JP4822352B2

JP4822352B2 - Communications system

Info

Publication number: JP4822352B2
Application number: JP2007004316A
Authority: JP
Inventors: 昌俊安; 眞太郎丸
Original assignee: ATR Advanced Telecommunications Research Institute International
Current assignee: ATR Advanced Telecommunications Research Institute International
Priority date: 2007-01-12
Filing date: 2007-01-12
Publication date: 2011-11-24
Anticipated expiration: 2027-01-12
Also published as: JP2008172571A

Description

この発明は、通信システムに関し、特に、ＭＩＭＯ（ＭｕｌｔｉＩｎｐｕｔＭｕｌｔｉＯｕｔｐｕｔ）システムを用いた場合のアンテナ識別を行なう通信システムに関するものである。 The present invention relates to a communication system, and more particularly to a communication system that performs antenna identification when using a MIMO (Multi Input Multi Output) system.

バンド幅に制限がある無線通信のためには、スペクトラムをより効率化する技術が要求される。空間分割多重（ＳＤＭ：ＳｐａｃｅＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）は、送信側および受信側の両方でマルチアンテナを使用することによって多入力／多出力（ＭＩＭＯ）チャネル上の送信レートを増加させ得るので、バンド幅のより効率的な使用を実現するための最も有望な技術の１つである。 For wireless communication with limited bandwidth, a technique for making the spectrum more efficient is required. Space Division Multiplexing (SDM) can increase the transmission rate on multiple input / multiple output (MIMO) channels by using multiple antennas on both the transmit side and the receive side, thus reducing bandwidth. It is one of the most promising technologies for realizing efficient use.

ＭＩＭＯシステムがセルラーシステムに導入される場合、送信機のアンテナと受信機のアンテナとの組み合わせのために全てのチャネル状態情報（ＣＳＩ：ＣｈａｎｎｅｌＳｔａｔｅＩｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）を特定するとともに、接続可能な全ての基地局からの受信電力を測定する必要がある。 When a MIMO system is introduced into a cellular system, all channel state information (CSI) is specified for a combination of a transmitter antenna and a receiver antenna, and all connectable base stations It is necessary to measure the received power from

最も典型的なチャネル推定手段は、基地局のアンテナおよび移動体のアンテナの両方を特定するために固有の拡散符号が割り当てられた符号分割多重（ＣＤＭ：ＣｏｄｅＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘ）を基本とした手段を用いることである。 The most typical channel estimation means uses a Code Division Multiplex (CDM) based means in which a unique spreading code is assigned to specify both the base station antenna and the mobile antenna. That is.

しかし、送信アンテナ数の増加に伴って、正確なチャネル状態情報を特定するために多くの拡散符号およびパイロット信号が要求されている。この問題を解消するために、キャリア干渉（ＣＩ：ＣａｒｒｉｅｒＩｎｔｅｒｆｅｒｏｍｅｔｒｙ）−ＳＤＭ／ＯＦＤＭが提案されている（非特許文献１）。
Yokomakura K,, Sampei S., and Morinaga N.: "A carrier interferometry based channel estimation for one-cell reuse MIMO-OFDM/TDMA cellular systems", Proc. Of VTC 2006, pp.1733-1737. However, as the number of transmission antennas increases, many spreading codes and pilot signals are required to specify accurate channel state information. In order to solve this problem, carrier interference (CI) -SDM / OFDM has been proposed (Non-patent Document 1).
Yokomakura K ,, Sampei S., and Morinaga N .: "A carrier interferometry based channel estimation for one-cell reuse MIMO-OFDM / TDMA cellular systems", Proc. Of VTC 2006, pp.1733-1737.

しかし、このキャリア干渉−ＳＤＭ／ＯＦＤＭを用いた場合、各検出されたチャネルインパルス応答は、ノイズによる影響を受ける。従って、正確なチャネル状態情報を取得するためには、多重スロットのためのパイロット信号を平均化するプロセスを改善する必要がある。その結果、多くのパイロット信号のために送信レートが低下するという問題がある。 However, when this carrier interference-SDM / OFDM is used, each detected channel impulse response is affected by noise. Therefore, to obtain accurate channel state information, there is a need to improve the process of averaging pilot signals for multiple slots. As a result, there is a problem that the transmission rate is lowered due to many pilot signals.

そこで、この発明は、かかる問題を解決するためになされたものであり、その目的は、送信レートの低下を抑制して送信機側のアンテナを識別可能な通信システムを提供することである。 Therefore, the present invention has been made to solve such a problem, and an object of the present invention is to provide a communication system capable of identifying the antenna on the transmitter side while suppressing a decrease in the transmission rate.

この発明によれば、通信システムは、送信機と、受信機とを備える。送信機は、ｍ（ｍは２以上の整数）個のアンテナ素子を有し、各々がｎ（ｍ＝２又は２ｊ＋１（ｊ＝正の整数）又は２ｊ＋２であり、ｎはｎ＝ｍ／２を満たす整数）種類のパイロット信号を含むｍ個の送信信号をｍ個のアンテナ素子を介して送信する。受信機は、ｍ個の送信信号を受信し、その受信したｍ個の送信信号に含まれるｍ×ｎ種類のパイロット信号に基づいて、ｍ個の送信信号を送信したｍ個のアンテナ素子を特定する。 According to the present invention, the communication system includes a transmitter and a receiver. The transmitter has m (m is an integer greater than or equal to 2) antenna elements, each of which is n (m = 2 or 2j + 1 (j = positive integer) or 2j + 2, where n is n = m / 2). (Mint integer) m transmission signals including pilot signals are transmitted via m antenna elements. The receiver receives m transmission signals, and identifies m antenna elements that have transmitted m transmission signals based on m × n types of pilot signals included in the received m transmission signals. To do.

好ましくは、ｎ種類のパイロット信号は、１つのパイロット信号系列を構成する。そして、送信機は、相互に異なるパイロット信号系列を含むｍ個の送信信号を送信し、受信機は、ｍ個の送信信号に含まれるｍ個のパイロット信号系列を識別してｍ個のアンテナ素子を特定する。 Preferably, the n types of pilot signals constitute one pilot signal sequence. The transmitter transmits m transmission signals including mutually different pilot signal sequences, and the receiver identifies m pilot signal sequences included in the m transmission signals to m antenna elements. Is identified.

好ましくは、ｍ個のパイロット信号系列の各々は、時間軸上で複数のインパルス応答が配列されたインパルス応答群を有する。ｍ個のパイロット信号系列に含まれるｍ個のインパルス応答群は、位相が相互に異なる。そして、受信機は、時間軸上に配列されたｍ個のインパルス応答群から各インパルス応答群を検出し、その検出した各インパルス応答群に含まれる複数のインパルス応答を平均して１つのアンテナ素子を特定する処理をｍ個のインパルス応答群に対して行なうことによりｍ個のアンテナ素子を特定する。 Preferably, each of the m pilot signal sequences has an impulse response group in which a plurality of impulse responses are arranged on the time axis. The m impulse response groups included in the m pilot signal sequences have different phases. Then, the receiver detects each impulse response group from m impulse response groups arranged on the time axis, and averages a plurality of impulse responses included in each detected impulse response group to provide one antenna element. The m antenna elements are specified by performing the process of specifying m on the m impulse response groups.

好ましくは、受信機は、位相が相互に異なるｍ個の時間窓を用いてｍ個のインパルス応答群から各インパルス応答群を検出する。 Preferably, the receiver detects each impulse response group from the m impulse response groups using m time windows whose phases are different from each other.

好ましくは、ｍ個の送信信号の各々は、ガードインターバルを含む。ｍ個の時間窓の各々は、ガードインターバルの長さを定数倍した長さを有する。 Preferably, each of the m transmission signals includes a guard interval. Each of the m time windows has a length obtained by multiplying the length of the guard interval by a constant.

この発明においては、送信機は、アンテナ素子数の半分からなる個数のパイロット信号を各送信信号に含めて送信し、受信機は、各送信信号に含まれるパイロット信号を検出して送信機のアンテナ素子（即ち、チャネル状態情報）を特定する。 In this invention, the transmitter includes a number of pilot signals, which is half the number of antenna elements, in each transmission signal and transmits, and the receiver detects the pilot signal included in each transmission signal and transmits the antenna of the transmitter. Identify an element (ie, channel state information).

従って、この発明によれば、送信レートの低下を抑制して送信機側のアンテナを識別できる。 Therefore, according to the present invention, it is possible to identify the antenna on the transmitter side while suppressing a decrease in transmission rate.

本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。 Embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. In the drawings, the same or corresponding parts are denoted by the same reference numerals and description thereof will not be repeated.

図１は、この発明の実施の形態による通信システムの概略図である。通信システム１００は、送信機１０と、受信機２０とを備える。送信機１０は、例えば、２つのアンテナ素子１１６，１１７を有し、受信機２０は、例えば、１つのアンテナ素子２０１を有する。 FIG. 1 is a schematic diagram of a communication system according to an embodiment of the present invention. The communication system 100 includes a transmitter 10 and a receiver 20. The transmitter 10 includes, for example, two antenna elements 116 and 117, and the receiver 20 includes, for example, one antenna element 201.

送信機１０は、後述する方法によって、各々が１つのパイロット信号を含む２つの送信信号Ｓ^＊ _１（ｔ，τ），Ｓ^＊ _２（ｔ，τ）を生成し、その生成した２つの送信信号Ｓ^＊ _１（ｔ，τ），Ｓ^＊ _２（ｔ，τ）をそれぞれアンテナ素子１１６，１１７から送信する。 The transmitter 10 generates two transmission signals S ^* ₁ (t, τ) and S ^* ₂ (t, τ) each including one pilot signal by a method described later, and the generated two transmission signals. S ^* ₁ (t, τ) and S ^* ₂ (t, τ) are transmitted from the antenna elements 116 and 117, respectively.

受信機２０は、アンテナ素子２０１を介して２つの送信信号Ｓ^＊ _１（ｔ，τ），Ｓ^＊ _２（ｔ，τ）を受信し、その受信した２つの送信信号Ｓ^＊ _１（ｔ，τ），Ｓ^＊ _２（ｔ，τ）に基づいて、後述する方法によって、送信機１０の２つのアンテナ素子１１６，１１７を特定する。 Receiver 20, two transmission signals via the antenna elements ^{_{201 S * 1 (t, τ}} ), S * 2 (t, τ) receives, in two with the received transmission signal ^S _* 1 (t, ^τ ), S ^* ₂ (t, τ), the two antenna elements 116 and 117 of the transmitter 10 are specified by a method described later.

図２は、図１に示す送信機１０の構成を示す概略ブロック図である。送信機１０は、パイロット信号生成部１０１と、直列／並列変換部１０２，１０８，１０９と、オフセット部１０３，１０５，１０６と、加算部１０４，１０７と、拡散部１１０，１１１と、逆フーリエ変換部１１２，１１３と、ガードインターバル付与部１１４，１１５と、アンテナ素子１１６，１１７とを含む構成からなる。 FIG. 2 is a schematic block diagram showing the configuration of the transmitter 10 shown in FIG. The transmitter 10 includes a pilot signal generation unit 101, serial / parallel conversion units 102, 108, 109, offset units 103, 105, 106, addition units 104, 107, spreading units 110, 111, and inverse Fourier transform. Part 112,113, guard interval provision part 114,115, and antenna element 116,117.

図３は、図１に示す受信機２０の構成を示す概略ブロック図である。受信機２０は、アンテナ素子２０１と、ガードインターバル除去部２０２と、フーリエ変換部２０３と、逆拡散部２０４と、逆フーリエ変換部２０５と、時間窓部２０６，２０７と、平均部２０８，２０９と、フーリエ変換部２１０，２１１とを含む構成からなる。そして、受信機２０は、図３に示す構成によってアンテナ素子１１６のチャネル状態情報ＣＳＩ１と、アンテナ素子１１７のチャネル状態情報ＣＳＩ２とを出力し、アンテナ素子１１６，１１７を特定する。 FIG. 3 is a schematic block diagram showing the configuration of the receiver 20 shown in FIG. The receiver 20 includes an antenna element 201, a guard interval removal unit 202, a Fourier transform unit 203, a despreading unit 204, an inverse Fourier transform unit 205, time window units 206 and 207, average units 208 and 209, And Fourier transform units 210 and 211. Then, the receiver 20 outputs the channel state information CSI1 of the antenna element 116 and the channel state information CSI2 of the antenna element 117 with the configuration shown in FIG. 3, and identifies the antenna elements 116 and 117.

この発明における送信信号の生成方法について説明する。サブキャリア数をＫとし、時間窓部２０６，２０７において信号を検出するための窓部の長さである時間窓をＴ_ｇの定数倍とし、送信機のアンテナ素子数および受信機のアンテナ素子数をそれぞれＭおよびＮとしたとき、線形位相オフセットを有するｍ番目の送信アンテナ素子のｋ番目のサブキャリアの送信信号は、次式によって与えられる。

A transmission signal generation method according to the present invention will be described. The number of sub-carriers is K, the time window and the window length is a time window of for detecting a signal with constant multiple T _g of the 206 and 207, the number of antenna elements of the transmitter of the number of antenna elements and receiver Where M and N, respectively, the transmission signal of the kth subcarrier of the mth transmission antenna element having a linear phase offset is given by

なお、式（１）において、Ｗは、Ｗ＝ｅｘｐ（−ｊ２πｍ^＊Ｋ_ｇ／Ｋ）であり、Ｗ^＊は、Ｗ^＊＝ｅｘｐ（−ｊ２π（ｍ^＊＋２）Ｋ_ｇ／Ｋ）であり、ｍ^＊は、ｍ^＊＝ｍｏｄ（ｍ−１，[Ｋ／２Ｋ_ｇ]）である。また、Ｎ_ｐは、Ｍ／[Ｋ／２Ｋ_ｇ]によって表されるパイロット信号数であり、［ｘ］は、ｘにより近い整数であり、ｐ（ｋ）は、ピーク電力対平均電力比を低減するためにｋ番目のサブキャリアに多重された複素ＰＮコードである。 In the equation (1), W is, W = a ^{_{exp (-j2πm * K g / K}} ), W * ^is, W * = a ^{_{exp (-j2π (m * +2)}} K g / K), m ^* is m ^* = mod (m−1, [K / 2K _g ]). N _p is the number of pilot signals represented by M / [K / 2K _g ], [x] is an integer closer to x, and p (k) reduces the peak power to average power ratio. Therefore, a complex PN code multiplexed on the kth subcarrier.

送信信号Ｓ_ｍ[ｉ，ｋ]に対する時間ドメイン信号は、次式によって表される。

The time domain signal for the transmission signal S _m [i, k] is expressed by the following equation.

式（２）において、Ｆは、次式によって表されるＫ次元のフーリエ変換行列である。

In Expression (2), F is a K-dimensional Fourier transform matrix expressed by the following expression.

受信機において、受信信号Ｒ^＊ _ｎ（ｔ，τ）は、フーリエ変換によって周波数ドメイン信号に変換され、その後、ＰＮコードによって逆拡散される。ｋ番目のサブキャリアのｉ番目のシンボルのｎ番目の受信アンテナの複素チャネルゲインがＲ_ｎ（ｉ，ｋ）であるとき、ｎ番目の受信アンテナ素子の出力信号Ｒ^＊ _ｎ[ｉ，ｋ]は、次式によって与えられる。

At the receiver, the received signal R ^* _n (t, τ) is converted to a frequency domain signal by Fourier transform and then despread by the PN code. When the complex channel gain of the n-th receiving antenna of the i-th symbol of the k-th subcarrier is R _n (i, k), the output signal R ^* _n [i, k] of the n-th receiving antenna element is Is given by:

ここで、ｐ^＊（ｋ）／｜ｐ（ｋ）｜^２は、逆拡散であり、η_ｎ[ｉ，ｋ]は、ｋ番目のサブキャリアのｉ番目のシンボルのｎ番目の受信アンテナの付加的な白色ガウスノイズである。 Here, p ^* (k) / | p (k) | ² is despreading, and η _n [i, k] is the addition of the n th receive antenna of the i th symbol of the k th subcarrier. White Gaussian noise.

パイロット信号の分離後、パイロット信号は、再び、時間ドメイン信号に変換される。パイロット信号は、時間ドメインの多重されたインパルス応答に等価であるので、ｋ番目のサブキャリアのｍ番目の送信アンテナ素子のｎ番目の受信アンテナ素子に対する周波数ドメインのチャネルインパルス応答は、次式によって与えられる。

After separation of the pilot signal, the pilot signal is again converted to a time domain signal. Since the pilot signal is equivalent to the time domain multiplexed impulse response, the frequency domain channel impulse response for the nth receive antenna element of the mth transmit antenna element of the kth subcarrier is given by: It is done.

ここで、ρは、ρ＝[（ｍ−１）／Ｎ_ｐ]＋１であり、η_ｍ，ｎ[ｋ]は、付加的な白色ガウスノイズ成分である。 Here, ρ is ρ = [(m−1) / N _p ] +1, and η _{m, n} [k] is an additional white Gaussian noise component.

［ｍ^＊Ｋ_ｇ，（ｍ^＊＋１）Ｋ_ｇ］および［（ｍ^＊＋２）Ｋ_ｇ，（ｍ^＊＋３）Ｋ_ｇ］の時間窓を用いて、２つのインパルス応答を引き出し、かつ、平均することによって、送信アンテナ素子と受信アンテナ素子との全ての組み合わせに対する各インパルス応答を推定可能である。 Using the time windows of [m ^* _Kg , (m ^* + 1) _Kg ] and [(m ^* + 2) _Kg , (m ^* + 3) _Kg ], two impulse responses are derived and averaged Thus, it is possible to estimate each impulse response for all combinations of the transmitting antenna element and the receiving antenna element.

例えば、２×２ＳＤＭ／ＯＦＤＭを想定した場合、各サブキャリアの振幅および位相を表すパイロット信号ベクトルは、次式によって与えられる。

For example, assuming 2 × 2 SDM / OFDM, a pilot signal vector representing the amplitude and phase of each subcarrier is given by the following equation.

ここで、Ｔは、転置である。パイロット信号ベクトルＳ_１，Ｓ_２に対する時間ドメイン信号は、次式によって表される。

Here, T is transposition. The time domain signal for pilot signal vectors S ₁ and S ₂ is expressed by the following equation.

式（７）において、時間ドメイン信号Ｓ_１は、０，τ_Ｋｇにおけるインパルス応答を含み、時間ドメイン信号Ｓ_２は、τ_２Ｋｇ，τ_３Ｋｇにおけるインパルス応答を含む。この場合、送信アンテナ素子からの複数のインパルス応答をお互いにオーバーラップさせることなしに時間ドメイン上で各受信アンテナ素子において多重させることができる。 In the formula (7), the time domain signals _{S 1} is 0, comprises an impulse response in tau _Kg, the time-domain signal _{S 2,} including impulse response at τ _2Kg, τ _3Kg. In this case, a plurality of impulse responses from the transmitting antenna elements can be multiplexed at each receiving antenna element on the time domain without overlapping each other.

受信機では、各インパルス応答は、Ｔ_ｇの同じ長さを有する時間窓を用いて識別され得る。従って、送信アンテナ素子と受信アンテナ素子との組合せに対するチャネル状態情報を特定することができる。 At the receiver, each impulse response may be identified using a time window having the same length of the T _g. Therefore, the channel state information for the combination of the transmitting antenna element and the receiving antenna element can be specified.

送信機１０は、２つのアンテナ素子１１６，１１７を有するので、上述した方法によって、２つの送信信号Ｓ^＊ _１（ｔ，τ），Ｓ^＊ _２（ｔ，τ）を生成し、その生成した２つの送信信号Ｓ^＊ _１（ｔ，τ），Ｓ^＊ _２（ｔ，τ）にガードインターバルＧＩを付加して２つの出力信号Ｔ（Ｓ_１），Ｔ（Ｓ_２）を生成する。そして、送信機１０は、２つの出力信号Ｔ（Ｓ_１），Ｔ（Ｓ_２）をそれぞれアンテナ素子１１６，１１７から送信する。 Since the transmitter 10 includes the two antenna elements 116 and 117, the two transmission signals S ^* ₁ (t, τ) and S ^* ₂ (t, τ) are generated by the above-described method, and the generated 2 Two output signals T (S ₁ ) and T (S ₂ ) are generated by adding a guard interval GI to the two transmission signals S ^* ₁ (t, τ) and S ^* ₂ (t, τ). Then, the transmitter 10 transmits two output signals T (S ₁ ) and T (S ₂ ) from the antenna elements 116 and 117, respectively.

図４は、出力信号の構成を示す図である。また、図５は、送信機１０における信号のタイミングチャートである。更に、図６は、受信機２０における信号のタイミングチャートである。 FIG. 4 is a diagram showing the configuration of the output signal. FIG. 5 is a timing chart of signals in the transmitter 10. FIG. 6 is a timing chart of signals in the receiver 20.

出力信号Ｔ（Ｓ_１），Ｔ（Ｓ_２）の各々は、ガードインターバルＧＩと、送信信号とからなる。ガードインターバルＧＩは、Ｔ_ｇの時間長を有し、送信信号は、例えば、４×Ｔ_ｇ〜５×Ｔ_ｇの周期長を有する。そして、出力信号Ｔ（Ｓ_１）は、送信信号Ｓ^＊ _１（ｔ，τ）を図４に示す送信信号に格納し、送信信号にガードインターバルＧＩを付加して生成される。同様に、出力信号Ｔ（Ｓ_２）は、送信信号Ｓ^＊ _２（ｔ，τ）を図４に示す送信信号に格納し、送信信号にガードインターバルＧＩを付加して生成される。 Each of the output signals T (S ₁ ) and T (S ₂ ) includes a guard interval GI and a transmission signal. The guard interval GI has a time length of _{T g,} the transmitted signal, for example, having a period length of _{_{4 × T g ~5 × T g}} . The output signal T (S ₁ ) is generated by storing the transmission signal S ^* ₁ (t, τ) in the transmission signal shown in FIG. 4 and adding a guard interval GI to the transmission signal. Similarly, the output signal T (S ₂ ) is generated by storing the transmission signal S ^* ₂ (t, τ) in the transmission signal shown in FIG. 4 and adding a guard interval GI to the transmission signal.

送信機１０において出力信号Ｔ（Ｓ_１），Ｔ（Ｓ_２）を生成する動作について説明する。パイロット信号生成部１０１は、式（６）に示すパイロット信号Ｓ_１，Ｓ_２が直列に配列されたパイロット信号Ｓを生成し、その生成したパイロット信号Ｓを直列／並列変換部１０２へ出力する。 An operation for generating the output signals T (S ₁ ) and T (S ₂ ) in the transmitter 10 will be described. Pilot signal generation section 101 generates pilot signal S in which pilot signals S ₁ and S ₂ shown in equation (6) are arranged in series, and outputs the generated pilot signal S to serial / parallel conversion section 102.

そして、直列／並列変換部１０２は、パイロット信号Ｓを受け、その受けたパイロット信号Ｓの配列を直列配列から並列配列に変換し、パイロット信号Ｓ_１をオフセット部１０３および加算部１０４へ出力し、パイロット信号Ｓ_２をオフセット部１０５，１０６へ出力する。 Serial / parallel converter 102 receives pilot signal S, converts the received pilot signal S from a serial array to a parallel array, and outputs pilot signal S ₁ to offset section 103 and adder 104. Pilot signal S ₂ is output to offset sections 105 and 106.

オフセット部１０３は、パイロット信号Ｓ_１に一定のオフセットを与え、そのオフセットを与えたパイロット信号Ｓ_１を加算部１０４へ出力する。加算部１０４は、パイロット信号Ｓ_１と、オフセットが与えられたパイロット信号Ｓ_１とを加算し、その加算結果ＳＵＭ１を直列／並列変換部１０８へ出力する。 Offset unit 103 gives a constant offset to the pilot signals S _1, and outputs the pilot signals S ₁ gave the offset to the adder 104. Adding section 104, the pilot signals _{S 1,} adds the pilot signals _{S 1} offset is given, and outputs the addition result SUM1 to the serial / parallel converter 108.

一方、オフセット部１０５は、オフセット部１０３と同じオフセットをパイロット信号Ｓ_２に与え、そのオフセットを与えたパイロット信号Ｓ_２を加算部１０７へ出力する。また、オフセット部１０６は、オフセット部１０３よりも大きいオフセットをパイロット信号Ｓ_２に与え、そのオフセットを与えたパイロット信号Ｓ_２を加算部１０７へ出力する。そして、加算部１０７は、オフセット部１０５からのパイロット信号と、オフセット部１０６からのパイロット信号とを加算し、その加算結果ＳＵＭ２を直列／並列変換部１０９へ出力する。 On the other hand, the offset portion 105 gives the same offset as the offset portion 103 to the pilot signal _{S 2,} and outputs the pilot signal _{S 2} which gave the offset to the adder 107. Further, the offset portion 106 gives a greater offset than the offset portion 103 to the pilot signal _{S 2,} and outputs the pilot signal _{S 2} which gave the offset to the adder 107. Adder 107 adds the pilot signal from offset unit 105 and the pilot signal from offset unit 106, and outputs the addition result SUM 2 to serial / parallel converter 109.

直列／並列変換部１０８は、加算結果ＳＵＭ１を加算部１０４から受け、その受けた加算結果ＳＵＭ１の配列を直列配列から並列配列に変換し、その変換結果［ＳＵＭ１］ｐを拡散部１１０へ出力する。また、直列／並列変換部１０９は、加算結果ＳＵＭ２を加算部１０７から受け、その受けた加算結果ＳＵＭ２の配列を直列配列から並列配列に変換し、その変換結果［ＳＵＭ２］ｐを拡散部１１１へ出力する。 The serial / parallel converter 108 receives the addition result SUM1 from the adder 104, converts the received addition result SUM1 array from a serial array to a parallel array, and outputs the conversion result [SUM1] p to the spreading unit 110. . The serial / parallel converter 109 receives the addition result SUM2 from the adder 107, converts the received addition result SUM2 from the serial array to the parallel array, and converts the conversion result [SUM2] p to the spreading unit 111. Output.

拡散部１１０は、変換結果［ＳＵＭ１］ｐにＰＮコードを乗算して変換結果［ＳＵＭ１］ｐをスクランブル処理し、その処理結果［［ＳＵＭ１］ｐ］ｓを逆フーリエ変換部１１２へ出力する。また、拡散部１１１は、変換結果［ＳＵＭ２］ｐにＰＮコードを乗算して変換結果［ＳＵＭ２］ｐをスクランブル処理し、その処理結果［［ＳＵＭ２］ｐ］ｓを逆フーリエ変換部１１３へ出力する。 Spreading section 110 multiplies conversion result [SUM1] p by the PN code to scramble conversion result [SUM1] p, and outputs the processing result [[SUM1] p] s to inverse Fourier transform section 112. The spreading unit 111 multiplies the conversion result [SUM2] p by the PN code to scramble the conversion result [SUM2] p and outputs the processing result [[SUM2] p] s to the inverse Fourier transform unit 113. .

そして、逆フーリエ変換部１１２は、処理結果［［ＳＵＭ１］ｐ］ｓを逆フーリエ変換して時間ドメインの送信信号Ｓ^＊ _１（ｔ，τ）（式（７）におけるＳ_１）を生成し、その生成した送信信号Ｓ^＊ _１（ｔ，τ）をガードインターバル付与部１１４へ出力する。 Then, the inverse Fourier transform unit 112 performs inverse Fourier transform on the processing result [[SUM1] p] s to generate a time domain transmission signal S ^* ₁ (t, τ) (S ₁ in Equation (7)), The generated transmission signal S ^* ₁ (t, τ) is output to the guard interval giving unit 114.

また、逆フーリエ変換部１１３は、処理結果［［ＳＵＭ２］ｐ］ｓを逆フーリエ変換して時間ドメインの送信信号Ｓ^＊ _２（ｔ，τ）（式（７）におけるＳ_２）を生成し、その生成した送信信号Ｓ^＊ _２（ｔ，τ）をガードインターバル付与部１１５へ出力する。 Further, the inverse Fourier transform unit 113 performs inverse Fourier transform on the processing result [[SUM2] p] s to generate a time-domain transmission signal S ^* ₂ (t, τ) (S ₂ in Equation (7)), The generated transmission signal S ^* ₂ (t, τ) is output to guard interval giving section 115.

そうすると、ガードインターバル付与部１１４は、送信信号Ｓ^＊ _１（ｔ，τ）にガードインターバルＧＩを付加して出力信号Ｔ（Ｓ_１）を生成し、その生成した出力信号Ｔ（Ｓ_１）をアンテナ素子１１６を介して送信する。また、ガードインターバル付与部１１５は、送信信号Ｓ^＊ _２（ｔ，τ）にガードインターバルＧＩを付加して出力信号Ｔ（Ｓ_２）を生成し、その生成した出力信号Ｔ（Ｓ_２）をアンテナ素子１１７を介して送信する。 Then, a guard interval adding unit 114, transmission signal ^S _* 1 (t, ^τ) to generate a guard interval GI added to the output signal T _{(S 1),} the output signal T obtained by the generate _{(S 1)} antenna Transmit via element 116. Also, the guard interval adding unit 115, transmission signal ^S _* 2 (t, ^τ) to generate the added output signal T _{(S 2)} the guard interval GI, the generated output signal T _{(S 2)} of the antenna Transmit via element 117.

この場合、出力信号Ｔ（Ｓ_１）は、図５に示すパイロット信号Ｓ_１を送信信号Ｓ^＊ _１（ｔ，τ）として含み、出力信号Ｔ（Ｓ_２）は、図５に示すパイロット信号Ｓ_２を送信信号Ｓ^＊ _２（ｔ，τ）として含む。パイロット信号Ｓ_１は、時間軸上で０，Ｔｓ／２に現れるインパルス応答からなり、パイロット信号Ｓ_２は、時間軸上でＴｓ／４，２Ｔｓ／３に現れるインパルス応答からなる。そして、パイロット信号Ｓ_１にスクランブル処理を施すと、図５に示すパイロット信号Ｓ_１＿ｓになり、パイロット信号Ｓ_２にスクランブル処理を施すと、図５に示すパイロット信号Ｓ_２＿ｓになる。従って、アンテナ素子１１６は、図５に示すパイロット信号Ｓ_１＿ｓを送信信号Ｓ^＊ _１（ｔ，τ）として含む出力信号Ｔ（ｓ_１）を送信し、アンテナ素子１１７は、図５に示すパイロット信号Ｓ_２＿ｓを送信信号Ｓ^＊ _２（ｔ，τ）として含む出力信号Ｔ（ｓ_２）を送信する。 In this case, the output signal T (S ₁ ) includes the pilot signal S ₁ shown in FIG. 5 as the transmission signal S ^* ₁ (t, τ), and the output signal T (S ₂ ) is the pilot signal S shown in FIG. ₂ is included as a transmission signal S ^* ₂ (t, τ). Pilot signals _{S 1} consists impulse response appearing at 0, Ts / 2 on the time axis, the pilot signal _{S 2} is comprised of the impulse response appearing at Ts / 4,2Ts / 3 on the time axis. When the scrambling process on the pilot signal S _1, to be a pilot signal S ₁ _s shown in FIG. 5, the scrambling process on the pilot signal S _2, made on a pilot signal S ₂ _s shown in FIG. Therefore, the antenna element 116 transmits the output signal T (s ₁ ) including the pilot signal S _{1 — s} shown in FIG. 5 as the transmission signal S ^* ₁ (t, τ), and the antenna element 117 is the pilot shown in FIG. An output signal T (s ₂ ) including the signal S _{2 — s} as the transmission signal S ^* ₂ (t, τ) is transmitted.

次に、受信機２０における動作について説明する。受信機２０のアンテナ素子２０１は、送信機１０から送信された出力信号Ｔ（ｓ_１），Ｔ（ｓ_２）を受信し、その受信した出力信号Ｔ（ｓ_１），Ｔ（ｓ_２）を受信信号Ｒ（ｓ_１），Ｒ（ｓ_２）としてガードインターバル除去部２０２へ出力する。 Next, the operation in the receiver 20 will be described. The antenna element 201 of the receiver 20 receives the output signals T (s ₁ ) and T (s ₂ ) transmitted from the transmitter 10, and receives the received output signals T (s ₁ ) and T (s ₂ ). The received signals R (s ₁ ) and R (s ₂ ) are output to the guard interval removing unit 202.

ガードインターバル除去部２０２は、受信信号Ｒ（ｓ_１），Ｒ（ｓ_２）を受け、その受けた受信信号Ｒ（ｓ_１），Ｒ（ｓ_２）のガードインターバルＧＩを除去し、そのガードインターバルＧＩを除去した受信信号Ｒ_ｎ（＝式（４）におけるＲ_ｎ（ｉ，ｋ））をフーリエ変換部２０３へ出力する。この場合、受信信号Ｒ_ｎは、図６に示す受信信号Ｒ_ｎからなる。 The guard interval removing unit 202 receives the received signals R (s ₁ ) and R (s ₂ ), removes the guard interval GI of the received signals R (s ₁ ) and R (s ₂ ), and receives the guard interval. Received signal R _n from which GI is removed (= R _n (i, k) in equation (4)) is output to Fourier transform section 203. In this case, the reception signal _{R n} is comprised from the received signal _{R n} shown in FIG.

フーリエ変換部２０３は、受信信号Ｒ_ｎをフーリエ変換行列Ｆ（式（３）参照）を用いてフーリエ変換し、そのフーリエ変換した信号Ｒ_ｎ＿Ｆを逆拡散部２０４へ出力する。そして、逆拡散部２０４は、信号Ｒ_ｎ＿ＦにＰＮコードを乗算して信号Ｒ_ｎ＿Ｆを逆拡散し、周波数ドメインのパイロット信号Ｈ_ｍ，ｎ（＝式（５）におけるＨ_ｍ，ｎ[ｋ]）を逆フーリエ変換部２０５へ出力する。 The Fourier transform unit 203 performs Fourier transform on the received signal R _n using a Fourier transform matrix F (see Expression (3)), and outputs the Fourier transformed signal R _n _F to the despreading unit 204. Then, despreading section 204, the signal _R n multiplied by the PN code to despread the signal _R n _F in the _F, pilot signals _{H m} in the frequency _domain, _H in n (= formula (5) _{m, n} [k ]) Is output to the inverse Fourier transform unit 205.

逆フーリエ変換部２０５は、パイロット信号Ｈ_ｍ，ｎを逆フーリエ変換し、その逆フーリエ変換したパイロット信号Ｈ_ｍ，ｎを時間窓部２０６，２０７へ出力する。この場合、パイロット信号Ｈ_ｍ，ｎは、図６に示すＨ_ｍ，ｎからなり、成分ＳＳ１〜ＳＳ４を有する。成分ＳＳ１は、成分ＳＳ３と同じ波形からなり、成分ＳＳ２は、成分ＳＳ４と同じ波形からなる。そして、成分ＳＳ１，ＳＳ３は、成分ＳＳ２，ＳＳ４と異なる波形からなる。また、成分ＳＳ１は、図５に示すパイロット信号Ｓ_１の成分Ｓｔ１に対応し、成分ＳＳ３は、図５に示すパイロット信号Ｓ_１の成分Ｓｔ３に対応する。更に、成分ＳＳ２は、図５に示すパイロット信号Ｓ_２の成分Ｓｔ２に対応し、成分ＳＳ４は、図５に示すパイロット信号Ｓ_２の成分Ｓｔ４に対応する。従って、成分ＳＳ１，ＳＳ３は、図５に示すパイロット信号Ｓ_１の受信信号であり、成分ＳＳ２，ＳＳ４は、図５に示すパイロット信号Ｓ_２の受信信号である。 Inverse Fourier transform unit 205, a pilot signal _{H m,} and inverse Fourier transform _n, and outputs the inverse Fourier transformed pilot signals _{H m, n-the} time window section 206 and 207. In this case, the pilot signal H _{m, n} consists of H _{m, n} shown in FIG. 6 and has components SS1 to SS4. The component SS1 has the same waveform as the component SS3, and the component SS2 has the same waveform as the component SS4. The components SS1 and SS3 have different waveforms from the components SS2 and SS4. Further, component SS1 corresponds to components St1 pilot signals _{S 1} shown in FIG. 5, component SS3 corresponds to component St3 pilot signals _{S 1} shown in FIG. Furthermore, components SS2 correspond to components St2 of the pilot signal _{S 2} shown in FIG. 5, components SS4 correspond to the components St4 pilot signal _{S 2} shown in FIG. Thus, component SS1, SS3 is the received signal of the pilot signals _{S 1} shown in FIG. 5, components SS2, SS4 is a received signal of the pilot signal _{S 2} shown in FIG.

また、成分ＳＳ１〜ＳＳ４の各々は、複数のインパルス応答からなり、図５に示すパイロット信号Ｓ_１，Ｓ_２の成分Ｓｔ１〜Ｓｔ４の各々は、単一のインパルス応答からなるが、これは、単一のインパルス応答からなる成分Ｓｔ１〜Ｓｔ４にノイズη_ｍ，ｎ[ｋ]が付加されるためである。 Further, each of the components SS1~SS4 is comprised of a plurality of impulse responses, each of the components St1~St4 pilot signals _S 1, _{S 2} shown in FIG. 5 is comprised of a single impulse response, which is a single This is because noise η _{m, n} [k] is added to the components St1 to St4 that are composed of one impulse response.

時間窓部２０６は、ガードインターバルＧＩの時間長Ｔ_ｇを定数倍した検出窓を用いてパイロット信号Ｈ_ｍ，ｎからパイロット信号Ｈ_ｍ，ｎ１（図６参照）を検出し、その検出したパイロット信号Ｈ_ｍ，ｎ１を平均部２０８へ出力する。また、時間窓部２０７は、ガードインターバルＧＩの時間長Ｔ_ｇを定数倍した検出窓を用いてパイロット信号Ｈ_ｍ，ｎからパイロット信号Ｈ_ｍ，ｎ２（図６参照）を検出し、その検出したパイロット信号Ｈ_ｍ，ｎ２を平均部２０９へ出力する。この場合、パイロット信号Ｈ_ｍ，ｎ１は、成分ＳＳ１，ＳＳ３からなり、パイロット信号Ｈ_ｍ，ｎ２は、成分ＳＳ２，ＳＳ４からなる。そして、成分ＳＳ１，ＳＳ３は、成分ＳＳ２，ＳＳ４と異なる位相を有するので、時間窓部２０６，２０７は、位相が相互に異なる時間窓を用いてパイロット信号Ｈ_ｍ，ｎ１，Ｈ_ｍ，ｎ２を検出する。 Time window 206, the pilot signal H _m using a detection window that constant multiple of the time length T _g of the guard interval _GI, the pilot from _n signal H _m, detects _{n 1 (see} FIG. 6), pilot the detected The signal H _{m, n} 1 is output to the averaging unit 208. The time window 207, detects a pilot signal _{H m} using a detection window that constant multiple of the time length _{T g} of the guard interval _GI, the pilot signals from the _n _{H m,} n 2 (see FIG. 6), the detection The pilot signal H _{m, n} 2 is output to the averaging unit 209. In this case, the pilot signal H _{m, n} 1 includes components SS1 and SS3, and the pilot signal H _{m, n} 2 includes components SS2 and SS4. Since the components SS1 and SS3 have different phases from the components SS2 and SS4, the time window units 206 and 207 use the time windows whose phases are different from each other, so that the pilot signals H _{m, n} 1, H _{m, n} 2 are used. Is detected.

そして、平均部２０８は、パイロット信号Ｈ_ｍ，ｎ１の２つの成分ＳＳ１，ＳＳ３の平均を演算し、その平均値Ｈ_ｍ，ｎ１＿ａｖｅをフーリエ変換部２１０へ出力する。また、平均部２０９は、パイロット信号Ｈ_ｍ，ｎ２の２つの成分ＳＳ２，ＳＳ４の平均を演算し、その平均値Ｈ_ｍ，ｎ２＿ａｖｅをフーリエ変換部２１１へ出力する。 Then, the averaging unit 208 calculates the average of the two components SS1 and SS3 of the pilot signal H _{m, n} 1 and outputs the average value H _{m, n} 1_ave to the Fourier transform unit 210. The averaging unit 209 calculates the average of the two components SS 2 and SS 4 of the pilot signal H _{m, n} 2 and outputs the average value H _{m, n} 2_ave to the Fourier transform unit 211.

そうすると、フーリエ変換部２１０は、平均値Ｈ_ｍ，ｎ１＿ａｖｅをフーリエ変換し、その変換結果をチャネル状態情報ＣＳＩ１として出力する。また、フーリエ変換部２１１は、平均値Ｈ_ｍ，ｎ２＿ａｖｅをフーリエ変換し、その変換結果をチャネル状態情報ＣＳＩ２として出力する。 Then, Fourier transform section 210 performs a Fourier transform on average value H _{m, n} 1_ave and outputs the conversion result as channel state information CSI1. Further, the Fourier transform unit 211 performs a Fourier transform on the average value H _{m, n} 2_ave and outputs the conversion result as channel state information CSI2.

上述したように、この発明においては、送信機１０は、式（６）に示すパイロット信号Ｓ_１＝［１，０，１，０，・・・・，１，０，１，０］^Ｔを生成し、その生成したパイロット信号Ｓ_１＝［１，０，１，０，・・・・，１，０，１，０］^Ｔを含む出力信号Ｔ（Ｓ_１）をアンテナ素子１１６によって送信し、式（６）に示すパイロット信号Ｓ_２＝［１，０，−１，０，・・・・，１，０，−１，０］^Ｔを生成し、その生成したパイロット信号Ｓ_２＝［１，０，−１，０，・・・・，１，０，−１，０］^Ｔを含む出力信号Ｔ（Ｓ_２）をアンテナ素子１１７によって送信する。つまり、送信機１０は、２つのアンテナ素子１１６，１１７によって出力信号Ｔ（ｓ_１），Ｔ（ｓ_２）を送信する場合、アンテナ素子数（＝２個）の半分である１個のパイロット信号Ｓ_１を含む出力信号Ｔ（ｓ_１）と、アンテナ素子数（＝２個）の半分である１個のパイロット信号Ｓ_２を含む出力信号Ｔ（ｓ_２）とを生成してそれぞれアンテナ素子１１６，１１７から送信する。 As described above, in the present invention, the transmitter 10 generates the pilot signal S ₁ = [ _1, 0, _1, 0,..., _1, 0, ₁ , 0] ^T shown in Expression (6). The generated pilot signal S ₁ = [ _1, 0, _1, 0,..., _1, 0, ₁ , 0] ^T is transmitted by the antenna element 116 including the output signal T (S ₁ ). The pilot signal S ₂ = [1, 0, −1, 0,..., 1, 0, −1, 0] ^T shown in Equation (6) is generated, and the generated pilot signal S ₂ = [ 1,0, -1,0, ..., 1, 0, and transmits the output signal T _{(S 2)} the antenna element 117 including ^{-1,0] T.} That is, when the transmitter 10 transmits the output signals T (s ₁ ) and T (s ₂ ) using the two antenna elements 116 and 117, one pilot signal that is half the number of antenna elements (= 2). An output signal T (s ₁ ) including S ₁ and an output signal T (s 2) including one pilot signal S ₂ that is half the number of antenna elements (= ₂ ) are generated, and antenna elements 116 are respectively generated. , 117.

そして、受信機２０は、送信機１０から送信された出力信号Ｔ（ｓ_１），Ｔ（ｓ_２）を受信し、その受信した出力信号Ｔ（ｓ_１），Ｔ（ｓ_２）に基づいて、チャネル状態情報ＣＳＩ１，ＣＳＩ２を検出する。 The receiver 20 receives the output signals T (s ₁ ) and T (s ₂ ) transmitted from the transmitter 10, and based on the received output signals T (s ₁ ) and T (s ₂ ). Channel state information CSI1, CSI2 is detected.

従って、この発明によれば、送信信号に含めるパイロット信号をアンテナ素子数の半分に設定することができる。その結果、送信レートの低下を抑制できる。 Therefore, according to the present invention, the pilot signal included in the transmission signal can be set to half the number of antenna elements. As a result, a decrease in transmission rate can be suppressed.

また、送信機１０において生成されるパイロット信号Ｓ_１は、時間ドメインで２つのインパルス応答（成分Ｓｔ１，Ｓｔ３）からなり、パイロット信号Ｓ_２は、時間ドメインで２つのインパルス応答（成分Ｓｔ２，Ｓｔ４）からなる。そして、受信機２０は、送信機１０からの出力信号Ｔ（ｓ_１），Ｔ（ｓ_２）を受信し、その受信した出力信号Ｔ（ｓ_１），Ｔ（ｓ_２）からパイロット信号Ｓ_１（図５参照）の受信信号であるパイロット信号Ｈ_ｍ，ｎ１と、パイロット信号Ｓ_２（図５参照）の受信信号であるパイロット信号Ｈ_ｍ，ｎ２とを検出する。そして、受信機２０は、パイロット信号Ｈ_ｍ，ｎ１の２つの成分ＳＳ１，ＳＳ３（＝２つのインパルス応答）の平均を演算してチャネル状態情報ＣＳＩ１を出力し、パイロット信号Ｈ_ｍ，ｎ２の２つの成分ＳＳ２，ＳＳ４（＝２つのインパルス応答）の平均を演算してチャネル状態情報ＣＳＩ２を出力する。この場合、パイロット信号Ｈ_ｍ，ｎ１の成分ＳＳ１，ＳＳ３は、パイロット信号Ｈ_ｍ，ｎ２の成分ＳＳ２，ＳＳ４と異なる位相を有する（図６参照）。 Also, pilot signals _{S 1} generated in the transmitter 10, two impulse responses in the time domain (component St1, St3) consists, pilot signal _{S 2,} the two impulse responses in the time domain (component St2, St4) Consists of. The receiver 20 receives the output signals T (s ₁ ) and T (s ₂ ) from the transmitter 10, and the pilot signal S ₁ from the received output signals T (s ₁ ) and T (s ₂ ). A pilot signal H _{m, n} 1 that is a received signal (see FIG. 5) and a pilot signal H _{m, n} 2 that is a received signal of the pilot signal S ₂ (see FIG. 5) are detected. Then, the receiver 20 calculates the average of the two components SS1, SS3 (= two impulse responses) of the pilot signal H _{m, n} 1 and outputs the channel state information CSI1, and the pilot signal H _{m, n} 2 An average of the two components SS2 and SS4 (= two impulse responses) is calculated and channel state information CSI2 is output. In this case, the pilot signal _{H m,} component SS1, SS3 of _n 1 includes a pilot signal _{H m,} components SS2 of _n 2, SS4 and different phases (see Fig. 6).

従って、この発明によれば、アンテナ素子１１６から送信されたパイロット信号Ｓ_１の受信信号（＝、パイロット信号Ｈ_ｍ，ｎ１）と、アンテナ素子１１７から送信されたパイロット信号Ｓ_２の受信信号（＝、パイロット信号Ｈ_ｍ，ｎ２）とを明確に識別して検出できる。その結果、アンテナ素子１１６−アンテナ素子２０１間のチャネル状態を示すチャネル状態情報ＣＳＩ１と、アンテナ素子１１７−アンテナ素子２０１間のチャネル状態を示すチャネル状態情報ＣＳＩ２とを正確に検出できる。 Therefore, according to the present invention, the received signal of the pilot signal S ₁ transmitted from the antenna element 116 (=, pilot signal H _{m, n} 1) and the received signal of the pilot signal S ₂ transmitted from the antenna element 117 ( =, The pilot signal H _{m, n} 2) can be clearly identified and detected. As a result, channel state information CSI1 indicating the channel state between antenna element 116 and antenna element 201 and channel state information CSI2 indicating the channel state between antenna element 117 and antenna element 201 can be accurately detected.

図７は、この発明によるチャネル推定方法の特性を２×２ＭＩＭＯシステムを用いてシミュレーションした結果を示す図である。シミュレーションにおけるパラメータは、次のとおりである。データの変調方式は、ＱＰＳＫ（ＱｕａｄｒａｔｕｒｅＰｈａｓｅＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ）であり、データ検出は、ＭＬＤであり、１個のＯＦＤＭ（ＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）シンボルは、１０μｓであり、フレームサイズは、２１シンボルであり、フーリエ変換のサイズは、６４であり、キャリア数は、６４個であり、ガードインターバルは、１６サンプル倍であり、フェージングは、１５パスのレイレイフェージングであり、ドップラー周波数は、１０Ｈｚ，３００Ｈｚであり、ＦＥＣ（ＦｏｒｗａｒｄＥｒｒｏｒＣｏｒｒｅｃｔｉｏｎｃｏｄｅ）は、畳み込み符号であり、アンテナ数は、送信アンテナおよび受信アンテナ共に２個である。 FIG. 7 is a diagram showing a result of simulating the characteristics of the channel estimation method according to the present invention using a 2 × 2 MIMO system. The parameters in the simulation are as follows. The data modulation method is QPSK (Quadrature Phase Shift Keying), the data detection is MLD, one OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) symbol is 10 μs, and the frame size is 21 symbols. The size of the Fourier transform is 64, the number of carriers is 64, the guard interval is 16 samples times, the fading is Rayleigh fading of 15 paths, and the Doppler frequency is 10 Hz and 300 Hz. FEC (Forward Error Correction code) is a convolutional code, and the number of antennas is two for both transmission antennas and reception antennas.

図７において、縦軸は、ビットエラー率を表し、横軸は、受信アンテナ当たりの信号レベルを表す。また、曲線ｋ１は、ドップラー周波数が１０Ｈｚであるときのこの発明によるチャネル推定方法を用いた場合のビットエラー率と信号レベルとの関係を示し、曲線ｋ２は、ドップラー周波数が１０Ｈｚであるときの従来のチャネル推定方法を用いた場合のビットエラー率と信号レベルとの関係を示し、曲線ｋ３は、ドップラー周波数が３００Ｈｚであるときのこの発明によるチャネル推定方法を用いた場合のビットエラー率と信号レベルとの関係を示し、曲線ｋ４は、ドップラー周波数が３００Ｈｚであるときの従来のチャネル推定方法を用いた場合のビットエラー率と信号レベルとの関係を示す。 In FIG. 7, the vertical axis represents the bit error rate, and the horizontal axis represents the signal level per receiving antenna. Curve k1 shows the relationship between the bit error rate and the signal level when the channel estimation method according to the present invention is used when the Doppler frequency is 10 Hz, and curve k2 shows the conventional case when the Doppler frequency is 10 Hz. The relationship between the bit error rate and the signal level when using the channel estimation method is shown, and the curve k3 shows the bit error rate and the signal level when using the channel estimation method according to the present invention when the Doppler frequency is 300 Hz. The curve k4 shows the relationship between the bit error rate and the signal level when using the conventional channel estimation method when the Doppler frequency is 300 Hz.

図７から明らかなように、ドップラー周波数が１０Ｈｚである場合、ビットエラー率の特性が３ｄＢ改善され（曲線ｋ１，ｋ２参照）、ドップラー周波数が３００Ｈｚである場合、ビットエラー率が２．５ｄＢ改善される（曲線ｋ３，ｋ４参照）。この３ｄＢの改善は、送信電力を半分に節約できることに相当する。 As can be seen from FIG. 7, when the Doppler frequency is 10 Hz, the bit error rate characteristics are improved by 3 dB (see curves k1 and k2), and when the Doppler frequency is 300 Hz, the bit error rate is improved by 2.5 dB. (See curves k3 and k4). This 3 dB improvement is equivalent to saving transmission power in half.

従って、この発明によれば、パイロット信号の受信特性を大きく改善でき、チャネル状態情報ＣＳＩを正確に検出できる。 Therefore, according to the present invention, the reception characteristic of the pilot signal can be greatly improved, and the channel state information CSI can be accurately detected.

なお、上記においては、送信機１０のアンテナ素子数が２個の場合について説明したが、この発明においては、これに限らず、送信機１０のアンテナ素子数は、３個以上であってもよい。そして、送信機１０のアンテナ素子数が３個および４個である場合、各アンテナ素子から送信される送信信号に含まれるパイロット信号の種類は、２種類であり、送信機１０のアンテナ素子数が５個および６個である場合、各アンテナ素子から送信される送信信号に含まれるパイロット信号の種類は、３種類であり、一般的には、送信機１０のアンテナ素子数がｍ個である場合、各アンテナ素子から送信される送信信号に含まれるパイロット信号の種類は、ｎ（ｍ＝２又は２ｊ＋１（ｊ＝正の整数）又は２ｊ＋２であり、ｎはｎ＝ｍ／２を満たす整数）種類である。 In the above description, the case where the number of antenna elements of the transmitter 10 is two has been described. However, the present invention is not limited to this, and the number of antenna elements of the transmitter 10 may be three or more. . When the number of antenna elements of the transmitter 10 is 3 and 4, the number of pilot signals included in the transmission signal transmitted from each antenna element is two, and the number of antenna elements of the transmitter 10 is When the number is 5 and 6, the number of pilot signals included in the transmission signal transmitted from each antenna element is three, and in general, the number of antenna elements of the transmitter 10 is m. The type of pilot signal included in the transmission signal transmitted from each antenna element is n (m = 2 or 2j + 1 (j = positive integer) or 2j + 2, where n is an integer satisfying n = m / 2). It is.

また、この発明においては、パイロット信号Ｓ_１，Ｓ_２（図５に示すＳ_１，Ｓ_２）は、「ｎ個のパイロット信号」を構成し、［１，０，１，０，・・・・・，１，０，１，０］^Ｔおよび［１，０，−１，０，・・・・・，１，０，−１，０］^Ｔの配列は、「１つのパイロット信号系列」を構成する。 Further, in the present invention, pilot signals _{_{_{S 1, S 2 (S 1}}} , S 2 shown in FIG. 5) constitutes "a n number of pilot signals", [1,0,1,0, ... .., 1, 0, 1, 0] ^T and [1, 0, -1, 0,..., 1, 0, -1, 0] ^T are arranged as "one pilot signal sequence". Configure.

更に、この発明においては、出力信号Ｔ（Ｓ_１），Ｔ（Ｓ_２）は、「ｍ個の送信信号」を構成する。 Further, in the present invention, the output signals T (S ₁ ) and T (S ₂ ) constitute “m transmission signals”.

更に、図６に示す成分ＳＳ１，ＳＳ３からなる複数のインパルス応答状の成分は、「複数のインパルス応答が配列されたインパルス応答群」を構成し、図６に示す成分ＳＳ２，ＳＳ４からなる複数のインパルス応答状の成分も、「複数のインパルス応答が配列されたインパルス応答群」を構成する。 Furthermore, a plurality of impulse response components composed of components SS1 and SS3 shown in FIG. 6 constitute an “impulse response group in which a plurality of impulse responses are arranged”, and a plurality of components composed of components SS2 and SS4 shown in FIG. The impulse response-like component also constitutes “an impulse response group in which a plurality of impulse responses are arranged”.

更に、この発明においては、受信機２０がチャネル状態情報ＣＳＩ１，ＣＳＩ２を検出することは、受信機２０が送信機１０の２個のアンテナ素子１１６，１１７を特定することに相当する。 Furthermore, in the present invention, the detection of the channel state information CSI 1 and CSI 2 by the receiver 20 corresponds to the receiver 20 specifying the two antenna elements 116 and 117 of the transmitter 10.

更に、この発明においては、受信機２０が成分ＳＳ１，ＳＳ３を平均してチャネル状態情報ＣＳＩ１を検出し、かつ、成分ＳＳ２，ＳＳ４を平均してチャネル状態情報ＣＳＩ２を検出することは、受信機２０が１つのインパルス応答群に含まれる複数のインパルス応答を平均して１つのアンテナ素子を特定する処理を２つのインパルス応答群に対して行なうことにより２つのアンテナ素子１１６，１１７を特定することに相当する。 Further, in the present invention, the receiver 20 averages the components SS1 and SS3 to detect the channel state information CSI1, and the components SS2 and SS4 to average the channel state information CSI2 to detect the channel state information CSI2. Is equivalent to specifying two antenna elements 116 and 117 by performing a process for specifying one antenna element by averaging a plurality of impulse responses included in one impulse response group. To do.

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。 The embodiment disclosed this time should be considered as illustrative in all points and not restrictive. The scope of the present invention is shown not by the above description of the embodiments but by the scope of claims for patent, and is intended to include meanings equivalent to the scope of claims for patent and all modifications within the scope.

この発明は、送信レートの低下を抑制して送信機側のアンテナを識別可能な通信システムに適用される。 The present invention is applied to a communication system capable of identifying a transmitter antenna while suppressing a decrease in transmission rate.

この発明の実施の形態による通信システムの概略図である。1 is a schematic diagram of a communication system according to an embodiment of the present invention. 図１に示す送信機の構成を示す概略ブロック図である。It is a schematic block diagram which shows the structure of the transmitter shown in FIG. 図１に示す受信機の構成を示す概略ブロック図である。It is a schematic block diagram which shows the structure of the receiver shown in FIG. 出力信号の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of an output signal. 送信機における信号のタイミングチャートである。It is a timing chart of the signal in a transmitter. 受信機における信号のタイミングチャートである。It is a timing chart of the signal in a receiver. この発明によるチャネル推定方法の特性を２×２ＭＩＭＯシステムを用いてシミュレーションした結果を示す図である。It is a figure which shows the result of having simulated the characteristic of the channel estimation method by this invention using a 2x2 MIMO system.

Explanation of symbols

１０送信機、２０受信機、１００通信システム、１０１パイロット信号生成部、１０２，１０８，１０９直列／並列変換部、１０３，１０５，１０６オフセット部、１０４，１０７加算部、１１０，１１１拡散部、１１２，１１３，２０５逆フーリエ変換部、１１４，１１５ガードインターバル付与部、１１６，１１７，２０１アンテナ素子、２０２ガードインターバル除去部、２０３，２１０，２１１フーリエ変換部、２０４逆拡散部、２０６，２０７時間窓部、２０８，２０９平均部。 10 transmitter, 20 receiver, 100 communication system, 101 pilot signal generator, 102, 108, 109 serial / parallel converter, 103, 105, 106 offset unit, 104, 107 adder, 110, 111 spreading unit, 112 , 113, 205 Inverse Fourier transform unit, 114, 115 Guard interval assigning unit, 116, 117, 201 Antenna element, 202 Guard interval removal unit, 203, 210, 211 Fourier transform unit, 204 Despreading unit, 206, 207 Time window Part, 208,209 Average part.

Claims

There are m (m is an integer of 2 or more) antenna elements, each of which is n (m = 2 or 2j + 1 (j = positive integer) or 2j + 2 and n is an integer satisfying n = m / 2) A transmitter for transmitting m transmission signals including a plurality of pilot signals via the m antenna elements;
The m transmission signals are received, and the m antenna elements that have transmitted the m transmission signals are identified based on m × n types of pilot signals included in the received m transmission signals. With a receiver ,
The n types of pilot signals constitute one pilot signal sequence,
The transmitter transmits the m transmission signals including different pilot signal sequences;
The receiver identifies m pilot signal sequences included in the m transmission signals to identify the m antenna elements;
Each of the m pilot signal sequences has an impulse response group in which a plurality of impulse responses are arranged on a time axis,
The m impulse response groups included in the m pilot signal sequences have mutually different phases,
The receiver detects each impulse response group from the m impulse response groups arranged on the time axis, and averages a plurality of impulse responses included in each detected impulse response group to provide one antenna element. A communication system that identifies the m antenna elements by performing a process for identifying the m impulse response groups .