the first of the present invention made to achieve the above object is
In the signal analysis device for quadrature modulation signals,
Signal processing means for independently processing the digital data of the I component and the Q component of the orthogonal modulation signal,
Display means for displaying the results processed by the signal processing means as characteristics of an I component level and a Q component level,
The gist of the present invention is a signal analysis apparatus for quadrature modulation signals characterized by comprising:
[0025]
The second aspect of the present invention made to achieve the above object is as follows.
In the signal analysis device for quadrature modulation signals,
A demodulator that demodulates the quadrature modulation signal into a quantized digital signal of the I component and Q component, and outputs the demodulated signal;
Storage means for storing the digital data of the I component and the Q component respectively;
Signal processing means for signal processing the digital data of the I component and the Q component stored in the storage means;
Display means for displaying the result of processing by the signal processing means as characteristics of the I component level and the Q component level;
The gist of the present invention is a signal analysis apparatus for quadrature modulation signals characterized by comprising:
[0026]
The third aspect of the present invention made to achieve the above object is as follows.
The signal processing method of the signal processing means according to the first or second aspect of the present invention is based on a signal analysis device for quadrature modulation signals performed by FFT.
[0027]
The fourth aspect of the present invention made to achieve the above object is as follows.
An item to be processed by the signal processing means according to the first or second aspect of the present invention is a signal analysis device for a quadrature modulation signal that is performed by occupied frequency bandwidth measurement or adjacent channel leakage power measurement.
[0028]
The fifth aspect of the present invention made to achieve the above object is as follows.
The characteristics of the I component and the Q component displayed by the display means according to the first or second aspect of the present invention are based on a signal analysis device for quadrature modulation signals performed by numerical data.
[0029]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
The outline of the mobile communication and the configuration and operation of the orthogonal modulation transmission system to be tested have been described in the prior art, and the description thereof will be omitted.
[0030]
Next, the configuration and operation of the quadrature modulation signal analysis apparatus according to the present invention will be described with reference to FIGS.
As shown in FIG. 1, the quadrature modulation signal analysis apparatus according to the present invention includes a mixer 10, a local oscillator 11, a demodulator 20, memories 31 and 32, signal processors 41 and 42, and a display unit 50. It consists of and.
The demodulator 20 includes mixers 21 and 22, a π / 2 phase shifter 23, a signal generator 24, and A / D converters 25 and 26.
[0031]
That is, the signal analysis apparatus for quadrature modulation signals of the present invention has a configuration in which one conventional signal processing unit 40 is replaced with two signal processing units 41 and 42.
However, for convenience of explanation, the block display is made with two signal processing units, but the two signal processing units may be configured as one signal processing unit as long as signal processing can be performed independently.
[0032]
The signal under test Fr is mixed with the local signal Fa of the local oscillator 11 by the mixer 10 and converted into an IF signal Fi.
However, in general, the frequency conversion by the heterodyne system is usually configured with three or more stages, but is made one stage for the sake of simplifying the drawing and the description.
[0033]
Then, one of the IF signal Fi branched and the signal Fd of the signal generator 24 whose phase is shifted by 90 degrees by the π / 2 phase shifter 23 are multiplied by the mixer 21, and the A / D converter 25 performs the I component. Is output as a quantized digital signal.
Further, the other of the IF signal Fi branched and the signal Fd of the signal generator 24 are multiplied by the mixer 22 and output as a digital signal obtained by quantizing the Q component by the A / D converter 26.
[0034]
The I component and Q component quantized digital signals are stored in the memory 31 and the memory 32 of the storage means, respectively.
However, for convenience of explanation, the two memories 31 and 32 are displayed as blocks as storage means, but may be one memory as long as they can be stored as respective data.
[0035]
Further, the I component quantized digital signal is processed by the signal processing unit 41, and the Q component quantized digital signal is processed by the signal processing unit 42 by signal processing such as FFT, so that the occupied frequency bandwidth and adjacent channel leakage power are increased. And so on.
However, for convenience of explanation, the signal processing means is displayed as a block as the two signal processing units 41 and 42. However, one signal processing unit may be used as long as the signal processing can be performed as the respective data.
[0036]
As a spectrum waveform of an I component (I axis) quadrature modulation signal obtained by signal processing, for example, a measurement waveform of an occupied frequency bandwidth, an adjacent channel leakage power measurement waveform, and a numerical value of the result are displayed on the display unit 50.
Further, as the spectrum waveform of the quadrature modulation signal of the Q component (Q axis) obtained by the signal processing, for example, a measurement waveform of the occupied frequency bandwidth, an adjacent channel leakage power measurement waveform, and a numerical value of the result are displayed on the display unit 50. .
[0037]
Next, measurement of the occupied frequency bandwidth will be described with reference to FIG.
However, the definition of the occupied frequency bandwidth is omitted because it has been described in the prior art.
[0038]
For example, the occupied frequency bandwidths of the I component and the Q component are respectively measured under the following measurement conditions similar to the conventional one.
Measurement frequency width: 800kHz centered on a carrier frequency of 1.9GHz (select ~ 3.5 times the allowable value)
Number of measurement points: 701 points, for example
Next, an example of a signal processing procedure for measuring the occupied frequency bandwidth will be described below in itemized form.
(1) The values of all measurement points of the I component and Q component are taken as array variables.
(2) The dBm value of the signal level at each measurement point of the captured I component and Q component is converted into an exact power dimension (which may be a relative value).
(3) The power sum of each power dimension of the I component and the Q component obtained by the true number conversion is obtained, respectively, and set as the total power Pi of the I component and the total power Pq of the Q component.
(4) The lowest frequency Fp of the I component is sequentially added from the point of 1.8996 GHz to the higher frequency point, and the point when it becomes 0.5% of the total power is set as the lower limit frequency Fp.
(5) The maximum frequency Fq of the I component is sequentially added from the point at the maximum frequency of 1.9004 GHz to the lower frequency point, and the point when it becomes 0.5% of the total power is set as the upper limit frequency Fq.
(6) The occupied frequency bandwidth Wi of the I component is obtained by (upper limit frequency Fq) − (lower limit frequency Fp).
(7) The occupied frequency bandwidth Wq of the Q component can be similarly measured by performing (4) to (6).
[0040]
Therefore, for example, as shown in FIG. 2A, the measurement waveform indicated by the solid line is the same as the I component at the normal time, or is broader than the normal time as indicated by the wavy waveform in FIG. The I component and the measured waveform of the Q component shown in FIG. 2B can be compared and analyzed.
[0041]
Next, measurement of adjacent channel leakage power will be described with reference to FIG.
The definition of adjacent channel leakage power has been described in the prior art, and is therefore omitted.
[0042]
For example, the signal level of the I component of the reference channel measured in the time domain in advance is Pid, the signal level of the Q component is Pqd, and the leakage power of the adjacent channel detuned at 600 kHz and 900 kHz is calculated for the I component and the Q component. Each measurement is performed under the following measurement conditions.
Measurement frequency range of each channel: 192kHz
Number of measurement points: 701 points, for example
Next, an example of a signal processing procedure for measuring adjacent channel leakage power will be described in itemized form below.
(1) Carrier frequency 1.9 GHz, upper and lower adjacent channels (1.9 GHz ± 600 kHz), and second upper and lower adjacent channels (1.9 GHz ± 900 kHz) The values of the I component and Q component of the measurement point are taken as array variables.
(2) The dBm value of the signal level at each measurement point of the captured I component and Q component is converted into an exact power dimension (which may be a relative value).
(3) For the I component, the sum of the powers at the measurement points within the specified bandwidth 192 kHz with the carrier frequency of 1.9 GHz as the center is obtained and set as the total power Pic of the reference channel.
(4) With respect to the I component, centering on (carrier frequency + 600 kHz), the sum of the power at the measurement points within the specified bandwidth 192 kHz is defined as the upper adjacent channel leakage power Pia.
(5) With respect to the I component, centering on (carrier frequency−600 kHz), the sum of the power at the measurement points within the specified bandwidth 192 kHz is defined as the lower adjacent channel leakage power Pib.
(6) The upper adjacent channel leakage power of the I component is obtained from Pid-10 log (Pic / Pia).
(7) The lower adjacent channel leakage power of the I component is obtained from Pid-10 log (Pic / Pib).
(8) With respect to the second adjacent channel (1.9 GHz ± 900 kHz) of the I component, the measurement is performed in the same manner from (4) to (7).
(9) The adjacent channel leakage power of the Q component is also measured by performing the above (3) to (8) in the same manner.
[0044]
Therefore, the normal I component and the normal Q component of the adjacent channel are the same, or the I channel and the Q component of the adjacent channel leakage power can be compared and analyzed.
[0045]
【The invention's effect】
The present invention is implemented in the form as described above, and has the following effects.
That is, since the signal analysis is performed on the quadrature modulation signal of the mobile communication system independently of the I component and the Q component, there is a defect in the measurement signal of the I modulation component and the Q component of the quadrature modulation signal. In this case, it is possible to easily perform signal analysis of which component influences or both influences, and to easily verify the failure of the transmission system under test.
In addition, since the signal analysis is performed on the quadrature modulation signal of the mobile communication system independently of the I component and the Q component, next-generation mobile communication in which the I component and the Q component are each subjected to quadrature modulation. It is particularly effective for signal analysis of transmission systems.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram of a signal analysis apparatus for quadrature modulation signals according to the present invention.
FIG. 2 is a signal diagram example of an occupied frequency bandwidth by the signal analysis apparatus for quadrature modulation signals according to the present invention.
FIG. 3 is a signal diagram example of adjacent channel leakage power by the quadrature modulation signal analysis apparatus of the present invention.
FIG. 4 is a block diagram example 1 of a transmission system using an orthogonal modulation method;
FIG. 5 is a block diagram example 2 of a transmission system using an orthogonal modulation method;
FIG. 6 is a block diagram of a conventional signal analysis apparatus for quadrature modulation signals.
FIG. 7 is an example of a signal diagram of an occupied frequency bandwidth by a conventional signal analysis apparatus for quadrature modulation signals.
FIG. 8 is a signal diagram example of adjacent channel leakage power by a conventional signal analysis apparatus for quadrature modulation signals.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 Mixer 11 Local oscillator 20 Demodulator 21, 22 Mixer 23 (pi) / 2 phase shifter 24 Signal generator 25, 26 A / D converter 31, 32 Memory 40, 41, 42 Signal processing part 50 Display part 60 Splitter 61, 62 PN sequence generator 63, 64 Mixer 65, 66 Band limiting filter 67, 68 Mixer 70 Carrier signal source 71 π / 2 phase shifter 72 Synthesizer

Claims

In the signal analysis device for quadrature modulation signals,
Signal processing means for independently processing the digital data of the I component and the Q component of the orthogonal modulation signal,
Display means for displaying the results processed by the signal processing means as characteristics of an I component level and a Q component level,
Comprising
The items processed by the signal processing means are performed by occupied frequency bandwidth measurement or adjacent channel leakage power measurement,
A signal analysis apparatus for quadrature modulation signals, wherein the characteristics of the I component level and the characteristics of the Q component level displayed on the display means are compared and analyzed.

In the signal analysis device for quadrature modulation signals,
A demodulator that demodulates the quadrature modulation signal into a quantized digital signal of the I component and Q component, and outputs the demodulated signal;
Storage means for storing the digital data of the I component and the Q component respectively;
Signal processing means for signal processing the digital data of the I component and the Q component stored in the storage means;
Display means for displaying the result of processing by the signal processing means as characteristics of the I component level and the Q component level;
Comprising
The items processed by the signal processing means are performed by occupied frequency bandwidth measurement or adjacent channel leakage power measurement,
A signal analysis apparatus for quadrature modulation signals, wherein the characteristics of the I component level and the characteristics of the Q component level displayed on the display means are compared and analyzed.