JP4688466B2 - 超音波診断装置 - Google Patents

Description

本発明は、超音波診断装置に関し、特に連続波（ＣＷ）ドプラ法における送受信技術に関する。

超音波診断装置において、連続波ドプラモードでは、数ＭＨｚの正弦波として構成される送信波が生体内へ連続的に放射され、生体内からの反射波が連続的に受波される。反射波には、生体内における運動体（例えば血流）によるドプラシフト情報が含まれる。そこで、その情報を取り出して周波数解析することによりドプラ波形が得られる。反射波には、生体内の強反射体（主に静止体）からの情報（クラッタ）も含まれる。そのクラッタをできる限り抑圧してドプラ情報だけを抽出することが望まれるが、特に低速の観測域においてはクラッタを十分に除去できないという問題がある。

特開平３−４８７８９号公報

以上のように、ドプラ情報を観測する場合においてはクラッタが妨害となり、それをできる限り抑圧することが望まれている。

特許文献１には、周波数変調された鋸歯状の連続波を生体内へ送波し、反射波を受波して得られた受信信号と変調された送信波とからビート信号を発生させ、それを周波数解析する装置が開示されている。しかし、この文献に記載された装置は、変調波の高調波帯域に着目するものではない。

本発明の目的は、連続波ドプラ法の適用に当たって、クラッタをできる限り抑圧しつつドプラ情報を感度良く観測できるようにすることにある。

上記目的を達成するために、本発明の好適な態様である超音波診断装置は、搬送波信号を変調波信号を用いて変調処理することにより、変調送信信号を生成する送信部と、前記変調送信信号の供給によって生体に対して超音波を送波し、生体からの反射波を受波して受信信号を出力する送受波器と、前記受信信号を前記変調送信信号を用いて復調し、これにより復調信号を得る復調手段と、前記復調信号から、前記変調波信号を基本波とした場合における基本波成分および第ｎ（ｎは２以上の自然数）高調波成分のうちの少なくとも一つの成分の付近に存在するドプラ情報を抽出するドプラ情報抽出手段と、を有することを特徴とする。

上記構成では、搬送波信号を変調波信号を用いて変調処理することにより変調送信信号を生成し、さらに、この変調送信信号を用いて受信信号を復調する。このため、無変調の搬送波信号の場合に搬送波信号の周波数付近に局在していた本来取り除くべき固定物からのエコー（クラッタ）が、変調波信号を基本波とした場合における基本波成分および高調波成分に分散される。分散された結果、基本波成分および各高調波成分付近でのクラッタは、無変調の場合のクラッタに比べて数十ｄＢ小さくなる。上記構成では、基本波成分および各高調波成分のうちの少なくとも一つの成分付近のドプラ情報を抽出するため、無変調の場合に局在していたクラッタの影響が低減（全く影響を受けないような構成がさらに望ましい）される。結果として、上記構成によればクラッタをできる限り抑圧しつつドプラ情報を感度良く観測できる。

望ましくは、前記復調手段は、前記変調送信信号を参照信号として前記受信信号を検波処理する検波回路を含むことを特徴とする。なお、検波回路として、受信信号を直交検波処理する直交検波回路を利用してもよい。また望ましくは、前記ドプラ情報抽出手段は、前記少なくとも一つの成分およびその付近に存在するドプラ信号から成る側帯波を抽出するフィルタ部を含む、ことを特徴とする。さらに望ましくは、前記ドプラ情報抽出手段は、前記側帯波から前記ドプラ信号を抽出するドプラ信号抽出部を含む、ことを特徴とする。さらに望ましくは、前記ドプラ信号抽出部は、前記変調波信号の周波数をＮ倍（Ｎは自然数）した信号のうちの少なくとも一つを参照信号として、前記側帯波を検波処理する検波回路を含む、ことを特徴とする。

望ましくは、前記復調手段に与える前記変調波送信信号に対して遅延処理を施す遅延回路を含む、ことを特徴とする。この構成によれば、例えば、遅延時間を調整して各遅延時間ごとにドプラ信号／クラッタ電力の比を算出し、ドプラ電力の割合がなるべく大きくなるように調整することができる。また望ましくは、前記復調手段へ出力される受信信号に対して遅延処理を施す遅延回路を含む、ことを特徴とする。

望ましくは、前記ドプラ信号抽出部に与える参照信号に対して遅延処理を施す遅延回路を含む、ことを特徴とする。また望ましくは、前記ドプラ信号抽出部へ出力される側帯波に対して遅延処理を施す遅延回路を含む、ことを特徴とする。

望ましくは、前記ドプラ情報抽出手段は、前記変調波信号を基本波とした場合における基本波成分および第ｎ（ｎは２以上の自然数）高調波成分のうちの複数成分の各々からドプラ信号を抽出し、抽出した複数のドプラ信号を加算処理する、ことを特徴とする。望ましくは、前記変調波信号は正弦波、三角波または鋸歯状波である、ことを特徴とする。

上記目的を達成するために、本発明の別の好適な態様である超音波診断装置は、周波数ｆ₀の搬送波信号を周波数ｆ_mの変調波信号を用いて周波数変調処理することにより、変調送信信号を生成する送信部と、前記変調送信信号の供給によって生体に対して超音波を送波し、生体からの反射波を受波して受信信号を出力する送受波器と、前記受信信号に対して、前記変調送信信号を参照信号として直交検波処理を行い、これにより復調信号を得る検波回路と、前記復調信号から、前記変調波信号を基本波とした場合における基本波成分および第ｎ（ｎは２以上の自然数）高調波成分のうちの少なくとも一つの成分とその付近に存在するドプラ信号とから成る側帯波を抽出するバンドパスフィルタと、前記側帯波から前記ドプラ信号を抽出するドプラ信号抽出部と、前記ドプラ信号から、運動体に関するドプラ情報を取得するドプラ情報取得部と、を有することを特徴とする。

望ましくは、前記変調波信号として、周波数ｆ_m1の変調波信号をさらに周波数ｆ_m2の変調波信号を用いて周波数変調処理することにより得られる多重変調波信号を用いる、ことを特徴とする。周波数変調を多段で行うことにより、さらに低速の領域においてクラッタの影響を低減してドプラ信号を抽出することができる。

また、上記目的を達成するために、本発明の別の好適な態様である超音波診断装置は、周波数ｆ₀の搬送波信号を周波数ｆ_mの変調波信号を用いて周波数変調処理することにより、変調送信信号を生成する送信部と、前記変調送信信号の供給によって生体に対して超音波を送波し、生体からの反射波を受波して受信信号を出力する送受波器と、前記受信信号に対して、前記変調送信信号を参照信号として直交検波処理を行い、これにより同相成分復調信号および直交成分復調信号を得る検波回路と、前記同相成分復調信号および直交成分復調信号の各々から、前記変調波信号を基本波とした場合における基本波成分および第ｎ（ｎは２以上の自然数）高調波成分のうちの少なくとも一つの成分とその付近に存在するドプラ信号とから成る側帯波を抽出するバンドパスフィルタと、前記同相成分復調信号の側帯波および前記直交成分復調信号の側帯波から、前記ドプラ信号を抽出するドプラ信号抽出部と、前記ドプラ信号から、運動体に関するドプラ情報を取得するドプラ情報取得部と、を有し、前記ドプラ信号抽出部は、前記変調波信号の周波数をＮ倍（Ｎは自然数）した信号のうちの少なくとも一つを参照信号として、前記同相成分復調信号から抽出された側帯波を直交検波処理する同相成分検波回路および前記直交成分復調信号から抽出された側帯波を直交検波処理する直交成分検波回路を含む、ことを特徴とする。

望ましくは、前記ドプラ信号抽出部は、前記同相成分検波回路から出力される二つの信号に対する二乗和の平方根として得られるドプラ信号同相成分、および、前記直交成分検波回路から出力される二つの信号に対する二乗和の平方根として得られるドプラ信号直交成分、の二つのドプラ信号成分を抽出する、ことを特徴とする。

本発明により、連続波ドプラ法の適用に当たって、クラッタをできる限り抑圧しつつドプラ情報を感度良く観測できる。

以下、本発明の好適な実施形態を図面に基づいて説明する。

図１には、本発明に係る超音波診断装置の好適な実施形態が示されており、図１はその全体構成を示すブロック図である。送信用振動子１０は生体内へ送信波を連続的に送波し、また、受信用振動子１２は生体内からの反射波を連続的に受波する。このように、送信および受信がそれぞれ異なる振動子で行われて、いわゆる連続波ドプラ法による送受信が実行される。

送信制御部１４は、送信用振動子１０を制御して超音波の送信制御を行う。送信制御部１４には、ＦＭ変調処理が施されたＦＭ連続波（ＦＭＣＷ波）が入力され、このＦＭ連続波に対応する送信波が送信用振動子１０から送波される。ＦＭ変調器２０は、ＦＭ連続波を送信制御部１４に出力する。ＦＭ変調器２０は、ＲＦ波発振器２２から供給されるＲＦ波、および、ＦＭ変調波発振器２４から供給される変調波に基づいてＦＭ連続波を発生する。このＦＭ連続波の波形については後の原理説明で詳述する。

受信制御部１６は、受信用振動子１２から供給される受波信号に対して増幅処理等の受信処理を施し、受信ＲＦ信号を形成して受信ミキサ３０へ出力する。受信ミキサ３０は、受信ＲＦ信号に対して直交検波を施して複素信号を生成する回路であり、２つのミキサ３２及び３４で構成される。各ミキサは受信ＲＦ信号を所定の参照信号と混合する回路である。受信ミキサ３０の各ミキサに供給される参照信号は、ＦＭ変調器２０から出力される。つまり、ミキサ３２にはＦＭ変調器２０が出力するＦＭ連続波が直接供給され、一方、ミキサ３４にはＦＭ連続波がπ／２シフト回路２６を経由して供給される。π／２シフト回路２６はＦＭ連続波の位相をπ／２だけずらす回路である。

後の原理説明で詳述するが、各ミキサで実行される受信ＲＦ信号と参照信号との混合処理の結果である受信ミキサ出力信号には、ＦＭ変調波発振器２４から供給される変調波の変調波周波数ｆ_mに関する基本波成分および各高調波成分が含まれている。そして、受信ミキサ３０の後段に設けられるＢＰＦ（バンドパスフィルタ）３６，３８によって、これら基本波成分および各高調波成分の中から所望の周波数成分が抽出されて２つのミキサ２８，２９の入力となる。ミキサ２８，２９では、Ｎ倍回路２５で基本波ｆ_mをＮ倍（Ｎは自然数）して得られる変調波ｆ_mの基本波成分あるいは高調波成分を参照信号として、ＢＰＦ３６，３８からの各入力を直交検波してベースバンド信号に変換する。ベースバンド信号に変換された２つの信号はＬＰＦ３７，３９を介してドプラ演算処理部４０に出力される。この結果、通常の連続波ＣＷに比べて本実施形態のＦＭ連続波（ＦＭＣＷ）ではクラッタの影響が低減される。

ドプラ演算処理部４０は、ＬＰＦ３７，３９で抽出された信号に基づいてドプラ演算を実行する。つまり、ＬＰＦ３７，３９の出力信号から、ドプラ信号を抽出して例えば血流速度を演算する。もちろん、血流以外の計測対象についての速度演算も可能である。表示処理部４２は、速度演算の結果に基づいて例えばドプラ波形を形成し、形成したドプラ波形を表示部４４に表示する。

以上、概説したように、本実施形態では、連続波（ＣＷ）を正弦波でＦＭ変調した超音波（ＦＭＣＷ波）を送受波し、変調波の基本波あるいは高調波の近傍に発生するドプラ信号の周波数を計測することによりクラッタの影響を低減することができる。そこで、次にその原理について詳述する。

周波数ｆ₀のＣＷに変調周波数ｆ_mのＦＭ変調を施したＦＭＣＷ送信波は次式のように表現できる。

数１において、Δｆは周波数変動幅の０−Ｐ値（ゼロピーク値）である。また、ドプラシ
フトを伴わない場合のＦＭＣＷ受信波は生体による減衰を無視すると次式で表現できる。

ＦＭＣＷ送信波の周波数スペクトラムは、数１を展開することで得られる。数１に示すＦＭＣＷ送信波は次式のように展開できる。

数３において、J₀（β），J_2n（β），J_2n+1（β）は、第1種ベッセル関数である。各項の振幅は、変調指数βおよびそれに対応するベッセル関数によって決定される。ちなみに、数３に示されるＦＭＣＷ送信波の周波数スペクトルを図示すると図２のようになる。

また、ドプラシフトを伴わない場合の受信波ｖ_R（ｔ）の周波数スペクトラムは、数２を展開することで得られる。数２に示すＦＭＣＷ受信波は次式のように展開できる。

数４に示されるように、受信波の周波数スペクトラムは送信波と同じ周波数成分を持っている。しかし受信波の各周波数成分の振幅は、位相差φ₀とφ_mに応じて変化している。

さらに、ドプラシフトを伴う場合、数２のｖ_R（ｔ）は以下のように書き換えられる。

なお、数５においてｆ_mに対するドプラシフトは、ｆ₀のシフト分ｆ_dに比較して小さいので無視している。ちなみに、数５に示されるＦＭＣＷ受信波の周波数スペクトルを図示すると図３のようになる。図３において、数５に示されるＦＭＣＷ受信波の周波数スペクトルは破線で示されている。実線で示されるスペクトルはドプラシフトを伴わない場合のＦＭＣＷ受信波の周波数スペクトルを示している。

上述の数２や数５で表される受信波形は、超音波振動子が受信する信号波形（受信ＲＦ信号）である。超音波診断装置は受信ＲＦ信号に対して復調処理を実行する。ＦＭＣＷの受信ＲＦ信号を復調する場合、復調系では参照信号としてＦＭＣＷ波を用いて受信波と乗算を行う。復調系における受信ミキサ出力は、ｖ_T（ｔ）とｖ_R（ｔ）を乗算した結果として次式のように算出される。

ここで、ベッセル関数に関する次の公式を利用する。

数７の公式を用いると、数６はさらに次式のように計算される。なお、数８では数６における係数１／２を省略する。

数８で表現される受信ミキサ出力の周波数スペクトルを図示すると図４のようになる。図４において線スペクトルで示されるドプラエコー４６がドプラ信号に相当する。つまり、ドプラシフトを伴う場合、受信ミキサ出力の基本波および各高調波成分は、ＦＭ変調周波数が抑圧されたＤＳＢ−ＳＣ（Double Sideband−Suppressed Carrier）のスペクトルの形をしている。つまり、ドプラエコーには、ＦＭ変調周波数（ｆ_m）およびその高調波成分（２ｆ_m，３ｆ_m，・・・）のスペクトラムは存在しない。なお、図４においてＦＭ変調周波数およびその高調波成分に存在する固定物エコー４８のスペクトルについては次のように表現できる。

ドプラシフトを伴わない場合の受信ミキサ出力は、数８に示されるｖ_D（ｔ）についてｆ_d＝０と置いて、以下のように求めることができる。この場合の目標は、移動体と同じ位置にあり、同じ反射率を持った固定目標を想定している。

数９に示すように、固定目標からのエコー（クラッタ）は変調周波数ｆ_mの整数倍のところにスペクトラムを生じる。つまり、図４に示した周波数スペクトルにおいて、ＦＭ変調周波数およびその高調波成分に固定物エコー４８のスペクトラムが発生する。

上述した原理を利用して、以下にクラッタ電力とドプラ信号電力について説明する。

まず受信ＲＦ信号について、通常のＣＷとＦＭＣＷに関するクラッタ電力を考察する。図５は、受信ＲＦ信号における通常のＣＷでのクラッタの電力スペクトルを示す図であり、生体内深さに応じた各クラッタ電力５０とその総和５２が示されている。クラッタは固定目標からのエコーの集合体と見なせるので、クラッタ全体の電力スペクトラムの総和５２は、各深さにおける固定目標からのエコーを固定目標の数だけ加えた形となる。クラッタ電力は生体内深さに応じて、深いものほど減衰の結果小さくなる。クラッタの電力スペクトラムは、統計的には固定目標からのエコーと相似形となるから、クラッタの電力スペクトラムの総和は、各固定目標からのクラッタと似たような形となる。

一方、図６は、受信ＲＦ信号におけるＦＭＣＷでのクラッタの電力スペクトルを示す図であり、各周波数ごとに、生体内深さに応じた各クラッタ電力６０とその総和６２が示されている。ＦＭＣＷのクラッタは、総電力、つまり、各周波数ごとのＦＭＣＷのクラッタ総和を全ての周波数に亘って加算した総和は通常のＣＷと同じであるが、スペクトラムの形は、送信波形が側帯波を伴っている分、通常のＣＷとは異なっている。つまり、ＦＭＣＷでは、ＦＭの変調度が大きくなるにしたがって、ｆ₀に集中していた電力が、ｆ_mの基本波（ｆ₀＋ｆ_m）および高調波（ｆ₀＋２ｆ_m，ｆ₀＋３ｆ_m，ｆ₀＋４ｆ_m，・・・）に分散していく。ＦＭＣＷでもクラッタ電力は、深いものほど減衰するが、通常のＣＷでもＦＭＣＷでもこの影響は同様である。

ＦＭＣＷにおいて、ｆ_mの基本波および高調波成分の電圧（一般的には、側帯波の基本波および高調波成分と表現する場合もある）は第１次ベッセル関数により表現できる。第１次ベッセル関数の概略をグラフに示すと図７のようになる。図７には、横軸にβの値が示され縦軸にベッセル関数の値が示されている。この第１次ベッセル関数の曲線を用いて、つまり、ＦＭＣＷにおける周波数ｆ₀に対応するJ₀（β）、ｆ_mの基本波に対応するJ₁（β）、第２高調波に対応するJ₂（β）、第３高調波に対応するJ₃（β）の値をクラッタの電圧として、通常のＣＷとＦＭＣＷ間のクラッタ電力比を推定する。変調度としてはβ＝１を仮定すると、図７から、以下の値を得る。

例えば、ｆ_mの基本波近傍に注目すると、ＦＭＣＷでは、通常のＣＷに比べ、クラッタ電力が７．０ｄＢ低減されている。但し、受信ＲＦ信号は復調処理が実行される前の何らの信号処理も施していない信号である。つまり、受信ＲＦ信号としては、ドプラ情報を必要とする目標からのエコーも、変調度βに応じてクラッタと同様の割合で電力が低減する。ゆえに、受信ＲＦ信号における目標からのエコーのクラッタに対する電力比は、ＦＭＣＷにおいても通常のＣＷと同じである。

次に、受信ミキサ出力について、通常のＣＷとＦＭＣＷに関するクラッタ電力を考察する。通常のＣＷでは、受信ミキサによりＩＱチャンネルに分離し、ベースバンド帯域で信号処理している。この場合、ミキサの機能は単純な周波数シフトであるから、ＲＦ帯におけるドプラ信号とクラッタのレベル関係は、そのままベースバンド帯域でも維持される。ＦＭＣＷ波を送信した場合でも、受信ミキサのレファレンスにＣＷ信号を用いれば、ドプラ信号とクラッタのレベル関係は、そのままベースバンド帯域でも維持される。したがって、ドプラ信号とクラッタのレベル関係は改善されない。ところが、本実施形態で用いるＦＭＣＷでは、受信ミキサ（図１の符号３０）の参照信号（レファレンス）として、送信波であるＦＭＣＷ波を用いる。このため、ドプラ信号とクラッタのレベル比改善ができる。この場合、ドプラ信号レベルは、数８で表現されるように、変調度βと距離に依存するパラメータｋの影響を受ける。すなわち、距離に依存してエコー電力が増減する。クラッタも同様の効果を受ける。ただし、ドプラ信号の場合と異なるのは、クラッタは深さ方向に渡って分布しているので、各場所におけるクラッタの距離依存性を全て考慮しなければならない点である。この様子を定量的に解析する。

解析に先立ち、数８における各成分の振幅に比例する係数であるベッセル関数の距離依存性を求める。代表例として、以下の条件を仮定する。

ここで、ｄは振動子から目標までの距離である。数１０に示される各パラメータを用いて、J₀（ｋβ）， J₁（ｋβ），J₂（ｋβ），J₃（ｋβ）をｄ＝３０ｃｍまで計算し、横軸を診断の深さ（生体内の深さ）ｄ、縦軸をベッセル関数値としてプロットすると図８のようになる。図８に示される物理的意味は以下のとおりである。

（１）ｄ＝０では、送信ＦＭＣＷ波を参照波としているために、ＦＭＣＷの高調波成分はすべて直流付近（ＲＦ帯ではｆ₀相当）に集まってくる。つまり、ｆ_mの基本波および高調波成分は出現しない。（２）ｄの値がだんだん大きくなるにつれ、ｋβも大きくなり、ｆ_mの基本波および高調波成分が出現してくる。（３）したがって、深部からのエコーのミキサ出力ほどｆ_mの基本波および高調波成分の電力が増大する。この例では、０〜１５ｃｍの範囲で増大し、逆に１５〜３０ｃｍにおけるエコーでは減少している。（４）ｋβは３０ｃｍの周期で、０と±２の間の値をとる。（５）したがって、ベッセル関数のｋβ値は、０と±２の間の値を周期的に往復する。（６）図８のグラフを参照すると、０と２の間で支配的なベッセル関数の次数は０次、１次、２次および３次のみである。しかし、この効果は、βが大きくなるにつれて支配的な次数も増加する傾向にある。（７）したがって、ＦＭＣＷにおけるクラッタの高調波成分は、β＝１の場合、３次まで考慮すれば充分であるが、βをより大きい値に設定すると３次以上でも改善効果がある。

図８は、ＦＭＣＷ方式の受信ミキサ出力におけるｆ_mの基本波および高調波信号成分の電圧が深さによってどのように変化するかに相当する。すなわち、生体内に分布する組織からの各クラッタは、その位置に応じて、基本波および高調波信号成分ごとに振幅が変動する。その様子を各周波数成分ごとに表現しなおしたのが図９である。

図９は、基本波および高調波クラッタ電圧の深さ依存性を説明するための図であり、図９には、各周波数ごとに、生体内深さに応じた各クラッタ電力９０とその総和９２が示されている。なお、図９は、生体内の減衰が存在しないと仮定した場合、各組織からのクラッタ電力を示したものである。ミキサ出力は、各周波数において、各深さからのクラッタの総和であるから、総和の電力スペクトラムは通常のＣＷの場合とは異なった形となる。

図８および図９から、β＝１の場合、クラッタが支配的な周波数帯は、ＤＣ、基本波（ｆ_m）、その2倍（２ｆ_m）および3倍（３ｆ_m）の高調波帯域であることがわかる。しかし、βが大きくなるにつれて次数も高次となる。また、図９は、クラッタの電力が、見かけ上深さに対して、周期的に変動していることを示している。これら周期的な変動は図８に示したベッセル関数の挙動に対応している。実際のエコーは深さ方向のすべてのエコーからの総和である。各組織からのエコーは、その位置に応じて、基本波および高調波信号成分の振幅変動を受けると同時に、生体における減衰を受ける。生体内の減衰特性を定性的に表現したのが図９に示す生体内の減衰特性である。生体内の減衰特性は、組織の深さをｄ（ｃｍ）とすると次式で与えられる。

数１１において、０．６に掛けられた２は、生体内での超音波の往復を意味している。

図９には数１１の減衰特性も表現されている。図９における減衰特性（Attenuation）は、数１１において、ｆ₀＝３ＭＨｚとした場合の計算結果をプロットしたものである。クラッタの総和は、図９において、減衰特性と各周波数成分ごとの深さ方向の成分を、各深さごとに求めてそれを積算すればよい。つまり、実際のミキサ出力は、図９において、各深さにおけるベッセル関数値と減衰量を掛け合せた値（電圧）に比例する。クラッタ電力を算出するには、各周波数について、深さ方向からのすべてのエコーを加算すればよい。つまり、各ベッセル関数と減衰曲線と掛け合わせた曲線について、その曲線の面積を求めることによって、クラッタ電力を求めることができる。ただし、組織内には、反射係数の等しい固定目標が均一に分布しているとする。こうして算出された電力の結果を表２に示す。

なお、表２では、各成分の相対電圧積分値をそれぞれ求め、相対電圧の合計が“１”となるように規格化した。

ここで、受信ＲＦ信号に関する表１と受信ミキサ出力に関する表２のそれぞれに示される結果をまとめると表３のようになる。

表３では、いずれの方式でも、送信ＣＷ電力が一定であれば、クラッタ電力の総和は不変であるということを前提としている。この表のなかで、相対電力とは、通常のＣＷクラッタ電力の総和を０ｄＢとした場合の相対値である。例えば、ＦＭＣＷのｆ_o 成分が−１．９ｄＢということは、受信ＲＦ信号で、無変調の場合にくらべ、ＦＭ変調により、ｆ_o の成分の電力が１．９ｄＢだけ高調波に移動し、その分だけｆ_o の電力が減少しているということを意味している。

表３から、次のことがわかる。（１）ｆ_oの成分、あるいはＤＣ成分は、受信ＲＦ信号でも、受信ミキサ出力でも、電力に大差は無い。これは、受信ミキサ出力では、受信ＲＦ信号とほとんど時間差の無い参照信号を乗算することにより発生するクラッタＤＣ成分が支配的となっているからである。深部からのクラッタ電力は見かけ上、変調度が大きくなるように見え、ＤＣ成分の寄与が少なくなるばかりか、減衰が大きいので、ＤＣ成分に比べれば、その電力は非常に小さい。（２）受信ミキサ出力のクラッタｆ_m基本波成分は、通常のＣＷにくらべ、２５．7ｄＢ（約１/３７０）低い。これは、受信ミキサ出力では、参照信号との乗算により、ｆ_mの基本波成分および高調波成分が極端に抑圧されるからである。この抑圧効果は、クラッタが体表面に近いほど効果が大きい。深部になるにしたがい、この抑圧効果は少なくなる。すなわち、参照信号とクラッタの時間差のために、ｆ_mの基本波成分および高調波成分が増大する。しかし、これら深部領域からのクラッタは、数１１の減衰項が支配的になるので、ほとんど無視できる。（３）ｆ_mの基本波成分および高調波のクラッタ成分がｆ_oのクラッタ成分に比較して数十ｄＢも抑圧されるので、ｆ_mの基本波成分あるいは高調波近傍のドプラ信号を抽出すれば、クラッタの除去が非常に容易となる。

次に、受信ミキサ出力について、通常のＣＷとＦＭＣＷに関するドプラ信号を考察する。例として、信号レベルとしては、深さ１５ｃｍからのエコーを想定する。通常のＣＷクラッタを基準とし、信号レベルとして、基本波ｆ_mの近傍のドプラ信号抽出を仮定する。数８によれば、基本波信号は次式で表現される。

深さによるｋβの影響は、図８における１５ｃｍでのＪ₁（ｋβ）の値として、０．５８と求めることができる。０．５８の意味は、ＦＭＣＷ方式において、受信ミキサのレファレンスとして送信ＦＭＣＷ波を用いると、通常のＣＷにくらべ、往復で信号が０．５８（電力比で、０．３４倍、−４．７ｄＢ）となるということである。信号レベルとして、第2高調波２ｆ_mの近傍のドプラ信号抽出を行う場合は、図８における１５ｃｍでのＪ₂（ｋβ）の値として、０．３７（電力比で、０．１３７倍、−８．６ｄＢ）を得ることができる。

一方、通常のＣＷにおけるドプラ信号は、ＦＭＣＷのようなＦＭ変調に伴う距離依存性が無い。したがって、生体による減衰を両者共通とすると、ＦＭＣＷのドプラ信号は、通常のＣＷにくらべ、基本波の場合４．７ｄＢ、第2高調波の場合、８．６ｄＢ低いことになる。これらの結果を、直流および第３高調波３ｆ_mの近傍のドプラ信号電力とともにまとめると表４のようになる。

表４において、相対電圧は図８における１５ｃｍでの各ベッセル関数の値であり、相対電圧の２乗として相対電力が示されている。

受信ミキサ出力のクラッタ電力についての結果を示す表２と、受信ミキサ出力のドプラ信号電力についての結果を示す表４とを、さらにまとめたものが表５である。

表５では、通常のＣＷドプラ信号電力のクラッタ電力に対する比をαｄＢとした。また、クラッタは生体内のすべてのエコーからの総電力和、ドプラ信号は深さ１５ｃｍにおける移動目標からの信号を想定した。さらに、表５に示されるドプラ信号電力とクラッタ電力との電力比関係を図１０に示す。図１０は、通常のＣＷとＦＭＣＷのそれぞれについて、横軸を周波数、縦軸を電力値としてドプラ信号電力１００とクラッタ電力１０２のそれぞれの波形が示されている。

表５および図１０から、ＦＭＣＷは通常のＣＷに比較して、深さ１５ｃｍ、β＝１の場合、クラッタを以下のとおり抑圧できることがわかる。（１）基本波近傍のドプラを抽出する場合：２１．０ｄＢ（約１／１２６）、（２）第2高調波近傍のドプラを抽出する場合：３０．８ｄＢ（約１／１２００）、（３）第３高調波近傍のドプラを抽出する場合：４５．６ｄＢ（約１／３６０００）。このように、ＦＭＣＷ波を利用することにより、つまり、図１に示す超音波診断装置により、通常のＣＷに比べてクラッタの影響を低減することができる。

図１１は、図１に示す超音波診断装置を改良して、クラッタの影響をさらに低減した超音波診断装置を示している。図１と異なる点は、図１１に示す超音波診断装置では、可変遅延回路１１０が、参照波として用いている送信ＦＭＣＷ変調波の遅延時間調整を行ってドプラ信号電力／クラッタ電力の最適化を行うことである。

生体内の深さに応じて、受信ミキサ出力における積算されたクラッタ電力とドプラ信号電力と相対的な大きさの関係は異なってくる。表５においては生体内の深さを１５ｃｍとして計算した結果を示したが、深さに応じて、ドプラ信号対クラッタ電力の比が変化する。診断深さはターゲットの位置に応じて決定されるため容易に変更することはできない。しかし、受信ミキサに供給される参照波に遅延時間を設けて調整することにより、擬似的にターゲットの位置、つまり診断深さを変更させることが可能になる。そこで、図１１に示す超音波診断装置では、受信ミキサの前段に可変遅延回路１１０を設けて、参照波の遅延時間調整を行えるようにした。この結果、遅延時間を調整して、各遅延時間ごとにドプラ信号電力／クラッタ電力の比を算出し、ドプラ信号電力の割合がなるべく大きくなるように調整することができる。一方、変調周波数および変調波の振幅を変化させる（βを変化させる）ことにより、生体内の深さに応じて受信ミキサ出力における積算クラッタ電力とドプラ信号電力の相対比を改善することができる。

なお、遅延時間の調整は、受信ミキサ３０へ供給される受信ＲＦ信号に対して行われてもよい。つまり、受信制御部１６の後段に可変遅延回路を設けて、受信ミキサ３０に供給される受信ＲＦ信号の遅延時間を調整することにより、参照波の遅延時間調整と同様な効果を得ることができる。

図１２は、図１１に示す超音波診断装置をさらに改良した超音波診断装置を示している。図１１と異なる点は、図１２に示す超音波診断装置では、可変遅延回路１１２が、Ｎ倍回路２５の後段に設けられている点である。

ミキサ２８，２９は、Ｎ倍回路２５で基本波ｆ_mをＮ倍（Ｎは自然数）して得られる変調波ｆ_mの基本波成分あるいは高調波成分を参照信号として、ＢＰＦ３６，３８から出力される各信号を直交検波してベースバンド信号に変換する。受信ミキサ３０から出力される受信ミキサ出力信号には、ＦＭ変調波発振器２４から供給される変調波の変調波周波数ｆ_mに関する基本波成分および各高調波成分が含まれている。受信ミキサ出力信号の一例を数式で表現したのが前述の数８である。ＢＰＦ３６，３８は、数８に示されるｆ_mに関する基本波成分および各高調波成分の中から所望の周波数成分を抽出して、２つのミキサ２８，２９に出力する。例えば、ＢＰＦ３６によって、数８に示されるｆ_mに関する基本波成分が抽出されたとすると、ＢＰＦ３６からミキサ２８に供給される信号は次式で表現される。

したがって、ミキサ２８の参照信号としては、ｃｏｓ（２πｆ_mｔ＋φ_m／２）を用いるのがＳＮＲ（信号対ノイズ比）の良い乗算結果となる。このため、可変遅延回路１１２は、Ｎ倍回路２５から出力される参照信号の位相を調整してミキサ２８にｃｏｓ（２πｆ_mｔ＋φ_m／２）の参照信号を供給する。この結果、ＳＮＲの良い乗算結果を得ることができる。

なお、遅延時間の調整は、ＢＰＦ３６，３８の出力に対して行われてもよい。つまり、ＢＰＦ３６，３８の各々の後段に可変遅延回路を設けて、ミキサ２８，２９に供給される信号の遅延時間を調整することにより、参照信号を遅延時間調整する場合と同様な効果を得ることができる。

ここで、ドプラ信号を検出する際の遅延時間の調整について検討する。

図１２における受信ミキサ３０（以降、必要に応じて「第１ミキサ」と称する）により低周波帯域に復調されたベースバンド信号は、ミキサ２８，２９（以降、必要に応じて「第２ミキサ」と称する）により通常のドプラ信号と同様、直流付近のドプラ信号に変換される。図１３に示すように、ＦＭＣＷでは、第１ミキサ出力におけるドプラ信号（ドプラエコー４６）は、ＦＭ変調周波数（ｆ_m）およびその高調波成分（２ｆ_m，３ｆ_m，・・・）の固体物エコー（クラッタ信号）４８の近傍にＤＳＢ−ＳＣ（Double Sideband−Suppressed Carrier）の形で出現するから、この信号を直流付近の帯域に変換するには、ＡＭの同期検波に相当する復調プロセスが必要となる。

例えば、高調波成分２ｆ_mの側帯波として出現しているドプラ信号を抽出する場合は、第１ミキサ出力を、第２ミキサにおいて周波数２ｆ_mの第２参照波により同期検波する。図１２において、Ｎ倍回路２５の次数Ｎを２に設定すればこのプロセスを実現できる。第１ミキサ後段のＢＰＦ３６，３８がローパスフィルタとして機能することにより、第２高調波成分を選択したドプラ信号に対する同期検波過程は、以下のように表現できる。

まず、第１ミキサ出力（この場合はＩチャンネルのミキサ３２の出力を仮定）は前述の数８で表現できる。ＢＰＦ３６により第２高調波成分を選択すると次式の信号が抽出される。

また、周波数２ｆ_mの第２参照波を次式のように表現する。

数１４および数１５から、第１ミキサ後段のＢＰＦ３６により第２高調波成分を選択したドプラ信号に対する同期検波過程は、次式によって表現される。

数１６は、第２ミキサ出力をＬＰＦ３７によりドプラ周波数帯域以上の高域成分を除去した結果に相当する。

数１６によれば、ドプラ信号ｖ_D2（ｔ）の振幅は、Ｊ₂（ｋβ），φ_mおよびφ_rに依存する。Ｊ₂（ｋβ）とφ_mはターゲットの深さにより決定されるが、φ_rは信号処理系（例えば図１２における可変遅延回路１１２）で設定されるパラメータで、ｖ_D2（ｔ）はφ_rにより周期的に変化する。

ドプラターゲットの深さを固定し、第２参照波ｖ_r2（ｔ）の位相φ_rを変化させた場合の第２ミキサ出力ｖ_D2（ｔ）の電力を測定した結果を図１４に示す。

図１４において、（ａ）は基本波（ＦＭ変調周波数ｆ_m）成分、（ｂ）は二次高調波成分、（ｃ）は三次高調波成分に関する測定結果であり、各々、横軸は遅延時間（位相φ_r）を表し縦軸は第２ミキサ出力電力を示している。また、図１４において、白丸はＩチャンネルの第２ミキサ出力測定値、黒丸はＱチャンネルの第２ミキサ出力測定値、点線はＩチャンネル測定値の外挿曲線、２点鎖線はＱチャンネル測定値の外挿曲線、実線は計算値を示している。

図１４から、位相φ_rの変化に応じてドプラ信号が周期的に変化する様子がわかる。また、数１６を考慮すると、位相φ_rを固定してターゲットの深さを変化させてもドプラ信号が周期的に変化することが理解できる。ドプラ信号がターゲットの深さにより周期的に変化するという現象は、表現を代えれば、ターゲットの深さによりドプラ信号の受信感度が変動するということであり、超音波診断装置にこれを応用する場合、受信感度の変動（ドプラ信号の深さ依存性）への対策が望まれる。

図１５は、図１２に示す超音波診断装置を改良して、ドプラ信号の深さ依存性を回避した超音波診断装置を示している。図１２と異なる点は、図１５に示す超音波診断装置では、ＢＰＦ３６の出力に対して直交検波方式による検波処理を施し、さらに、ＢＰＦ３８の出力に対して直交検波方式による検波処理を施すことである。以下、図１２と異なる部分を中心に図１５の超音波診断装置について説明する。

図１５において、ＢＰＦ３６，３８は、数８に示されるｆ_mに関する基本波成分および各高調波成分の中から所望の周波数成分を抽出する。つまり、基本波成分および第ｎ（ｎは２以上の自然数）高調波成分のうちの少なくとも一つの成分とその付近に存在するドプラ信号とから成る側帯波を抽出する。

そして、ＢＰＦ３６から出力される信号（側帯波信号）に対して、二つのミキサ１５０，１５２および二つのローパスフィルタ（ＬＰＦ）１６０，１６２によって同期検波および直交検波を行い、さらに、ＢＰＦ３８から出力される信号（側帯波信号）に対して、二つのミキサ１５４，１５６および二つのローパスフィルタ（ＬＰＦ）１６４，１６６によって同期検波および直交検波を行う。

ミキサ１５０，１５４は、Ｎ倍回路２５で基本波ｆ_mをＮ倍（Ｎは自然数）して得られる変調波ｆ_mの基本波成分あるいは高調波成分を参照信号とする。一方、ミキサ１５２，１５６は、Ｎ倍回路２５で基本波ｆ_mをＮ倍（Ｎは自然数）した後、π／２シフト回路１８０を経由して供給される信号を参照信号とする。π／２シフト回路１８０は、入力信号の位相をπ／２だけずらす回路である。

この構成により、ＢＰＦ３６の出力に対して直交検波方式による検波処理が実行され、また、ＢＰＦ３８の出力に対して直交検波方式による検波処理が実行される。なお、ミキサ１５０，１５２，１５４，１５６を利用する検波処理、および、ミキサ３２，３４を利用する検波処理は、アナログ回路による検波処理の他、デジタル処理（例えば、サンプリング処理などを含む）による検波処理でもよい。

そして、２乗和平方根演算部１７０においてＬＰＦ１６０の出力（Ｉ成分）およびＬＰＦ１６２の出力（Ｑ成分）から、これらの２乗和平方根、つまり（Ｉ²＋Ｑ²）^1/2が演算される。同様に、２乗和平方根演算部１７２においてＬＰＦ１６４の出力（Ｉ成分）およびＬＰＦ１６６の出力（Ｑ成分）から２乗和平方根が演算される。

そして、２乗和平方根演算部１７０における演算結果がドプラ信号同相成分として出力され、また、２乗和平方根演算部１７２における演算結果がドプラ信号直交成分として出力される。ドプラ演算処理部４０は、ドプラ信号同相成分およびドプラ信号直交成分に基づいてドプラ演算を実行する。

このように、図１５に示す超音波診断装置では、ＢＰＦ３６の出力およびＢＰＦ３８の出力の各々に対して直交検波方式による検波処理を施すことにより、ドプラ信号の深さ依存性を回避している。その原理は以下のとおりである。

まず、ＢＰＦ３６により第２高調波成分が選択されたとすると数１４の信号が抽出される。そして、ミキサ１５０の参照信号を数１７のように表現する。

その結果、ＬＰＦ１６０の出力は次のように表現される。

また、ミキサ１５２の参照信号を数１９のように表現する。

その結果、ＬＰＦ１６２の出力は次のように表現される。

さらに、２乗和平方根演算部１７０において、数１８および数２０によって得られる二つの信号の２乗和の平方根が以下のように演算される。

数２１におけるｖ_D3I（ｔ）には、数１６のｖ_D2（ｔ）に含まれていたφ_mおよびφ_rが存在しない。したがって、ｖ_D3I（ｔ）には、深さ依存性が存在しないことになる。

２乗和平方根演算部１７２の出力も、２乗和平方根演算部１７０の出力と同様な計算プロセスにより次式のように演算される。

数２２におけるｖ_D3Q（ｔ）にもφ_mおよびφ_rが含まれず、したがって、深さ依存性が存在しないことになる。

数２１および数２２はドプラ信号の直交検波出力であり、これら出力に基づいて、ドプラ演算処理部４０において、従来から知られている通常の信号処理によりターゲットの速度成分などが演算される。

以上説明したように、図１５の超音波診断装置により、ドプラ信号の深さ依存性を回避することができる。すなわち、ドプラターゲットがどのような深さにあろうとも、ドプラ信号はその深さに依存しない信号として抽出でき、後段の処理において、通常のドプラ信号処理と同様に、ＦＦＴおよび表示系により画像として観測ができる。

図１６は、図１１に示す超音波診断装置をさらに改良した超音波診断装置を示している。図１６に示す超音波診断装置では、図１１のＮ倍回路２５に換えて、１倍回路２５ａ、２倍回路２５ｂおよび３倍回路２５ｃの３つの回路が設けられ、また、これら３つの回路の各々に対応して、受信ミキサ３０の後段が３系統に分離されている。

ＢＰＦ３６ａ，３８ａは、それぞれ、受信ミキサ３０の出力信号から変調波周波数ｆ_mに関する基本波成分を抽出して、ミキサ２８ａ，２９ａへ出力する。ミキサ２８ａ，２９ａは、それぞれ、１倍回路２５ａから得られる変調波ｆ_mの基本波成分を参照信号として、ＢＰＦ３６ａ，３８ａから出力される信号を検波してベースバンド信号に変換する。また、ＢＰＦ３６ｂ，３８ｂは、それぞれ、受信ミキサ３０の出力信号から変調波周波数ｆ_mに関する２次高調波成分を抽出して、ミキサ２８ｂ，２９ｂへ出力する。ミキサ２８ｂ，２９ｂは、それぞれ、２倍回路２５ｂから得られる変調波ｆ_mの２次高調波成分を参照信号として、ＢＰＦ３６ｂ，３８ｂから出力される信号を検波してベースバンド信号に変換する。さらに、ＢＰＦ３６ｃ，３８ｃは、それぞれ、受信ミキサ３０の出力信号から変調波周波数ｆ_mに関する３次高調波成分を抽出して、ミキサ２８ｃ，２９ｃへ出力する。ミキサ２８ｃ，２９ｃは、それぞれ、３倍回路２５ｃから得られる変調波ｆ_mの３次高調波成分を参照信号として、ＢＰＦ３６ｃ，３８ｃから出力される信号を検波してベースバンド信号に変換する。

そして、ミキサ２８ａ，２８ｂ，２８ｃから出力される信号は、加算器１２０において加算処理されてドプラ演算処理部４０に出力され、また、ミキサ２９ａ，２９ｂ，２９ｃから出力される信号は、加算器１２２において加算処理されてドプラ演算処理部４０に出力される。加算器１２０，１２２は、各ミキサから出力される信号に対して、重み付けなどを行って加算処理する。

こうして、図１６に示す超音波診断装置では、変調波周波数ｆ_mの基本波、２倍の高調波および３倍の高調波からそれぞれ抽出した信号（ドプラ信号）を加算処理してドプラ情報を抽出する。このため、図１１に示す超音波診断装置のように、変調波ｆ_mの基本波成分および高調波成分のいずれか一つに対応するドプラ信号を利用する場合に比べてＳＮＲを改善することができる。

なお、必要に応じて、図１６の１倍回路２５ａ、２倍回路２５ｂおよび３倍回路２５ｃのそれぞれの後段に、位相や電圧調整を行う回路を追加して１倍回路２５ａ、２倍回路２５ｂおよび３倍回路２５ｃのそれぞれから出力される参照信号に対して、位相や電圧の調整を行ってもよい。参照信号の位相や電圧を調整して、最適な検波（例えばＳＮＲの良い検波）が実行されるように設定することができる。

また、１倍回路２５ａ、２倍回路２５ｂおよび３倍回路２５ｃに加えて、４倍回路、５倍回路を設けるなど、さらに高次の参照信号を利用してもよい。さらに高次の参照信号を利用する場合、各次元の参照信号に対応して、受信ミキサ３０の後段も４系統あるいは５系統などに拡張される。

図１７は、図１に示す超音波診断装置を簡略化した超音波診断装置を示している。図１７に示す超音波診断装置では、図１のミキサ３２，３４に換えて一つのミキサ３３が設けられ、また、ミキサ２８，２９に換えて一つのミキサ２７が設けられている。つまり、図１の超音波診断装置において、ミキサ３２，３４およびミキサ２８，２９で実行されていた直交検波が、図１７では単純な検波に簡略化されている。単純な検波に簡略化したことに伴い、図１７では、図１で必要とされていたπ／２シフト回路２６、ＢＰＦ３８およびＬＰＦ３９が省略されている。

図１７に示す超音波診断装置では、直交検波に換えて単純な検波としたことにより、血流の方向に関する情報が失われるものの、血流の速度計測は直交検波の場合と同程度の計測が可能である。しかも、図１の超音波診断装置に比べて装置の構成を簡略化することができる。なお、図１７では、ＬＰＦ３７の後段にウォールモーションフィルタ（ＷＭＦ）１３０が設けられ、このＷＭＦ１３０においてクラッタが除去される。

以上、本発明の好適な実施形態を説明したが、上述した実施形態は、あらゆる点で単なる例示にすぎず、本発明の範囲を限定するものではない。例えば、上述の実施形態では周波数ｆ_mの正弦波によるＦＭ変調の例を示したが、周波数ｆ_m1の変調波にさらに周波数ｆ_m2の変調波でＦＭ変調を施したＦＭＣＷ送信波を形成してもよい。ＦＭ変調を多段で行うことにより、さらに低速の領域においてクラッタの影響を低減してドプラ信号を抽出することができる。

また、上述の実施形態では周波数ｆ_mの正弦波によるＦＭ変調の例を示したが、正弦波に換えて、例えば図１８に示す周期ｆ_mの三角波１４０を利用してもよい。もちろん、三角波として鋸歯状の波を利用してもよい。

本発明に係る超音波診断装置の全体構成を示すブロック図である。 ＦＭＣＷ送信波の周波数スペクトルを示す図である。 ＦＭＣＷ受信波の周波数スペクトルを示す図である。 受信ミキサ出力の周波数スペクトルを示す図である。 受信ＲＦ信号における通常のＣＷでのクラッタの電力スペクトルを示す図である。 受信ＲＦ信号におけるＦＭＣＷでのクラッタの電力スペクトルを示す図である。 第１次ベッセル関数を示す図である。 横軸を診断の深さ、縦軸をベッセル関数値としてプロットした図である。 基本波および高調波クラッタ電圧の深さ依存性を説明するための図である。 ドプラ信号電力とクラッタ電力との電力比関係を説明するための図である。 本発明に係る別の超音波診断装置の全体構成を示す図である。 本発明に係るさらに別の超音波診断装置の全体構成を示す図である。 第１ミキサ出力におけるドプラ信号を説明するための図である。 第２ミキサ出力電力の参照波遅延時間依存性を説明するための図である。 ドプラ信号の深さ依存性を回避した超音波診断装置を説明するための図である。 本発明に係るさらに別の超音波診断装置の全体構成を示す図である。 本発明に係るさらに別の超音波診断装置の全体構成を示す図である。 三角波を説明するための図である。

符号の説明

２０ ＦＭ変調器、２２ ＲＦ波発振器、２４ ＦＭ変調波発振器、２６ π／２シフト回路、３０ 受信ミキサ、４０ ドプラ演算処理部。

Claims (17)

1. 搬送波信号を変調波信号を用いて変調処理することにより、周波数を周期的に変化させた連続波の変調送信信号を生成する送信部と、
   前記変調送信信号の供給によって生体に対して超音波を送波し、生体からの超音波を受波して受信信号を出力する送受波器と、
   前記受信信号を前記変調送信信号を用いて復調し、これにより復調信号を得る復調手段と、
   前記復調信号から、前記変調波信号を基本波とした場合における基本波成分および第ｎ（ｎは２以上の自然数）高調波成分のうちの少なくとも一つの成分の付近に存在するドプラ情報を抽出するドプラ情報抽出手段と、
   を有することを特徴とする超音波診断装置。
2. 請求項１に記載の超音波診断装置において、
   前記復調手段は、前記変調送信信号を参照信号として前記受信信号を検波処理する検波回路を含む、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
3. 請求項１に記載の超音波診断装置において、
   前記復調手段は、前記変調送信信号を参照信号として前記受信信号を直交検波処理する直交検波回路を含む、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
4. 請求項１に記載の超音波診断装置において、
   前記ドプラ情報抽出手段は、前記少なくとも一つの成分およびその付近に存在するドプラ信号から成る側帯波を抽出するフィルタ部を含む、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
5. 請求項４に記載の超音波診断装置において、
   前記ドプラ情報抽出手段は、前記側帯波から前記ドプラ信号を抽出するドプラ信号抽出部を含む、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
6. 請求項５に記載の超音波診断装置において、
   前記ドプラ信号抽出部は、前記変調波信号の周波数をＮ倍（Ｎは自然数）した信号のうちの少なくとも一つを参照信号として、前記側帯波を検波処理する検波回路を含む、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
7. 請求項２に記載の超音波診断装置において、
   前記復調手段に与える参照信号に対して遅延処理を施す遅延回路を含む、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
8. 請求項２に記載の超音波診断装置において、
   前記復調手段へ出力される受信信号に対して遅延処理を施す遅延回路を含む、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
9. 請求項６に記載の超音波診断装置において、
   前記ドプラ信号抽出部に与える参照信号に対して遅延処理を施す遅延回路を含む、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
10. 請求項６に記載の超音波診断装置において、
    前記ドプラ信号抽出部へ出力される側帯波に対して遅延処理を施す遅延回路を含む、
    ことを特徴とする超音波診断装置。
11. 請求項１に記載の超音波診断装置において、
    前記ドプラ情報抽出手段は、前記変調波信号を基本波とした場合における基本波成分および第ｎ（ｎは２以上の自然数）高調波成分のうちの複数成分の各々からドプラ信号を抽出し、抽出した複数のドプラ信号を加算処理する、
    ことを特徴とする超音波診断装置。
12. 請求項１から１１のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
    前記変調波信号は正弦波である、
    ことを特徴とする超音波診断装置。
13. 請求項１から１１のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
    前記変調波信号は三角波または鋸歯状波である、
    ことを特徴とする超音波診断装置。
14. 周波数ｆ_０の搬送波信号を周波数ｆ_ｍの変調波信号を用いて周波数変調処理することにより、変調送信信号を生成する送信部と、
    前記変調送信信号の供給によって生体に対して超音波を送波し、生体からの反射波を受波して受信信号を出力する送受波器と、
    前記受信信号に対して、前記変調送信信号を参照信号として直交検波処理を行い、これにより復調信号を得る検波回路と、
    前記復調信号から、前記変調波信号を基本波とした場合における基本波成分および第ｎ（ｎは２以上の自然数）高調波成分のうちの少なくとも一つの成分とその付近に存在するドプラ信号とから成る側帯波を抽出するバンドパスフィルタと、
    前記側帯波から前記ドプラ信号を抽出するドプラ信号抽出部と、
    前記ドプラ信号から、運動体に関するドプラ情報を取得するドプラ情報取得部と、
    を有することを特徴とする超音波診断装置。
15. 請求項１４に記載の超音波診断装置において、
    前記変調波信号として、周波数ｆ_ｍ１の変調波信号をさらに周波数ｆ_ｍ２の変調波信号を用いて周波数変調処理することにより得られる多重変調波信号を用いる、
    ことを特徴とする超音波診断装置。
16. 周波数ｆ_０の搬送波信号を周波数ｆ_ｍの変調波信号を用いて周波数変調処理することにより、変調送信信号を生成する送信部と、
    前記変調送信信号の供給によって生体に対して超音波を送波し、生体からの反射波を受波して受信信号を出力する送受波器と、
    前記受信信号に対して、前記変調送信信号を参照信号として直交検波処理を行い、これにより同相成分復調信号および直交成分復調信号を得る検波回路と、
    前記同相成分復調信号および直交成分復調信号の各々から、前記変調波信号を基本波とした場合における基本波成分および第ｎ（ｎは２以上の自然数）高調波成分のうちの少なくとも一つの成分とその付近に存在するドプラ信号とから成る側帯波を抽出するバンドパスフィルタと、
    前記同相成分復調信号の側帯波および前記直交成分復調信号の側帯波から、前記ドプラ信号を抽出するドプラ信号抽出部と、
    前記ドプラ信号から、運動体に関するドプラ情報を取得するドプラ情報取得部と、
    を有し、
    前記ドプラ信号抽出部は、前記変調波信号の周波数をＮ倍（Ｎは自然数）した信号のうちの少なくとも一つを参照信号として、前記同相成分復調信号から抽出された側帯波を直交検波処理する同相成分検波回路および前記直交成分復調信号から抽出された側帯波を直交検波処理する直交成分検波回路を含む、
    ことを特徴とする超音波診断装置。
17. 請求項１６に記載の超音波診断装置において、
    前記ドプラ信号抽出部は、前記同相成分検波回路から出力される二つの信号に対する二乗和の平方根として得られるドプラ信号同相成分、および、前記直交成分検波回路から出力される二つの信号に対する二乗和の平方根として得られるドプラ信号直交成分、の二つのドプラ信号成分を抽出する、
    ことを特徴とする超音波診断装置。

Images