JP4848692B2

JP4848692B2 - 昇圧電源回路及び昇圧方法

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Publication number: JP4848692B2
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Inventors: 健吉澤
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Publication date: 2011-12-28
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Description

本発明は、昇圧電源回路及び昇圧方法に関する。

図１５は昇圧電源回路の従来例を示すブロック図であり、図１６は図１５に示した昇圧電源回路のタイミングチャートである。
図１５に示す昇圧電源回路は、チャージポンプ回路１−１と、誤差増幅器１２０と、起動電流制御回路１１０と、過電流制限回路５とで構成されている。

起動電流制御回路１１０は、基準電圧を発生する基準電圧源７と、基準電圧源７からの基準電圧を所定の上昇率（例えば、０Ｖ〜定格電圧まで数百μｓ）で徐々に上昇させることにより過大な入力突入電流の発生を防止する公知のソフトスタート回路８で構成される。誤差増幅器１２０は、チャージポンプ回路１の出力電圧を分割する帰還抵抗Ｒ１、Ｒ２と、一方の入力端にソフトスタート回路８からの出力電圧が印加され、他方の入力端に帰還抵抗Ｒ１、Ｒ２の分岐点からの電圧が印加される差動入力回路３と、ゲートが差動入力回路３の出力端に接続されソースが接地されたＮｃｈＭＯＳトランジスタ（以下「トランジスタ」と称す）Ｍ６と、トランジスタＭ６のゲート−ドレイン間に接続された容量Ｃ５と、ゲートがトランジスタＭ６のドレインに接続されソースが入力ラインに接続されたＰｃｈＭＯＳトランジスタ（以下「トランジスタ」と称す）Ｍ３〜Ｍ５と、トランジスタＭ５の両端に接続された電流源ＦＩと、トランジスタＭ３のドレインとトランジスタＭ２のドレインとの間に接続されたスイッチＳＷ８と、ドレインがスイッチＳＷ８に接続され、ソースが接地されたトランジスタＭ２とで構成されている。

チャージポンプ回路１−１は、容量Ｃ１と、容量Ｃ１の一端（図では右端）と入力の間に接続されたスイッチＳＷ１と、容量Ｃ１の一端と出力の間に接続されたスイッチＳＷ４と、容量Ｃ１の他端（この場合左端）と入力の間接続されたスイッチＳＷ３と、容量Ｃ１の他端とドレインが接続され、ソースが接地されたトランジスタＭ１と、トランジスタＭ１のゲートと接地間に接続されたスイッチＳＷ２と、出力と接地間に接続された容量Ｃ２とで構成される。

各スイッチＳＷ１〜ＳＷ４は、クロック制御回路２の出力信号に応じてＯＮ（１論理レベル）、ＯＦＦ（０論理レベル）するようになっており、公知のトランジスタ回路で実現される。

クロック制御回路２により、図１６に示されるようにチャージポンプ回路１−１のスイッチＳＷ１〜ＳＷ４、ＳＷ８及びトランジスタＭ１、Ｍ２を制御する。
スイッチＳＷ１、ＳＷ８のＯＮ、ＯＦＦの位相は、他のスイッチＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４の位相とは逆の位相になっており、トランジスタＭ１はスイッチＳＷ１のＯＮ、ＯＦＦに応じてＯＮ、ＯＦＦするようになっている。また、ＳＷ１、ＳＷ８と他のＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４は同時ＯＮによる貫通電流を防ぐために互いにＯＦＦの区間を持つ。

容量Ｃ５及びトランジスタＭ６は差動入力回路３が発振するのを防止するための位相補償回路を構成し、容量Ｃ６及びトランジスタＭ７も同様に差動入力回路１０が発振するのを防止するための位相補償回路を構成している。
この結果、図１５に示す昇圧電源回路は図１９に示すような特性が得られる。
図１９は図１５に示した昇圧電源回路の特性図である。
図１９において、横軸が入力電流軸であり、縦軸が出力電圧軸である。

チャージポンプ回路部の出力端子が接地電圧に短絡した場合でも、チャージポンプ回路部から出力される電流を所望の電流値まで低下させることができる過電流保護回路を有する、前段に定電圧回路を備えたチャージポンプ式のＤＣ−ＤＣコンバータ（例えば、特許文献１参照。）が開示されている。
特開２００４−３２０８６２号公報

ところで、図１７及び図１８は図１５に示した昇圧電源回路の各状態における電流パスを示す図である。
出力電流を引いていくと（増加させていくと）過電流制限がかかり、電圧が急降下していく。出力電圧が入力電圧より低くなると、図１７に示す電流パスでは過電流制限回路５（図１５参照）が動作しトランジスタＭ１のゲート電圧に制限を掛けることが可能だが図１８に示す電流パスではトランジスタＭ１が関与しておらず、電流制限機能が全く働かなくなる。出力短絡時においては容量Ｃ１を再度フル充電されてしまうので入力から大電流が流れてしまう。

すなわち、出力が短絡すると、図１７に示した電流パスではＡＭＰ（Amplifier：増幅器）帰還制御によりトランジスタＭ１のＯＮ抵抗が上昇し、容量Ｃ１への充電電流を制御することができるが、図１８に示した電流パスでは出力が０Ｖなので電荷が抜けてしまい、再度充電電流が流れてしまう。しかも、ＡＭＰ帰還制御が機能しないので、スイッチＳＷ３、ＳＷ４の能力一杯に容量Ｃ１へ大電流が流れてしまう。

特許文献１に記載の技術では、チャージポンプ動作をＯＮ／ＯＦＦさせて定出力電圧を得という出力安定化の方法に関するものである。発振回路が動作→停止を繰り返すので発振安定時間を考慮すると大電流負荷には適さない。高電圧大電流時における負荷電流−出力電圧特性が不十分である。

特許文献１記載の技術では、チャージポンプ回路前段にレギュレータ回路があり、チャージポンプ出力モニタを追加してレギュレータ側の出力トランジスタにおいて電流制限をかけているだけであり、レギュレータの電力損失が大きく高電圧大電流出力には不向きである。

そこで、本発明の目的は、電力損失が少なく、高電圧大電流においても安定した出力電圧が得られる昇圧電源回路及び昇圧方法を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１記載の発明は、抵抗を介して負帰還をかけた誤差増幅器と過電流を制限する過電流制限回路でチャージポンプ回路の充電パスである容量とＧＮＤとの間に設けたトランジスタのゲート電圧を制御することで前記チャージポンプ回路の入力電流を制御して固定出力を得る昇圧電源回路において、入力電圧と出力電圧とを比較する比較器と、該比較器の出力に応じて前記チャージポンプ回路の起動電流を制御するためのクロック制御回路とを備えたことを特徴とする。

請求項１記載の発明によれば、入力電圧と出力電圧との関係を検出する比較器と、比較器の出力に応じてチャージポンプ回路の起動電流を制御するためのクロック制御回路とを備えたことにより、入出力電圧の関係がチャージポンプ回路の制御に反映されるので、入出力電流に過電流制限することができる。

請求項２記載の発明は、抵抗を介して負帰還をかけた誤差増幅器と過電流を制限する過電流制限回路でチャージポンプ回路の充電パスである容量とＧＮＤとの間に設けたトランジスタのゲート電圧を制御することで前記チャージポンプ回路の入力電流を制御して固定出力を得る昇圧電源回路において、起動電流制御回路は、所定の周波数で発振する発振回路と、該発振回路の発振周波数に基づいてクロックパルスを生成するクロック制御回路と、入力電圧と前記チャージポンプ回路の出力電圧とを比較し、前記入力電圧が前記出力電圧より低くなると前記クロック制御回路により前記チャージポンプ回路駆動を制御して電流パスを変えることで過電流制限させる比較器とを備えたことを特徴とする。

請求項２記載の発明によれば、入力電圧と出力電圧とを比較し、入力電圧が出力電圧より低くなるとクロック制御回路により前記チャージポンプ回路の駆動を制御して電流パスを変えることで過電流制限させる比較器を備えたことにより、入出力電圧の関係がチャージポンプ回路の制御に反映されるので、入出力電流に過電流制限することができる。

請求項３記載の発明は、抵抗を介して負帰還をかけた誤差増幅器と過電流制限回路により過電流を制限してチャージポンプ回路の充電パスである容量とＧＮＤとの間に設けたトランジスタのゲート電圧を制御することで前記チャージポンプ回路の入力電流を制御し、固定出力を得る昇圧方法において、比較器により入力電圧と出力電圧とを比較し、クロックパルス制御回路により、該比較器の出力に応じて前記チャージポンプ回路の起動電流を制御することを特徴とする。

請求項３記載の発明によれば、比較器により入力電圧と出力電圧とを比較し、クロック制御回路により比較器の出力に応じてチャージポンプ回路の起動電流を制御することで、入出力電圧の関係がチャージポンプ回路の制御に反映されるので、入出力電流に過電流を制限することができる。

請求項４記載の発明は、抵抗を介して負帰還をかけた誤差増幅器と過電流制限回路により過電流を制限してチャージポンプ回路の充電パスである容量とＧＮＤとの間に設けたトランジスタのゲート電圧を制御することで前記チャージポンプ回路の入力電流を制御し、固定出力を得る昇圧方法において、発振回路により所定の周波数で発振し、クロック制御回路により該発振回路の発振周波数に基づいてクロックパルスを生成し、比較器により入力電圧と前記チャージポンプ回路の出力電圧とを比較し、前記入力電圧が前記入力電圧より低くなると前記クロック制御回路により前記チャージポンプ回路の駆動を制御して電流パスを変えることで過電流制限させることを特徴とする。

請求項４記載の発明によれば、比較器により入力電圧と出力電圧とを比較し、入力電圧が出力電圧より低くなるとクロック制御回路のクロックパルスを減少させることで負荷の消費電流を減少させることで、入出力電圧の関係がチャージポンプ回路の制御に反映されるので、高電圧大電流においてもより安定した出力電圧が得られる。

本発明によれば、過電流を制限する過電流制限回路と、チャージポンプ回路の起動電流を制御する起動電流制御回路とを有し、出力短絡時の入力電流を抑制するようにしたことにより、レギュレータを用いることなく、高電圧大電流においても安定した出力電圧が得られる。

本発明の昇圧電源回路に係る実施形態は、ＡＭＰ帰還型のチャージポンプ回路を有する昇圧電源回路において、過電流を制限する過電流制限回路と、チャージポンプ回路の起動電流を制御する起動電流制御回路とを有し、出力短絡時の入力電流を抑制するようにしたことを前提とする。

チャージポンプ回路は、複数の容量と、前段の容量に入力した電荷を後段の容量へ移動させることで昇圧させるための複数のスイッチと、出力電圧を検出するための帰還抵抗と、入力電圧と出力電圧とを比較増幅するコンパレータと、コンパレータの出力信号に基づいて各スイッチのＯＮ／ＯＦＦを制御するクロック制御回路とを有するものが用いられる。

過電流制限回路は、チャージポンプ回路に用いられるスイッチング用のトランジスタのゲートに流れる電流に対して抵抗により電流−電圧変換を行い、その電圧をＡＭＰ帰還型のチャージポンプ回路の誤差増幅器の基準電圧として使用するものが用いられる。

起動電流制御回路は、出力電圧と入力電圧とを比較し、その結果に応じてチャージポンプ回路の充放電を制御するものが用いられる。

本発明の昇圧電源回路に係る一実施形態は、抵抗を介して負帰還をかけた誤差増幅器と過電流を制限する過電流制限回路でチャージポンプ回路の充電パスである容量とＧＮＤとの間に設けたトランジスタのゲート電圧を制御することでチャージポンプ回路の入力電流を制御して固定出力を得る昇圧電源回路において、入力電圧と出力電圧とを比較する比較器と、比較器の出力に応じてチャージポンプ回路の起動電流を制御するためのクロック制御回路とを備えたことを特徴とする。

トランジスタとしては、ＮｃｈＭＯＳトランジスタとＰｃｈＭＯＳトランジスタとが用いられるが、本発明はこれに限定されるものではなく、バイポーラトランジスタを用いてもよい。

本発明に係る昇圧電源回路の他の実施形態は、抵抗を介して負帰還をかけた誤差増幅器と過電流を制限する過電流制限回路でチャージポンプ回路の充電パスである容量とＧＮＤとの間に設けたトランジスタのゲート電圧を制御することでチャージポンプ回路の入力電流を制御して固定出力を得る昇圧電源回路において、起動電流制御回路は、所定の周波数で発振する発振回路と、発振回路の発振周波数に基づいてクロックパルスを生成するクロック制御回路と、入力電圧とチャージポンプ回路の出力電圧とを比較し、入力電圧が出力電圧より低くなるとクロック制御回路により前記チャージポンプ回路の駆動を制御して電流パスを変えることで過電流制限させる比較器とを備えたことを特徴とする。

発振回路としては、水晶発振回路が周波数特性に優れているので好ましいが、本発明はこれに限定されるものではなく、ＰＬＬ（Phase-Locked Loop）発振回路、ハートレー発振回路、コルピッツ発振回路、ウィーン・ブリッジ発振回路、移相型発振回路のいずれを用いてもよい。

クロック制御回路としては、二つの入力信号のアンドをとって、各スイッチをＯＮ／ＯＦＦするように構成された複数のラッチが用いられる。

比較回路としては、コンパレータが用いられる。
基準電圧源としては、例えば、バンドギャップリファレンス回路が用いられるがツェナーダイオード等の定電圧源を用いてもよい。

本発明の昇圧方法に係る実施形態は、ＡＭＰ帰還型のチャージポンプ回路を用いて入力電圧を昇圧する昇圧方法において、過電流制限回路により過電流を制限し、起動電流制御回路によりチャージポンプ回路の起動電流を制御することにより、出力短絡時の入力電流を抑制することを前提とする。

本発明の昇圧方法に係る他の実施形態は、抵抗を介して負帰還をかけた誤差増幅器と過電流制限回路により過電流を制限してチャージポンプ回路の充電パスである容量とＧＮＤとの間に設けたトランジスタのゲート電圧を制御することでチャージポンプ回路の入力電流を制御して固定出力を得る昇圧方法において、起動電流制御回路は、比較器により入力電圧と出力電圧とを比較し、クロックパルス制御回路により、比較器の出力に応じてチャージポンプ回路の起動電流を制御することを特徴とする。

本発明の昇圧方法に係る他の実施形態は、抵抗を介して負帰還をかけた誤差増幅器と過電流制限回路により過電流を制限してチャージポンプ回路の充電パスである容量とＧＮＤとの間に設けたトランジスタのゲート電圧を制御することでチャージポンプ回路の入力電流を制御して固定出力を得る昇圧方法において、発振回路により所定の周波数で発振し、クロック制御回路により発振回路の発振周波数に基づいてクロックパルスを生成し、比較器により入力電圧とチャージポンプ回路の出力電圧とを比較し、入力電圧が出力電圧より低くなるとクロック制御回路により前記チャージポンプ回路の駆動を制御して電流パスを変えることで過電流制限させることを特徴とする。

〔構成〕
図１は本発明の昇圧方法を適用した昇圧電源回路の一実施例を示すブロック図である。
同図に示す昇圧電源回路は、チャージポンプ回路１−１と、過電流制限回路５と、起動電流制御回路１１とで構成されている。

起動電流制御回路１１は、基準電圧を発生する基準電圧源７と、基準電圧源７からの基準電圧を所定の上昇率（例えば、０Ｖ〜定格電圧まで数百μｓ）で徐々に上昇させるソフトスタート回路８と、比較器９と、クロック制御回路２とで構成される。誤差増幅器１２０は、チャージポンプ回路１の出力電圧を分割する帰還抵抗Ｒ１、Ｒ２と、一方の入力端にソフトスタート回路８からの出力電圧が印加され、他方の入力端に帰還抵抗Ｒ１、Ｒ２の分岐点からの電圧が印加される差動入力回路３と、ゲートが差動入力回路３の出力端に接続されソースが接地されたトランジスタＭ６と、トランジスタＭ６のゲート−ドレイン間に接続された容量Ｃ５と、ゲートが差動入力回路３の出力端に接続されソースが接地されたトランジスタＭ６と、トランジスタＭ６のゲート−ドレイン間に接続された容量Ｃ５と、ゲートがトランジスタＭ６のドレインに接続されソースが共通に接続されたトランジスタＭ３〜Ｍ５と、トランジスタＭ５の両端に接続された電流源ＦＩと、トランジスタＭ３のドレインに接続されたスイッチＳＷ８とで構成される。

過電流制限回路５は、一方の入力（図では上側）が帰還抵抗Ｒ１、Ｒ２の分岐点に接続された差動入力回路１０と、ゲートが差動入力回路１０の出力端子に接続されソースが接地されたトランジスタＭ７と、トランジスタＭ７のドレイン−ゲート間に接続された容量Ｃ６と、一端（図では上側）が差動入力回路１０の他方の入力（この場合下側）に接続され他端（この場合下側）が接地された抵抗Ｒ３と、抵抗Ｒ３に並列接続された容量Ｃ４とで構成されている。

チャージポンプ回路１−１は、容量Ｃ１の一端（図では右側）と入力間に接続されたスイッチＳＷ１、容量Ｃ１の他端（図では左側）と入力間に接続されたＳＷ３と、ドレインが容量Ｃ１の他端（図では左側）と接続されソースが接地されたトランジスタＭ１と、トランジスタＭ１のゲート−ソース間に接続されたスイッチＳＷ２と、容量Ｃ１の一端（図では下端）が接地され他端（この場合上端）が容量Ｃ１の一端（図では右側）に接続された容量Ｃ２とで構成されている。

〔動作〕
まず、比較器９により入力電圧と出力電圧とが比較される。
入力電圧が出力電圧より低い時は、クロック制御回路２により図２に示すようにチャージポンプ回路１−１内のスイッチＳＷ１〜ＳＷ４、ＳＷ８と、トランジスタＭ１、Ｍ２とを動作させる。

ここで、図２は図１に示した昇圧電源回路のタイミングチャートを示す図である。
図２において、各横軸は時間軸を示し、上段がスイッチＳＷ１、次段がスイッチＳＷ２、以下トランジスタＭ１、Ｍ２のゲート電圧、スイッチＳＷ３、スイッチＳＷ４及びスイッチＳＷ８の論理レベル軸を示している。

図１に示した昇圧電源回路の動作時の電流パスを図３、４に示す。
図３に示す電流パスの状態の時（スイッチＳＷ１、ＳＷ８がＯＮ、スイッチＳＷ２〜ＳＷ４がＯＦＦ）に、誤差増幅器１２０（図１参照）によりトランジスタＭ１、Ｍ２がＯＮするようにゲート電圧を制御することにより、容量Ｃ１への充電電流が制御される。すなわち、電流パスは、スイッチＳＷ１→容量Ｃ１→トランジスタＭ１→接地となる。

一方、図４に示す電流パスの状態の時（スイッチＳＷ１、ＳＷ８がＯＦＦ、スイッチＳＷ２〜ＳＷ４がＯＮ）に、容量Ｃ１に充電制御された電荷が容量Ｃ２に充電される。すなわち、電流パスは、スイッチＳＷ３→容量Ｃ１→スイッチＳＷ４→容量Ｃ２となる。
結果として帰還抵抗Ｒ１、Ｒ２の分岐点の電圧と基準電圧源７の電圧とで設定される任意の値の出力電圧を得ることになる。

図１に示した昇圧電源回路において、出力電流を引き続け（流し続け）、ある出力電流値に到達すると、誤差増幅器１２０の後段に接続された過電流制限回路５によりチャージポンプ回路１−１内のトランジスタＭ１、Ｍ２のゲート電圧に制限がかかり、容量Ｃ１の充電電流が制限されるので結果的に出力電圧が低下していく。

過電流制限回路５は、トランジスタＭ１に比例した電流を抵抗Ｒ３に流して電流−電圧変換を行う。出力フィードバックを差動入力回路１０の基準として使用する。設定値以上の電流を検出すると過電流制限回路５のトランジスタＭ７がトランジスタＭ６のゲートを絞り、トランジスタＭ１の能力を落とすように機能する。
すなわち、トランジスタＭ１に比例した電流を抵抗に流して電流−電圧変換する際に、その変換された電圧値が帰還抵抗Ｒ１、Ｒ２で分圧された電圧より高いと、過電流制限回路５のトランジスタＭ７のゲート電圧を下げる。するとトランジスタＭ７のドレイン電位が上昇し、カレントミラー回路ＣＭ１の電流値が減少し、さらにカレントミラー回路ＣＭ２の電流も減少するので、結果的にトランジスタＭ１の電流値が減少する。トランジスタＭ１の電流値が減少するということは、電流制限することになる。
差動入力回路１０の入力を出力帰還側からとる理由は、出力が下がるにつれて、より強く過電流制限するためである。

更に出力電流を引き続けると入力電圧が出力電圧より高くなる。比較器９により入力電圧が出力電圧より高いことが検出されると、クロック制御回路２が図５のタイミングチャートに示すようにチャージポンプ回路１−１を動作させる。

ここで、図５は図１に示した昇圧電源回路のタイミングチャートを示す図である。
図５において、各横軸は時間軸を示し、上段がスイッチＳＷ１、次段がスイッチＳＷ２、以下トランジスタＭ１、Ｍ２のゲート電圧、スイッチＳＷ３、スイッチＳＷ４及びスイッチＳＷ８の論理レベル軸を示している。

図１に示した誤差増幅回路３によるトランジスタＭ１、Ｍ２のＯＮ電圧制御を常時行うこととスイッチＳＷ３を常時ＯＦＦすることとにより、過電流制御回路５の動作が常に有効となり入力及び出力電流制御を可能となる。入力電圧が出力電圧より高くなった時には、図３及び図６に示すような電流パスを最適な間隔で交互に繰り返すことになる。
図６は図１に示した昇圧電源回路の電流パスを示す図である。

すなわち、入力電圧が出力電圧より高くなった時は、まず、スイッチＳＷ１及びＳＷ８がＯＮになると共に、スイッチＳＷ２〜ＳＷ４がＯＦＦになるので、電流パスはスイッチＳＷ１→容量Ｃ１→トランジスタＭ１→接地となる（図３）。

次に所定の時間経過後にスイッチＳＷ１〜ＳＷ３がＯＦＦになると共に、スイッチＳＷ４、ＳＷ８がＯＮになるので、電流パスはトランジスタＭ１→容量Ｃ１→スイッチＳＷ４→容量Ｃ２となる（図６）。

以上に示すチャージポンプ回路１−１の駆動制御の結果、図７に示す特性を得ることができる。
図７は図１に示した昇圧電源回路の特性図であり、横軸が入力電流軸を示し、縦軸が出力電圧軸を示す。
出力電圧が入力電圧より低くなったところでチャージポンプ回路１−１の駆動制御が変わったことにより、昇圧率を下げて負荷の消費電力を大きく下げることができ、出力短絡時の入力電流も大幅に抑制できる。このため、本昇圧電電源回路は、負荷となる回路を過電流による発熱や破壊から守ることができる。
また、チャージポンプ回路１−１の起動時も図５に示す制御となるため、起動電流も制御できソフトスタート設計が可能となる。

次に本発明の昇圧電源回路の他の実施例について説明する。
図８は本発明の昇圧電源回路の他の実施例を示すブロック図である。
〔構成〕
本実施例では１．５倍昇圧回路の場合で説明する。
図８に示した昇圧電源回路と図１に示した昇圧電源回路との相違点は、チャージポンプ回路が異なる点である。
図８に示す昇圧電源回路は、チャージポンプ回路１−２と、過電流制限回路５と、起動電流制御回路１１とで構成されている。

チャージポンプ回路１−２は、容量Ｃ１と、容量Ｃ１の一端（図では右端）と出力の間に接続されたスイッチＳＷ４と、一端（図では上端）がスイッチＳＷ４に接続され、他端（この場合下端）が接地された容量Ｃ２と、一端（図では左端）が容量Ｃ１の一端に接続されたスイッチＳＷ７と、一端（図では左端）がスイッチＳＷ７に接続された容量Ｃ３と、容量Ｃ３の一端（図では左端）と入力との間に接続されたスイッチＳＷ５と、容量Ｃ１の他端（この場合左端）と入力との間に接続されたスイッチＳＷ３と、容量Ｃ３の他端（この場合右端）と入力との間に接続されたスイッチＳＷ１と、容量Ｃ３の他端と出力との間に接続されたスイッチＳＷ６と、ドレインが容量Ｃ１の他端に接続されソースが接地されたトランジスタＭ１と、トランジスタＭ１のゲートと接地との間に接続されたスイッチＳＷ２とで構成され、スイッチＳＷ１、ＳＷ３、ＳＷ５がＯＮになると、容量Ｃ２の一端に出力電圧が発生するようになっている。

〔動作〕
まず、比較器９により入力電圧と出力電圧とが比較される。
入力電圧が出力電圧より低い時は、クロック制御回路２により図９に示すようにチャージポンプ回路１内のＳＷ１〜ＳＷ８と、トランジスタＭ１、Ｍ２とを動作させる。

ここで、図９は図８に示した昇圧電源回路のタイミングチャートである。
図９において、各横軸は時間軸を示し、上段がスイッチＳＷ１、次段がスイッチＳＷ２、以下トランジスタＭ１、Ｍ２のゲート電圧、スイッチＳＷ３〜スイッチＳＷ８の論理レベル軸を示している。

図１０、図１１は図８に示した昇圧電源回路の電流パスを示す図である。
図１０に示す電流パスの状態（スイッチＳＷ１、ＳＷ７、ＳＷ８がＯＮで、スイッチＳＷ２〜６がＯＦＦ）の時に、誤差増幅器１２０（図８参照）によりトランジスタＭ１がＯＮになるように電圧が制御され、容量Ｃ１及び容量Ｃ２への充電電流が制御される。すなわち、電流はスイッチＳＷ１→容量Ｃ３→スイッチＳＷ７→容量Ｃ１→トランジスタＭ１→接地の順に流れる。

図１１に示す電流パスの状態（スイッチＳＷ１、ＳＷ７、ＳＷ８がＯＦＦで、スイッチＳＷ２〜６がＯＮ）の時に、容量Ｃ１及び容量Ｃ３に充電制御された電荷が容量Ｃ２に充電され。結果的に帰還抵抗Ｒ１、Ｒ２の分岐点の電圧と基準電圧源７の電圧とで設定される任意の出力電圧が得られる。
出力電流を引き続け、ある出力電流値に到達すると、誤差増幅器１２０（図８参照）の後段に接続された過電流制限回路５によりチャージポンプ回路１−２内のトランジスタＭ１、Ｍ２のゲート電圧に制限がかけられ、容量Ｃ１及び容量Ｃ３の充電電流が制限されるので結果的に出力電圧が低下していく。

このような状態で更に出力電流を引き続けると入力電圧が出力電圧より高くなる。比較器９により入力電圧が出力電圧より高いことが検出されると、クロック制御回路２が図１２のタイミングチャートに示すようにチャージポンプ回路１−２を動作させる。
図１２は図８に示した昇圧電源回路のタイミングチャートである。
誤差増幅器１２０によるトランジスタＭ１、Ｍ２のＯＮ電圧制御を常時行うことと、スイッチＳＷ３、ＳＷ４、ＳＷ５を常時ＯＦＦすることとし、スイッチＳＷ７を常時ＯＮすることにより、過電流制御回路５の動作が常に有効となり入力及び出力電流制御を可能となる。入力電圧が出力電圧より高くなった時の電流パスは図１０、図１３となる。

図１０に示した電流パスの状態の時（スイッチＳＷ１、ＳＷ７、ＳＷ８がＯＮ、スイッチＳＷ２〜ＳＷ６がＯＦＦ）に容量Ｃ１、Ｃ３への充電電流が制御される。すなわち、電流パスは、スイッチＳＷ１→容量Ｃ３→スイッチＳＷ７→容量Ｃ１→トランジスタＭ１→接地となる。

図１３に示した電流パスの状態の時（スイッチＳＷ１、ＳＷ６〜ＳＷ８がＯＮ、スイッチＳＷ２〜ＳＷ５がＯＦＦ）に容量Ｃ１、Ｃ３に充電された電荷が容量Ｃ２に充電される。すなわち、電流パスは、トランジスタＭ１→容量Ｃ１→スイッチＳＷ７→容量Ｃ３→スイッチＳＷ６→容量Ｃ２となる。

以上に示すチャージポンプ回路１−２の駆動制御の結果、図１４に示す特性を得ることができる。
図１４は図８に示した昇圧電源回路の特性図であり、横軸が入力電流軸を示し、縦軸が出力電圧軸を示す。
出力電圧が入力電圧より低くなったところでチャージポンプ回路１−２の駆動制御が変わったことにより昇圧率を下げて負荷の消費電力を大きく下げることができ、出力短絡時の入力電流も大幅に抑制できる。この結果、負荷となる回路を過電流による発熱や破壊から守ることができる。
また、チャージポンプ回路１−２の起動時も図５に示す制御と同様となるため、起動電流も制御できソフトスタート設計が可能となる。

本発明は、昇圧電源回路であるため、メモリの電源、メモリを用いた電子機器、電子機器を用いた製造装置、機械製品、自動車、船舶、航空機等産業全般に利用することができる。

本発明の昇圧方法を適用した昇圧電源回路の一実施例を示すブロック図である。図１に示した昇圧電源回路のタイミングチャートを示す図である。図１に示した昇圧電源回路の動作時の電流パスを示す図である。図１に示した昇圧電源回路の動作時の電流パスを示す図である。図１に示した昇圧電源回路のタイミングチャートを示す図である。図１に示した昇圧電源回路の電流パスを示す図である。図１に示した昇圧電源回路の特性図である。本発明の昇圧電源回路の他の実施例を示すブロック図である。図８に示した昇圧電源回路のタイミングチャートである。図８に示した昇圧電源回路の電流パスを示す図である。図８に示した昇圧電源回路の電流パスを示す図である。図８に示した昇圧電源回路のタイミングチャートである。図８に示した昇圧電源回路の電流パスを示す図である。図８に示した昇圧電源回路の特性図である。昇圧電源回路の従来例を示すブロック図である。図１５に示した昇圧電源回路のタイミングチャートである。図１５に示した昇圧電源回路の各状態における電流パスを示す図である。図１５に示した昇圧電源回路の各状態における電流パスを示す図である。図１５に示した昇圧電源回路の特性図である。

符号の説明

１−１、１−２チャージポンプ回路
２クロック制御回路
３、１０差動入力回路
５過電流制限回路
６発振回路
７基準電圧源
８ソフトスタート回路
９比較器
１１、１１０起動電流制御回路
１２０誤差増幅器
Ｃ１〜Ｃ６容量
Ｍ１、Ｍ２、Ｍ６、Ｍ７ＮｃｈＭＯＳトランジスタ（トランジスタ）
Ｍ３〜Ｍ５ＰｃｈＭＯＳトランジスタ（トランジスタ）
Ｒ１〜Ｒ３抵抗
ＳＷ１〜ＳＷ８スイッチ

Claims

抵抗を介して負帰還をかけた誤差増幅器と過電流を制限する過電流制限回路でチャージポンプ回路の充電パスである容量とＧＮＤとの間に設けたトランジスタのゲート電圧を制御することで前記チャージポンプ回路の入力電流を制御して固定出力を得る昇圧電源回路において、
入力電圧と出力電圧とを比較する比較器と、
該比較器の出力に応じて前記チャージポンプ回路の起動電流を制御するためのクロック制御回路とを備えた起動電流制限回路を有することを特徴とする昇圧電源回路。
抵抗を介して負帰還をかけた誤差増幅器と過電流を制限する過電流制限回路でチャージポンプ回路の充電パスである容量とＧＮＤとの間に設けたトランジスタのゲート電圧を制御することで前記チャージポンプ回路の入力電流を制御する起動電流制御回路と、過電流を制限する過電流制限回路とを有することで固定出力を得る昇圧電源回路において、
起動電流制御回路は、所定の周波数で発振する発振回路と、
該発振回路の発振周波数に基づいてクロックパルスを生成するクロック制御回路と、
入力電圧と前記チャージポンプ回路の出力電圧とを比較し、前記入力電圧が前記出力電圧より低くなると前記クロック制御回路により前記チャージポンプ回路の駆動を制御して電流パスを変えることで過電流制限させる比較器とを備えたことを特徴とする昇圧電源回路。
抵抗を介して負帰還をかけた誤差増幅器と過電流制限回路により過電流を制限しチャージポンプ回路の充電パスである容量とＧＮＤとの間に設けたトランジスタのゲート電圧を制御することで前記チャージポンプ回路の入力電流を制御することで固定出力を得る昇圧方法において、
比較器により入力電圧と出力電圧とを比較し、クロックパルス制御回路により、該比較器の出力に応じて前記チャージポンプ回路の起動電流を制御することを特徴とする昇圧方法。
抵抗を介して負帰還をかけた誤差増幅器と過電流制限回路により過電流を制限してチャージポンプ回路の充電パスである容量とＧＮＤとの間に設けたトランジスタのゲート電圧を制御することで前記チャージポンプ回路の入力電流を制御することで固定出力を得る昇圧方法において、
発振回路により所定の周波数で発振し、
クロック制御回路により該発振回路の発振周波数に基づいてクロックパルスを生成し、
比較器により入力電圧と前記チャージポンプ回路の出力電圧とを比較し、前記入力電圧が前記出力電圧より低くなると前記クロック制御回路により前記チャージポンプ回路の駆動を制御して電流パスを変えることで過電流制限電流を減少させることを特徴とする昇圧方法。