JP4800772B2 - 過電流検出回路 - Google Patents

Description

本発明は過電流検出回路に関し、特にスイッチに流れる過大な電流を検出する過電流検出回路に関する。

近年、自動車電装用の負荷駆動部品として接点寿命などの問題があるリレースイッチに代わるスイッチ部品として半導体で形成されるパワー素子を利用したＩＰＤ（Intelligent Power Device）等のスイッチ回路が使用されるようになってきている。自動車電装用部品は、車の安全な走行を実現するため高い信頼性が要求される。そのため、ＩＰＤには、負荷の短絡等によってパワー素子に流れる過電流によるパワー素子の破壊防止、または負荷の破壊防止のための過電流保護機能が備わっている。この過電流保護機能を実現するには、パワー素子に流れるある一定以上の電流を検出する過電流検出回路が必要となる。ＩＰＤの高い信頼性を維持するためには、精度のよい過電流検出回路が要求される。

また、自動車など電装系の電源には、１２Ｖ〜１４Ｖの電圧を出力するバッテリー電源などが使用されている。しかし、エンジンをスタートさせる時などはスタータの消費電力によりバッテリー電圧が極端に低下する。そのため、ＩＰＤの破壊に関わる信頼性の向上のためには、電源電圧が大きく変動しても所定の電流値を精度よく検出する過電流検出回路を備えたＩＰＤが必要となる。

過電流検出回路のうち出力端子の電圧を検出することで回路を保護する過電流検出回路が特許文献１、２に開示されている。これらの電圧検出型の過電流検出回路を有する回路の一例として従来例１のＩＰＤ１００のブロック図を図６に示す。図６を参照して従来例１のＩＰＤ１００について説明する。

図６に示すＩＰＤ１００は、電源電圧と内部ＧＮＤ電源１０１が生成する内部ＧＮＤ電圧とを電源として制御回路１０２、駆動回路１０３ａ、過電流検出回路１０４を動作させている。ここで、内部ＧＮＤ電圧は、例えば（電源電圧−６Ｖ）である。ＩＰＤ１００は、制御回路１０２を介して入力端子ＩＮから入力される制御信号を駆動回路１０３ａが受信する。駆動回路１０３ａは、制御信号に基づき電源電圧を所定の倍率で昇圧した昇圧電圧を出力する。出力トランジスタＭＮ１０１は、ドレインが電源電圧に接続され、ソースが出力端子ＯＵＴを介して負荷１０７に接続されており、ゲートが駆動回路１０３ａの出力に接続されている。出力トランジスタＭＮ１０１は、ゲートに接地電位が印加されると非導通状態となり、昇圧電圧が印加されると導通状態となる。つまり、ＩＰＤ１００は、制御信号に基づき出力トランジスタＭＮ１０１を制御することで、負荷１０７を駆動する。ここで、出力トランジスタＭＮ１０１のゲートに昇圧電圧が印加された場合、出力トランジスタＭＮ１０１の導通状態での抵抗値（オン抵抗）は、ゲートに電源電圧が印加された場合に比べて非常に小さいものとなる。なお、出力トランジスタＭＮ１０１に供給される接地電位は、出力制御回路１０３ｂによって供給されるものである。

ここで、ＩＰＤ１００の過電流検出回路１０４の動作について説明する。負荷１０７の異常、あるいは出力端子ＯＵＴと接地電位との短絡が発生すると、出力トランジスタＭＮ１０１に過電流が流れる。この場合、出力トランジスタＭＮ１０１のオン抵抗と過電流とにより出力端子ＯＵＴの電圧が低下する。過電流検出回路１０４は、電源電圧との差電圧が所定の電圧となる基準差電圧Ｖｒｅｆを生成する基準電圧回路１０５と、基準差電圧Ｖｒｅｆが反転端子に接続され、非反転端子が出力端子ＯＵＴに接続されるコンパレータ１０６を有している。過電流検出回路１０４のコンパレータ１０６の出力は、出力端子ＯＵＴの電圧が基準差電圧Ｖｒｅｆよりも低下した場合に、ハイレベルからロウレベルに反転する。また、コンパレータ１０６の出力は制御回路１０２に接続されており、制御回路１０２はコンパレータ１０６の出力がロウレベルとなった場合、駆動回路１０３ａ、１０３ｂにロウレベルを出力し、駆動回路１０３ａは出力を停止し、駆動回路１０３ｂは出力トランジスタＭＮ１０１のゲートを接地電位にする。これによって、出力トランジスタＭＮ１０１は、非導通状態となり、出力トランジスタＭＮ１０１に流れる過電流を遮断する。

一方、過電流検出回路の他の一例として出力端子より出力される電流量を検出して回路を保護する技術が特許文献３に開示されている。電流検出型の過電流検出回路を有するＩＰＤ２００を従来例２として図７に示す。図７を参照して従来例２のＩＰＤ２００について説明する。

図７に示すＩＰＤ２００は、ＡＮＤ回路２０５が入力端子ＩＮから入力される制御信号に基づき制御トランジスタＭＮ２０１を制御する。出力トランジスタＭＰ２０１のゲートには、制御トランジスタＭＮ２０１が導通状態である場合、電源電圧と接地電位との電圧差を抵抗Ｒ２０４、Ｒ２０５に基づき分割した分割電圧が供給され、制御トランジスタＭＮ２０１が非導通状態である場合、電源電圧が供給される。出力トランジスタＭＰ２０１は、ソースが電源電圧に接続され、ドレインが出力端子ＯＵＴを介して負荷２０６に接続されている。出力トランジスタＭＰ２０１は、ゲートに電源電圧が印加されると非導通状態となり、分割電圧が印加されると導通状態となる。つまり、ＩＰＤ２００は、制御信号に基づき出力トランジスタＭＰ２０１を制御することで、負荷２０６を駆動する。

一方、ＩＰＤ２００の過電流検出回路２０１の動作について説明する。負荷２０６の異常、あるいは出力端子ＯＵＴと接地電位との短絡が発生すると、出力トランジスタＭＰ２０１に過電流が流れる。過電流検出回路２０１は、ソースと電源電圧との間に電流検出抵抗Ｒｄを有し、ゲートが出力トランジスタＭＰ２０１のゲートと接続され、ドレインが出力端子ＯＵＴに接続される電流検出トランジスタＭＰ２０２を有している。したがって、電流検出トランジスタＭＰ２０２に流れるドレイン電流Ｉｄと出力トランジスタＭＰ２０１に流れる出力電流Ｉｏとは、同じ比率で変化する。つまり、出力電流Ｉｏの電流量が増加した場合、ドレイン電流Ｉｄも増加し、電流検出抵抗Ｒｄで発生する電圧が大きくなり、電源電圧との差電圧（検出差電圧Ｖｄ）が増加する。この検出差電圧Ｖｄと基準電圧回路２０２が生成する電源電圧と所定の差電圧を有する基準差電圧Ｖｐとをコンパレータ２０３で比較する。過電流検出回路２０１のコンパレータ２０３の出力は、検出差電圧Ｖｄが基準差電圧Ｖｐよりも大きくなった場合に、ハイレベルからロウレベルに反転する。また、コンパレータ２０３の出力は、トランジスタＭＰ２０３とインバータ２０４とを介してＡＮＤ回路２０５に接続されている。コンパレータ２０３の出力がロウレベルとなった場合、ＡＮＤ回路２０５の出力はロウレベルとなり、出力トランジスタＭＰ２０１及び電流検出トランジスタＭＰ２０２のゲートを電源電圧にする。これによって、出力トランジスタＭＰ２０１及び電流検出トランジスタＭＰ２０２は、非導通状態となり、出力端子ＯＵＴから流出する過電流を遮断する。
特開平３−１１２３１９号公報 特開２００２−２９０２２２号公報 特開平２−２６０７１２号公報

しかしながら、従来例１のＩＰＤ１００において、電源電圧の電圧が低下した場合、駆動回路１０２が生成する昇圧電圧が十分な電圧とならないために、出力トランジスタＭＮ１０１が導通状態の場合のオン抵抗が上昇する。これによって、出力トランジスタＭＮ１０１に流れる電流が設定した過電流値よりも小さい場合であっても、電源電圧と出力端子ＯＵＴとの差電圧が大きくなる。つまり、電源電圧が変動した場合、過電流検出回路１０４は、検出する過電流量を精度良く設定できない問題がある。

一方、従来例２のＩＰＤ２００は、出力端子ＯＵＴに流れる電流値を検出しているため、従来例１のような問題は発生しない。しかしながら、出力端子ＯＵＴに流れる電流を検出する電流検出抵抗Ｒｄの抵抗値の絶対値がばらつき、電流検出抵抗Ｒｄで生成される検出差電圧Ｖｄがばらつくため、精度の高い過電流検出が困難である問題がある。また、出力トランジスタＭＰ２０１と電流検出トランジスタＭＰ２０２のサイズ比は、一般的に１００対１〜１００００対１と非常に大きいため、トランジスタのサイズ比を精度良く製造することができない。そのため、出力電流Ｉｏとドレイン電流Ｉｄとの電流値の比の精度が悪化し、精度の高い過電流検出が困難である問題がある。

本発明にかかる過電流検出回路は、出力端子に接続される負荷を駆動する出力トランジスタに流れる過電流を検出する過電流検出回路であって、前記出力端子の電圧と第１の電源との差電圧を前記第１の電源に基づき設定される増幅率で増幅した調整差電圧を出力する電圧調整回路と、前記第１の電源と所定の電圧差となる基準差電圧を出力する基準電圧回路と、前記調整差電圧と前記基準差電圧とを比較するコンパレータとを有するものである。

本発明にかかる過電流検出回路によれば、出力端子の電圧と第１の電圧（例えば、電源電圧）との差電圧を増幅した調整差電圧を生成する電圧調整回路の増幅率を電源電圧に応じて変化させることが可能である。そのため、電源電圧の変動に応じて出力トランジスタのオン抵抗が変動し、この変動に基づいて出力端子の電圧が変動する場合であっても、調整差電圧に対する電源電圧の変動の影響を低減することが可能である。したがって、コンパレータで比較される基準差電圧と調整差電圧との関係は、電源電圧の変動の影響が小さい。このことより、本発明にかかる過電流検出回路は、電源電圧が変動する場合であっても、出力トランジスタに流れる過電流を精度良く検出することが可能である。

本発明にかかる過電流検出回路によれば、精度の高い過電流の検出が可能である。

実施の形態１
以下図面を参照し、本発明の実施の形態について説明する。実施の形態１にかかるＩＰＤ１のブロック図を図１に示す。図１に示すように、ＩＰＤ１は、出力トランジスタＭＮ１、制御回路１０、駆動回路１１ａ、出力制御回路１１ｂ、内部ＧＮＤ電源１２、過電流検出回路１３を有している。また、ＩＰＤ１は、電源端子ＶＣＣ、接地端子ＧＮＤ、入力端子ＩＮ、出力端子ＯＵＴを有し、出力端子ＯＵＴには負荷１８が接続されている。ＩＰＤ１は、電源端子ＶＣＣから第１の電源（例えば、電源電圧）が供給され、接地端子ＧＮＤから第２の電源（例えば、接地電位）が供給され、入力端子ＩＮからスイッチ制御信号が入力され、出力端子ＯＵＴから出力電流Ｉｏを出力する。

出力トランジスタＭＮ１は、例えばＮＭＯＳトランジスタであって、ドレインが電源端子に接続され、ソースが出力端子ＯＵＴに接続されている。また、ゲートは、駆動回路１１ａに接続されている。出力トランジスタＭＮ１は、導通状態である場合に電流を流して負荷１８を駆動し、非導通状態である場合に負荷１８への電流を遮断する。また、出力トランジスタＭＮ１が導通状態である場合、出力トランジスタＭＮ１は、電源電圧とゲートに供給される電圧とに基づいた所定の抵抗値となるオン抵抗を有している。

制御回路１０は、過電流検出回路１３の出力に基づき、入力端子より入力されるスイッチ制御信号を制御する。例えば、過電流検出回路１３の出力がハイレベル（例えば、電源電圧）である場合は、スイッチ制御信号と実質的に同じ信号を出力信号とし、過電流検出回路１３の出力がロウレベル（例えば、内部ＧＮＤ電圧）である場合は、所定の電圧値（例えば、ロウレベル）を出力信号とする。過電流検出回路１３についての詳細は後述する。

駆動回路１１ａは、制御回路１０の出力信号に基づき、例えば電源電圧を１．２倍から２倍程度に昇圧した昇圧電圧を出力する回路である。例えば、制御回路１０の出力信号がハイレベルである場合、駆動回路１１ａは昇圧電圧を出力する。また、制御回路１０の出力信号がロウレベルである場合、駆動回路１１ａは昇圧電圧の生成を停止する。ここで、昇圧電圧は、例えばチャージポンプ回路などによって生成される電圧である。

出力制御回路１１ｂは、制御回路１０の出力信号に基づき、例えば出力トランジスタＭＮ１のゲート電圧を接地電位とする。例えば、制御回路１０の出力信号がロウレベルである場合、出力制御回路１１ｂは出力トランジスタＭＮ１のゲート電圧を接地電位とする。また、制御回路１０の出力信号がハイレベルである場合、出力制御回路１１ｂの出力はハイインピーダンスとなる。

内部ＧＮＤ電源１２は、例えば（電源電圧−６Ｖ）となる内部ＧＮＤ電圧を生成する回路である。内部ＧＮＤ電源１２は、例えばツェナーダイオードによって内部ＧＮＤ電圧と電源電圧との電圧差を設定する。また、本実施の形態では、電源電圧が６Ｖよりも低下した場合、内部ＧＮＤ電源１２は、接地電位を出力する。

過電流検出回路１３は、電源端子ＶＣＣと内部ＧＮＤ電源１２との間に接続されている。また、過電流検出回路１３は、基準電圧回路１４、電圧調整回路１５、コンパレータ１７を有している。

基準電圧回路１４は、電源電圧と所定の差電圧を有する基準差電圧Ｖｒｅｆを生成する。電圧調整回路１５は、電源電圧と出力端子ＯＵＴの電圧との差電圧（例えば、出力トランジスタ差電圧Ｖｄｓ）を増幅した調整差電圧Ｖａｄｊを生成する。調整差電圧Ｖａｄｊは、電源電圧と電圧調整回路１５の出力電圧との電圧差である。コンパレータ１７は、非反転端子に入力される基準差電圧Ｖｒｅｆと反転端子に入力される調整差電圧Ｖａｄｊとを比較する。比較の結果に基づきコンパレータ１７は、調整差電圧Ｖａｄｊが基準差電圧Ｖｒｅｆより小さければハイレベルを出力し、調整差電圧Ｖａｄｊが基準差電圧Ｖｒｅｆより大きければロウレベルを出力する。なお、コンパレータ１７の出力は、過電流検出回路１３の出力となっている。

ここで、電圧調整回路１５についてより詳細に説明する。電圧調整回路１５は、増幅器１６、デプレッション型トランジスタ（例えば、Ｐチャネルデプレッション型トランジスタ）ＭＤ１、ＭＤ２、抵抗Ｒ１、Ｒ２を有している。抵抗Ｒ１、Ｒ２は、電源端子ＶＣＣと接地端子ＧＮＤとの間に直列に接続されている。Ｐチャネルデプレッション型トランジスタＭＤ１は、ソースが電源端子ＶＣＣに接続され、ドレインがＰチャネルデプレッション型トランジスタＭＤ２のソースに接続され、ゲートが抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点に接続されている。Ｐチャネルデプレッション型トランジスタＭＤ２は、ドレインが増幅器１６の出力に接続され、ゲートとソースとが互いに接続されている。増幅器１６の反転端子は、Ｐチャネルデプレッション型トランジスタＭＤ１、ＭＤ２の接続点に接続され、非反転端子は、ＩＰＤ１の出力端子ＯＵＴに接続されている。

ここで、電源端子ＶＣＣ側に接続される抵抗Ｒ１の両端には、抵抗Ｒ１の抵抗値と抵抗Ｒ２の抵抗値との比に基づいて、電源電圧と接地電位との電圧差を分割した電圧のうち抵抗Ｒ１の抵抗値に対応した可変差電圧Ｖｒ１が発生する。可変差電圧Ｖｒ１は、例えば内部ＧＮＤ電圧に対する電源電圧の大きさをＶｃとすると、Ｖｒ１＝Ｖｃ×（Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２））となる。つまり、可変差電圧Ｖｒ１は、電源電圧の変動に応じて変動する。

また、Ｐチャネルデプレッション型トランジスタは、ソース−ゲート間の電圧差に基づいて導通状態での抵抗値（オン抵抗）が変化する。例えば、ソース−ゲート間の電圧差が小さくなれば、オン抵抗は大きくなる。以下の説明では、Ｐチャネルデプレッション型トランジスタＭＤ１のオン抵抗をＲｍｄ１とし、Ｐチャネルデプレッション型トランジスタＭＤ２のオン抵抗をＲｍｄ２とする。電源電圧の変動に対するＰチャネルデプレッション型トランジスタＭＤ１のオン抵抗Ｒｍｄ１の変動と、Ｐチャネルデプレッション型トランジスタＭＤ２のオン抵抗Ｒｍｄ２の変動との関係を図２に示す。図２に示すように、本実施の形態では、電源電圧の変動に対して、Ｐチャネルデプレッション型トランジスタＭＤ２のオン抵抗Ｒｍｄ２の変動は小さい。例えば、電源電圧が３Ｖから６Ｖまで変動した場合のオン抵抗Ｒｍｄ２の変動量は、１０ｋΩ程度である。また、Ｐチャネルデプレッション型トランジスタＭＤ１のオン抵抗Ｒｍｄ１の変動は大きい。例えば、電源電圧が３Ｖから６Ｖまで変動した場合のオン抵抗Ｒｍｄ１の変動量は、２００ｋΩ程度である。なお、図示していないが、電源電圧が６Ｖ以上では、オン抵抗Ｒｍｄ１、Ｒｍｄ２のいずれのオン抵抗もほぼ一定である。

つまり、電圧調整回路１５は、電源電圧の変動に応じて抵抗値が可変する第１の抵抗素子（例えば、オン抵抗Ｒｍｄ１）と第１の抵抗素子に比べて電源電圧の変動に対する抵抗値の変動が非常に小さい第２の抵抗素子（例えば、オン抵抗Ｒｍｄ２）とによって増幅率が変化する非反転増幅回路である。電圧調整回路１５は、例えば電源電圧が低く、オン抵抗Ｒｍｄ１が大きくなると、増幅率が小さくなり、電源電圧が高く、オン抵抗Ｒｍｄ１が小さくなると増幅率が大きくなる。調整差電圧Ｖａｄｊと出力トランジスタ差電圧Ｖｄｓの関係は次の式のようになる。
Ｖａｄｊ＝（１＋Ｒｍｄ１／Ｒｍｄ２）×Ｖｄｓ

続いて、実施の形態１にかかるＩＰＤ１の動作について説明する。まず、出力トランジスタＭＮ１に流れる電流が所定の電流量以下である通常動作について説明する。ＩＰＤ１が通常動作を行っている場合、制御回路１０は、過電流検出回路１３の出力に基づきスイッチ制御信号を出力信号とする。駆動回路１１ａは、スイッチ制御信号に基づき、昇圧電圧を生成し、出力トランジスタＭＮ１を導通状態とする。導通状態となった出力トランジスタＭＮ１は、負荷１８に応じた電流を出力し、負荷１８を駆動する。このとき、出力トランジスタＭＮ１のオン抵抗は、非常に小さく、流れる電流は所定の電流値以下であるため、電源電圧と出力端子ＯＵＴの電圧との差電圧（例えば、出力トランジスタ差電圧Ｖｄｓ）は小さい。出力トランジスタ差電圧Ｖｄｓは、電圧調整回路１５で増幅され、調整差電圧Ｖａｄｊとなる。ここで、通常動作では、調整差電圧Ｖａｄｊは、基準差電圧Ｖｒｅｆよりも小さいため、コンパレータ１７の反転端子の電圧は非反転端子の電圧よりも低くなる。したがって、過電流検出回路１３は、ハイレベルを出力する。

一方、過電流検出回路１３が所定の電流量以上となる過電流を検出し、ＩＰＤや負荷を保護する回路保護動作について説明する。過電流は、例えばＩＰＤ１の出力端子ＯＵＴが接地電位に短絡することで出力トランジスタＭＮ１に流れる。この場合、出力トランジスタＭＮ１に対して過電流が流れることにより、出力トランジスタＭＮ１のオン抵抗での電圧降下が大きくなる。そのため出力トランジスタ差電圧Ｖｄｓが大きくなる。出力トランジスタ差電圧Ｖｄｓは、電圧調整回路１５で増幅され、さらに電源電圧との電圧差が大きな調整差電圧Ｖａｄｊとなる。ここで、回路保護動作では、調整差電圧Ｖａｄｊは、基準差電圧Ｖｒｅｆよりも大きくなるため、コンパレータ１７の反転端子の電圧は非反転端子の電圧よりも高くなる。したがって、過電流検出回路１３は、ロウレベルを出力する。これによって過電流検出回路１３は、出力トランジスタＭＮ１に流れる過電流を検出する。

過電流検出回路１３が、出力トランジスタＭＮ１に流れる過電流を検出すると、制御回路１０は、過電流検出回路１３の出力に基づきロウレベルを出力信号とする。駆動回路１１ａは、制御回路１０の出力に基づき、出力を停止し、駆動回路１１ｂは接地電位を出力して出力トランジスタＭＮ１を非導通状態とする。これによって、出力トランジスタＭＮ１に流れる過電流が遮断され、ＩＰＤが保護される。

ここで、上記説明の動作に対して、電源電圧が低下した場合の過電流検出回路の動作について説明する。電源電圧が内部ＧＮＤ電圧よりも低下した場合、駆動回路１１ａが生成する昇圧電圧が低下し、出力トランジスタＭＮ１のソース−ゲート間の電圧差が小さくなる。そのため、出力トランジスタＭＮ１のオン抵抗が大きくなる。そのため、出力トランジスタＭＮ１に流れる電流量に対して、電源電位と出力端子ＯＵＴの電圧の電圧差が大きくなる。これに対して、電源電圧が内部ＧＮＤ電圧よりも高い場合、駆動回路１１ａに印加される電源の差電圧は（電源電圧−６Ｖ）でほぼ一定であるため、駆動回路１１ａが生成する昇圧電圧の変動は、電源電圧の変動とほぼ同じになる。ここで、本実施の形態では、電源電圧が内部ＧＮＤ電圧よりも小さくなった場合に電圧調整回路１５の増幅率が変化する。電源電圧が内部ＧＮＤ電圧よりも大きな場合、電圧調整回路１５に印加される電源の差電圧は（電源電圧−６Ｖ）でほぼ一定になるため、電圧調整回路の増幅率は変化しない。

電源電圧が内部ＧＮＤ電圧よりも低下した場合、電圧調整回路１５の可変差電圧Ｖｒ１は、電源電圧が内部ＧＮＤ電圧よりも低下しない場合に比べて小さくなる。そのため、Ｐチャネルデプレッション型トランジスタＭＤ１のオン抵抗Ｒｍｄ１は、大きくなる。これによって、電圧調整回路１５の増幅率は、小さくなる。つまり、電源電圧が低下しない場合に比べて、入力される出力トランジスタ差電圧Ｖｄｓと出力される調整差電圧Ｖａｄｊとの差が小さくなる。つまり、電圧調整回路１５によって、変動した電源電圧の変動に合わせて出力トランジスタ差電圧Ｖｄｓに対する増幅率を変えることで、過電流検出値の変動を抑制している。ここで、電源電圧の変動量に対する電圧調整回路１５の増幅率の変動量の割合は、電源電圧の変動量に対する出力トランジスタのオン抵抗の変動量と実質的に同じ割合とすることが好ましい。電圧調整回路１５の増幅率及び増幅率の変動量は、オン抵抗Ｒｍｄ１、Ｒｍｄ２、抵抗Ｒ１、Ｒ２の抵抗値を調整することで変更可能である。

また、電源電圧が変動しても、基準電圧回路１４が出力する基準差電圧Ｖｒｅｆと、電源電圧との差電圧は変動しない。つまり、過電流検出回路１３は、電源電圧が低下した場合、電源電圧が低下していない場合に比べて大きな出力トランジスタ差電圧Ｖｄｓに基づき過電流を検出する。

上記説明より、実施の形態１にかかる過電流検出回路１３は、電源電圧が低下した場合、電源電圧が低下していない場合に比べて大きな出力トランジスタ差電圧Ｖｄｓに基づき過電流を検出することが可能である。したがって、電源電圧が低下して出力トランジスタＭＮ１のオン抵抗が増大した場合であっても、電源電圧が低下しない場合よりも大きな出力トランジスタ差電圧Ｖｄｓに基づいて過電流を検出することで、電源電圧の変動に関わらず所定の電流量以上の電流を過電流として設定することが可能である。つまり、電源電圧の変動に依存せずに精度良く検出する電流値を設定することが可能である。

ここで、電源電圧変動に対する検出電流値の関係を図３に示す。図３では、従来例１の場合と本実施の形態とで電源電圧変動に対する検出電流値の関係を比較している。図３に示すように、従来例１では、電源電圧が５．５Ｖ程度から検出電流値が低下しており、電源電圧が３Ｖから６Ｖに変動した場合の検出電流値の変動量が２Ａ程度である。これに対し、本実施の形態では、電源電圧が４Ｖ程度以上であれば検出電流値の変動はなく、電源電圧が３Ｖから６Ｖに変動した場合の検出電流値の変動量は１Ａ程度である。なお、図示していないが、電源電圧が６Ｖ以上では、従来例１と本実施の形態とのいずれの場合であっても検出電流値は４Ａ程度でほぼ一定である。

また、実施の形態１にかかる過電流検出回路１３は、出力トランジスタ差電圧Ｖｄｓを電圧調整回路１５で増幅して調整差電圧Ｖａｄｊを出力し、この調整差電圧Ｖａｄｊと基準差電圧Ｖｒｅｆとをコンパレータ１７で比較して過電流を検出する。ここで、電圧調整回路１５の増幅率は、オン抵抗Ｒｍｄ１とオン抵抗Ｒｍｄ２との比率によって設定される値である。同一プロセスによってＰチャネルデプレッション型トランジスタを形成した場合、オン抵抗Ｒｍｄ１とオン抵抗Ｒｍｄ２との抵抗値のバラツキによる変動は、ほぼ同じ割合となる。つまり、実施の形態１にかかる電圧調整回路１５の増幅率は、オン抵抗Ｒｍｄ１とオン抵抗Ｒｍｄ２との抵抗値がばらついた場合であっても、変動することはない。これによって、本実施の形態にかかる過電流検出回路１３は、バラツキの少ない過電流検出値となる。これに対して、従来例２では、抵抗値のバラツキ、あるいはトランジスタサイズ比のバラツキによって検出電流値がばらつく問題があった。

実施の形態２
実施の形態２にかかるＩＰＤ２のブロック図を図４に示し、図４を参照して実施の形態２にかかるＩＰＤ２について説明する。実施の形態２にかかるＩＰＤ２は、実施の形態１にかかるＩＰＤ１と実質的に同じである。しかしながら、実施の形態１にかかるＩＰＤ１は、電圧調整回路１５の増幅率を設定する抵抗をＰチャネルデプレッション型トランジスタＭＤ１、ＭＤ２で形成していたのに対し、実施の形態２にかかるＩＰＤ２は、電圧調整回路１５'の増幅率を設定する抵抗として拡散抵抗を用いている。したがって、以下の説明では実施の形態２にかかるＩＰＤ２の電圧調整回路１５'について説明し、実施の形態１と同一の要素については、同一の符号を付して説明を省略する。

実施の形態２にかかる電圧調整回路１５'は、実施の形態１で可変する抵抗値を有する抵抗として用いていたＰチャネルデプレッション型トランジスタＭＤ１に代えて、固定の抵抗値を有する抵抗Ｒ３を用いている。また、実施の形態１で固定の抵抗値を有する抵抗として用いていたＰチャネルデプレッション型トランジスタＭＤ２に代えて、可変の抵抗値を有する抵抗として抵抗Ｒ４を用いている。抵抗Ｒ４は、拡散抵抗で形成されている。

ここで、拡散抵抗について説明する。ｎ型半導体基板上に形成される拡散抵抗の断面図を図５に示す。図５に示すように、拡散抵抗は、ｎ型半導体基板２０の上にｐ型半導体でｐ−ｗｅｌｌ領域２１を形成する。ｐ−ｗｅｌｌ領域２１の上には、ｎ型半導体で抵抗領域２４が形成され、抵抗領域２４の長手方向の両端には、不純物濃度の高いｎ＋型半導体でコンタクト領域２２、２３が形成されている。さらに、ｐ−ｗｅｌｌ領域２１の上には、不純物濃度の高いｐ＋型半導体でウェルコンタクト領域２５が形成されている。コンタクト領域２２、２３及びウェルコンタクト領域２５は、それぞれ上層に形成される配線層（不図示）コンタクト２６〜２８よって接続される。ここで、コンタクト領域２２、２３は、それぞれ抵抗の両端の端子として動作する。また、ウェルコンタクト領域２５は、ｐ−ｗｅｌｌ領域２１の端子として動作する。なお、本実施の形態においては、抵抗Ｒ４のｐ−ｗｅｌｌ領域２１は、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点に接続されている。

拡散抵抗は、ｐ−ｗｅｌｌ領域に電圧を印加すると、抵抗領域２４とｐ−ｗｅｌｌ領域２１との境界に空乏層が形成される。拡散抵抗の抵抗値は、この空乏層の深さ方向の幅に応じて変化する。空乏層の深さ方向の幅は、ｐ−ｗｅｌｌ領域２１に印加する電圧の大きさによって変化する。つまり、拡散抵抗は、ｐ−ｗｅｌｌ領域２１に印加する電圧の大きさによって、抵抗値が可変する抵抗である。拡散抵抗は、例えばｐ−ｗｅｌｌ領域２１に印加する電圧が大きくなると、抵抗値が大きくなり、ｐ−ｗｅｌｌ領域２１に印加する電圧が小さくなると、抵抗値が小さくなる。

上記説明より、拡散抵抗のように電圧に依存して抵抗値が変化する抵抗を用いることで、Ｐチャネルデプレッション型トランジスタ以外の素子を用いても、電源電圧の変動に応じて増幅率が変動する電圧調整回路を形成することが可能である。

なお、本発明は上記実施の形態に限られたものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で適宜変形することが可能である。例えば、上記実施の形態では、電源電圧が変動した場合であっても、検出する過電流の電流値が変動しない例を説明したが、電源電圧が低下した場合に、検出する過電流の電流値を小さくすることも可能である。この場合、電源電圧の変動量に対する出力トランジスタのオン抵抗の変動量よりも、電源電圧の変動量に対する電圧調整回路の増幅率の変動量を小さく設定する。また、上記実施の形態では、電圧調整回路の増幅率を抵抗値が可変する第１の抵抗素子と抵抗値が固定の第２の抵抗素子とで構成したが、第１、第２の抵抗素子の抵抗値を可変する構成として良い。

実施の形態１にかかるＩＰＤのブロック図である。 実施の形態１にかかるデプレッション型トランジスタのオン抵抗の変動と電源電圧変動との関係を示すグラフである。 実施の形態１にかかるＩＰＤの電源電圧変動と検出過電流値の関係を示すグラフである。 実施の形態２にかかるＩＰＤのブロック図である。 実施の形態２にかかる拡散抵抗の断面図である。 従来例１のＩＰＤのブロック図である。 従来例２のＩＰＤのブロック図である。

符号の説明

１、２ ＩＰＤ
１０ 制御回路
１１ａ 駆動回路
１１ｂ 出力制御回路
１２ 内部ＧＮＤ電源
１３、１３' 過電流検出回路
１４ 基準電圧回路
１５、１５' 電圧調整回路
１６ 増幅器
１７ コンパレータ
１８ 負荷
２０ Ｎ型半導体基板
２１ ｐ−ｗｅｌｌ領域
２２ コンタクト領域
２４ 抵抗領域
２５ ウェルコンタクト領域
２６〜２８ コンタクト
ＭＤ１ Ｐチャネルデプレッション型トランジスタ
ＭＤ２ Ｐチャネルデプレッション型トランジスタ
ＭＮ１ 出力トランジスタ

Claims (6)

1. 出力端子に接続される負荷を駆動する出力トランジスタに流れる過電流を検出する過電流検出回路であって、
   前記出力端子の電圧と第１の電源との差電圧を前記第１の電源に基づき設定される増幅率で増幅した調整差電圧を出力する電圧調整回路と、
   前記第１の電源と所定の電圧差となる基準差電圧を出力する基準電圧回路と、
   前記調整差電圧と前記基準差電圧とを比較するコンパレータとを有し、
   前記電圧調整回路は、２つの抵抗素子によって増幅率が設定される増幅器を有し、前記抵抗素子のうち少なくとも１つの抵抗素子は可変抵抗である過電流検出回路。
2. 前記電圧調整回路は、前記第１の電源の変動に応じて、設定される増幅率が変化することを特徴とする請求項１に記載の過電流検出回路。
3. 前記可変抵抗は、第１の電源の変動に応じて抵抗値を変化させることを特徴とする請求項１に記載の過電流検出回路。
4. 前記可変抵抗は、デプレッション型トランジスタであることを特徴とする請求項１に記載の過電流検出回路。
5. 前記可変抵抗は、拡散抵抗であることを特徴とする請求項１に記載の過電流検出回路。
6. 前記コンパレータは、反転端子に前記基準差電圧が入力され、非反転端子に前記調整差電圧が入力されることを特徴とする請求項１に記載の過電流検出回路。

Images