JP4655119B2 - 電力変換回路、及び多相回転機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、給電手段及び多相回転機間に接続される電力変換回路、及び電力変換回路を操作することで多相回転機の制御量を制御する多相回転機の制御装置に関する。

回転機に対する指令電圧とキャリアとの大小関係の比較に基づきインバータのスイッチング素子を操作することが周知である。これによれば、回転機の端子に、擬似的に正弦波形状の指令電圧を印加することができる。ただし、この場合には、インバータの出力電圧が２値的に激しく変動するため、回転機の中性点電圧が大きく変動し、これに起因してコモンモードノイズが発生したり、サージが大きくなったりする等の不都合が生じる。

そこで従来は、例えば下記特許文献１に見られるように、３相回転機の各相の端子のそれぞれに、一対の出力端子間に並列接続されたコンデンサの電圧を電源電圧に対して所望に変換する各別のコンバータの出力端子を接続することも提案されている。これによって、３相回転機の各相に正弦波形状の電圧が印加されるために、サージ電圧を抑制することができる。
特開２００５−２９５６７１号公報

ところで、上記特許文献１に記載の各コンバータは、４つのスイッチング素子を備えて構成されている。このため、上記コンバータを備えて構成される電力変換回路は、１２個のスイッチング素子を備えることとなる。これは、インバータを構成するスイッチング素子の数が６個であることと比較すると、部品点数の増加を招いている。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、給電手段及び多相回転機間に接続されるものにあって、その部品点数の増加を好適に抑制することのできる電力変換回路を提供することにある。また、本発明の目的は、給電手段及び多相回転機間に接続される電力変換回路を操作することで多相回転機の制御量を好適に制御することのできる多相回転機の制御装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、給電手段及び多相回転機間に接続される電力変換回路において、前記多相回転機の特定の１相を除いた残りの各相毎に設けられて且つ、前記給電手段の電圧を所定に変換して該当する相に印加する電圧変換手段を備え、前記電圧変換手段は、一対の出力端子のうちの一方の端子の電位が前記給電手段の一対の電極のうちのいずれか一方の電位に固定されて且つ、一対の出力端子のうちの他方の端子の電位を、前記給電手段の一方の電極の電位を境界とする前記給電手段の他方の電極の電位側の領域であって且つ前記給電手段の一対の電極間の電圧よりも大きい領域内で調節可能な手段であり、前記特定の１相が、前記給電手段の他方の電極の電位を有する部分に接続されることを特徴とする。

上記発明では、電圧変換手段によって残りの相に印加する電圧を操作することで、特定の相及び残りの相の電圧差である線間電圧を所望に制御することができ、ひいては多相回転機の制御量を所望に制御することができる。しかも、この際、特定の相については、電圧変換手段を備えないため、部品点数を好適に抑制することができ、また特定の相に接続される電力変換回路部分の電力損失を低減することもできる。

特に、上記発明では、特定の１相の電位を、上記給電手段のいずれか一方の電極の電位よりもいずれか他方の電極の電位側に固定することで、特定の１相と残りの相との間の線間電圧を正及び負の双方向に操作可能となる。特に、蓄電手段の一対の端子間の電圧が給電手段の一対の電極間の電圧よりも大きくなり得る構成のため、線間電圧の最大値を給電手段の一対の電極間の電圧の２分の１の値よりも大きくすることができる。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記電圧変換手段は、前記給電手段の正極及び負極のいずれかに一方の端子が接続される蓄電手段と、コイルと、前記給電手段によって前記コイルに供給されるエネルギを前記蓄電手段に出力するに際し、前記一方の端子に前記いずれかの電極に対応する電荷が充電されるように前記コイルと前記蓄電手段とを電気的に接続する接続手段とを備えることを特徴とする。

上記発明では、蓄電手段の一方の端子に給電手段の正極が接続される場合には、この一方の端子に正の電荷が充電され、また、蓄電手段の一方の端子に給電手段の負極が接続される場合には、他方の端子に正の電荷が充電される。このため、電圧変換手段によって印加される電圧によって、残りの相の電位を、蓄電手段に接続される給電手段の電極側の電位から他方の電極側の電位へと調節可能である。このため、特定の１相の電位を、蓄電手段に接続される給電手段の電極の電位よりも他方の電極側の電位とすることで、特定の１相と残りの相との電位差である線間電圧を正及び負の双方に操作することが可能となる。

なお、上記発明において、前記電圧変換手段は、前記蓄電手段へのエネルギの出力に先立ち、前記蓄電手段及び前記コイルを電気的に遮断した状態で前記コイルの両端に前記給電手段の各別の電極を接続する手段を備え、前記接続手段は、前記給電手段及び前記コイルを電気的に遮断した状態で前記蓄電手段と前記コイルとを接続可能とする手段であることが望ましい。

請求項３記載の発明は、請求項１または２記載の発明において、前記電圧変換手段は、一対の出力端子に並列接続される蓄電手段と、１次側コイルのいずれか一方の端子及び２次側コイルの端子のうち相互誘導によって誘起される電圧の極性が前記一方の端子に対して逆となる端子が短絡されたトランスと、前記１次側コイル及び前記給電手段を備えるループ回路を開閉するスイッチング素子と、前記２次側コイル及び前記蓄電手段を備えるループ回路を開閉するスイッチング素子とを備えることを特徴とする。

上記発明では、給電手段の両電極のうちの一方がトランスを介して蓄電手段の一方の端子に接続可能とされる。このため、蓄電手段の一方の端子の電位が、給電手段の両電極のうちの一方の電位とされる。ここで、上記発明では、トランスの相互誘導によって誘起される電圧の極性の設定により、蓄電手段の一方の端子に給電手段の正極が接続される場合には、この一方の端子に正の電荷が充電され、また、蓄電手段の一方の端子に給電手段の負極が接続される場合には、他方の端子に正の電荷が充電される。このため、電圧変換手段によって印加される電圧によって残りの相の電位を、給電手段の一方の電極の電位を境界として他方の電極の電位側へと調節可能である。このため、特定の１相の電位を給電手段の一方の電極の電位よりも他方の電極側の電位とすることで、特定の１相と残りの相との電位差である線間電圧を正及び負の双方に操作することが可能となる。

請求項４記載の発明は、請求項３記載の発明において、前記電圧変換手段は、前記１次側コイルに接続されるスイッチング素子がオフ操作されることで前記２次側コイル及び前記蓄電手段を備えるループ回路に電流を流すためのダイオードと、前記２次側コイルに接続されるスイッチング素子がオフ操作されることで前記１次側コイル及び前記給電手段を備えるループ回路に電流を流すためのダイオードとを備えることを特徴とする。

上記発明では、１次側コイルに接続されるスイッチング素子がオフ操作されることで、２次側コイルに接続されるスイッチング素子をオン操作することなく、ダイオードを介して２次側コイルに電流を流すことができる。また、２次側コイルに接続されるスイッチング素子がオフ操作されることで、１次側コイルに接続されるスイッチング素子をオン操作することなく、ダイオードを介して１次側コイルに電流を流すことができる。

請求項５記載の発明は、請求項１または２記載の発明において、前記電圧変換手段は、一対の出力端子に並列接続される蓄電手段と、前記給電手段に並列接続された一対のスイッチング素子と、前記蓄電手段に並列接続された一対のスイッチング素子と、前記給電手段に並列接続された一対のスイッチング素子の接続点を前記蓄電手段に並列接続された一対のスイッチング素子の接続点に接続するコイルとを備えることを特徴とする。

上記発明では、蓄電手段の一対の端子間の電圧が給電手段の一対の電極間の電圧よりも大きくなり得る構成のため、線間電圧の最大値を給電手段の一対の電極間の電圧の２分の１の値よりも大きくすることができる。

請求項６記載の発明は、給電手段及び多相回転機間に接続される電力変換回路において、前記多相回転機の特定の１相を除いた残りの各相毎に設けられて且つ、前記給電手段の電圧を所定に変換して該当する相に印加する電圧変換手段を備え、前記特定の１相が、前記変換手段による電圧の印加によって前記残りの相の取り得る電位の間の電位を有する部分に接続され、前記電圧変換手段は、蓄電手段と、１次側コイル及び２次側コイルの双方が前記給電手段に並列接続されるとともに前記１次側コイルが前記蓄電手段に並列接続されるトランスと、該トランスの１次側コイル及び前記給電手段の正極端子間を開閉する第１のスイッチング素子と、該第１のスイッチング素子及び前記１次側コイルと前記蓄電手段との間を開閉する第２のスイッチング素子と、前記トランスの２次側コイルの端子のうちの前記第１のスイッチング素子に接続される前記１次側コイルの端子と相互誘導によって誘起される電圧の極性が同一となる端子及び前記給電手段の負極端子間を開閉する第３のスイッチング素子とを備えることを特徴とする。

請求項７記載の発明は、請求項１〜６のいずれか１項に記載の発明において、前記残りの１相が、前記給電手段の正極又は負極に接続されることを特徴とする。

請求項８記載の発明は、請求項６記載の発明において、前記残りの１相が、前記給電手段に並列接続された複数のキャパシタの接続点に接続されることを特徴とする。

上記発明では、キャパシタの静電容量によって、特定の１相の電位を調節することができる。

なお、前記複数のキャパシタの静電容量は、上記接続点の電位を前記給電手段の両電極の電位の中央に対してずらすように設定されてなることを特徴としてもよい。

請求項９記載の発明は、請求項１〜８のいずれか１項に記載の電力変換回路を操作することで前記多相回転機の制御量を制御する多相回転機の制御装置において、前記多相回転機の各２相間の電圧の差である線間電圧を指令線間電圧に制御する制御手段を備えることを特徴とする。

多相回転機を流れる電流は、線間電圧によって制御可能である。このため、多相回転機の線間電圧を指令線間電圧に制御することで、多相回転機の制御量を所望に制御することができる。

請求項１０記載の発明は、請求項９記載の発明において、前記多相回転機に対する指令相電圧を設定する設定手段と、前記指令相電圧から前記指令線間電圧を算出する算出手段とを更に備えることを特徴とする。

上記発明では、制御量を制御するための操作量として、指令相電圧を設定することができる。このため、例えば各相の指令相電圧を設定する周知のロジックを流用することも可能となる。

請求項１１記載の発明は、請求項９又は１０記載の発明において、前記電圧変換手段は、その出力端子に並列に接続される蓄電手段と、該蓄電手段と前記給電手段との間に設けられるチョッパ回路部とを備え、前記制御手段は、前記指令線間電圧に基づき、前記チョッパ回路部の出力電流の指令値を算出する電流指令値算出手段と、前記チョッパ回路部の出力電流の指令値に基づき、前記チョッパ回路部を操作することでチョッパ制御を行う操作手段とを備えることを特徴とする。

上記発明では、チョッパ回路部の出力電流の指令値を算出することで、蓄電手段の電圧を指令線間電圧に基づき制御する上で要求される出力電流を把握することができ、ひいては、蓄電手段の電圧を指令線間電圧に応じて好適に制御することができる。このため、上記発明では、多相回転機の線間電圧を好適に制御することができる。

請求項１２記載の発明は、請求項１１記載の発明において、前記電流指令値算出手段は、前記チョッパ回路部の出力電流の指令値を算出するに際し、前記蓄電手段に接続される多相回転機の端子に流れる電流を加味することを特徴とする。

多相回転機の端子に流れる電流は、電力変換回路と多相回転機との間で授受される電流である。このため、この電流は、蓄電手段の電圧を指令線間電圧に応じて制御する上での外乱要因となる。この点、上記発明では、チョッパ回路部の出力電流の指令値を算出するに際し、多相回転機の端子に流れる電流を加味することで、上記外乱要因をフィードフォワード制御によって補償することができる。このため、蓄電手段の電圧の制御性を向上させることができる。

請求項１３記載の発明は、請求項９又は１０記載の発明において、前記制御手段は、前記電力変換回路及び多相回転機間での電荷の流出入量、及び前記多相回転機に対する指令線間電圧に基づき、前記回転機の線間電圧を指令線間電圧に制御することを特徴とする。

蓄電手段の電圧を指令線間電圧に応じて制御する際には、多相回転機及び電力変換回路間での電荷の流出入量が外乱要因となる。このため、たとえ蓄電手段の電圧を上昇させたい場合であっても、必ずしもチョッパ回路部の出力電流を正とすることが要求されるわけではなく、多相回転機の端子を流れる電流によっては、上記出力電流を負とすることが要求されることもある。上記発明では、この点に鑑み、電力変換回路及び回転機間での電荷の流出入量を把握することで、蓄電手段の電圧を指令線間電圧に応じて適切に制御することができ、ひいては線間電圧を指令線間電圧に好適に制御することができる。

なお、「前記線間電圧の前記指令線間電圧への制御を、前記電力変換回路及び前記回転機間での電荷の流出入量の検出値に基づき行う」ことが望ましい。

請求項１４記載の発明は、請求項１３記載の発明において、前記電圧変換手段は、その出力端子に並列に接続される蓄電手段と、該蓄電手段と前記給電手段との間に設けられるチョッパ回路部とを備え、前記制御手段は、前記指令線間電圧及び前記電荷の流出入量に基づき、前記チョッパ回路部の出力電流の指令値を算出する電流指令値算出手段と、前記チョッパ回路部の出力電流の指令値に基づき、前記チョッパ回路部を操作することでチョッパ制御を行う操作手段とを備えることを特徴とする。

上記発明では、チョッパ回路部の出力電流の指令値を算出することで、蓄電手段の電圧を指令線間電圧に基づき制御する上で要求される出力電流を把握することができ、ひいては、蓄電手段の電圧を指令線間電圧に応じて好適に制御することができる。このため、上記発明では、多相回転機の線間電圧を指令線間電圧に好適に制御することができる。

請求項１５記載の発明は、請求項１１、１２又は１４記載の発明において、前記電流指令値算出手段は、実際の線間電圧と前記指令線間電圧との差に基づき、前記チョッパ回路部の出力電流の指令値を算出することを特徴とする。

上記発明では、上記差を上記出力電流の指令値を算出するための入力とすることで、蓄電手段の電圧を指令線間電圧に基づき制御する処理を、簡易且つ適切に行うことができる。

請求項１６記載の発明は、請求項１１，１２，１４，１５のいずれか１項に記載の発明において、前記操作手段は、前記チョッパ回路部の出力電流の所定期間における平均値を前記指令値に一致させるように前記操作態様を可変とすることを特徴とする。

チョッパ回路部を流れる電流がチョッパ制御によって変動する場合、微視的なタイムスケールでは、上記出力電流をその指令値とすることができない。この点、上記発明では、上記出力電流の所定期間における平均値を指令値とすることで、出力電流を指令値に一致させることができ、ひいては蓄電手段の電圧を指令線間電圧に応じて制御することができる。

請求項１７記載の発明は、請求項１６に記載の発明において、前記操作手段は、前記チョッパ回路部の備えるコイルに流れる電流の漸増操作及び漸減操作の繰り返し処理を行うものであって且つ、前記漸増操作及び漸減操作の一周期において前記チョッパ回路部の出力電流の平均値を前記指令値に一致させるように前記漸増操作及び漸減操作の操作態様を可変設定することを特徴とする。

チョッパ回路部の備えるコイルを流れる電流がチョッパ制御によって漸増及び漸減を繰り返す場合、微視的なタイムスケールでは、上記出力電流をその指令値とすることができない。この点、上記発明では、漸増及び漸減の一周期において出力電流を指令値とすることで、極力短いタイムスケールで出力電流を指令値に一致させることができ、ひいては蓄電手段の電圧を指令線間電圧に応じて好適に制御することができる。

請求項１８記載の発明は、請求項１６に記載の発明において、前記操作手段は、前記チョッパ制御のためのスイッチング素子のオン・オフ操作の一周期において前記チョッパ回路部の出力電流の平均値を前記指令値に一致させるように前記スイッチング素子の操作態様を可変とすることを特徴とする。

チョッパ制御では、通常、スイッチング素子のオン・オフ操作に伴ってチョッパ回路部を流れる電流が変動する。そしてこの場合には、上記出力電流も変動する。このため、微視的なタイムスケールでは、出力電流をその指令値とすることができない。この点、上記発明では、オン・オフ操作の一周期において出力電流を指令値とすることで、極力短いタイムスケールで出力電流を指令値に一致させることができ、ひいては蓄電手段の電圧を指令線間電圧に応じて好適に制御することができる。

請求項１９記載の発明は、請求項１１，１２，１４〜１８のいずれか１項に記載の発明において、前記操作手段は、前記チョッパ制御のためのスイッチング素子のオン時間を変更可能な操作量として且つ、前記チョッパ回路部の備えるコイルに流れる電流量がゼロとなることで前記スイッチング素子をオフ状態からオン状態に切り替えることを特徴とする。

上記発明では、コイルを流れる電流がゼロとなる度にスイッチング素子がオン操作されることでコイルを流れる電流が増加する。このため、スイッチング素子のオン・オフの一周期においてコイルを流れる電流や蓄電手段を流れる電流を比較的簡易に算出することができる。更に、コイルを流れる電流がゼロとなることでスイッチング素子をオフ状態からオン状態に切り替えるために、この際のスイッチング損失を低減することもできる。

請求項２０記載の発明は、請求項１１，１２，１４〜１９のいずれか１項に記載の発明において、前記操作手段は、前記チョッパ制御を行うに際し、前記蓄電手段の電圧及び前記給電手段の電圧を加味することを特徴とする。

チョッパ制御における電流の挙動は、蓄電手段の電圧や給電手段の電圧に依存する。上記発明では、この点に鑑み、これらを入力とすることで、チョッパ制御における電流の挙動を把握することができる。このため、上記出力電流を指令値に好適に制御することができる。

請求項２１記載の発明は、請求項１１，１２，１４〜２０のいずれか１項に記載の発明において、前記操作手段は、前記チョッパ制御を行うに際し、前記チョッパ回路部の備えるコイルに流れる電流の検出値を加味することを特徴とする。

上記発明では、コイルを流れる電流の検出値に基づきチョッパ制御の電流の挙動を把握することができるため、上記出力電流を指令値に好適に制御することができる。

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる電力変換回路及び多相回転機の制御装置をハイブリッド車の動力発生装置としての電動機に接続される電力変換回路、及びこれを操作する制御装置に適用した第１の実施の形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態の制御システムの全体構成を示す。

電動機１０は、ハイブリッド車の動力発生装置であり、ここでは、永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）を例示している。電動機１０は、電力変換回路（ＥＰＣ１４）を介して、高圧バッテリ１２に接続されている。ここで、高圧バッテリ１２は、ニッケル水素蓄電池やリチウムイオン蓄電池等の蓄電池である。

上記ＥＰＣ１４は、電動機１０のＶ相を、バッテリ１２の負極電位に固定する手段と、Ｕ相及びＷ相に接続される各別の電圧変換手段（コンバータユニット）を備えて構成され、Ｕ相及びＷ相に印加する電圧を連続的に調節することが可能なものである。詳しくは、本実施形態では、コンバータユニットとして、昇降圧機能を有するコンバータを用いている。このコンバータは、チョッパ回路部ＣＰｕ、ＣＰｗ及びコンデンサＣｕ、Ｃｗを備えて構成されており、チョッパ回路部ＣＰｕ、ＣＰｗが操作されることでチョッパ制御がなされることにより、バッテリ１２に対してコンデンサＣｕ、Ｃｗの電圧を変換可能とする。以下の説明では、Ｕ相及びＷ相の各コンバータユニットに関する部材の符号について、相を区別せず総括して記載する場合には、相に対応したアルファベットを割愛した記載をする。すなわち、例えばチョッパ回路部ＣＰは、チョッパ回路部ＣＰｕ、ＣＰｗを総括した記載であり、コンデンサＣは、コンデンサＣｕ，Ｃｗを総括した記載である。

チョッパ回路部ＣＰは、１次側コイルＬ１のうちの巻き始め側の端子と、２次側コイルＬ２の巻き終わり側の端子とが短絡されたトランスＴを備えている。換言すれば、１次側コイルＬ１の一方の端子と、２次側コイルＬ２の端子のうちの上記１次側コイルＬ１の一方の端子とは相互誘導によって誘起される電圧の極性が逆となる端子が短絡されたトランスＴを備えている。ここで、１次側コイルＬ１及び２次側コイルＬ２のそれぞれの巻き数は同一とされている。そして、１次側コイルＬ１の巻き終わり側の端子とバッテリ１２の負極との間にスイッチング素子Ｓ１が接続され、２次側コイルＬ２とコンデンサＣとの間には、スイッチング素子Ｓ２が接続されている。

ここで、スイッチング素子Ｓ１は、１次側コイルＬ１及びバッテリ１２を備えるループ回路を開閉するためのものであり、スイッチング素子Ｓ２は、２次側コイルＬ２及びコンデンサＣを備えるループ回路を開閉するためのものである。また、トランスＴは、コンデンサＣの一対の端子のうちトランスＴを介してバッテリ１２の正極側に接続される端子側に正の電荷を充電するために設けられたものである。すなわち、トランスＴに変えて単一のコイルを備える周知のバックブーストコンバータは、反転型のもの、すなわち、バッテリ１２の極性を反転させた電圧がコンデンサＣの電圧となるコンバータとなる。こうした事態を回避しつつも、スイッチング素子の数を低減すべく、本実施形態では、トランスＴを備えてチョッパ回路部ＣＰを構成した。これにより、周知の反転形バックブーストコンバータのように、コンデンサＣの電圧の絶対値を、ゼロからバッテリ１２の電圧の絶対値以上にまで調節可能なコンバータを２つのスイッチング素子を備えて構成することが可能となっている。

チョッパ回路部ＣＰは、更に、バッテリ１２の負極側から１次側コイルＬ１の巻き終わり側へと進む方向を順方向として且つ、スイッチング素子Ｓ１に並列接続されるダイオードＤ１を備えている。また、コンデンサＣの負極側から２次側コイルＬの巻き始め側へと進む方向を順方向として且つ、スイッチング素子Ｓ２に並列接続されるダイオードＤ２を備えている。ここで本実施形態では、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２として、パワーＭＯＳＦＥＴを例示している。また、ダイオードＤ１，Ｄ２は、パワーＭＯＳＦＥＴなどのボディダイオードであってもよい。

上記コンデンサＣのうちバッテリ１２の正極に接続されない側の端子が、電動機１０のＵ，Ｗ相にそれぞれ接続されている。これにより、電動機１０のＵ，Ｗ相の電位は、バッテリ１２の正極電位を上限として、バッテリ１２の負極電位よりも低い電位にまで調節可能となっている。

上記制御システムは、その内部の各種状態を検出するための手段として、次のものを備えている。まず、高圧バッテリ１２の電圧を検出する電圧センサ２０を備えている。またＥＰＣ１４のＵ相部分については、１次側コイルＬｕ１を流れる電流ｉＬｕ１を検出する電流センサ２２と、２次側コイルＬｕ２を流れる電流ｉＬｕ２を検出する電流センサ２４と、コンデンサＣｕの電圧を検出する電圧センサ２６とを備えている。一方、ＥＰＣ１４のＷ相部分については、１次側コイルＬｗ１を流れる電流ｉＬｗ１を検出する電流センサ２８と、２次側コイルＬｗ２を流れる電流ｉＬｗ２を検出する電流センサ３０と、コンデンサＣｗの電圧を検出する電圧センサ３２とを備えている。更に、電動機１０に関する状態としては、各相の電流を検出する電流センサ３４を備えている。

一方、制御装置４０は、電動機１０を制御対象とする制御装置であり、上記各種センサの検出値を取り込み、これらに基づき、ＥＰＣ１４を操作する。詳しくは、スイッチング素子Ｓｕ１、Ｓｕ２を操作する操作信号ｇｕ１、ｇｕ２と、スイッチング素子Ｓｗ１、Ｓｗ２を操作する操作信号ｇｗ１、ｇｗ２とを生成する。そして、これらを用いてチョッパ制御を行うことで、高圧バッテリ１２の電圧を所望に変換して各コンデンサＣｕ，Ｃｗの電圧とする。これにより、電動機１０のＵ相、Ｗ相の電位を、バッテリ１２の正極電位を上限として、バッテリ１２の電圧Ｖｉｎの２倍の範囲内で調節可能である。ちなみに、Ｕ相、Ｗ相の電位の下限値は、コンバータユニットの構造から定まるものではなく、Ｕ相の電圧とＶ相の電圧との差である線間電圧Ｖｕｖや、Ｖ相の電圧とＷ相の電圧との差である線間電圧Ｖｖｗを、正負に対して対称なものとすべきという制御上の制約からくるものである。

図２に、チョッパ回路部ＣＰからコンデンサＣ及び電動機１０側への出力電流ｉＣが正である場合について、本実施形態にかかるチョッパ制御の態様を示す。図２においては、ＥＰＣ１４を構成する２つのコンバータユニットのうちの１つを示す。なお、図２においては、説明の便宜上、コンデンサＣ及びこれに接続される電動機１０の端子間の電荷の流出入量が無視できるほど小さい場合を示す。ちなみに、図中、上方の回路図は、チョッパ制御態様を示すものであり、図２（ａ）は、スイッチング素子Ｓ１の操作信号ｇ１の推移を示し、図２（ｂ）は、スイッチング素子Ｓ２の操作信号ｇ２の推移を示し、図２（ｃ）は、１次側コイルＬ１を流れる電流ｉＬ１の推移を示し、図２（ｄ）は、２次側コイルＬ２を流れる電流ｉＬ２の推移を示し、図２（ｅ）は、チョッパ回路部ＣＰの出力電流ｉＣの推移を示す。

図示されるように、スイッチング素子Ｓ１がオン操作されることで、バッテリ１２、１次側コイルＬ１、及びスイッチング素子Ｓ１を備えるループ回路に電流が流れ、これにより、１次側コイルＬ１にエネルギが充填される。この際、スイッチング素子Ｓ２はオフ状態とされ、またダイオードＤ２には逆方向の電圧が加わるため、２次側コイルＬ２には電流が流れない。次に、スイッチング素子Ｓ１がオフ操作されると、コンデンサＣのうちバッテリ１２の正極に接続される側の端子に正の電圧が印加される。そしてこれにより、２次側コイルＬ２、コンデンサＣ及びダイオードＤ２を備えるループ回路に電流が流れる。これにより、コンデンサＣが充電される。

図３に、チョッパ回路部ＣＰからコンデンサＣ及び電動機１０側への出力電流ｉＣが負である場合について、本実施形態にかかるチョッパ制御の態様を示す。図３においては、ＥＰＣ１４を構成する２つのコンバータユニットのうちの１つを示す。なお、図３においては、説明の便宜上、コンデンサＣ及びこれに接続される電動機１０の端子間の電荷の流出入量が無視できるほど小さい場合を示す。ちなみに、図中、上方の回路図は、チョッパ制御態様を示すものであり、図３（ａ）〜図３（ｅ）は、先の図２（ａ）〜図２（ｅ）に対応している。

図示されるように、スイッチング素子Ｓ２がオン操作されることで、コンデンサＣ、２次側コイルＬ２、及びスイッチング素子Ｓ２を備えるループ回路に電流が流れ、これにより、２次側コイルＬ２にエネルギが充填される。この際、スイッチング素子Ｓ１はオフ状態とされ、またダイオードＤ１には逆方向の電圧が加わるため、１次側コイルＬ１には電流が流れない。次に、スイッチング素子Ｓ２がオフ操作されると、１次側コイルＬ１には、バッテリ１２の正極側を正とする逆起電力が生じる。そしてこれにより、１次側コイルＬ１、バッテリ１２及びダイオードＤ１を備えるループ回路に電流が流れる。

このように、チョッパ制御によって、直流電源（高圧バッテリ１２）の電圧を変換して出力することで、換言すればコンデンサＣの電圧を調節することで、電動機１０に印加する電圧値をアナログ値とすることができる。ただし、実際には、コンデンサＣ及び電動機１０間での電荷の流出入に起因して、コンデンサＣの電圧の上昇及び低下のそれぞれと、チョッパ回路部ＣＰの出力電流の符号とが１対１に対応しない。本実施形態では、こうした状況にあっても、コンデンサＣの電圧を適切に制御することができるように、上記操作信号ｇｕ１，ｇｕ２，ｇｗ１，ｇｗ２を生成する。図４に、上記操作信号ｇｕ１，ｇｕ２，ｇｗ１，ｇｗ２の生成処理を示す。

電動機１０の各相の電流ｉＭｕ，ｉＭｖ，ｉＭｗは、２相変換部Ｂ１０に取り込まれる。これにより、２相変換部Ｂ１０では、これら３相の電流ｉＭｕ，ｉＭｖ，ｉＭｗを、回転２相座標系での電流であるｄ軸上の実電流ｉｄとｑ軸上の実電流ｉｑとに変換する。一方、指令電流設定部Ｂ１２は、要求トルクに基づき、ｄｑ軸上の指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒを設定する。偏差算出部Ｂ１４では、指令電流ｉｄｒに対する実電流ｉｄの差を算出し、偏差算出部Ｂ１６では、指令電流ｉｑｒに対する実電流ｉｑの差を算出する。指令電圧設定部Ｂ１８では、上記偏差算出部Ｂ１４，Ｂ１６の出力に基づき、ｄｑ軸上での指令電圧ｖｄｒ、ｖｑｒを設定する。ここでは、実電流ｉｄを指令電流ｉｄｒにフィードバック制御するための操作量としてｄ軸上の指令電圧ｖｄｒを設定し、実電流ｉｑを指令電流ｉｑｒにフィードバック制御するための操作量としてｑ軸上の指令電圧ｖｑｒを設定する。ここで、フィードバック制御としては、例えば比例積分制御とすればよい。

３相変換部Ｂ２０は、ｄｑ軸上の指令電圧ｖｄｒ、ｖｑｒを、３相の指令相電圧Ｖｕｒ，Ｖｖｒ，Ｖｗｒに変換する。これら指令相電圧Ｖｕｒ，Ｖｖｒ，Ｖｗｒは、互いに位相が「２π／３」づつずれた三角波形状の電圧である。線間指令電圧算出部Ｂ２２では、指令相電圧Ｖｖｒに対する指令相電圧Ｖｕｒの差として、指令線間電圧Ｖｕｖｒを算出する。一方、線間電圧算出部Ｂ２４では、バッテリ１２の電圧である入力電圧Ｖｉｎに対するコンデンサＣｕの電圧Ｖｃｕの差として、実際の線間電圧Ｖｕｖを算出する。偏差算出部Ｂ２６では、実際の線間電圧Ｖｕｖに対する指令線間電圧Ｖｕｖｒの差を算出する。偏差算出部Ｂ２６の出力は、フィードバック制御部Ｂ２８に取り込まれる。ここでは、比例制御がなされる。ここで、比例ゲインＫは、コンデンサＣｕの容量と、コンデンサＣｕの電圧の要求変化速度とに基づき設定されるものである。フィードバック制御部Ｂ２８の出力は、フィードフォワード補正部Ｂ３０に取り込まれる。フィードフォワード補正部Ｂ３０では、フィードバック制御部Ｂ２８の出力にＵ相の電流ｉＭｕを加算することで、チョッパ回路部ＣＰｕの出力電流の指令値（出力指令値ｉＣｕｒ）を算出する。この出力指令値ｉＣｕｒは、コンデンサＣｕへの供給電流量と電動機１０のＵ相への供給電流量との和の指令値となっている。そして、パルス幅算出部Ｂ３２では、出力指令値ｉＣｕｒや、電圧センサ２０によって検出される高圧バッテリ１２の電圧Ｖｉｎ、コンデンサＣｕの電圧Ｖｃｕに基づき、出力電流が出力指令値ｉＣｕｒとなるように、操作信号ｇｕ１，ｇｕ２を算出する。

同様に、線間指令電圧算出部Ｂ３４では、指令相電圧Ｖｖｒに対する指令相電圧Ｖｗｒの差として、指令線間電圧Ｖｖｗｒを算出する。一方、線間電圧算出部Ｂ３６では、入力電圧Ｖｉｎに対するコンデンサＣｗの電圧Ｖｃｗの差として、実際の線間電圧Ｖｖｗを算出する。偏差算出部Ｂ３８では、実際の線間電圧Ｖｖｗに対する指令線間電圧Ｖｖｗｒの差を算出する。偏差算出部Ｂ３８の出力は、フィードバック制御部Ｂ４０に取り込まれる。ここでは、比例制御がなされる。フィードバック制御部Ｂ４０の出力は、フィードフォワード補正部Ｂ４２に取り込まれる。フィードフォワード補正部Ｂ４２では、フィードバック制御部Ｂ４０の出力にＷ相の電流ｉＭｗを加算することで、チョッパ回路部ＣＰｗの出力電流の指令値（出力指令値ｉＣｗｒ）を算出する。そして、パルス幅算出部Ｂ４４では、出力指令値ｉＣｗｒや、入力電圧Ｖｉｎ、コンデンサＣｗの電圧Ｖｃｗに基づき、出力電流が出力指令値ｉＣｕｒとなるように、操作信号ｇｗ１，ｇｗ２を算出する。

次に、図５に基づき、パルス幅算出部Ｂ３２、Ｂ４４の処理について詳述する。

図５（ａ）は、出力電流ｉＣが正である際に、１次側コイルＬ１及び２次側コイルＬ２に流れる電流を示している。ここで、オン時間ｔ１は、スイッチング素子Ｓ１のオン時間を示している。図示されるように、スイッチング素子Ｓ１がオン操作されると、先の図２のモード１に示した態様にて電流が流れることで、１次側コイルＬ１に流れる電流が漸増する。そして、オン時間ｔ１が経過すると、スイッチング素子Ｓ１がオフ操作されるために、先の図２のモード２に示した態様にて電流が流れ、２次側コイルＬ２にステップ状に増加した後漸減する電流が流れる。そして、本実施形態では、２次側コイルＬ２を流れる電流がゼロとなることで、スイッチング素子Ｓ１を再度オン状態に切り替える。

ここで、コンデンサＣ及び電動機１０側に電流が流れるのは、スイッチング素子Ｓ１がオフ状態である期間に限られ、しかもこの間の電流は漸減するものであるため、微視的なタイムスケールでは、この電流を出力指令値ｉＣｒとすることができない。そこで本実施形態では、コンデンサＣ及び電動機１０側に出力される電流の所定期間における平均値を、出力指令値ｉＣｒとする。そして、この所定期間を、スイッチング素子Ｓ１のオン・オフ操作の一周期とする。図５（ａ）では、コンデンサＣ及び電動機１０側に供給される電荷量を、斜線部分の面積として示している。この面積がスイッチング素子Ｓ１のオン・オフの一周期にわたる出力指令値ｉＣｒの積分値に等しくなるなら、コンデンサＣ及び電動機１０側への実際の出力電流の一周期における平均値を、出力指令値ｉＣｒとすることができる。これは、オン時間ｔ１を以下のように設定することで実現することができる。

漸増及び漸減を繰り返しつつ流れる１次側コイルＬ１のピーク電流Ｉｐは、１次側コイルＬ１のインダクタンスＬ、オン時間ｔ１及び高圧バッテリ１２の電圧Ｖｉｎを用いて、以下の式にて表現される。

Ｖｉｎ＝Ｌ・Ｉｐ／ｔ１ …（ｃ１）
また、このピーク電流Ｉｐは、オフ時間ｔｏｆｆと、コンデンサＣの電圧Ｖｃと、２次側コイルＬ２のインダクタンスＬ（＝１次側コイルＬ１のインダクタンス）とを用いて、以下の式にて表現される。

Ｖｃ＝Ｌ・Ｉｐ／ｔｏｆｆ …（ｃ２）
上記の式（ｃ１）、（ｃ２）から、オン時間ｔｕｐとオフ時間ｔｏｆｆとの関係が下記の式（ｃ３）となる。

Ｖｉｎ／Ｖｃ＝ｔｏｆｆ／ｔ１ …（ｃ３）
ここで、上記一周期におけるコンデンサＣ及び電動機１０側への供給電流の平均値は、下記の式（ｃ４）にて表現される。

Ｉｐ・ｔｏｆｆ／｛２・（ｔ１＋ｔｏｆｆ）｝
＝ｔ１・Ｖｉｎ・Ｖｉｎ／２・Ｌ・（Ｖｉｎ＋Ｖｃ） …（ｃ４）
これが、出力指令値ｉＣｒと等しいとすると、下記の式（ｃ５）が得られる。

ｔ１＝２・Ｌ・ｉＣｒ・（Ｖｉｎ＋Ｖｃ）／（Ｖｉｎ・Ｖｉｎ） …（ｃ５）
一方、図５（ｂ）は、出力電流ｉＣが負である際に、１次側コイルＬ１及び２次側コイルＬ２に流れる電流を示している。ここで、オン時間ｔ２は、スイッチング素子Ｓ２のオン時間を示している。図示されるように、スイッチング素子Ｓ２がオン操作されると、先の図３のモード３に示した態様にて電流が流れることで、２次側コイルＬ２に流れる電流の絶対値が漸増する。ただし、コンデンサＣの両電極のうちのバッテリ１２の正極に接続される側へ流れる方向を電流の正の向きとしているために、図５（ｂ）では、電流がゼロを下回って漸減すると記載している。そして、オン時間ｔ２が経過すると、スイッチング素子Ｓ２がオフ操作されるために、先の図２（ｄ）のモード４に示した態様にて電流が流れ、１次側コイルＬ１の電流の絶対値はステップ状に増大した後漸減する。そして、本実施形態では、１次側コイルＬ１を流れる電流がゼロとなることで、スイッチング素子Ｓ２を再度オン状態に切り替える。

ここでも、コンデンサＣ及び電動機１０側への出力電流の所定期間における平均値を、出力指令値ｉＣｒとすべく、オン時間ｔ２においてコンデンサＣ及び電動機１０側から引き抜かれる電荷量（斜線部分の面積）を、スイッチング素子Ｓ２のオン・オフの一周期にわたる出力指令値ｉＣｒの積分値に等しくする。これは、オン時間ｔ２を以下の式（ｃ６）とすることで実現することができる。

ｔ２＝２・Ｌ・（−ｉＣｒ）・（Ｖｉｎ＋Ｖｃ）／（Ｖｉｎ・Ｖｃ） …（ｃ６）
上記の式（ｃ６）においては、コンデンサＣ及び電動機１０側に電流が流れる方向を正としているため、出力指令値ｉＣｒに「−１」を乗算することで、オン時間ｔ２を正としている。上記の式（ｃ５）及び式（ｃ６）からわかるように、出力指令値ｉＣｒと、電圧Ｖｉｎ、Ｖｃとを入力とすることで、オン時間ｔ１，ｔ２を算出することができる。ここで、オン時間ｔ１を用いるか、オン時間ｔ２を用いるかは、出力指令値ｉＣｒの符号によって定まる。

図６に、本実施形態にかかるチョッパ制御の処理手順を示す。この処理は、制御装置４０によって、例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、出力指令値ｉＣｒがゼロ以上であるか否かを判断する。この処理は、スイッチング素子Ｓ１によるチョッパ制御を行うか、スイッチング素子Ｓ２によるチョッパ制御を行うかを判断するためのものである。そして、ステップＳ１０において肯定判断される場合、ステップＳ１２において、２次側コイルＬ２に流れる電流ｉＬ２がゼロであるか否かを判断する。この処理は、スイッチング素子Ｓ１をオフ状態からオン状態に切り替えるタイミングを判断するためのものである。そして、ゼロであると判断される場合には、オン状態への切り替えタイミングであることから、ステップＳ１４に移行し、スイッチング素子Ｓ１をターンオンする。続くステップＳ１６においては、スイッチング素子Ｓ１がオン状態とされる時間を計時するカウンタをインクリメントする。この処理は、カウンタの値が上記オン時間ｔ１以上となるまで継続される(ステップＳ１８)。そして、カウンタの値が上記オン時間ｔ１以上となると(ステップＳ１８：Ｙｅｓ)、ステップＳ２０において、スイッチング素子Ｓ１をターンオフするとともに、カウンタをリセットする。

一方、上記ステップＳ１０において否定判断される場合、ステップＳ２２に移行する。ステップＳ２２においては、１次側コイルＬ１に流れる電流がゼロであるか否かを判断する。この処理は、スイッチング素子Ｓ２をオフ状態からオン状態に切り替えるタイミングを判断するためのものである。そして、ゼロであると判断される場合、ステップＳ２４において、スイッチング素子Ｓ２をターンオンする。続くステップＳ２６においては、スイッチング素子Ｓ２がオン状態とされる時間を計時するカウンタをインクリメントする。この処理は、カウンタの値が上記オン時間ｔ２以上となるまで継続される(ステップＳ２８)。そして、カウンタの値が上記オン時間ｔ２以上となると(ステップＳ２８：Ｙｅｓ)、ステップＳ３０において、スイッチング素子Ｓ２をターンオフするとともに、カウンタをリセットする。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）３相の電動機１０の特定の１相（Ｖ相）を除いた残りの各相（Ｕ相、Ｗ相）毎にバッテリ１２の電圧を所定に変換して該当する相に印加するコンバータユニットを備え、Ｖ相を、コンバータユニットによる電圧の印加によってＵ，Ｗ相の取り得る電位の間の電位を有する部分に接続した。これにより、コンバータユニットによってＵ，Ｗ相に印加する電圧を操作することで、Ｖ相及びＵ、Ｗ相の電圧差である線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗを所望に制御することができ、ひいては電動機１０の制御量であるトルクを所望に制御することができる。しかも、この際、Ｖ相については、コンバータユニットを備えないため、部品点数を好適に抑制することができ、またＶ相に接続されるＥＰＣ１４部分の電力損失を低減することもできる。

（２）コンバータユニットを、一対の出力端子（コンデンサＣの端子）のうちの一方の端子の電位がバッテリ１２の一対の電極のうちのいずれか一方の電位（正極電位）に固定されて且つ、一対の出力端子のうちの他方の端子の電位を、バッテリ１２の一方の電極の電位（正極電位）を境界とする他方の電極の電位（負極電位）側の領域であって且つバッテリ１２の一対の電極間の電圧よりも大きい領域内で調節可能なものとした。これにより、線間電圧の最大値をバッテリ１２の電圧の２分の１の値よりも大きくすることができる。

（３）バッテリ１２によってコイルに供給されるエネルギをコンデンサＣに出力するに際し、バッテリ１２の正極に接続される側の端子に正の電荷が充電されるようにコイルとコンデンサＣとを電気的に接続する接続手段を備えてコンバータユニットを構成した。これにより、Ｖ相の電位を、バッテリ１２の正極側の電位とすることで、Ｖ相とＵ，Ｗ相との電位差である線間電圧を正及び負の双方に操作することが可能となる。

（４）１次側コイルＬ１のいずれか一方の端子及び２次側コイルＬ２の端子のうち相互誘導によって誘起される電圧の極性が１次側コイルＬ１の一方の端子に対して逆となる端子が短絡されたトランスＴと、１次側コイルＬ１及びバッテリ１２を備えるループ回路を開閉するスイッチング素子Ｓ１と、２次側コイルＬ２及びコンデンサＣを備えるループ回路を開閉するスイッチング素子Ｓ２とを備えた。これにより、コンデンサＣの一方の電位を、バッテリ１２の一方の電極（正極）の電位から他方の電極（負極）側の電位へと調節可能となる。

（５）スイッチング素子Ｓ１がオフ操作されることで２次側コイルＬ２及びコンデンサＣを備えるループ回路に電流を流すためのダイオードＤ２と、スイッチング素子Ｓ２がオフ操作されることで１次側コイルＬ１及びバッテリ１２を備えるループ回路に電流を流すためのダイオードＤ１とを備えた。これにより、スイッチング素子Ｓ１がオフ操作されることで、スイッチング素子Ｓ２をオン操作することなく、ダイオードＤ２を介して２次側コイルＬ２に電流を流すことができる。また、スイッチング素子Ｓ２がオフ操作されることで、スイッチング素子Ｓ１をオン操作することなく、ダイオードＤ１を介して１次側コイルＬ１に電流を流すことができる。

（６）Ｖ相を、バッテリ１２の負極に接続した。これにより、線間電圧を最大化することができる。

（７）電動機１０の各２相間の電圧の差である線間電圧を指令線間電圧に制御した。これにより、電動機１０のトルクを所望に制御することができる。

（８）指令相電圧Ｖｕｒ，Ｖｖｒ，Ｖｗｒを設定し、指令相電圧Ｖｕｒ，Ｖｖｒ，Ｖｗｒから指令線間電圧Ｖｕｖｒ，Ｖｖｗｒを算出した。これにより、トルクを制御するための操作量として、指令相電圧を設定することができる。このため、例えば各相の指令相電圧を設定する周知のロジックを流用することも可能となる。

（９）指令線間電圧Ｖｕｖｒ，Ｖｖｗｒに基づき、チョッパ回路部ＣＰの出力電流の指令値（出力指令値ｉＣｒ）を算出し、出力指令値ｉＣｒに基づき、チョッパ回路部ＣＰを操作することでチョッパ制御を行った。これにより、コンデンサＣの電圧を指令線間電圧Ｖｕｖｒ，Ｖｖｗｒに基づき制御する上で要求される出力電流を把握することができ、ひいては、コンデンサＣの電圧を指令線間電圧Ｖｕｖｒ，Ｖｖｗｒに応じて好適に制御することができる。

(１０)出力指令値ｉＣｒを算出するに際し、コンデンサＣに接続される電動機１０の端子に流れる電流を加味した。これにより、相電流がコンデンサＣの電圧を指令線間電圧に応じて制御する上での外乱要因となるにもかかわらず、この外乱をフィードフォワード制御によって補償することができる。

(１１)実際の線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗと指令線間電圧Ｖｕｖｒ，Ｖｖｗｒとの差に基づき、出力指令値ｉＣｒを算出した。これにより、コンデンサＣの電圧を指令線間電圧に基づき制御する処理を、簡易且つ適切に行うことができる。

(１２)チョッパ制御のためのスイッチング素子のオン・オフ操作の一周期においてチョッパ回路部ＣＰの出力電流ｉＣの平均値を出力指令値ｉＣｒに一致させるようにスイッチング素子の操作態様を可変とした。これにより、極力短いタイムスケールで出力電流ｉＣを出力指令値ｉＣｒに一致させることができ、ひいてはコンデンサＣの電圧を指令線間電圧に応じて好適に制御することができる。

(１３)チョッパ制御のためのスイッチング素子のオン時間を変更可能な操作量として且つ、チョッパ回路部ＣＰの備えるコイル（１次側コイルＬ１，２次側コイルＬ２）に流れる電流量がゼロとなることでスイッチング素子をオフ状態からオン状態に切り替えた。これにより、スイッチング素子のオン・オフの一周期においてコイルを流れる電流やコンデンサを流れる電流を比較的簡易に算出することができる。更に、コイルを流れる電流がゼロとなることでスイッチング素子をオフ状態からオン状態に切り替えるために、この際のスイッチング損失を低減することもできる。

(１４)チョッパ制御を行うに際し、コンデンサＣの電圧Ｖｃ及びバッテリ１２の電圧Ｖｉｎを加味した。これにより、チョッパ制御における電流の挙動を把握することができる。

(１５)チョッパ制御を行うに際し、チョッパ回路部ＣＰの備えるコイル（１次側コイルＬ１，２次側コイルＬ２）に流れる電流の検出値を加味した。これにより、コイルを流れる電流がゼロとなるタイミングを高精度に把握することができる。

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図７に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図７において、先の図２に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、Ｖ相をバッテリ１２の正極電位に固定する。そして、Ｕ相、及びＷ相については、バッテリ１２の負極電位を境界としてバッテリ１２の正極電位側の領域であって、バッテリ１２の両電極間の電位差よりも大きい領域内で電位を調節することを可能とするコンバータユニットを備える。このため、コンデンサＣの正極側に、電動機１０のＵ相、及びＷ相の端子を接続する。このコンバータユニットは、先の第１の実施形態において例示したものと同一のコンセプトにて設計されたものである。ただし、本実施形態では、コンデンサＣの一方の端子を、バッテリ１２の負極に接続している点が相違する。そして、こうした変更に応じて、具体的な構成は以下のものとなっている。

すなわち、バッテリ１２の正極側と１次側コイルＬ１との間に、スイッチング素子Ｓ１が接続され、これに並列に、バッテリ１２の正極側をカソードとするダイオードが接続されている。また、コンデンサＣの正極側及び２次側コイルＬ２間にスイッチング素子Ｓ２が接続され、これに並列に、コンデンサＣ側をカソードとするダイオードＤ２が接続されている。

こうした構成によれば、コンデンサＣの両端の電位は、バッテリ１２の負極電位以上となるため、ＥＰＣ１４を、バッテリ１２の負極電位以上の電位にて操作することが可能となる。

なお、本実施形態にかかるチョッパ制御は、上記第１の実施形態において示したものと同様にして行うことができ、この際の電流の挙動等は、図９（ａ）〜図９（ｅ）及び図１０（ａ）〜図１０（ｅ）に示したものと基本的に同じである。

（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第２の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図８に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図８において、先の図７に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

本実施形態にかかるコンバータユニットは、先の第２の実施形態にかかるものと同様、バッテリ１２の負極電位を境界としてバッテリ１２の正極電位側の領域であって、バッテリ１２の両電極間の電位差よりも大きい領域内で電位を調節することを可能なものである。ただし、本実施形態にかかるコンバータユニットは、コイルに充填されたエネルギを、バッテリ１２の負極側に接続されるコンデンサＣの端子側に負の電荷が充電される態様にてコンデンサＣに供給するための接続状態を、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３，Ｓ４を備えることで実現している。

すなわち、コンバータユニットは、チョッパ回路部ＣＰとして、バッテリ１２に並列接続される一対のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２と、コンデンサＣに並列接続される一対のスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４と、これらの接続点間に接続されるコイルＬとを備えて構成される。更に、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４には、それぞれ、バッテリ１２やコンデンサＣの負極側から正極側へと進む方向を順方向とするダイオードＤ１〜Ｄ４が並列接続されている。

図９に、チョッパ回路部ＣＰからコンデンサＣ及び電動機１０側への出力電流ｉＣが正である場合について、本実施形態にかかるチョッパ制御の態様を示す。図９においては、ＥＰＣ１４を構成する２つのコンバータユニットのうちの１つを示す。なお、図９においては、説明の便宜上、コンデンサＣ及びこれに接続される電動機１０の端子間の電荷の流出入量が無視できるほど小さい場合を示す。ちなみに、図中、上方の回路図は、チョッパ制御態様を示すものであり、図２（ａ）は、スイッチング素子Ｓ１の操作信号ｇ１の推移を示し、図２（ｂ）は、スイッチング素子Ｓ２の操作信号ｇ２の推移を示し、図２（ｃ）は、スイッチング素子Ｓ３の操作信号ｇ３の推移を示し、図２（ｄ）は、スイッチング素子Ｓ４の操作信号ｇ４の推移を示し、図９（ｅ）は、コイルＬを流れる電流ｉＬの推移を示し、図２（ｆ）は、チョッパ回路部ＣＰの出力電流ｉＣの推移を示す。

図示されるように、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ４がオン操作されることで、バッテリ１２、スイッチング素子Ｓ１、コイルＬ、及びスイッチング素子Ｓ４を備えるループ回路に電流が流れ、これにより、コイルＬにエネルギが充填される。次に、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ４がオフ操作されると、コイルＬに生じる逆起電力によって、コイルＬ、ダイオードＤ３、コンデンサＣ及びダイオードＤ１を備えるループ回路に電流が流れる。これにより、コンデンサＣが充電される。

図１０に、チョッパ回路部ＣＰからコンデンサＣ及び電動機１０側への出力電流ｉＣが負である場合について、本実施形態にかかるチョッパ制御の態様を示す。図１０においては、ＥＰＣ１４を構成する２つのコンバータユニットのうちの１つを示す。なお、図１０においては、説明の便宜上、コンデンサＣ及びこれに接続される電動機１０の端子間の電荷の流出入量が無視できるほど小さい場合を示す。ちなみに、図中、上方の回路図は、チョッパ制御態様を示すものであり、図１０（ａ）〜図１０（ｆ）は、先の図９（ａ）〜図９（ｆ）に対応している。

図示されるように、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ３がオン操作されることで、コンデンサＣ、スイッチング素子Ｓ３、コイルＬ、及びスイッチング素子Ｓ２を備えるループ回路に電流が流れ、これにより、コイルＬにエネルギが充填される。次に、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ３がオフ操作されると、コイルＬの逆起電力により、コイルＬ、ダイオードＤ１、バッテリ１２及びダイオードＤ４を備えるループ回路に電流が流れる。これにより、バッテリ１２が充電される。

以上説明した本実施形態によっても、先の第１の実施形態の上記（１）〜（３）、（７）〜（１５）に準じた効果を得ることができる。

（第４の実施形態）
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１１に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図１１において、先の図１に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

本実施形態では、コンバータユニットとして、バックコンバータを用いる。詳しくは、このバックコンバータは、チョッパ回路部ＣＰとコンデンサＣとを備えて構成されている。そして、チョッパ回路部ＣＰは、バッテリ１２に並列接続される一対のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の直列接続体と、これらの接続点とコンデンサＣとを接続するコイルＬと、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２に並列接続されるダイオードＤ１，Ｄ２とを備えて構成される。ここで、コンデンサＣの一方の端子は、バッテリ１２の負極に接続されている。これにより、コンデンサＣの一方の端子の電位は、バッテリ１２の負極電位に固定されて且つ、他方の端子の電位は、バッテリ１２の負極電位から正極電位までの間で連続的に調節可能となる。

こうした構成において、線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗを正、負双方に同じ量だけ調節可能とするためには、Ｖ相の電位をバッテリ１２の負極電位と正極電位との間の電位とする必要がある。特に、線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗの取り得る絶対値を極力拡大するうえでは、Ｖ相の電位を、バッテリ１２の負極電位と正極電位との中央値とすることが望まれる。このため、本実施形態では、バッテリ１２に並列接続された一対のコンデンサ１４ａ，１４ｂの接続点にＶ相を接続する。そして、これらコンデンサ１４ａ，１４ｂの静電容量を同一とすることで、Ｖ相の電位を、バッテリ１２の負極電位と正極電位との中央値とする。

ちなみに、本実施形態にかかるチョッパ制御も、先の第１の実施形態で例示した態様にてオン時間を算出することで行うことができる。また、これに代えて、コイルＬに流れる電流ｉＬが出力指令値ｉＣｒの２倍となるタイミングでスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２をオン状態からオフ状態へと切り替えることでチョッパ制御を行うこともできる。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）、（７）〜（１５）に準じた効果に加えて、更に以下の効果を得ることができる。

（１６）Ｖ相を、バッテリ１２に並列接続された複数のキャパシタ（コンデンサ１４ａ，１４ｂ）の接続点に接続した。これにより、Ｖ相の電位を所望に調節することができる。

（第５の実施形態）
以下、第５の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

上記第１〜第３の実施形態では、コンデンサＣの一方の端子の電位がバッテリ１２の一方の電極の電位に固定された。このため、線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗが正負対称なものであることから、これらの絶対値がバッテリ１２の電圧Ｖｉｎに制限された。こうした制限を回避すべく、コンデンサＣの両端子の電位をバッテリ１２の電極の電位に対してずらすことが可能なコンバータユニットを備えることが考えられる。本実施形態では、こうした機能を有するコンバータユニットを採用する。

図１２に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図１２において、先の図１に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

本実施形態にかかるコンバータユニットも、コンデンサＣ及びチョッパ回路部ＣＰを備えて構成されている。ここで、チョッパ回路部ＣＰは、バッテリ１２からコイルに供給されるエネルギをコンデンサＣに出力することでコンデンサＣの一方の端子を正に充電するようにコイル及びコンデンサＣを接続する接続状態と、負に充電するようにコイル及びコンデンサＣを接続する接続状態とを実現可能な回路とされる。

詳しくは、チョッパ回路部ＣＰは、１次側コイルＬ１のうちの巻き始め側の端子と２次側コイルＬ２の巻き終わり側の端子とが短絡されて且つ、１次側コイルＬ１のうちの巻き終わり側の端子と２次側コイルＬ２の巻き始め側の端子とが短絡されたトランスＴを備えている。換言すれば、１次側コイルＬ１の一対の端子のそれぞれが、この端子とは相互誘導によって誘起される電圧の極性が逆となる２次側コイルＬ２の端子と短絡されたトランスＴを備えている。ここで、１次側コイルＬ１及び２次側コイルＬ２のそれぞれの巻き数は同一とされている。

そして、トランスＴの１次側コイルＬ１の巻き始め側とバッテリ１２の正極との間に、スイッチング素子Ｓ１が接続されている。また、１次側コイルＬ１及びスイッチング素子Ｓ１の接続点とコンデンサＣのうちのバッテリ１２の負極側に接続されていない側の端子との間には、スイッチング素子Ｓ２が接続されている。更に、２次側コイルＬ２の巻き始め側とバッテリ１２の負極側との間には、スイッチング素子Ｓ３が接続されている。そして、２次側コイルＬ２及びスイッチング素子Ｓ３の接続点と、スイッチング素子Ｓ２及びコンデンサＣの接続点との間には、スイッチング素子Ｓ４が接続されている。

上記スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、いずれも、双方向の電流を導通及び遮断する機能を有するものである。具体的には、本実施形態では、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４として、図１３に示すように、一対のＭＯＳトランジスタの直列接続体を想定している。ここでは、ＭＯＳトランジスタの直列接続に際して、ボディーダイオードのアノード同士を短絡することで、ＭＯＳトランジスタの双方をオフとする際にダイオードを介して電流が流れることを回避している。

先の図１２に示したチョッパ回路部ＣＰによれば、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３を交互にオン・オフ操作することで、非反転形バックブーストコンバータの機能を実現することができる。すなわち、出力電流ｉＣが正である場合、スイッチング素子Ｓ３をオンとすることで、コンデンサＣ及びトランスＴを電気的に切り離した状態で、バッテリ１２及び２次側コイルＬ２を接続することで、バッテリ１２から２次側コイルＬ２にエネルギを供給する。そして、スイッチング素子３をオフしてスイッチング素子Ｓ２をオンとすることで、バッテリ１２及びトランスＴを電気的に切り離した状態で１次側コイルＬ１及びコンデンサＣを接続することで、上記２次側コイルＬ２に供給されたエネルギを１次側コイルＬ１を介してコンデンサＣに供給する。また、出力電流ｉＣが負である場合、スイッチング素子Ｓ２をオンとすることで、バッテリ１２及びトランスＴを電気的に切り離した状態で１次側コイルＬ１及びコンデンサＣを接続することで、コンデンサＣから１次側コイルＬ１にエネルギを供給する。その後、スイッチング素子Ｓ２をオフしてスイッチング素子Ｓ３をオンとすることで、コンデンサＣ及びトランスＴを電気的に切り離した状態でバッテリ１２及び２次側コイルＬ２を接続することで、１次側コイルＬ１に供給された上記エネルギを２次側コイルＬ２を介してバッテリ１２に供給する。

また、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を交互にオン・オフ操作することで、反転形バックブーストコンバータの機能を実現することができる。すなわち、出力電流ｉＣが負である場合、スイッチング素子Ｓ１をオンとすることで、コンデンサＣ及びトランスＴを電気的に切り離した状態で１次側コイルＬ１及びバッテリ１２を接続することで、バッテリ１２から１次側コイルＬ１にエネルギを供給する。その後、スイッチング素子Ｓ１をオフさせてスイッチング素子Ｓ２をオンとすることで、バッテリ１２及びトランスＴを電気的に切り離した状態でコンデンサＣ及び１次側コイルＬ１を接続することで、１次側コイルＬ１に供給された上記エネルギを２次側コイルＬ２を介してコンデンサＣに供給する。また、出力電流ｉＣが正である場合、スイッチング素子１をオフしてスイッチング素子Ｓ２をオンとすることで、バッテリ１２及びトランスＴを電気的に切り離した状態で１次側コイルＬ１及びコンデンサＣを接続することで、コンデンサＣのエネルギを１次側コイルＬ１に放出させる。そして、スイッチング素子Ｓ２をオフしてスイッチング素子Ｓ１をオンとすることで、コンデンサＣ及びトランスＴを電気的に切り離した状態でバッテリ１２及び１次側コイルＬ１を接続することで、上記１次側コイルＬ１に放出されたエネルギをバッテリ１２に供給する。

なお、上記チョッパ制御に限らず、例えばスイッチング素子Ｓ３、Ｓ４を交互にオン・オフ操作することで昇圧コンバータの機能を実現することもできるし、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４を交互にオン・オフ操作することで降圧コンバータの機能を実現することもできる。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）、（７）〜（１５）に準じた効果に加えて、更に以下の効果を得ることができる。

（１７）コンデンサＣの両端子の電位をバッテリ１２の電極の電位に対してずらすことが可能なコンバータユニットを備えた。これにより、線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｗｖを、拡大することができる。

（第６の実施形態）
以下、第６の実施形態について、先の第５の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１４に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図１４において、先の図１２に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、Ｖ相を、バッテリ１２に並列接続された一対のコンデンサ１４ａ，１４ｂの接続点間に接続する。これは、本実施形態にかかるコンバータが、理論的には、バッテリ１２の負極電位に対して双方向にその絶対値をいくらでもずらした電位を実現可能であるとはいえ、実現される電位に応じて応答性等が変化することに鑑みたものである。すなわち、本実施形態では、Ｖ相の電位を基準として、Ｕ相やＷ相の電位を、双方向に変化させる際の応答性等の諸性能を極力等しくすることが可能なように、Ｖ相の電位を設定する。これは、コンデンサ１４ａ，１４ｂの静電容量を調節することで実現することができる。このため、コンデンサ１４ａ,１４ｂの静電容量は、上記第３の実施形態のように等しい値となるとは限らない。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・上記第１の実施形態にかかるチョッパ回路部ＣＰの構成としては、先の図１に示したものに限らない。例えば、ダイオードＤ１、Ｄ２を削除し、代わりにスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２を相補的に操作するようにしてもよい。

・上記第２の実施形態にかかるチョッパ回路部ＣＰの構成としては、先の図７に示したものに限らない。例えば、ダイオードＤ１、Ｄ２を削除し、代わりにスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２を相補的に操作するようにしてもよい。

・上記第４の実施形態では、コンデンサ１４ａ，１４ｂの静電容量を同一としたがこれに限らない。例えば、コンデンサ１４ａの静電容量をコンデンサ１４ｂの静電容量よりも大きくしてもよい。これにより、Ｖ相の電位を、「Ｖｉｎ／２」よりも高くすることができる。このため、線間電圧の最大値の減少を極力抑制しつつも、コンデンサＣの電圧がゼロとなる領域を用いることを回避することが可能となり、ひいてはコイルＬを流れる電流が漸減してゼロとなるまでの時間が過度に長くなりチョッパ制御の制御性が低下する事態を好適に回避することができる。

・上記第５、６の実施形態では、双方向の電流を導通及び遮断する機能を有するスイッチング素子を、一対のＭＯＳトランジスタにて構成する例を示したがこれに限らない。例えば一対の絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）にて構成してもよい。

・バッテリ１２から供給されるエネルギをコンデンサＣへと出力することでコンデンサＣの一方の端子に正の電荷を充電するようにコイルＬ及びコンデンサＣを接続する接続状態と、バッテリ１２から供給されるエネルギをコンデンサＣへと出力することでコンデンサＣの他方の端子に正の電荷を充電するようにコイルＬ及びコンデンサＣを接続する接続状態とを切り替える切替手段を備えるコンバータユニットとしては、先の図１２及び図１４に例示したものに限らない。例えば、先の図７に示したコンバータユニットのトランスＴを単一のコイルに置き換えて且つダイオードＤ２の接続を逆にして得られるバックコンバータのチョッパ回路部と、同図７に示したチョッパ回路部とを単一のコンデンサＣに接続したものとしてもよい。また、例えば、反転形バックブーストコンバータと、非反転形の降圧コンバータとの結合であってもよい。また例えば、先の図１２に示したチョッパ回路部ＣＰにおいて、スイッチング素子Ｓ４を省いてもよい。更に例えば、先の図１２において、コンデンサＣの一方の端子をバッテリ１２の負極側に固定すれる代わりに、正極側に固定するように設計変更を加えたものであってもよい。この場合であっても、トランスを備えることで、バッテリ１２から１次側コイルＬ１及び２次側コイルＬ２のいずれかに供給されるエネルギをコンデンサＣに直接供給する接続状態と、バッテリ１２から上記一対のコイルのいずれか一方及び他方を介してコンデンサＣに供給する接続状態とを実現するものであるなら、コンデンサＣのいずれの端子にも正の電荷を充電可能とする構成を簡易に実現できる。

・上記第１〜第４の実施形態において、コイルＬ，Ｌ１，Ｌ２を流れる電流がゼロとなることで、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２、Ｓ３，Ｓ４をオフ操作からオン操作に切り替える処理に代えて、例えば、コイルＬを流れる電流が規定電流まで低下することでオフ操作からオン操作へと切り替えてもよい。この場合、上記各実施形態におけるオン操作時間の算出処理が複雑となるものの、同様にしてオン操作時間を算出することはできる。

・線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗのフィードバック制御手法としては、上記比例制御に限らない。例えば、比例積分制御や、比例積分微分制御等であってもよい。

・電動機１０に対する指令線間電圧に基づく出力指令値ｉＣｒの算出手法としては、上記指令線間電圧Ｖｕｖｒ，Ｖｖｗｒと線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗとの差に基づくものに限らない。例えば、指令線間電圧Ｖｕｖｒ，Ｖｖｗｒの変化量がコンデンサＣｕ，Ｃｗに要求される電荷量と相関を有することに鑑み、この変化量に基づき算出してもよい。この場合であっても、現在の相電流ｉＭｕ，ｉＭｗを加味するなら、電動機１０の制御に際して力率を可変とする場合であっても、出力指令値ｉＣｒを適切に算出することができる。また、こうした開ループ制御としては、他にも例えば、現在の相電流ｉＭｕ，ｉＭｗや、過去の出力指令値ｉＣｒ等と、コンデンサＣの容量とに基づき、コンデンサＣの電圧を算出しつつ、これが指令線間電圧Ｖｕｖｒ，Ｖｖｗｒとなるようにフィードフォワード制御を行ってもよい。更に、フィードフォワード制御と、これをフィードバック補正するフィードバック制御とを併せ用いてもよい。

・電動機１０を流れる電流としては、相電流ｉＭｕ，ｉＭｖ，ｉＭｗに限らず、例えば指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒを３相変換することで得られる３相の指令電流であってもよい。

・上記各実施形態では、いずれもコイルＬ，Ｌ１，Ｌ２を流れる電流を検出する検出手段を備えてその検出値を利用したが、これに限らない。例えば、上記コンデンサＣの電圧及び高圧バッテリＶｉｎの電圧に基づき算出される電流を利用してもよい。

・指令相電圧Ｖｕｒ，Ｖｖｒ，Ｖｗｒとしては、ｄｑ軸上の指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒに基づき算出されるものにも限らない。例えば電動機１０の回転速度を指令値に制御する場合において、実際の回転速度と指令値との差に基づき算出されるものとしてもよい。

・指令相電圧Ｖｕｒ，Ｖｖｒ，Ｖｗｒを算出する手段を備えなくても、電動機１０のトルクや回転速度等の制御量を目標値に制御する上での操作量として、指令線間電圧Ｖｕｖｒ，Ｖｖｗｒを算出する手段を有するものであれば、電動機の制御量を制御することができる。

・上記各実施形態において、各コンデンサＣの電圧を検出する手段を備える代わりに、コイルＬ，Ｌ１，Ｌ２を流れる電流の検出値を用いて算出される電流の変化速度に基づき、コンデンサＣの電圧を算出してもよい。

・指令線間電圧Ｖｕｖｒ，Ｖｖｗｒに基づき上記出力指令値ｉＣｒを算出する電流指令値算出手段としては、電動機１０の各相を流れる電流を直接の入力パラメータとするものに限らない。例えば、力率を固定する制御を行うなら、指令相電圧Ｖｕｒ，Ｖｖｒ，Ｖｗｒに電動機１０を流れる電流の位相情報が含まれるため、電動機１０を流れる電流を直接の入力パラメータとすることなく、指令相電圧Ｖｕｒ，Ｖｖｒ，Ｖｗｒに基づき出力指令値ｉＣｕｒを算出することもできる。一方、出力指令値ｉＣｒに基づきチョッパ制御を行うことで、指令相電圧Ｖｕｒ，Ｖｖｒ，Ｖｗｒへの線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗの直接的なフィードバック制御を行う場合と比較して、コンデンサＣの電荷の調節を適切に行うことができる。

・電動機１０の端子を流れる電流、及び指令相電圧Ｖｕｒ，Ｖｖｒ，Ｖｗｒに基づきコンデンサＣの電圧を制御する手段としては、上記各実施形態やそれらの変形例で例示したものに限らない。例えば、先の図４に示した処理によれば、指令線間電圧Ｖｕｖｒ，Ｖｖｗｒや、相電流ｉＭｕ，ｉＭｗ等を入力パラメータとすることで、チョッパ制御態様を設定するためのパラメータ(オン時間ｔ１，ｔ２)を算出することができることがわかる。このため、これら指令線間電圧Ｖｕｖｒ，Ｖｖｗｒや、相電流ｉＭｕ，ｉＭｗ等を入力パラメータとし、チョッパ制御態様を設定するためのパラメータを出力パラメータとするマップを作成することで、これを用いてマップ演算にてチョッパ制御を行ってもよい。

・更に例えば、チョッパ制御態様を設定するためのパラメータを、指令線間電圧Ｖｕｖｒ，Ｖｖｗｒと線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗとの差を入力とする比例要素等の出力値としてもよい。

・多相回転機としては、３相電動機に限らず、例えば５相電動機であってもよい。この場合であっても、全相に対してコンバータユニットを備える代わりに、特定の１相を除いた残りの相のそれぞれに各別のコンバータユニットを接続して且つ、特定の１相と残りのそれぞれの相との線間電圧を制御することで、部品点数を低減しつつも多相回転機を制御することができる。

・上記実施形態では、ハイブリッド車の動力発生装置としての多相回転機にＥＰＣ１４を接続したがこれに限らず、電気自動車の多相回転機に接続してもよい。

・更に、ＥＰＣ１４としては、車両の動力発生装置としての回転機に接続されるものに限らず、例えば空調装置に搭載される電動機に接続されるものであってもよい。また、例えばハードディスク等のディスク媒体のデータ再生装置や記録装置のアクチュエータとしての電動機に接続されるものであってもよい。更に、例えば車載燃料ポンプ等の備える電動機に接続されるものであってもよい。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかるチョッパ制御の態様を示す回路図及びタイムチャート。 同実施形態にかかるチョッパ制御の態様を示す回路図及びタイムチャート。 同実施形態にかかるチョッパ制御に関する処理を示すブロック図。 上記チョッパ制御態様の設定手法を示すタイムチャート。 上記チョッパ制御の処理手順を示す流れ図。 第２の実施形態にかかるシステム構成図。 第３の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかるチョッパ制御の態様を示す回路図及びタイムチャート。 同実施形態にかかるチョッパ制御の態様を示す回路図及びタイムチャート。 第４の実施形態にかかるシステム構成図。 第５の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかるスイッチング素子の回路構成を示す回路図。 第６の実施形態にかかるシステム構成図。

符号の説明

１０…電動機、１２…バッテリ（給電手段の一実施形態）、１４…ＥＰＣ（電力変換回路の一実施形態）、４０…制御装置、ＣＰｕ，ＣＰｗ…チョッパ回路部、Ｃｕ，Ｃｗ…コンデンサ。

Claims (21)

1. 給電手段及び多相回転機間に接続される電力変換回路において、
   前記多相回転機の特定の１相を除いた残りの各相毎に設けられて且つ、前記給電手段の電圧を所定に変換して該当する相に印加する電圧変換手段を備え、
   前記電圧変換手段は、一対の出力端子のうちの一方の端子の電位が前記給電手段の一対の電極のうちのいずれか一方の電位に固定されて且つ、一対の出力端子のうちの他方の端子の電位を、前記給電手段の一方の電極の電位を境界とする前記給電手段の他方の電極の電位側の領域であって且つ前記給電手段の一対の電極間の電圧よりも大きい領域内で調節可能な手段であり、
   前記特定の１相が、前記給電手段の他方の電極の電位を有する部分に接続されることを特徴とする電力変換回路。
2. 前記電圧変換手段は、前記給電手段の正極及び負極のいずれかに一方の端子が接続される蓄電手段と、コイルと、前記給電手段によって前記コイルに供給されるエネルギを前記蓄電手段に出力するに際し、前記一方の端子に前記いずれかの電極に対応する電荷が充電されるように前記コイルと前記蓄電手段とを電気的に接続する接続手段とを備えることを特徴とする請求項１記載の電力変換回路。
3. 前記電圧変換手段は、一対の出力端子に並列接続される蓄電手段と、１次側コイルのいずれか一方の端子及び２次側コイルの端子のうち相互誘導によって誘起される電圧の極性が前記一方の端子に対して逆となる端子が短絡されたトランスと、前記１次側コイル及び前記給電手段を備えるループ回路を開閉するスイッチング素子と、前記２次側コイル及び前記蓄電手段を備えるループ回路を開閉するスイッチング素子とを備えることを特徴とする請求項１または２記載の電力変換回路。
4. 前記電圧変換手段は、前記１次側コイルに接続されるスイッチング素子がオフ操作されることで前記２次側コイル及び前記蓄電手段を備えるループ回路に電流を流すためのダイオードと、前記２次側コイルに接続されるスイッチング素子がオフ操作されることで前記１次側コイル及び前記給電手段を備えるループ回路に電流を流すためのダイオードとを備えることを特徴とする請求項３記載の電力変換回路。
5. 前記電圧変換手段は、一対の出力端子に並列接続される蓄電手段と、前記給電手段に並列接続された一対のスイッチング素子と、前記蓄電手段に並列接続された一対のスイッチング素子と、前記給電手段に並列接続された一対のスイッチング素子の接続点を前記蓄電手段に並列接続された一対のスイッチング素子の接続点に接続するコイルとを備えることを特徴とする請求項１または２記載の電力変換回路。
6. 給電手段及び多相回転機間に接続される電力変換回路において、
   前記多相回転機の特定の１相を除いた残りの各相毎に設けられて且つ、前記給電手段の電圧を所定に変換して該当する相に印加する電圧変換手段を備え、
   前記特定の１相が、前記変換手段による電圧の印加によって前記残りの相の取り得る電位の間の電位を有する部分に接続され、
   前記電圧変換手段は、蓄電手段と、１次側コイル及び２次側コイルの双方が前記給電手段に並列接続されるとともに前記１次側コイルが前記蓄電手段に並列接続されるトランスと、該トランスの１次側コイル及び前記給電手段の正極端子間を開閉する第１のスイッチング素子と、該第１のスイッチング素子及び前記１次側コイルと前記蓄電手段との間を開閉する第２のスイッチング素子と、前記トランスの２次側コイルの端子のうちの前記第１のスイッチング素子に接続される前記１次側コイルの端子と相互誘導によって誘起される電圧の極性が同一となる端子及び前記給電手段の負極端子間を開閉する第３のスイッチング素子とを備えることを特徴とする電力変換回路。
7. 前記残りの１相が、前記給電手段の正極又は負極に接続されることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換回路。
8. 前記残りの１相が、前記給電手段に並列接続された複数のキャパシタの接続点に接続されることを特徴とする請求項６記載の電力変換回路。
9. 請求項１〜８のいずれか１項に記載の電力変換回路を操作することで前記多相回転機の制御量を制御する多相回転機の制御装置において、
   前記多相回転機の各２相間の電圧の差である線間電圧を指令線間電圧に制御する制御手段を備えることを特徴とする多相回転機の制御装置。
10. 前記多相回転機に対する指令相電圧を設定する設定手段と、
    前記指令相電圧から前記指令線間電圧を算出する算出手段とを更に備えることを特徴とする請求項９記載の多相回転機の制御装置。
11. 前記電圧変換手段は、その出力端子に並列に接続される蓄電手段と、該蓄電手段と前記給電手段との間に設けられるチョッパ回路部とを備え、
    前記制御手段は、前記指令線間電圧に基づき、前記チョッパ回路部の出力電流の指令値を算出する電流指令値算出手段と、前記チョッパ回路部の出力電流の指令値に基づき、前記チョッパ回路部を操作することでチョッパ制御を行う操作手段とを備えることを特徴とする請求項９又は１０記載の多相回転機の制御装置。
12. 前記電流指令値算出手段は、前記チョッパ回路部の出力電流の指令値を算出するに際し、前記蓄電手段に接続される多相回転機の端子に流れる電流を加味することを特徴とする請求項１１記載の多相回転機の制御装置。
13. 前記制御手段は、前記電力変換回路及び多相回転機間での電荷の流出入量、及び前記多相回転機に対する指令線間電圧に基づき、前記回転機の線間電圧を指令線間電圧に制御することを特徴とする請求項９又は１０記載の多相回転機の制御装置。
14. 前記電圧変換手段は、その出力端子に並列に接続される蓄電手段と、該蓄電手段と前記給電手段との間に設けられるチョッパ回路部とを備え、
    前記制御手段は、前記指令線間電圧及び前記電荷の流出入量に基づき、前記チョッパ回路部の出力電流の指令値を算出する電流指令値算出手段と、前記チョッパ回路部の出力電流の指令値に基づき、前記チョッパ回路部を操作することでチョッパ制御を行う操作手段とを備えることを特徴とする請求項１３記載の多相回転機の制御装置。
15. 前記電流指令値算出手段は、実際の線間電圧と前記指令線間電圧との差に基づき、前記チョッパ回路部の出力電流の指令値を算出することを特徴とする請求項１１、１２又は１４記載の多相回転機の制御装置。
16. 前記操作手段は、前記チョッパ回路部の出力電流の所定期間における平均値を前記指令値に一致させるように前記操作態様を可変とすることを特徴とする請求項１１，１２，１４，１５のいずれか１項に記載の多相回転機の制御装置。
17. 前記操作手段は、前記チョッパ回路部の備えるコイルに流れる電流の漸増操作及び漸減操作の繰り返し処理を行うものであって且つ、前記漸増操作及び漸減操作の一周期において前記チョッパ回路部の出力電流の平均値を前記指令値に一致させるように前記漸増操作及び漸減操作の操作態様を可変設定することを特徴とする請求項１６に記載の多相回転機の制御装置。
18. 前記操作手段は、前記チョッパ制御のためのスイッチング素子のオン・オフ操作の一周期において前記チョッパ回路部の出力電流の平均値を前記指令値に一致させるように前記スイッチング素子の操作態様を可変とすることを特徴とする請求項１６に記載の多相回転機の制御装置。
19. 前記操作手段は、前記チョッパ制御のためのスイッチング素子のオン時間を変更可能な操作量として且つ、前記チョッパ回路部の備えるコイルに流れる電流量がゼロとなることで前記スイッチング素子をオフ状態からオン状態に切り替えることを特徴とする請求項１１，１２，１４〜１８のいずれか１項に記載の多相回転機の制御装置。
20. 前記操作手段は、前記チョッパ制御を行うに際し、前記蓄電手段の電圧及び前記給電手段の電圧を加味することを特徴とする請求項１１，１２，１４〜１９のいずれか１項に記載の多相回転機の制御装置。
21. 前記操作手段は、前記チョッパ制御を行うに際し、前記チョッパ回路部の備えるコイルに流れる電流の検出値を加味することを特徴とする請求項１１，１２，１４〜２０のいずれか１項に記載の多相回転機の制御装置。

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