JP4697372B2 - Induction motor control method and apparatus - Google Patents

Description

【０００５】
と、磁束推定値
【０００６】
【数４】

【０００７】
を状態変数とし、入力電圧を
【０００８】
【数５】

【０００９】
とし、誘導電動機の推定速度を
【００１０】
【数６】

【００１１】
とし、検出電流を
【００１２】
【数７】

【００１３】
とすると、同一次元磁束推定オブザーバの式は、以下の式（１）のように表される。なお、α、βは、誘導電動機の固定子座標系の軸であり、それぞれ誘導電動機のＵ相巻線軸と、それと直交する軸である。それらのα、βが添え字で付けられている場合には、それらがその軸の成分であることを示している。
【００１４】
【数８】

【００１５】
なお、ｋは、オブザーバ極配置ゲインであり、オブザーバの極は、誘導電動機固有の極のｋ倍だけ安定な方向に配置される。図３には、オブザーバの極が、誘導電動機固有の極の１．２倍だけ安定な方向（連続系で左方向）に配置されている様子が示されている。
【００１６】
このような同一次元磁束オブザーバをディジタル演算器で実現する場合には、連続系で表現された電動機モデルを離散系で近似することになる。ディジタル演算器によって実現される、同一次元磁束推定オブザーバを用いた誘導伝導機の従来の制御方法は、「適応２次磁束オブザーバを用いた誘導電動機の速度センサレス直接形ベクトル制御」（電学論Ｄ，１、１１巻１１号、１９９１年）に報告されている。この報告にあるように、同一次元磁束推定オブザーバによる磁束推定をディジタル演算器で行う場合には、その実用上の観点からオイラー離散近似により離散化するのが一般的である。
【００１７】
式（１）をオイラー法により離散化すると、式（２）のようになる。
【００１８】
【数９】

【００１９】
なお、式（２）は、以下の式（３）のようにまとめることができる。
【００２０】
【数１０】

【００２１】
しかしながら、「一次電圧補償オブザーバを有する誘導電動機の速度センサレスベクトル制御」（電学論Ｄ，１、１６巻８号、１９９６年）や、「A flux observer for induction machines based on a time-variant discrete model」（IEEE Transaction on Industry Applications,Vol.29,No.2,1993）や、「磁束オブザーバの離散化の一手法」（電気学会研究資料ＳＰＣ−９８−３，ＩＩＳ−９８−３，１９９８年）には、オイラー近似によるオブザーバでは、高速域において、磁束の推定値が振動して不安定になることが報告されている。磁束推定値が振動すると、それに合わせて誘導電動機の速度、トルクも振動してしまう。
【００２２】
この問題を解決するため、オブザーバをオイラー離散近似でなく、もっと厳密に高次に離散化することも考えられるが、これでは、定数演算が複雑になって、演算量が増加してしまい、さらに、速度や１次抵抗を同時に推定し逐次に値を変更しながら演算する場合もあり、それを困難にすることから実用上問題となる。
【００２３】
図４は、速度推定機構を有する同一次元磁束推定オブザーバを備えた従来の誘導電動機の制御装置の構成を示すブロック線図である。図４に示すように、この制御装置は、誘導電動機（ＩＭ）４を制御するための制御装置であり、ＩＭ４のベクトル制御を行うベクトル制御器１と、電圧指令をｄ−ｑ軸からα−β軸に変換する座標変換器２と、ＩＭ４をＰＷＭ駆動するＰＷＭインバータ３と、ＩＭ４の３相電流をα−β軸に変換する３相−２相変換器５と、磁束オブザーバ６などから構成されている。磁束オブザーバ６は、上述の式（３）の演算を行う。さらに、磁束オブザーバ６は、ＩＭ４の速度によるモデル誤差を修正するための速度推定機構７を備えている。速度推定機構７は、α軸の１次電流の推定値
【００２４】
【数１１】

【００２５】
と、α軸の検出電流値
【００２６】
【数１２】

【００２７】
との偏差にβ軸の２次磁束の推定値
【００２８】
【数１３】

【００２９】
を乗算した値と、β軸の１次電流の推定値
【００３０】
【数１４】

【００３１】
と、β軸の検出電流値
【００３２】
【数１５】

【００３３】
との偏差にα軸の２次磁束の推定値
【００３４】
【数１６】

【００３５】
を乗算した値との差分である誤差トルクに基づいて比例−積分（Ｐ−Ｉ）制御を行って、ＩＭ４の推定角速度
【００３６】
【数１７】

【００３７】
を演算して出力する。
【００３８】
磁束オブザーバ６は、速度推定機構７から出力されたＩＭ４の推定角速度
【００３９】
【数１８】

【００４０】
に基づいて、誘導電動機の数式モデルの定数を修正する。
【００４１】
しかし、前述のとおり、図４に示す制御装置では、磁束の推定値が振動する場合がある。これは、オブザーバの極配置が、連続系と同様に、誘導電動機自身の極のｋ倍に配置されると、実際には、不安定な領域に配置されてしまう場合があるためである。つまり、オイラー離散近似による離散化を行うと、図５に示すように、誘導電動機の固有の極によっては、高速時に安定範囲である単位円からはみ出してしまう。
【００４２】
特開平１１−２７５８９９号公報には、高速回転領域でも、安定に磁束推定を行うことを目的とする制御装置が開示されている。この制御装置は、誘導機の状態を現す連続系の演算式を離散化系に変換し、誘導機の角速度を用いて２次側を回転子の速度進み分の回転座標に変換することで１次電流推定値と２次磁束推定値および２次磁束角度推定値を求める同一次元磁束推定オブザーバを備えている。さらに、この制御装置は、このオブザーバから得られる１次電流推定値と、１次電流検出値との差と、２次磁束推定値との積で誤差トルクを求め、この誤差トルクを比例積分（ＰＩ）制御演算して角速度の推定値を得る速度推定機構を備えている。この制御装置では、オブザーバの離散近似誤差に着目し、回転座標を導入することによって近似誤差を低減しているため、高速回転領域でも、安定に磁束推定ができ、安定したベクトル制御を実現できると同公報に述べられている。
【００４３】
しかし、同公報記載の制御装置では、やはり回転座標系を導入するなどするため、２次側を高次に離散近似するのと等価で演算量が増加してしまうという問題がある。さらに、同公報に記載された制御装置を用いても、オブザーバの極が不安定領域に配置されていれば、結局高速域における磁束推定の不安定現象を完全に解消することはできない。
【００４４】
【発明が解決しようとする課題】
以上述べたように、オイラー法によって離散近似された同一次元磁束推定オブザーバを用いて誘導電動機のベクトル制御を行う従来の制御方法では、オブザーバの極が、連続系と同様に、誘導電動機自身の極の定数倍に配置され、高速域において、安定範囲である単位円からはみ出してしまう場合があるため、磁束の推定値が振動して不安定になり、誘導電動機の速度、トルクも振動してしまうという問題があった。
【００４５】
本発明は、離散近似された同一次元磁束推定オブザーバを用いた場合に、高速域においても安定したベクトル制御を行うことができる誘導電動機の制御方法および装置を提供することを目的とする。
【００４６】
【課題を解決するための手段】
本出願人らは、上記課題を解決するために、高速域における速度、トルク振動を防ぐには、オブザーバの極が、不安定領域に入る最悪の場合を仮定して、安定領域の単位円の中に収まるように、オブザーバの極を調整する必要があることを見出した。
【００４７】
まず、上述の式（２）の極配置をｚ＝−ｘ±ｊｙ、−γ±ｊδの共役の極に配置すると、式（２）より、式（４）が導かれる。
【００４８】
【数１９】

【００４９】
ここで、ｘ＋γは実軸の極の和であり、ｙ＋δは虚軸の極の和である。
図６に示すように、虚軸の２つの極は、１つは０付近に収束し、１つは速度に比例して増加する。一方、実軸の２つの極は、高速域においては、ほぼ０．９５から１の間に入っている。そこで、実軸の２極を各々演算すると非常に複雑となるが、それら２極の和は電動機速度に関係なく一定であるため、平均値を用いて式（５）に示すような評価条件を定義することができる。
【００５０】
【数２０】

【００５１】
式（５）より、ｋの上限値を式（６）のように導くことができる。
【００５２】
【数２１】

【００５３】
よって、式（６）を満たすようにｋを調整すれば、オブザーバの極を常に安定な範囲に配置することができる。
【００５４】
したがって、本発明は、誘導電動機の電圧指令値と検出電流値とに基づいて１次電流推定値および２次磁束推定値を離散近似によって推定する同一次元磁束推定オブザーバを用いてベクトル制御を行う誘導電動機の制御方法において、
前記検出電流値と前記１次電流推定値との偏差と、前記２次磁束推定値とに基づいて得られる誤差トルクから前記誘導電動機の角速度推定値を推定するステップと、
前記極配置ゲインの値を、前記角速度推定値および前記誘導電動機の定数によって定められる安定条件を示す判別式を満たす最大値に設定するステップとを有することを特徴とする。
【００５５】
本発明の誘導電動機の制御方法では、誘導電動機の角速度に依存する安定条件を満たす最大値に極配置ゲインの値を調整することによって、同一次元磁束推定オブザーバの極を常に安定領域に配置することができる。そのため、本発明の誘導電動機の制御方法では、オイラー法によって離散近似された同一次元磁束推定オブザーバを用いた場合に、高速域においても推定磁束を振動させずに安定した制御を行うことができる。
【００５６】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の一実施形態の誘導電動機の制御方法および装置を図面を参照して詳細に説明する。
【００５７】
図１は、本実施形態の誘導電動機の制御装置の構成を示すブロック線図である。図１に示すように、本実施形態の誘導電動機の制御装置は、極配置ゲイン調整器１０を新たに備えている点が、図４に示す従来の制御装置と異なる。
【００５８】
極配置ゲイン調整器１０は、速度推定機構７から出力された推定角速度
【００５９】
【数２２】

【００６０】
を入力する。本実施形態の誘導電動機の制御装置では、上述の式（６）に示す安定条件式に基づいてオブザーバの極が安定であるか否かを判別し、式（６）を満たす最大値を極配置ゲインｋの値として設定する。極配置ゲイン調整器１０の出力ｋは、オブザーバゲイン行列１１に入力され、以下の式（７）の演算を実施する。
【００６１】
【数２３】

【００６２】
オブザーバゲイン行列１１は、電流誤差ベクトル
【００６３】
【数２４】

【００６４】
とベクトル乗算され、ベクトル加算器１２に加算される。ベクトル加算器で行う加算は、（２）式の右辺の３つの項を加算することに相当する。
【００６５】
なお、本実施形態の誘導電動機の制御装置では、極配置ゲインｋの値が１．０以下の場合は、電動機自身の極より不安定側に配置されるので、極配置ゲインｋの下限値は１．０に設定されている。したがって、極配置ゲインＫと推定角速度
【００６６】
【数２５】

【００６７】
との関係は図２に示すようになる。
【００６８】
なお、本実施形態の誘導電動機の制御装置では、処理時間の観点から、上述の極配置ゲインｋの安定判別、すなわち式（６）の演算は、オフラインで行われれることが望ましいため、予め推定角速度
【００６９】
【数２６】

【００７０】
の値に対応する極配置ゲインｋの最大値との関係を示すテーブルを極配置ゲイン調整器１０に記憶しておき、極配置ゲイン調整器１０は、そのテーブルを参照して極配置ゲインｋを求めるようにしてもよい。
【００７１】
また、本実施形態の誘導電動機の制御装置では、速度センサレスの制御装置としたが、本発明は、速度センサレス、センサ付きに関係なく、磁束オブザーバ６の高速域での安定な磁束推定を可能とする。
【００７２】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明の誘導電動機の制御装置および方法では、誘導電動機の角速度に依存する安定条件を満たす最大値に極配置ゲインの値を調整することによって、同一次元磁束推定オブザーバの極を常に安定領域に配置することができる。そのため、本発明の誘導電動機の制御装置および方法では、オイラー法によって離散近似された同一次元磁束オブザーバを用いた場合に、高速域においても推定磁束を振動させずに安定したベクトル制御を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態の誘導電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の一実施形態の誘導電動機における極配置ゲインと推定角速度との関係を示すグラフである。
【図３】連続系における同一次元磁束推定オブザーバの極配置を示すグラフである。
【図４】従来の誘導電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。
【図５】離散値系における同一次元磁束推定オブザーバの極配置を示すグラフである。
【図６】離散値系における同一次元磁束推定オブザーバの極の軌跡を示すグラフである。
【符号の説明】
１ ベクトル制御器
２ 座標変換器
３ ＰＷＭインバータ
４ 誘導電動機（ＩＭ）
５ ３相−２相変換器
６ 磁束オブザーバ
７ 速度推定機構
１０ 極配置ゲイン調整器
１１ オブザーバゲイン行列
１２ ベクトル加算器[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a method and apparatus for controlling an induction motor that performs vector control using a one-dimensional magnetic flux estimation observer, and more particularly, performs vector control using a one-dimensional magnetic flux estimation observer realized by a digital arithmetic unit by discrete approximation. The present invention relates to an induction motor control method and apparatus.
[0002]
[Prior art]
As a variable speed control method for induction motors, there is a vector control method, and as one method of the vector control method, there is a method using a same-dimensional magnetic flux estimation observer. This one-dimensional magnetic flux observer estimates a primary current and a secondary magnetic flux value from a voltage command value, that is, an input voltage, and a current detection value, that is, a detected current. Vector control is performed by estimating the motor speed from these estimated values. Is done.
[0003]
Current estimate [0004]
[Equation 3]

[0005]
And the estimated magnetic flux [0006]
[Expression 4]

[0007]
Is the state variable, and the input voltage is
[Equation 5]

[0009]
And the estimated speed of the induction motor is
[Formula 6]

[0011]
And the detected current is
[Expression 7]

[0013]
Then, the equation of the same-dimensional magnetic flux estimation observer is expressed as the following equation (1). Α and β are axes of the stator coordinate system of the induction motor, and are respectively a U-phase winding axis of the induction motor and an axis orthogonal thereto. When those α and β are suffixed, it indicates that they are components of the axis.
[0014]
[Equation 8]

[0015]
Note that k is an observer pole placement gain, and the poles of the observer are placed in a stable direction by k times the pole unique to the induction motor. FIG. 3 shows a state where the poles of the observer are arranged in a stable direction (leftward in the continuous system) by 1.2 times the pole unique to the induction motor.
[0016]
When such a one-dimensional magnetic flux observer is realized by a digital computing unit, an electric motor model expressed by a continuous system is approximated by a discrete system. The conventional method of controlling an induction conductor using a one-dimensional magnetic flux estimation observer realized by a digital computing unit is “speed sensorless direct vector control of an induction motor using an adaptive secondary magnetic flux observer” (Electrical theory D , 1, 11 (11), 1991). As described in this report, when the magnetic flux estimation by the same-dimensional magnetic flux estimation observer is performed by a digital arithmetic unit, it is generally discretized by Euler discrete approximation from the practical viewpoint.
[0017]
When equation (1) is discretized by the Euler method, equation (2) is obtained.
[0018]
[Equation 9]

[0019]
Equation (2) can be summarized as the following equation (3).
[0020]
[Expression 10]

[0021]
However, “speed sensorless vector control of induction motor with primary voltage compensating observer” (Electrical Theory D, 1, 16 (8), 1996) and “A flux observer for induction machines based on a time-variant discrete model” (IEEE Transaction on Industry Applications, Vol. 29, No. 2, 1993) and “A Method for Discretizing Magnetic Flux Observers” (The Institute of Electrical Engineers of Japan SPC-98-3, IIS-98-3, 1998) In the observer by Euler approximation, it is reported that the estimated value of magnetic flux oscillates and becomes unstable in a high speed range. When the estimated magnetic flux vibrates, the speed and torque of the induction motor also vibrate accordingly.
[0022]
In order to solve this problem, it is conceivable to discriminate the observer more strictly than Euler discrete approximation instead of Euler discrete approximation. However, this complicates the constant operation and increases the amount of calculation, and further In some cases, the speed and the primary resistance are estimated at the same time, and the calculation is performed while sequentially changing the values.
[0023]
FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of a conventional induction motor control device including a one-dimensional magnetic flux estimation observer having a speed estimation mechanism. As shown in FIG. 4, this control device is a control device for controlling the induction motor (IM) 4, and a vector controller 1 that performs vector control of the IM 4, and a voltage command from the dq axis to α− Coordinate converter 2 for converting to β axis, PWM inverter 3 for PWM driving IM 4, three-phase to two-phase converter 5 for converting three-phase current of IM 4 to α-β axis, magnetic flux observer 6, etc. Has been. The magnetic flux observer 6 performs the calculation of the above equation (3). Further, the magnetic flux observer 6 includes a speed estimation mechanism 7 for correcting a model error due to the speed of the IM 4. The speed estimation mechanism 7 is an estimated value of the primary current of the α axis.
[Expression 11]

[0025]
And the detected current value of the α axis.
[Expression 12]

[0027]
Estimated value of β-axis secondary magnetic flux
[Formula 13]

[0029]
And the estimated value of the β-axis primary current.
[Expression 14]

[0031]
And β axis detection current value.
[Expression 15]

[0033]
And the estimated value of the secondary magnetic flux on the α axis
[Expression 16]

[0035]
Proportional-integral (P-I) control is performed based on the error torque that is the difference from the value multiplied by the estimated angular velocity of IM4.
[Expression 17]

[0037]
Is calculated and output.
[0038]
The magnetic flux observer 6 receives the estimated angular velocity of the IM 4 output from the velocity estimation mechanism 7.
[Expression 18]

[0040]
Based on the above, the constant of the mathematical model of the induction motor is corrected.
[0041]
However, as described above, in the control device shown in FIG. 4, the estimated value of the magnetic flux may vibrate. This is because, if the pole arrangement of the observer is arranged k times the pole of the induction motor itself as in the continuous system, the observer may actually be arranged in an unstable region. In other words, when discretization is performed by Euler discrete approximation, as shown in FIG. 5, depending on the inherent pole of the induction motor, it will protrude from the unit circle which is a stable range at high speed.
[0042]
Japanese Patent Application Laid-Open No. 11-275899 discloses a control device aiming at stable magnetic flux estimation even in a high-speed rotation region. This control device converts a continuous arithmetic expression representing the state of the induction machine into a discretization system, and converts the secondary side into rotational coordinates corresponding to the speed advance of the rotor by using the angular velocity of the induction machine. A one-dimensional magnetic flux estimation observer for obtaining a secondary current estimated value, a secondary magnetic flux estimated value, and a secondary magnetic flux angle estimated value is provided. Further, the control device obtains an error torque by the product of the difference between the primary current estimated value obtained from the observer and the primary current detected value and the secondary magnetic flux estimated value, and proportionally integrates the error torque ( PI) A speed estimation mechanism that obtains an estimated value of angular velocity by performing control calculation is provided. In this control device, focusing on the discrete approximation error of the observer and reducing the approximation error by introducing rotational coordinates, it is possible to stably estimate the magnetic flux even in the high-speed rotation region and realize stable vector control. It is described in the publication.
[0043]
However, since the control device described in the publication also introduces a rotating coordinate system, there is a problem that the amount of calculation increases equivalent to high-order discrete approximation of the secondary side. Furthermore, even if the control device described in the publication is used, if the poles of the observer are arranged in the unstable region, the unstable phenomenon of the magnetic flux estimation in the high speed region cannot be completely eliminated.
[0044]
[Problems to be solved by the invention]
As described above, in the conventional control method in which the vector control of the induction motor is performed using the same-dimensional magnetic flux estimation observer discretely approximated by the Euler method, the pole of the observer is the pole of the induction motor itself as in the continuous system. Because it may be out of the unit circle that is the stable range in the high speed range, the estimated value of the magnetic flux will become unstable due to vibration, and the speed and torque of the induction motor will also vibrate. There was a problem.
[0045]
An object of the present invention is to provide an induction motor control method and apparatus capable of performing stable vector control even in a high speed region when a discrete approximation of the same-dimensional magnetic flux estimation observer is used.
[0046]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above-mentioned problems, the present applicants have assumed that the pole of the observer is in the worst case that enters the unstable region, and prevents the vibration of the speed and torque in the high speed region. I found that the observer poles need to be adjusted to fit inside.
[0047]
First, when the pole arrangement of the above equation (2) is arranged at the conjugate poles of z = −x ± jy and −γ ± jδ, the equation (4) is derived from the equation (2).
[0048]
[Equation 19]

[0049]
Here, x + γ is the sum of poles on the real axis, and y + δ is the sum of poles on the imaginary axis.
As shown in FIG. 6, two poles of the imaginary axis, one converges near 0 and one increases in proportion to the speed. On the other hand, the two poles of the real axis are between approximately 0.95 and 1 in the high speed range. Therefore, if each of the two poles of the real axis is calculated, it becomes very complicated. However, since the sum of the two poles is constant regardless of the motor speed, the evaluation condition as shown in Equation (5) is obtained using the average value. Can be defined.
[0050]
[Expression 20]

[0051]
From equation (5), the upper limit of k can be derived as in equation (6).
[0052]
[Expression 21]

[0053]
Therefore, if the k is adjusted so as to satisfy the expression (6), the observer poles can always be arranged in a stable range.
[0054]
Therefore, the present invention provides an induction that performs vector control using a one-dimensional magnetic flux estimation observer that estimates the primary current estimated value and the secondary magnetic flux estimated value by discrete approximation based on the voltage command value and the detected current value of the induction motor. In the motor control method,
Estimating an angular velocity estimated value of the induction motor from an error torque obtained based on a deviation between the detected current value and the primary current estimated value and the secondary magnetic flux estimated value;
Setting the value of the pole arrangement gain to a maximum value satisfying a discriminant indicating a stable condition determined by the angular velocity estimation value and a constant of the induction motor.
[0055]
In the induction motor control method of the present invention, the pole of the same-dimensional magnetic flux estimation observer is always arranged in the stable region by adjusting the value of the pole arrangement gain to the maximum value that satisfies the stability condition depending on the angular velocity of the induction motor. Can do. Therefore, in the induction motor control method of the present invention, when the same-dimensional magnetic flux estimation observer discretely approximated by the Euler method is used, stable control can be performed without oscillating the estimated magnetic flux even in a high speed region.
[0056]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Next, an induction motor control method and apparatus according to an embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
[0057]
FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of the control apparatus for the induction motor according to the present embodiment. As shown in FIG. 1, the induction motor control device of the present embodiment is different from the conventional control device shown in FIG. 4 in that a pole arrangement gain adjuster 10 is newly provided.
[0058]
The pole placement gain adjuster 10 has an estimated angular velocity output from the velocity estimation mechanism 7.
[Expression 22]

[0060]
Enter. In the induction motor control apparatus according to the present embodiment, it is determined whether or not the observer pole is stable based on the stability condition formula shown in the above formula (6), and the maximum value satisfying the formula (6) is arranged in a pole arrangement. Set as the value of gain k. The output k of the pole placement gain adjuster 10 is input to the observer gain matrix 11 and the following equation (7) is calculated.
[0061]
[Expression 23]

[0062]
The observer gain matrix 11 is a current error vector.
[Expression 24]

[0064]
Is multiplied by the vector and added to the vector adder 12. The addition performed by the vector adder is equivalent to adding the three terms on the right side of equation (2).
[0065]
In the induction motor control device of the present embodiment, when the value of the pole placement gain k is 1.0 or less, it is placed on the unstable side from the pole of the motor itself, so the lower limit value of the pole placement gain k is It is set to 1.0. Therefore, the pole placement gain K and the estimated angular velocity
[Expression 25]

[0067]
The relationship with is as shown in FIG.
[0068]
In the induction motor control apparatus of the present embodiment, from the viewpoint of processing time, it is desirable that the above-described stability determination of the pole placement gain k, that is, the calculation of Expression (6) is performed off-line. Angular velocity 【0069】
[Equation 26]

[0070]
Is stored in the pole placement gain adjuster 10, and the pole placement gain adjuster 10 refers to the table to determine the pole placement gain k. You may make it ask.
[0071]
Further, in the induction motor control device of the present embodiment, the speed sensorless control device is used. However, the present invention enables stable magnetic flux estimation in the high-speed region of the magnetic flux observer 6 regardless of the speed sensorless and sensor-equipped. To do.
[0072]
【The invention's effect】
As described above, in the induction motor control apparatus and method according to the present invention, the pole placement gain of the same-dimensional magnetic flux estimation observer is adjusted by adjusting the value of the pole placement gain to the maximum value that satisfies the stability condition depending on the angular speed of the induction motor. Can always be placed in the stable region. Therefore, in the induction motor control apparatus and method of the present invention, when the same-dimensional magnetic flux observer discretely approximated by the Euler method is used, stable vector control can be performed without oscillating the estimated magnetic flux even in a high speed range. it can.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of a control device for an induction motor according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a graph showing a relationship between a pole arrangement gain and an estimated angular velocity in the induction motor according to the embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a graph showing a pole arrangement of a one-dimensional magnetic flux estimation observer in a continuous system.
FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of a conventional control device for an induction motor.
FIG. 5 is a graph showing a pole arrangement of a one-dimensional magnetic flux estimation observer in a discrete value system.
FIG. 6 is a graph showing the locus of poles of the same-dimensional magnetic flux estimation observer in a discrete value system.
[Explanation of symbols]
1 Vector Controller 2 Coordinate Converter 3 PWM Inverter 4 Induction Motor (IM)
5 3-phase-2 phase converter 6 Magnetic flux observer 7 Speed estimation mechanism 10 Pole arrangement gain adjuster 11 Observer gain matrix 12 Vector adder

Claims (4)

In a control method for an induction motor that performs vector control using a one-dimensional magnetic flux estimation observer that estimates a primary current estimated value and a secondary magnetic flux estimated value by discrete approximation based on a voltage command value and a detected current value of the induction motor,
Estimating an angular velocity estimated value of the induction motor from an error torque obtained based on a deviation between the detected current value and the primary current estimated value and the secondary magnetic flux estimated value;
And a step of setting the value of the pole placement gain to a maximum value satisfying a discriminant indicating a stability condition determined by the estimated angular velocity and a constant of the induction motor. The discriminant is

The method for controlling an induction motor according to claim 1. In a control apparatus for an induction motor that performs vector control using a one-dimensional magnetic flux estimation observer that estimates a primary current estimated value and a secondary magnetic flux estimated value by discrete approximation based on a voltage command value and a detected current value of the induction motor,
A speed estimation mechanism for estimating an angular speed estimated value of the induction motor from an error torque obtained based on a deviation between the detected current value and the primary current estimated value and the secondary magnetic flux estimated value;
A pole placement gain adjusting means for setting the value of the pole placement gain to a maximum value satisfying a discriminant indicating a stability condition determined by the estimated angular velocity and a constant of the induction motor. Control device. The discriminant is

The control apparatus for an induction motor according to claim 3, wherein

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