JP4871981B2

JP4871981B2 - Lighting device and image display device having the same

Info

Publication number: JP4871981B2
Application number: JP2009199463A
Authority: JP
Inventors: 充弘門田; 浩幸庄司; 賢治川端; 岡田　　隆; 幸生古矢
Original assignee: Hitachi Appliances Inc
Current assignee: Hitachi Global Life Solutions Inc
Priority date: 2009-08-31
Filing date: 2009-08-31
Publication date: 2012-02-08
Anticipated expiration: 2029-08-31
Also published as: JP2011054294A; TWI445451B; TW201108864A

Description

本発明は、点灯装置、及びこれを備えた画像表示装置、特に熱陰極蛍光ランプの点灯装置に関する。 The present invention relates to a lighting device and an image display device including the same, and more particularly to a lighting device for a hot cathode fluorescent lamp.

液晶ディスプレイは、液晶パネル自体が発光しないため、液晶パネルを背面から照射するバックライトが必要である。従来では、バックライトを軽薄化可能な冷陰極蛍光ランプを用いることが一般的であったが、冷陰極蛍光ランプに比べて強度が高く、また高効率点灯が可能であるという利点から、熱陰極蛍光ランプを用いることもある。この熱陰極蛍光ランプでは、直流電圧を矩形波状の交流電圧に変換し、チョークコイルとコンデンサを備える共振負荷回路に印加して、正弦波状の共振電流を流す電流共振型インバータを用いて、ランプに流れる電流(以下、「ランプ電流」と記す。)を安定化させる。 Since the liquid crystal display itself does not emit light, the liquid crystal display needs a backlight that irradiates the liquid crystal panel from the back side. Conventionally, it has been common to use a cold cathode fluorescent lamp whose backlight can be reduced in thickness, but it has a higher strength than a cold cathode fluorescent lamp and can be operated efficiently. A fluorescent lamp may be used. In this hot cathode fluorescent lamp, a direct current voltage is converted into a rectangular wave AC voltage, applied to a resonance load circuit including a choke coil and a capacitor, and a current resonance inverter that flows a sinusoidal resonance current is used for the lamp. Stabilizes the flowing current (hereinafter referred to as “lamp current”).

また、一般照明用途では、熱陰極蛍光ランプを調光するとき、インバータの駆動周波数を変化させることによって、ランプ電流を制御する方法が一般的である。ところが、液晶ディスプレイのバックライトでは、インバータ駆動周波数が、液晶パネルの動作周波数と干渉することで、画面のちらつき、または干渉縞の発生といった問題が起こり得る。この問題を避けるために、バックライト用インバータでは、駆動周波数の固定を要求されることがあり、さらに、点灯装置より上位の制御装置から与えられる固定周波数の信号に同期して、インバータを駆動することを要求される場合もある。 In general lighting applications, when dimming a hot cathode fluorescent lamp, a method of controlling the lamp current by changing the drive frequency of the inverter is common. However, in the backlight of the liquid crystal display, problems such as flickering of the screen or generation of interference fringes may occur due to the inverter driving frequency interfering with the operating frequency of the liquid crystal panel. In order to avoid this problem, the backlight inverter may be required to fix the drive frequency, and further, the inverter is driven in synchronization with a signal of a fixed frequency given from a control device higher than the lighting device. You may be asked to do that.

ところで、冷陰極蛍光ランプは、熱陰極蛍光ランプに比べてランプ電流が小さいため、インバータの駆動周波数によるランプ電流制御が困難である。そのため、冷陰極蛍光ランプは、駆動周波数を固定し、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）調光（バースト調光とも呼ばれる）を利用する。ＰＷＭ調光では、インバータ駆動周波数に比べて十分低い周波数である調光用ＰＷＭ信号のレベルにしたがって、ランプの点灯、消灯を繰り返して調光する。点灯状態では、インバータを固定周波数で駆動し、消灯状態では、インバータを停止させる。このとき、調光用ＰＷＭ信号がハイ（Ｈ）レベルとなる時比率（すなわち、duty）によって調光が可能である。 By the way, since the cold cathode fluorescent lamp has a smaller lamp current than the hot cathode fluorescent lamp, it is difficult to control the lamp current by the drive frequency of the inverter. Therefore, the cold cathode fluorescent lamp uses a PWM (Pulse Width Modulation) dimming (also called a burst dimming) with a fixed driving frequency. In PWM dimming, dimming is performed by repeatedly turning on and off the lamp according to the level of the dimming PWM signal that is sufficiently lower than the inverter drive frequency. In the lit state, the inverter is driven at a fixed frequency, and in the unlit state, the inverter is stopped. At this time, dimming is possible by the time ratio (that is, duty) at which the dimming PWM signal is at a high (H) level.

一方、熱陰極蛍光ランプでＰＷＭ調光を用いる場合、例えば、特許文献１に記載のインバータが使用される。このインバータでは、直流電源に対して、主となる点灯用インバータと共に、フィラメント予熱用のインバータが並列に接続される。また、予熱用インバータと直流電源との間には、フィラメント電流制御用のＤＣ−ＤＣコンバータが挿入される。 On the other hand, when PWM dimming is used in a hot cathode fluorescent lamp, for example, an inverter described in Patent Document 1 is used. In this inverter, a filament preheating inverter is connected in parallel to the DC power source together with the main lighting inverter. A DC-DC converter for filament current control is inserted between the preheating inverter and the DC power source.

特開平６−２７５３８７号公報JP-A-6-275387

熱陰極蛍光ランプのＰＷＭ調光には以下のような問題がある。
熱陰極蛍光ランプのインバータは、ランプ電流を供給するだけでなく、電極部のフィラメントを予熱するためのフィラメント電流を供給する必要がある。フィラメント電流を供給する回路構成としては、共振用チョークコイルに巻回した２次巻線にフィラメントを接続する構成などがあり、２次巻線を用いた構成は部品数が少ないという利点からよく用いられる。
しかし、このような構成では、インバータを停止させて消灯状態にすると、ランプ電流だけでなくフィラメント電流も流れなくなる。消灯状態のフィラメント電流が不十分の場合、再点灯時にフィラメント損傷が大きくなり、ひいてはランプ寿命が短くなる。さらに、再点灯時の損失が増大したり、再点灯に失敗したりする。
ＰＷＭ調光の消灯状態においてもフィラメント電流を供給するためには、例えば特許文献１に記載のインバータを用いる必要がある。このインバータでは、ＰＷＭ調光の消灯状態に点灯用インバータを停止させていても、予熱用インバータを継続して動作させることによってフィラメント電流を供給できる。また、ＤＣ−ＤＣコンバータによって予熱用インバータの入力電圧を変化させることで、消灯状態のフィラメント電流を制御することができる。
しかしながら、特許文献１に記載のインバータでは、予熱用インバータを別に設けるなど、フィラメント電流を供給するための回路構成が複雑であるため、回路の大型化、高コスト化が問題になると考えられる。 The PWM dimming of the hot cathode fluorescent lamp has the following problems.
The inverter of the hot cathode fluorescent lamp needs to supply not only the lamp current but also the filament current for preheating the filament of the electrode part. As a circuit configuration for supplying a filament current, there is a configuration in which a filament is connected to a secondary winding wound around a resonance choke coil. A configuration using a secondary winding is often used because it has a small number of components. It is done.
However, in such a configuration, when the inverter is stopped and turned off, not only the lamp current but also the filament current does not flow. If the filament current in the extinguished state is insufficient, filament damage will increase during re-lighting, and the lamp life will be shortened. Furthermore, loss at the time of relighting increases or relighting fails.
In order to supply the filament current even when the PWM dimming is turned off, for example, an inverter described in Patent Document 1 needs to be used. In this inverter, even if the lighting inverter is stopped in the PWM dimming off state, the filament current can be supplied by continuously operating the preheating inverter. Moreover, the filament current in the unlit state can be controlled by changing the input voltage of the preheating inverter by the DC-DC converter.
However, in the inverter described in Patent Document 1, since the circuit configuration for supplying the filament current is complicated such as providing a preheating inverter separately, an increase in the size and cost of the circuit is considered to be a problem.

本発明は、このような問題点を解決するためになされたものであり、駆動周波数を固定しつつ、消灯状態にフィラメント電流を安定して供給することができる点灯装置及びこれを備えた画像表示装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made to solve such problems, and a lighting device capable of stably supplying a filament current in a light-off state while fixing a driving frequency, and an image display including the same. An object is to provide an apparatus.

前記課題を解決するため、本発明は、直流電圧を交流電圧に変換し、熱陰極蛍光ランプ（１０１）を含む共振負荷回路に電力を供給するインバータ（１５０）と、このインバータを制御する制御装置とを備える点灯装置（５００）であって、前記インバータは、前記熱陰極蛍光ランプの消灯状態において、前記共振負荷回路に流れる交流電流の周波数が、前記インバータを駆動する周波数の（自然数＋１）倍となるように設定された前記共振負荷回路を備えることを特徴とする。このとき、前記共振負荷回路は、共振用のコンデンサ（１０９）にトランス（１１２）を介して前記熱陰極蛍光ランプを並列に交流接続した並列回路と、この並列回路に直列接続したチョークコイル（１０８）とを備えて構成され、前記インバータは、点灯時は消灯時よりも高い電圧を出力することが好ましい。なお、かっこ内の数字は例示である。 In order to solve the above problems, the present invention provides an inverter (150) for converting a DC voltage into an AC voltage and supplying power to a resonant load circuit including a hot cathode fluorescent lamp (101), and a control device for controlling the inverter. The inverter includes: the inverter, wherein the frequency of the alternating current flowing through the resonant load circuit is (natural number + 1) times the frequency for driving the inverter when the hot cathode fluorescent lamp is turned off. The resonance load circuit is set so as to become. At this time, the resonant load circuit includes a parallel circuit in which the hot cathode fluorescent lamp is AC-connected in parallel to a resonance capacitor (109) via a transformer (112), and a choke coil (108 that is connected in series to the parallel circuit). It is preferable that the inverter outputs a higher voltage when turned on than when it is turned off. The numbers in parentheses are examples.

本発明によれば、駆動周波数を固定しつつ、消灯状態にフィラメント電流を安定して供給することができる。 According to the present invention, the filament current can be stably supplied in a light-off state while fixing the drive frequency.

本発明の第１実施形態における点灯装置の構成図である。It is a block diagram of the lighting device in 1st Embodiment of this invention. 本発明の第１実施形態における点灯装置の点灯状態と消灯状態とを示す動作波形図である。It is an operation | movement waveform diagram which shows the lighting state and light extinction state of the lighting device in 1st Embodiment of this invention. 第１実施形態において、ランプの消灯状態で５倍共振を発生させる場合の動作波形図である。In 1st Embodiment, it is an operation | movement waveform diagram in case 5 times resonance is generated in the lamp extinction state. 本発明の第２実施形態における点灯装置の構成図である。It is a block diagram of the lighting device in 2nd Embodiment of this invention. 第２実施形態における点灯装置の点灯状態と消灯状態とを示す動作波形図である。It is an operation | movement waveform diagram which shows the lighting state and light extinction state of the lighting device in 2nd Embodiment. 第２実施形態において、ランプの消灯状態で３倍共振を発生させる場合の動作波形図である。In 2nd Embodiment, it is an operation | movement waveform diagram in the case of generating 3 times resonance in the light extinction state of a lamp | ramp. 第２実施形態をハーフブリッジインバータに適用する場合における点灯装置の主回路の構成図である。It is a block diagram of the main circuit of the lighting device in the case of applying 2nd Embodiment to a half-bridge inverter. 第１実施形態と第２実施形態とを組み合わせてフルブリッジインバータに適用する場合における動作波形図である。It is an operation | movement waveform diagram in the case of combining 1st Embodiment and 2nd Embodiment and applying to a full bridge inverter. 本発明の第３実施形態における点灯装置の構成図である。It is a block diagram of the lighting device in 3rd Embodiment of this invention. 第３実施形態における点灯装置の動作波形図である。It is an operation | movement waveform diagram of the lighting device in 3rd Embodiment. 第１実施形態の点灯装置における主回路について、フィラメント電流を供給する回路の変形例である。It is a modification of the circuit which supplies a filament current about the main circuit in the lighting device of the first embodiment. 第１実施形態の点灯装置における主回路について、フィラメント電流を供給する回路の他の変形例である。It is another modification of the circuit which supplies a filament current about the main circuit in the lighting device of a 1st embodiment. 第１実施形態の点灯装置における主回路について、フィラメント電流を供給する回路のさらに他の変形例である。It is the further another modification of the circuit which supplies a filament current about the main circuit in the lighting device of a 1st embodiment.

（第１実施形態）
以下、本発明の第１実施形態の構成について図面を用いて説明する。
図１は、本発明の第１実施形態における点灯装置の構成図であり、この点灯装置５００はインバータ等の主回路とその制御装置２００とを備え、主として図示しない画像表示装置のバックライトとして使用される。
図１の主回路は、直流電源１００と、フルブリッジインバータ１５０と、共振用のチョークコイル１０８と、共振用のコンデンサ１０９と、トランス１１２と、熱陰極蛍光ランプ１０１と、チョークコイル１０８に設けた二次巻線１１５，１１６と、直流阻止用のコンデンサ１１０，１１１，１１７，１１８とを備える。 (First embodiment)
The configuration of the first embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings.
FIG. 1 is a configuration diagram of a lighting device according to a first embodiment of the present invention, and this lighting device 500 includes a main circuit such as an inverter and its control device 200, and is mainly used as a backlight of an image display device (not shown). Is done.
The main circuit of FIG. 1 is provided in the DC power supply 100, the full bridge inverter 150, the resonance choke coil 108, the resonance capacitor 109, the transformer 112, the hot cathode fluorescent lamp 101, and the choke coil 108. Secondary windings 115 and 116 and DC blocking capacitors 110, 111, 117 and 118 are provided.

熱陰極蛍光ランプ１０１は、略円筒形状、あるいは略Ｕ字円筒形状であり、両端にフィラメント１０２，１０３を備える。このフィラメント１０２，１０３の各々に電流を流し加熱しつつ、フィラメント１０２，１０３の間にランプを電圧を印加することで，フィラメント１０２と、フィラメント１０３との間にランプ電流ｉ_ＬＡＭＰが流れ、発光するようになっている。また、熱陰極蛍光ランプ１０１は、ランプ電流ｉ_ＬＡＭＰに応じてランプ電圧が変化し、また負性抵抗性を有する。 The hot cathode fluorescent lamp 101 has a substantially cylindrical shape or a substantially U-shaped cylindrical shape, and includes filaments 102 and 103 at both ends. A lamp current i _LAMP flows between the filament 102 and the filament 103 and emits light by applying a voltage between the filaments 102 and 103 while applying current to each of the filaments 102 and 103 to heat them. It is like that. In addition, the hot cathode fluorescent lamp 101 has a lamp voltage that changes according to the lamp current i _LAMP and has negative resistance.

フルブリッジインバータ１５０は、直流電源１００に対して、スイッチング素子であるパワーＭＯＳＦＥＴ１０４とパワーＭＯＳＦＥＴ１０５の直列体、及びパワーＭＯＳＦＥＴ１０６とパワーＭＯＳＦＥＴ１０７との直列体が並列に接続され、これら２組の直列体が上下アームとして動作するように構成され、直流電圧を矩形波状の交流電圧に変換する。
パワーＭＯＳＦＥＴ１０４のソースとパワーＭＯＳＦＥＴ１０７のドレインとの間、すなわち、フルブリッジインバータ１５０の出力端子間には、以下に述べる構成の共振負荷回路が接続される。まず、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４のソースとパワーＭＯＳＦＥＴ１０７のドレインとの間には、共振用のチョークコイル１０８と共振用のコンデンサ１０９との直列体が接続されている。コンデンサ１０９の端子間には、トランス１１２の１次巻線１１３、及びそれに流れる電流から直流成分を除去するためのコンデンサ１１０の直列体が接続されている。トランス１１２の２次巻線１１４の端子間には、熱陰極蛍光ランプ１０１、及びそれに流れるランプ電流ｉ_ＬＡＭＰから直流成分を除去するためのコンデンサ１１１の直列体が接続されて構成されている。なお、スイッチング素子としてパワーＭＯＳＦＥＴを用いているが、トランジスタやＩＧＢＴでも構わない。また、直流電源１００の電圧が高い場合には、トランス１１２、及び、コンデンサ１１０，１１１のいずれか一方を削除してもよい。
これらの接続により、フルブリッジインバータ１５０は、共振用のチョークコイルに流れる電流（以下、「チョークコイル電流」と記す）、及びランプ電流ｉ_ＬＡＭＰが正弦波状に流れる電流共振型インバータとして機能する。 In the full-bridge inverter 150, a series body of a power MOSFET 104 and a power MOSFET 105, which are switching elements, and a series body of a power MOSFET 106 and a power MOSFET 107 are connected in parallel to the DC power source 100. It is comprised so that it may operate | move as an arm, and converts a DC voltage into a rectangular-wave-shaped AC voltage.
A resonant load circuit having the following configuration is connected between the source of the power MOSFET 104 and the drain of the power MOSFET 107, that is, between the output terminals of the full bridge inverter 150. First, a series body of a resonance choke coil 108 and a resonance capacitor 109 is connected between the source of the power MOSFET 104 and the drain of the power MOSFET 107. Connected between terminals of the capacitor 109 are a primary winding 113 of the transformer 112 and a series body of a capacitor 110 for removing a DC component from a current flowing therethrough. Between the terminals of the secondary winding 114 of the transformer 112, a series structure of a hot cathode fluorescent lamp 101 and a capacitor 111 for removing a direct current component from a lamp current i _LAMP flowing through the hot cathode fluorescent lamp 101 is connected. A power MOSFET is used as the switching element, but a transistor or IGBT may be used. Further, when the voltage of the DC power supply 100 is high, either the transformer 112 or the capacitors 110 and 111 may be deleted.
With these connections, the full-bridge inverter 150 functions as a current resonance type inverter in which the current flowing through the resonance choke coil (hereinafter referred to as “choke coil current”) and the lamp current i _LAMP flow in a sine wave form.

電流共振型インバータは、チョークコイル電流の位相が、前記の矩形波電圧の位相よりも進んでいる進相動作のとき、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４，１０５，１０６，１０７の寄生ダイオード（転流ダイオード）に流れる逆回復電流によりパワーＭＯＳＦＥＴ１０４，１０５，１０６，１０７が破壊したり、電力損失が増大したりする性質を有する。一方、チョークコイル電流の位相が、前記の矩形波電圧の位相よりも遅れている遅相動作では、寄生ダイオード（転流ダイオード）に逆回復電流が流れることなく安定に動作し、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４，１０５，１０６，１０７のターンオン動作がゼロ電圧スイッチングとなるため、スイッチング損失が小さくなる性質を有する。 The current resonance type inverter is a reverse current that flows in the parasitic diodes (commutation diodes) of the power MOSFETs 104, 105, 106, and 107 when the phase of the choke coil current is advanced with respect to the phase of the rectangular wave voltage. The power MOSFETs 104, 105, 106, and 107 are destroyed by the recovery current, and the power loss increases. On the other hand, in the slow phase operation in which the phase of the choke coil current is delayed from the phase of the rectangular wave voltage, the reverse recovery current does not flow through the parasitic diode (commutation diode), and the power MOSFETs 104 and 105 operate stably. , 106, and 107 have zero voltage switching, so that the switching loss is reduced.

トランス１１２の一次側から見た熱陰極蛍光ランプ１０１は抵抗値Ｒの抵抗で表現され、チョークコイル１０８のインダクタンスＬｒ、コンデンサ１０９の静電容量Ｃｒとすると、共振負荷回路のインピーダンスＺはおよそ、
Ｚ＝ｊωＬｒ＋１／（Ｒ＋１／ｊωＣｒ）
となる。この共振負荷回路の共振周波数ｆ０は、熱陰極蛍光ランプ１０１が消灯状態であり、Ｒ＝無限大のとき、ｆ０＝１／（２π√ＬｒＣｒ）であるが、
熱陰極蛍光ランプ１０１が点灯状態であり、ＲがインピーダンスＺにおいて無視できないとき、共振周波数はｆ０よりも低くなる。ここで、電流共振型インバータは、その共振周波数が駆動周波数より低いとき、前記の遅相動作となるおそれがある。したがって、後記のようにランプの消灯状態おいてもインバータを動作させ、かつ、このときに遅相動作を維持するためには、点灯状態に比べて駆動周波数を高くする必要がある。しかし、バックライト用インバータでは、画面のちらつきや干渉縞の発生といった問題を避けるために、駆動周波数の固定を要求されることがある。
本実施形態では、駆動周波数を固定して、消灯状態ではチョークコイル電流を共振周波数ｆ０で共振させ、点灯状態ではチョークコイル電流の周波数と駆動周波数が一致するようにした。このとき、共振周波数ｆ０が駆動周波数の（２×自然数＋１）倍か、または、それよりわずかに低くなるように、前記のＬｒ、Ｃｒを設定した。これによって、消灯状態において共振周波数ｆ０は駆動周波数より低くなるが、後記の要領で進相動作を回避できる。 The hot-cathode fluorescent lamp 101 viewed from the primary side of the transformer 112 is expressed by a resistance having a resistance value R, and assuming that the inductance Lr of the choke coil 108 and the capacitance Cr of the capacitor 109, the impedance Z of the resonant load circuit is approximately
Z = jωLr + 1 / (R + 1 / jωCr)
It becomes. The resonance frequency f0 of this resonance load circuit is f0 = 1 / (2π√LrCr) when the hot cathode fluorescent lamp 101 is in the off state and R = infinity.
When the hot cathode fluorescent lamp 101 is in a lighting state and R cannot be ignored in the impedance Z, the resonance frequency is lower than f0. Here, when the resonance frequency of the current resonance type inverter is lower than the driving frequency, there is a possibility that the above-described slow phase operation is performed. Therefore, as described later, in order to operate the inverter even when the lamp is turned off and to maintain the slow phase operation at this time, it is necessary to increase the drive frequency as compared with the lighting state. However, the backlight inverter may be required to fix the drive frequency in order to avoid problems such as screen flickering and interference fringes.
In the present embodiment, the drive frequency is fixed, the choke coil current is resonated at the resonance frequency f0 in the light-off state, and the frequency of the choke coil current and the drive frequency are matched in the light-up state. At this time, Lr and Cr were set so that the resonance frequency f0 was (2 × natural number + 1) times the driving frequency or slightly lower than that. As a result, the resonance frequency f0 is lower than the drive frequency in the light-off state, but the phase advance operation can be avoided in the manner described later.

共振用チョークコイル１０８は、２個の２次巻線１１５，１１６が巻回されており、２次巻線１１５の端子間には、熱陰極蛍光ランプ１０１のフィラメント１０２、及びそれに流れる電流から直流成分を除去するためのコンデンサ１１７が直列に接続されており、また、２次巻線１１６の端子間には、熱陰極蛍光ランプ１０１のフィラメント１０３、及びそれに流れる電流から直流成分を除去するためのコンデンサ１１８が直列に接続されている。すなわち、コンデンサ１１７，１１８により、共振用チョークコイル１０８の２次巻線１１５，１１６と、熱陰極蛍光ランプ１０１のフィラメント１０２，１０３とが交流的に接続（交流接続）されている。 The resonance choke coil 108 is wound with two secondary windings 115 and 116, and between the terminals of the secondary winding 115, the filament 102 of the hot cathode fluorescent lamp 101 and a direct current from the current flowing therethrough. A capacitor 117 for removing the component is connected in series, and between the terminals of the secondary winding 116, the direct current component is removed from the filament 103 of the hot cathode fluorescent lamp 101 and the current flowing therethrough. A capacitor 118 is connected in series. That is, the secondary windings 115 and 116 of the resonance choke coil 108 and the filaments 102 and 103 of the hot cathode fluorescent lamp 101 are AC-connected (AC connection) by the capacitors 117 and 118.

制御装置２００は、入力される調光用ＰＷＭ信号Ｉに応じて、４つのパワーＭＯＳＦＥＴ１０４，１０５，１０６，１０７にゲート信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３，Ｇ４を出力する。制御装置２００は、ゲート信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３，Ｇ４の出力パターンを調光用ＰＷＭ信号Ｉのレベルによって切り替えると共に、駆動電圧のdutyを変えることで、調光用ＰＷＭ信号のdutyによる調光が可能となっている。なお、制御装置２００は、調光用ＰＷＭ信号ＩがＨレベルのときにランプが点灯状態となり、Ｌレベルのときに消灯状態となるようにゲート信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３，Ｇ４を出力するが、調光用ＰＷＭ信号ＩがＬレベルのときにランプが点灯状態となり、Ｈレベルのときに消灯状態となるようにゲート信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３，Ｇ４を出力するようにしてもよい。 The control device 200 outputs gate signals G1, G2, G3, and G4 to the four power MOSFETs 104, 105, 106, and 107 according to the input dimming PWM signal I. The control device 200 switches the output pattern of the gate signals G1, G2, G3, and G4 according to the level of the dimming PWM signal I, and changes the drive voltage duty so that dimming by the duty of the dimming PWM signal is performed. It is possible. The control device 200 outputs the gate signals G1, G2, G3, and G4 so that the lamp is turned on when the dimming PWM signal I is at the H level and is turned off when the light control PWM signal I is at the L level. The gate signals G1, G2, G3, and G4 may be output so that the lamp is turned on when the dimming PWM signal I is at the L level and is turned off when the light control PWM signal I is at the H level.

＜ＰＷＭ調光・点灯状態の動作＞
図２は、図１の点灯装置によってＰＷＭ調光を行う場合の動作波形を、（ａ）点灯状態、（ｂ）消灯状態に分けて示したものである。ここで、図２を含む以下、すべての動作波形図における電流は、図１の回路図における各素子を上から下に流れる電流を正とし、左から右に流れる電流を正としている。以下、図２をもとに第１実施形態におけるＰＷＭ調光について説明する。 <PWM dimming / lighting operation>
FIG. 2 shows operation waveforms when PWM dimming is performed by the lighting device of FIG. 1 divided into (a) a lighting state and (b) a light-off state. Here, in all the operation waveform diagrams including FIG. 2, the current flowing from the top to the bottom of each element in the circuit diagram of FIG. 1 is positive, and the current flowing from the left to the right is positive. Hereinafter, PWM dimming in the first embodiment will be described with reference to FIG.

調光用ＰＷＭ信号がＨレベルの状態、すなわち、ＰＷＭ調光の点灯状態において、制御装置２００は、図１の主回路がフルブリッジインバータとしての基本動作（以下、「フルブリッジ動作」という。）をするように固定周波数のゲート信号を出力する。すなわち、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４，１０７が、また、パワーＭＯＳＦＥＴ１０５，１０６が、それぞれ同時にオン、又はオフとなるように、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４，１０５から構成される上下アーム、及びパワーＭＯＳＦＥＴ１０６，１０７から構成される上下アームをそれぞれスイッチング動作させる。なお、図２では、４つのパワーＭＯＳＦＥＴ１０４，１０５，１０６，１０７のオン時間dutyをそれぞれ５０％としている。 In a state where the dimming PWM signal is at the H level, that is, in a lighting state of PWM dimming, the control device 200 operates as a basic operation in which the main circuit of FIG. A fixed-frequency gate signal is output so that That is, the upper and lower arms constituted by the power MOSFETs 104 and 105 and the upper and lower arms constituted by the power MOSFETs 106 and 107 so that the power MOSFETs 104 and 107 and the power MOSFETs 105 and 106 are simultaneously turned on or off, respectively. Each is switched. In FIG. 2, the on-time duties of the four power MOSFETs 104, 105, 106, and 107 are 50%.

点灯装置５００は、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４，１０７がオンのとき、初めは、チョークコイル１０８に蓄えられたエネルギによって、チョークコイル１０８、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４、直流電源１００、パワーＭＯＳＦＥＴ１０７、コンデンサ１０９の経路で環流電流が流れ、チョークコイル１０８のエネルギが放出される。チョークコイル１０８のエネルギが放出されると、チョークコイル１０８に流れる電流（以下、「チョークコイル電流」という。）ｉ_Ｌの極性が反転し、直流電源１００、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４、チョークコイル１０８、コンデンサ１０９、パワーＭＯＳＦＥＴ１０７の経路で共振電流が流れ、再びチョークコイル１０８にエネルギが蓄えられる。
なお、図２の点灯状態（ａ）では、熱陰極蛍光ランプ１０１の抵抗値Ｒが小さく、チョ−クコイル電流ｉ_Ｌは、Ｌ−Ｒ直列回路に流れる電流波形に近似する臨界状態の近くで共振している。また、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４のソースとパワーＭＯＳＦＥＴ１０７のドレインとの間に発生する電圧、すなわちインバータ出力電圧は、直流電源１００の電圧をＶｉｎと表記するとすれば、およそ＋Ｖｉｎとなる。 In the lighting device 500, when the power MOSFETs 104 and 107 are turned on, initially, a reflux current flows through the path of the choke coil 108, the power MOSFET 104, the DC power source 100, the power MOSFET 107, and the capacitor 109 by the energy stored in the choke coil 108. The energy of the choke coil 108 is released. When the energy of the choke coil 108 is released, the polarity of the current flowing through the choke coil 108 (hereinafter referred to as “choke coil current”) i _L is reversed, and the DC power source 100, the power MOSFET 104, the choke coil 108, the capacitor 109, A resonance current flows through the path of the power MOSFET 107 and energy is stored in the choke coil 108 again.
In the lighting state (a) in FIG. 2, the resistance value R of the hot cathode fluorescent lamp 101 is small, and the choke coil current i _L resonates near a critical state that approximates the current waveform flowing in the LR series circuit. is doing. In addition, the voltage generated between the source of the power MOSFET 104 and the drain of the power MOSFET 107, that is, the inverter output voltage, is approximately + Vin if the voltage of the DC power supply 100 is expressed as Vin.

パワーＭＯＳＦＥＴ１０４，１０７がオフになると共に、パワーＭＯＳＦＥＴ１０５，１０６がオンになると、初めは、チョークコイル１０８に蓄えられたエネルギによって、チョークコイル１０８、コンデンサ１０９、パワーＭＯＳＦＥＴ１０６、直流電源１００、パワーＭＯＳＦＥＴ１０５の経路で環流電流が流れ、チョークコイル１０８のエネルギが放出される。チョークコイル１０８のエネルギが放出されると、チョークコイル電流ｉ_Ｌの極性が反転し、直流電源１００、パワーＭＯＳＦＥＴ１０６、コンデンサ１０９、チョークコイル１０８、パワーＭＯＳＦＥＴ１０５の経路で共振電流が流れ、再びチョークコイル１０８にエネルギが蓄えられる。このとき、インバータ出力電圧Ｖｏは、およそ−Ｖｉｎとなる。 When the power MOSFETs 104 and 107 are turned off and the power MOSFETs 105 and 106 are turned on, the paths of the choke coil 108, the capacitor 109, the power MOSFET 106, the DC power supply 100, and the power MOSFET 105 are initially set by the energy stored in the choke coil 108. Thus, a circulating current flows and the energy of the choke coil 108 is released. When the energy of the choke coil 108 is released, the polarity of the choke coil current i _L is reversed, and a resonance current flows through the path of the DC power supply 100, the power MOSFET 106, the capacitor 109, the choke coil 108, and the power MOSFET 105, and again the choke coil 108. Energy is stored. At this time, the inverter output voltage Vo is approximately −Vin.

以上の動作によって、コンデンサ１０９に交流電圧が発生し、コンデンサ１１０を介してトランス１１２の１次巻線１１３に交流電流が流れる。この電流によって、点灯装置５００には、トランス１１２の２次巻線１１４に交流電圧が誘起し、この誘起電圧によって熱陰極蛍光ランプ１０１が放電する。熱陰極蛍光ランプ１０１が放電すると、点灯装置５００には２次巻線１１４、コンデンサ１１１、熱陰極蛍光ランプ１０１からなる閉路に交流のランプ電流ｉ_ＬＡＭＰが流れ、熱陰極蛍光ランプ１０１は安定した点灯状態を保つ。 With the above operation, an AC voltage is generated in the capacitor 109, and an AC current flows through the capacitor 110 to the primary winding 113 of the transformer 112. Due to this current, an AC voltage is induced in the secondary winding 114 of the transformer 112 in the lighting device 500, and the hot cathode fluorescent lamp 101 is discharged by this induced voltage. When the hot cathode fluorescent lamp 101 is discharged, an AC lamp current i _LAMP flows in a closed circuit including the secondary winding 114, the capacitor 111, and the hot cathode fluorescent lamp 101 in the lighting device 500, and the hot cathode fluorescent lamp 101 is stably lit. Keep state.

また、点灯装置５００には、チョークコイル１０８に設けた２個の２次巻線１１５，１１６にもそれぞれ交流電圧が発生し、２次巻線１１５、コンデンサ１１７、及びフィラメント１０２からなる閉路と、２次巻線１１６、コンデンサ１１８、及びフィラメント１０３からなる閉路とにそれぞれ交流のフィラメント電流が流れ、フィラメント１０２，１０３が加熱される。
以上の動作がインバータ駆動周波数で繰り返され、インバータ出力電圧、チョークコイル電流ｉ_Ｌ、ランプ電流ｉ_ＬＡＭＰ、フィラメント電流、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４に流れる電流の波形は図２（ａ）のようになる。なお、２個のフィラメント１０２，１０３に流れるフィラメント電流はほぼ同じであるとして、図２にはその波形をまとめて示している。 In the lighting device 500, an AC voltage is also generated in each of the two secondary windings 115 and 116 provided in the choke coil 108, and a closed circuit including the secondary winding 115, the capacitor 117, and the filament 102, An alternating filament current flows through the secondary winding 116, the capacitor 118, and the closed circuit composed of the filament 103, and the filaments 102 and 103 are heated.
The above operation is repeated at the inverter drive frequency, and the waveforms of the inverter output voltage, choke coil current i _L , lamp current i _LAMP , filament current, and current flowing in the power MOSFET 104 are as shown in FIG. Note that, assuming that the filament currents flowing through the two filaments 102 and 103 are substantially the same, FIG.

＜ＰＷＭ調光・消灯状態の動作＞
制御装置２００は、調光用ＰＷＭ信号ＩがＬレベルになり、ＰＷＭ調光の消灯状態に移行すると、パワーＭＯＳＦＥＴ１０６が常にオフになるように、パワーＭＯＳＦＥＴ１０７が常にオンになるように、ゲート信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３，Ｇ４の出力パターンを切り替える。制御装置２００は、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４，１０５に対しては、点灯状態と同じ要領でゲート信号を出力する。このとき、フルブリッジインバータ１５０は、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４，１０５の直列体を上下アームとするＳＥＰＰ（Single-Ended Push-Pull)インバータとして動作（以下、「ＳＥＰＰ動作」という。）する。 <Operation in PWM dimming / extinguishing state>
When the dimming PWM signal I becomes L level and shifts to the PWM dimming off state, the control device 200 causes the gate signal G1 so that the power MOSFET 107 is always on and the power MOSFET 107 is always on. , G2, G3, and G4 are switched. Control device 200 outputs a gate signal to power MOSFETs 104 and 105 in the same manner as in the lighting state. At this time, full-bridge inverter 150 operates as a SEPP (Single-Ended Push-Pull) inverter having a series body of power MOSFETs 104 and 105 as upper and lower arms (hereinafter referred to as “SEPP operation”).

直流電源電圧が同じＶｉｎであれば、ＳＥＰＰインバータの出力電圧は、フルブリッジインバータの２分の１である。すなわち、制御装置２００は、消灯状態においては、フルブリッジインバータ１５０の動作をフルブリッジ動作からＳＥＰＰ動作に切り替え、インバータ出力電圧を点灯状態に比べて減少させる。これによって、フルブリッジインバータ１５０は、熱陰極蛍光ランプ１０１の放電を維持するだけの電圧を出力できなくなり、熱陰極蛍光ランプ１０１は消灯する。ランプ電流ｉ_ＬＡＭＰは減衰してゼロになる一方、フルブリッジインバータ１５０がＳＥＰＰ動作することで、チョークコイル１０８には後記の要領で交流電流が流れ続ける。これにより、チョークコイル１０８、及びその２次巻線１１５，１１６に交流電圧が発生し、フィラメント電流が流れ続ける。 If the DC power supply voltage is the same Vin, the output voltage of the SEPP inverter is half that of the full bridge inverter. That is, control device 200 switches the operation of full-bridge inverter 150 from the full-bridge operation to the SEPP operation in the light-off state, and reduces the inverter output voltage compared to the light-on state. As a result, the full-bridge inverter 150 cannot output a voltage sufficient to maintain the discharge of the hot cathode fluorescent lamp 101, and the hot cathode fluorescent lamp 101 is turned off. While the lamp current i _LAMP is attenuated to zero, the full-bridge inverter 150 performs the SEPP operation, whereby an alternating current continues to flow through the choke coil 108 as described later. As a result, an AC voltage is generated in the choke coil 108 and its secondary windings 115 and 116, and the filament current continues to flow.

まず、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４がオンのときの動作を説明する。初めは、チョークコイル１０８に蓄えられたエネルギによって、チョークコイル１０８、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４、直流電源１００、パワーＭＯＳＦＥＴ１０７、コンデンサ１０９の経路に環流電流が流れ、チョークコイル１０８のエネルギが放出される。チョークコイル１０８のエネルギが放出されると、チョークコイル電流ｉ_Ｌの極性が反転し、直流電源１００、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４、チョークコイル１０８、コンデンサ１０９、パワーＭＯＳＦＥＴ１０７の経路で共振電流が流れ、再びチョークコイル１０８にエネルギが蓄えられる。 First, an operation when the power MOSFET 104 is on will be described. Initially, by the energy stored in the choke coil 108, a circulating current flows through the path of the choke coil 108, the power MOSFET 104, the DC power supply 100, the power MOSFET 107, and the capacitor 109, and the energy of the choke coil 108 is released. When the energy of the choke coil 108 is released, the polarity of the choke coil current i _L is reversed, and a resonance current flows through the path of the DC power supply 100, the power MOSFET 104, the choke coil 108, the capacitor 109, and the power MOSFET 107, and the choke coil 108 is again generated. Energy is stored.

点灯装置５００は、熱陰極蛍光ランプ１０１が消灯状態であるため、このときの共振電流の周波数は共振用チョークコイル１０８のインダクタンスＬｒ、及び共振用コンデンサ１０９の静電容量Ｃｒによって決まる共振周波数ｆ０＝１／（２π√（Ｌｒ・Ｃｒ））とほぼ一致し、点灯状態よりも高くなる。前記の通り、Ｌｒ、Ｃｒの設定によって、共振周波数ｆ０は駆動周波数のおよそ（２×自然数＋１）倍か、それよりわずかに低くなっている。以下では特に、ｆ０が駆動周波数の３倍よりもわずかに低くなるようにＬｒ、Ｃｒを設定した場合について説明する。 In the lighting device 500, since the hot cathode fluorescent lamp 101 is in the off state, the frequency of the resonance current at this time is the resonance frequency f0 = determined by the inductance Lr of the resonance choke coil 108 and the capacitance Cr of the resonance capacitor 109 = It almost coincides with 1 / (2π√ (Lr · Cr)) and is higher than the lighting state. As described above, the resonance frequency f0 is approximately (2 × natural number + 1) times or slightly lower than the drive frequency depending on the setting of Lr and Cr. In the following, a case where Lr and Cr are set so that f0 is slightly lower than three times the drive frequency will be described.

共振電流の周波数が高くなる一方、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４，１０５がスイッチング動作する駆動周波数は点灯状態と同じであるため、以下の作用が発生する。点灯装置５００は、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４がオンのうちに、チョークコイル１０８のエネルギがコンデンサ１０９に移動し、コンデンサ１０９に蓄えられたエネルギによって、チョークコイル電流ｉ_Ｌの極性が再び反転する。このとき、点灯装置５００は、コンデンサ１０９、チョークコイル１０８、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４、直流電源１００、パワーＭＯＳＦＥＴ１０７の経路で共振電流（反転電流）が流れる。このとき、反転電流はパワーＭＯＳＦＥＴ１０４の寄生ダイオードに流れている。この状態でパワーＭＯＳＦＥＴ１０４がオフになり、パワーＭＯＳＦＥＴ１０５がオンになると、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４の寄生ダイオードが逆回復し、直流電源１００、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４の寄生ダイオード、パワーＭＯＳＦＥＴ１０５の経路に大きな逆回復電流が流れる。この動作は前記の進相動作と呼ばれており、前記の逆回復電流によって損失が増大し、最悪の場合パワーＭＯＳＦＥＴが破損してしまうため、避けるべき動作である。 While the frequency of the resonance current is increased, the drive frequency at which the power MOSFETs 104 and 105 perform the switching operation is the same as that in the lighting state. Lighting device 500, while the power MOSFET104 is on, the energy of the choke coil 108 is moved to the capacitor 109, the energy stored in the capacitor 109, the polarity of the choke coil current _{i L} is reversed again. At this time, in the lighting device 500, a resonance current (reverse current) flows through the path of the capacitor 109, the choke coil 108, the power MOSFET 104, the DC power supply 100, and the power MOSFET 107. At this time, the inversion current flows through the parasitic diode of the power MOSFET 104. When the power MOSFET 104 is turned off and the power MOSFET 105 is turned on in this state, the parasitic diode of the power MOSFET 104 is reversely recovered, and a large reverse recovery current flows in the path of the DC power supply 100, the parasitic diode of the power MOSFET 104, and the power MOSFET 105. This operation is called the above-described phase advance operation, and the loss is increased by the reverse recovery current, and the power MOSFET is damaged in the worst case.

第１実施形態では、以下の作用により、進相動作を回避する。点灯装置５００は、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４がオフになる前に、コンデンサ１０９のエネルギがチョークコイル１０８に移動し、共振電流がコンデンサ１０９、チョークコイル１０８、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４、直流電源１００、パワーＭＯＳＦＥＴ１０７の経路で流れ続ける。チョークコイル１０８のエネルギが放出されると、チョークコイル電流ｉ_Ｌの極性が三度反転し、直流電源１００、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４、チョークコイル１０８、コンデンサ１０９、パワーＭＯＳＦＥＴ１０７の経路で共振電流が流れる。すなわち、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４がオフになる前に、共振動作の２周期目に移行する。この状態で、制御装置２００は、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４をオフさせ、パワーＭＯＳＦＥＴ１０５をオンさせる。パワーＭＯＳＦＥＴ１０４がオフになる直前において、その寄生ダイオードには電流が流れていない。よって、点灯装置５００は、パワーＭＯＳＦＥＴ１０５のターンオンにおいて前記の逆回復電流は流れず、スイッチング損失は小さくなる。なお、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４がオンの期間中、インバータ出力電圧Ｖｏはおよそ＋Ｖｉｎとなる。 In the first embodiment, the phase advance operation is avoided by the following action. In the lighting device 500, the energy of the capacitor 109 moves to the choke coil 108 before the power MOSFET 104 is turned off, and the resonance current continues to flow through the path of the capacitor 109, choke coil 108, power MOSFET 104, DC power supply 100, and power MOSFET 107. . When the energy of the choke coil 108 is released, the polarity of the choke coil current i _L is reversed three times, and a resonance current flows through the path of the DC power supply 100, the power MOSFET 104, the choke coil 108, the capacitor 109, and the power MOSFET 107. That is, before the power MOSFET 104 is turned off, a transition is made to the second period of the resonance operation. In this state, control device 200 turns off power MOSFET 104 and turns on power MOSFET 105. Immediately before the power MOSFET 104 is turned off, no current flows through the parasitic diode. Therefore, in the lighting device 500, the reverse recovery current does not flow when the power MOSFET 105 is turned on, and the switching loss is reduced. Note that the inverter output voltage Vo is approximately + Vin while the power MOSFET 104 is on.

パワーＭＯＳＦＥＴ１０５がオンになると、チョークコイル１０８に蓄えられたエネルギによって、チョークコイル１０８、コンデンサ１０９、パワーＭＯＳＦＥＴ１０７、パワーＭＯＳＦＥＴ１０５の経路に環流電流が流れる。環流電流によってコンデンサ１０９が充電されることで、チョークコイル１０８に蓄えられたエネルギがコンデンサ１０９に移動する。コンデンサ１０９に蓄えられたエネルギによって、チョークコイル電流ｉ_Ｌの極性が反転し、環流電流はコンデンサ１０９、チョークコイル１０８、パワーＭＯＳＦＥＴ１０５、パワーＭＯＳＦＥＴ１０７の経路に流れる。 When the power MOSFET 105 is turned on, a circulating current flows through the path of the choke coil 108, the capacitor 109, the power MOSFET 107, and the power MOSFET 105 due to the energy stored in the choke coil 108. When the capacitor 109 is charged by the reflux current, the energy stored in the choke coil 108 moves to the capacitor 109. The polarity of the choke coil current i _L is reversed by the energy stored in the capacitor 109, and the circulating current flows through the path of the capacitor 109, the choke coil 108, the power MOSFET 105, and the power MOSFET 107.

この環流電流の周波数は、前記の共振電流と同じであり、およそ共振周波数ｆ０になる。そのため、パワーＭＯＳＦＥＴ１０５がオンの期間中に、チョークコイル１０８とコンデンサ１０９とでエネルギのやりとりが繰り返され、チョークコイル電流ｉ_Ｌの極性も繰り返し反転する。環流電流が２周期目に移行し、その経路がコンデンサ１０９、チョークコイル１０８、パワーＭＯＳＦＥＴ１０５、パワーＭＯＳＦＥＴ１０７である状態で、パワーＭＯＳＦＥＴ１０５がオフとなり、再びパワーＭＯＳＦＥＴ１０４がオンになる。パワーＭＯＳＦＥＴ１０５がオフになる直前において、パワーＭＯＳＦＥＴ１０５の寄生ダイオードには電流が流れていない。
よって、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４のターンオンにおいて逆回復電流は流れず、スイッチング損失は小さくなる。なお、パワーＭＯＳＦＥＴ１０５がオンの期間中、インバータは直流電源１００から切り離された状態となり、出力電圧は略ゼロである。 The frequency of this circulating current is the same as the resonance current described above, and is approximately the resonance frequency f0. Therefore, power MOSFET105 is during the on-exchange of energy in the choke coil 108 and the capacitor 109 are repeated, also repeatedly inverted polarity of the choke coil current _{i L.} In the state where the circulating current shifts to the second cycle and the path is the capacitor 109, the choke coil 108, the power MOSFET 105, and the power MOSFET 107, the power MOSFET 105 is turned off and the power MOSFET 104 is turned on again. Immediately before the power MOSFET 105 is turned off, no current flows through the parasitic diode of the power MOSFET 105.
Therefore, the reverse recovery current does not flow when the power MOSFET 104 is turned on, and the switching loss is reduced. During the period when the power MOSFET 105 is on, the inverter is disconnected from the DC power supply 100 and the output voltage is substantially zero.

以上の動作によって、点灯装置５００では、コンデンサ１０９に交流電圧が発生し、フルブリッジ動作と同様の要領でトランス１１２の２次巻線１１４に交流電圧が誘起する。しかし、この誘起電圧はフルブリッジ動作時に比べて小さいため、熱陰極蛍光ランプ１０１は放電せず、ランプ電流は流れない。一方、前記の説明の通り、２次巻線１１５、コンデンサ１１７、フィラメント１０２からなる閉路、及び２次巻線１１６、コンデンサ１１８、フィラメント１０３からなる閉路にそれぞれフィラメント電流が流れる。 With the above operation, in the lighting device 500, an AC voltage is generated in the capacitor 109, and an AC voltage is induced in the secondary winding 114 of the transformer 112 in the same manner as in the full bridge operation. However, since this induced voltage is smaller than that during full bridge operation, the hot cathode fluorescent lamp 101 does not discharge and no lamp current flows. On the other hand, as described above, a filament current flows through a closed circuit formed by the secondary winding 115, the capacitor 117, and the filament 102 and a closed circuit formed by the secondary winding 116, the capacitor 118, and the filament 103.

以上によって、インバータ出力電圧、チョークコイル電流ｉ_Ｌ、ランプ電流ｉ_ＬＡＭＰ、フィラメント電流、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４に流れる電流の波形は図２（ｂ）のようになる。チョークコイル電流ｉ_Ｌの周波数がインバータ駆動周波数の３倍になっており、以下ではこの現象を３倍共振と呼ぶ。一方、図２（ａ）に示した点灯状態では、チョークコイル電流ｉ_Ｌの周波数とインバータ駆動周波数とが一致しており、以下ではこの現象を１倍共振と呼ぶ。ランプ消灯に伴う共振回路特性の変化を利用し、前記の定数Ｌｒ、Ｃｒを適切に設定することで、点灯状態では１倍共振を、消灯状態では３倍共振をそれぞれ発生させ、かつ、いずれの状態においても前記の進相動作を避けることができる。なお、点灯状態と消灯状態とで、定数Ｌｒ、Ｃｒを切り替えるようにはしない。 As described above, the waveform of the inverter output voltage, choke coil current i _L , lamp current i _LAMP , filament current, and current flowing in the power MOSFET 104 is as shown in FIG. The frequency of the choke coil current i _L is three times the inverter driving frequency, and this phenomenon is referred to as triple resonance below. On the other hand, in the lighting state shown in FIG. 2 (a), and the frequency and the inverter driving frequency of the choke coil current i _L match, hereinafter referred to as the 1-time resonance this phenomenon. By appropriately setting the constants Lr and Cr using the change in the resonance circuit characteristics associated with the lamp extinguishing, a 1-fold resonance is generated in the lighting state, and a 3-fold resonance is generated in the extinguishing state. Even in the state, the aforementioned phase advance operation can be avoided. Note that the constants Lr and Cr are not switched between the lighting state and the unlighting state.

点灯装置５００は、３倍共振によって、インバータ駆動周波数を固定したまま、消灯状態における回路の動作周波数を点灯状態に比べて３倍高くできる。このとき、フィラメント電流を供給する回路中のコンデンサ１１７，１１８のインピーダンスが減少し、フィラメント電流が流れやすくなる。３倍共振によって、消灯状態においてインバータ出力電圧を減少させる状況であっても、十分なフィラメント電流の供給が可能となる。
以上の通り、第１実施形態に示した点灯装置５００は、インバータ駆動周波数の固定に対応可能であり、かつ、ＰＷＭ調光の消灯状態におけるフィラメント電流の安定供給を、従来必要であった予熱用インバータ無しで実現することができる。 The lighting device 500 can increase the operating frequency of the circuit in the light-off state by a factor of three compared to the light-on state, with the inverter drive frequency fixed, by the triple resonance. At this time, the impedances of the capacitors 117 and 118 in the circuit supplying the filament current are reduced, and the filament current is likely to flow. Even when the inverter output voltage is reduced in the extinguished state by the triple resonance, a sufficient filament current can be supplied.
As described above, the lighting device 500 shown in the first embodiment can be used for fixing the inverter drive frequency, and for the preheating that has been conventionally required to stably supply the filament current in the OFF state of PWM dimming. It can be realized without an inverter.

＜第１実施形態の変形例＞
以下、第１実施形態の変形例について説明する。
共振周波数ｆ０＝１／（２π√（Ｌｒ・Ｃｒ））が駆動周波数の５倍よりもわずかに低くなるように定数Ｌｒ、Ｃｒを設定すると、点灯または消灯の各状態における共振周波数の差を、前記説明の場合と比べて大きくすることができ、図３に示す動作波形を得る。図３（ａ）の点灯状態では、図２（ａ）と同様に１倍共振で動作する。一方、図３（ｂ）の消灯状態では、チョークコイル電流ｉ_Ｌの周波数がインバータ駆動周波数の５倍になっており、以下ではこの現象を５倍共振と呼ぶ。さらに、消灯状態において、チョークコイル電流ｉ_Ｌの周波数をインバータ駆動周波数の７倍、９倍とすることも考えられる。まとめると、前記実施形態では、消灯状態において（２×自然数＋１）倍共振を発生させると説明できる。また、定数Ｌｒ、Ｃｒの設定によっては、点灯状態において（２×自然数＋１）倍共振を発生させることも考えられる。ただし、消灯状態におけるチョークコイル電流ｉ_Ｌの周波数を、点灯状態に比べて高くすることが望ましい。 <Modification of First Embodiment>
Hereinafter, modified examples of the first embodiment will be described.
When the constants Lr and Cr are set so that the resonance frequency f0 = 1 / (2π√ (Lr · Cr)) is slightly lower than 5 times the drive frequency, the difference between the resonance frequencies in the on and off states is The operating waveform shown in FIG. 3 can be obtained by making the size larger than that in the above description. In the lighting state of FIG. 3 (a), it operates at 1-fold resonance as in FIG. 2 (a). On the other hand, in the off state of FIG. 3 (b), the frequency of the choke coil current i _L has become five times the inverter driving frequency is hereinafter referred to this phenomenon as the 5-time resonance. Further, in the off state, 7 times the inverter driving frequency the frequency of the choke coil current i _L, is also conceivable to 9 times. In summary, in the above-described embodiment, it can be explained that (2 × natural number + 1) times resonance is generated in the extinguished state. Further, depending on the settings of the constants Lr and Cr, it is possible to generate (2 × natural number + 1) times resonance in the lighting state. However, it is desirable that the frequency of the choke coil current i _L in the light-off state is higher than that in the light-on state.

次に、消灯状態において、制御装置２００は、パワーＭＯＳＦＥＴ１０６が常にオン、１０７が常にオフとなるようにゲート信号を出力してもよい。また、パワーＭＯＳＦＥＴ１０６と１０７のスイッチング動作を継続させ、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４とパワーＭＯＳＦＥＴ１０５とのうち、片方が常にオン、他方が常にオフとなるようにゲート信号を出力してもよい。 Next, in the unlit state, the control device 200 may output a gate signal so that the power MOSFET 106 is always on and 107 is always off. Alternatively, the switching operation of the power MOSFETs 106 and 107 may be continued, and the gate signal may be output so that one of the power MOSFET 104 and the power MOSFET 105 is always on and the other is always off.

また、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４〜１０７をスイッチング動作させる場合のオン時間dutyを、図２に示したように５０％とする必要はない。パワーＭＯＳＦＥＴのオン時間dutyを調整することで、インバータの出力電力を変化させ、ランプ電流とフィラメント電流を微調整できる。ただし、パワーＭＯＳＦＥＴのスイッチング時における逆回復電流を回避でき、かつ、消灯状態では（２×自然数＋１）倍共振を発生可能な範囲でオン時間dutyを設定することが望ましい。 Further, it is not necessary to set the on-time duty when the power MOSFETs 104 to 107 are switched to 50% as shown in FIG. By adjusting the ON time duty of the power MOSFET, the output power of the inverter can be changed, and the lamp current and the filament current can be finely adjusted. However, it is desirable to set the on-time duty within a range in which the reverse recovery current at the time of switching of the power MOSFET can be avoided and (2 × natural number + 1) times resonance can be generated in the light-off state.

＜第２実施形態＞
第１実施形態に示した調光方式は、フルブリッジインバータを備える点灯装置に対して適用可能な方式である。２つのパワーＭＯＳＦＥＴを用いるハーフブリッジインバータ、又はＳＥＰＰインバータは、フルブリッジインバータに比べて出力電圧が２分の１であるものの、トランス昇圧比の増大、直流電源電圧の増大などで補うことによって、蛍光ランプを点灯させることができる。この第２実施形態は、フルブリッジインバータだけでなく、ハーフブリッジインバータ、及びＳＥＰＰインバータにも適用可能な方式である。以下では、ＳＥＰＰインバータに適用する場合の例について説明する。 <Second Embodiment>
The dimming method shown in the first embodiment is a method applicable to a lighting device including a full bridge inverter. Half-bridge inverters or SEPP inverters that use two power MOSFETs have an output voltage that is one-half that of full-bridge inverters. However, by compensating for them by increasing the transformer boost ratio, increasing the DC power supply voltage, etc. The lamp can be turned on. The second embodiment is a method applicable not only to a full bridge inverter but also to a half bridge inverter and a SEPP inverter. Below, the example in the case of applying to a SEPP inverter is demonstrated.

図４は、本発明の第２実施形態において用いる点灯装置５１０であり、インバータの主回路と、その制御装置２０１とを備える。図４の主回路は、図１の主回路について、パワーＭＯＳＦＥＴ１０６，１０７を削除し、共振用のチョークコイル１０８と共振用コンデンサ１０９との直列体をパワーＭＯＳＦＥＴ１０５のドレイン−ソース間に接続した回路となっている。すなわち、図４の主回路は、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４，１０５の直列体である上下アームを１組備えたＳＥＰＰインバータ１５２の出力端子間に、図１と同様の共振負荷回路を接続した回路となる。なお、トランス１１２、熱陰極蛍光ランプ１０１の接続形態など、共振負荷回路の構成については、第１実施形態と同様であるので説明を省略する。
チョークコイル１０８のインダクタンスＬｒ，コンデンサ１０９の静電容量Ｃｒの設定においては、前記の共振周波数ｆ０＝１／（２π√（Ｌｒ・Ｃｒ））が駆動周波数のおよそ（自然数＋１）倍か、それよりわずかに低くなるようにする。以下では特に、共振周波数ｆ０が駆動周波数の２倍よりもわずかに低くなるようにＬｒ、Ｃｒを設定した場合を説明する。
図４の制御装置２０１は、入力される調光用ＰＷＭ信号にしたがって、２つのパワーＭＯＳＦＥＴ１０４，１０５にゲート信号Ｇ１，Ｇ２を出力する。 FIG. 4 shows a lighting device 510 used in the second embodiment of the present invention, which includes a main circuit of an inverter and a control device 201 for the inverter. The main circuit of FIG. 4 is a circuit in which the power MOSFETs 106 and 107 are deleted from the main circuit of FIG. 1 and a series body of a resonance choke coil 108 and a resonance capacitor 109 is connected between the drain and source of the power MOSFET 105. It has become. That is, the main circuit in FIG. 4 is a circuit in which a resonant load circuit similar to that in FIG. 1 is connected between the output terminals of the SEPP inverter 152 provided with a pair of upper and lower arms that are series bodies of power MOSFETs 104 and 105. Note that the configuration of the resonant load circuit, such as the connection form of the transformer 112 and the hot cathode fluorescent lamp 101, is the same as that of the first embodiment, and thus the description thereof is omitted.
In setting the inductance Lr of the choke coil 108 and the capacitance Cr of the capacitor 109, the resonance frequency f0 = 1 / (2π√ (Lr · Cr)) is approximately (natural number + 1) times the drive frequency or more. Try to be slightly lower. In the following, a case where Lr and Cr are set so that the resonance frequency f0 is slightly lower than twice the drive frequency will be described.
4 outputs gate signals G1 and G2 to the two power MOSFETs 104 and 105 in accordance with the input dimming PWM signal.

＜ＰＷＭ調光・点灯状態の動作＞
図５は、図４の点灯装置によってＰＷＭ調光を行う場合の動作波形を、（ａ)点灯状態、(ｂ)消灯状態に分けて示したものである。以下、図５をもとに第２実施形態におけるＰＷＭ調光について説明する。
点灯状態において、制御装置２０１は、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４，１０５の上下アームがスイッチング動作するように固定周波数のゲート信号を出力する。なお、図４(ａ)では、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４，１０５のオン時間dutyをそれぞれすべて５０％とした。
点灯装置５１０は、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４がオンのとき、初めは、チョークコイル１０８に蓄えられたエネルギによって、チョークコイル１０８、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４、直流電源１００、コンデンサ１０９の経路に環流電流が流れ、チョークコイル１０８のエネルギが放出される。チョークコイル１０８のエネルギが放出されると、点灯装置５１０は、チョークコイル電流ｉ_Ｌの極性が反転し、直流電源１００、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４、チョークコイル１０８、コンデンサ１０９の経路で共振電流が流れ、再びチョークコイル１０８にエネルギが蓄えられる。パワーＭＯＳＦＥＴ１０４がオンの期間中、パワーＭＯＳＦＥＴ１０５のソース−ドレイン電圧、すなわちインバータ出力電圧Ｖｏは、およそ＋Ｖｉｎとなる。 <PWM dimming / lighting operation>
FIG. 5 shows operation waveforms when PWM dimming is performed by the lighting device of FIG. 4 divided into (a) a lighting state and (b) a light-off state. Hereinafter, PWM dimming in the second embodiment will be described with reference to FIG.
In the lighting state, the control device 201 outputs a gate signal having a fixed frequency so that the upper and lower arms of the power MOSFETs 104 and 105 perform the switching operation. In FIG. 4A, the on-time duties of the power MOSFETs 104 and 105 are all 50%.
In the lighting device 510, when the power MOSFET 104 is on, initially, a reflux current flows through the path of the choke coil 108, the power MOSFET 104, the DC power supply 100, and the capacitor 109 due to the energy stored in the choke coil 108. Energy is released. When the energy of the choke coil 108 is released, the lighting device 510 reverses the polarity of the choke coil current i _L and a resonance current flows through the path of the DC power supply 100, the power MOSFET 104, the choke coil 108, and the capacitor 109, and the choke is again choked. Energy is stored in the coil 108. While the power MOSFET 104 is on, the source-drain voltage of the power MOSFET 105, that is, the inverter output voltage Vo is about + Vin.

パワーＭＯＳＦＥＴ１０４がオフになり、パワーＭＯＳＦＥＴ１０５がオンになると、点灯装置５１０では、初めは、チョークコイル１０８に蓄えられたエネルギによって、チョークコイル１０８、コンデンサ１０９、パワーＭＯＳＦＥＴ１０５の経路に環流電流が流れる。環流電流によってコンデンサ１０９が充電されることで、チョークコイル１０８のエネルギがコンデンサ１０９に移動する。コンデンサ１０９に蓄えられたエネルギによって、チョークコイル電流ｉ_Ｌの極性が反転し、環流電流はコンデンサ１０９、チョークコイル１０８、パワーＭＯＳＦＥＴ１０５の経路に流れる。パワーＭＯＳＦＥＴ１０５がオンの期間中、インバータは直流電源１００から切り離された状態となり、インバータ出力電圧Ｖｏはおよそゼロである。 When the power MOSFET 104 is turned off and the power MOSFET 105 is turned on, in the lighting device 510, initially, a reflux current flows through the path of the choke coil 108, the capacitor 109, and the power MOSFET 105 by the energy stored in the choke coil 108. The capacitor 109 is charged by the circulating current, so that the energy of the choke coil 108 moves to the capacitor 109. The polarity of the choke coil current i _L is reversed by the energy stored in the capacitor 109, and the circulating current flows through the path of the capacitor 109, the choke coil 108 and the power MOSFET 105. While the power MOSFET 105 is on, the inverter is disconnected from the DC power source 100, and the inverter output voltage Vo is approximately zero.

以上の動作によって、点灯装置５１０では、コンデンサ１０９に交流電圧が発生し、第１実施形態と同様の要領でトランス１１２の２次巻線１１４に交流電圧が誘起する。この誘起電圧によって蛍光ランプ１０１は放電し、２次巻線１１４、コンデンサ１１１、蛍光ランプ１０１からなる閉路に交流のランプ電流ｉ_ＬＡＭＰが流れ、蛍光ランプ１０１は安定した点灯状態を保つ。
また、チョークコイル１０８に巻回した２個の２次巻線１１５，１１６にもそれぞれ交流電圧が発生し、２次巻線１１５、コンデンサ１１７、フィラメント１０２からなる閉路、及び２次巻線１１６、コンデンサ１１８、フィラメント１０３からなる閉路にそれぞれ交流のフィラメント電流が流れ、フィラメント１０２，１０３が加熱される。
以上の回路動作によって、インバータ出力電圧Ｖｏ、チョークコイル電流ｉ_Ｌ、ランプ電流ｉ_ＬＡＭＰ、フィラメント電流、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４に流れる電流の波形は図５(ａ)のようになる。 With the above operation, in the lighting device 510, an AC voltage is generated in the capacitor 109, and an AC voltage is induced in the secondary winding 114 of the transformer 112 in the same manner as in the first embodiment. This induced voltage causes the fluorescent lamp 101 to discharge, and an alternating lamp current i _LAMP flows through a closed circuit comprising the secondary winding 114, the capacitor 111, and the fluorescent lamp 101, and the fluorescent lamp 101 maintains a stable lighting state.
An AC voltage is also generated in each of the two secondary windings 115 and 116 wound around the choke coil 108, and the secondary winding 115, the capacitor 117, the closed circuit composed of the filament 102, and the secondary winding 116, An alternating filament current flows through the closed circuit composed of the capacitor 118 and the filament 103, and the filaments 102 and 103 are heated.
By the above circuit operation, the waveform of the inverter output voltage Vo, the choke coil current i _L , the lamp current i _LAMP , the filament current, and the current flowing in the power MOSFET 104 is as shown in FIG.

＜ＰＷＭ調光・消灯状態の動作＞
消灯状態に移行すると、制御装置２０１は、図５(ｂ)のように、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４のオン時間dutyを５０％より小さくし、かつ、パワーＭＯＳＦＥＴ１０５のオン時間dutyを５０％より大きくする。ただし、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４、１０５の上下アームがスイッチング動作する駆動周波数は、点灯状態と変わらない固定値である。
このとき、制御装置２０１がパワーＭＯＳＦＥＴ１０４のオン時間dutyを小さくし、またパワーＭＯＳＦＥＴ１０５のオン時間dutyを大きくする程、ＳＥＰＰインバータ１５２の出力電圧Ｖ_０は減少する。この原理を利用して、点灯装置５１０のインバータが熱陰極蛍光ランプ１０１の放電を維持できなくなる程度に、制御装置２０１はパワーＭＯＳＦＥＴ１０４，１０５のオン時間dutyを設定する。例として、図５（ｂ）では、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４のオン時間dutyをおよそ２５％に設定している。点灯状態と比べてインバータ出力電圧Ｖ_０を減少させる点では、第１実施形態と変わらない。 <Operation in PWM dimming / extinguishing state>
When shifting to the light-off state, the control device 201 makes the on-time duty of the power MOSFET 104 smaller than 50% and makes the on-time duty of the power MOSFET 105 larger than 50% as shown in FIG. However, the drive frequency at which the upper and lower arms of the power MOSFETs 104 and 105 perform the switching operation is a fixed value that is not different from the lighting state.
At this time, the output voltage V ₀ of the SEPP inverter 152 decreases as the control device 201 decreases the ON time duty of the power MOSFET 104 and increases the ON time duty of the power MOSFET 105. Using this principle, the control device 201 sets the on-time duty of the power MOSFETs 104 and 105 to such an extent that the inverter of the lighting device 510 cannot maintain the discharge of the hot cathode fluorescent lamp 101. As an example, in FIG. 5B, the on-time duty of the power MOSFET 104 is set to about 25%. In reducing the inverter output voltage V ₀ is compared with the lighting state, unchanged from the first embodiment.

まず、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４がオンのとき、初めは、チョークコイル１０８に蓄えられたエネルギによって、チョークコイル１０８、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４、直流電源１００、コンデンサ１０９の経路に環流電流が流れ、チョークコイル１０８のエネルギが放出される。チョークコイル１０８のエネルギが放出されると、チョークコイル電流ｉ_Ｌの極性が反転し、直流電源１００、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４、チョークコイル１０８、コンデンサ１０９の経路で共振電流が流れ、再びチョークコイル１０８にエネルギが蓄えられる。なお、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４がオンの期間中、インバータ出力電圧Ｖ_０は、およそ＋Ｖｉｎとなる。 First, when the power MOSFET 104 is turned on, initially, the energy stored in the choke coil 108 causes a reflux current to flow through the path of the choke coil 108, the power MOSFET 104, the DC power supply 100, and the capacitor 109, and the energy of the choke coil 108 is released. Is done. When the energy of the choke coil 108 is released, the polarity of the choke coil current i _L is reversed, a resonance current flows through the path of the DC power supply 100, the power MOSFET 104, the choke coil 108, and the capacitor 109, and the energy is again supplied to the choke coil 108. Stored. Note that during the period in which the power MOSFET 104 is on, the inverter output voltage V ₀ is approximately + Vin.

この状態でパワーＭＯＳＦＥＴ１０４をオフさせ、パワーＭＯＳＦＥＴ１０５をオンさせる。パワーＭＯＳＦＥＴ１０５がオンのとき、初めは、チョークコイル１０８に蓄えられたエネルギによって、チョークコイル１０８、コンデンサ１０９、パワーＭＯＳＦＥＴ１０５の経路に環流電流が流れる。環流電流によってコンデンサ１０９が充電されることで、チョークコイル１０８のエネルギがコンデンサ１０９に移動する。コンデンサ１０９に蓄えられたエネルギによって、チョークコイル電流ｉ_Ｌの極性が反転し、環流電流はコンデンサ１０９、チョークコイル１０８、パワーＭＯＳＦＥＴ１０５の経路に流れる。
ここで、第１実施形態と同様の理由から、消灯状態では点灯状態に比べて環流電流の周波数が高くなっており、さらに、パワーＭＯＳＦＥＴ１０５のオン時間dutyはパワーＭＯＳＦＥＴ１０４に比べて大きい。パワーＭＯＳＦＥＴ１０５のオン時間dutyによっては、チョークコイル電流ｉ_Ｌの極性がさらに反転し続ける。環流電流が２周期目に移行し、その経路がコンデンサ１０９、チョークコイル１０８、パワーＭＯＳＦＥＴ１０５である状態で、パワーＭＯＳＦＥＴ１０５がオフとなり、再びパワーＭＯＳＦＥＴ１０４がオンになる。第１実施形態と同様の理由から、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４のターンオンにおいて逆回復電流は流れず、スイッチング損失は小さくなる。なお、パワーＭＯＳＦＥＴ１０５がオンの期間中、ＳＥＰＰインバータ１５２は直流電源１００から切り離された状態となり、出力電圧Ｖ_０はおよそゼロである。 In this state, the power MOSFET 104 is turned off and the power MOSFET 105 is turned on. When the power MOSFET 105 is on, initially, a reflux current flows through the path of the choke coil 108, the capacitor 109, and the power MOSFET 105 due to the energy stored in the choke coil 108. The capacitor 109 is charged by the circulating current, so that the energy of the choke coil 108 moves to the capacitor 109. The polarity of the choke coil current i _L is reversed by the energy stored in the capacitor 109, and the circulating current flows through the path of the capacitor 109, the choke coil 108 and the power MOSFET 105.
Here, for the same reason as in the first embodiment, the frequency of the circulating current is higher in the unlit state than in the lit state, and the on-time duty of the power MOSFET 105 is larger than that of the power MOSFET 104. Depending on time duty of the power MOSFET 105, the polarity of the choke coil current _{i L} continues to further inverted. In the state where the circulating current shifts to the second cycle and the path is the capacitor 109, the choke coil 108, and the power MOSFET 105, the power MOSFET 105 is turned off and the power MOSFET 104 is turned on again. For the same reason as in the first embodiment, the reverse recovery current does not flow when the power MOSFET 104 is turned on, and the switching loss is reduced. Incidentally, during the power MOSFET105 is on, SEPP inverter 152 becomes a state of being disconnected from the DC power source 100, the output voltage _{V 0} is approximately zero.

以上の動作によって、点灯装置５１０では、コンデンサ１０９に交流電圧が発生し、トランス１１２の２次巻線１１４に交流電圧が誘起する。しかし、前記の理由から、この誘起電圧は点灯状態に比べて小さくなっており、熱陰極蛍光ランプ１０１は放電せず、ランプ電流ｉ_ＬＡＭＰは流れない。一方、チョークコイル１０８には交流電流が流れるため、チョークコイル１０８に設けた２個の２次巻線１１５，１１６にそれぞれ交流電圧が発生し、フィラメント電流が流れる。 With the above operation, in the lighting device 510, an AC voltage is generated in the capacitor 109, and an AC voltage is induced in the secondary winding 114 of the transformer 112. However, for this reason, the induced voltage is smaller than that in the lighting state, the hot cathode fluorescent lamp 101 is not discharged, and the lamp current i _LAMP does not flow. On the other hand, since an alternating current flows through the choke coil 108, an alternating voltage is generated in each of the two secondary windings 115 and 116 provided in the choke coil 108, and a filament current flows.

以上の動作によって、インバータ出力電圧Ｖｏ、チョークコイル電流ｉ_Ｌ、ランプ電流ｉ_ＬＡＭＰ、フィラメント電流、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４に流れる電流の波形は図５(ｂ)のようになる。チョークコイル電流ｉ_Ｌの周波数は、インバータ駆動周波数の２倍になっており、以下ではこの現象を２倍共振と呼ぶ。前記の定数Ｌｒ、Ｃｒ、及びパワーＭＯＳＦＥＴ１０４，１０５のオン時間dutyを適切に設定することで、点灯状態では１倍共振を、消灯状態では２倍共振をそれぞれ発生させ、かつ、いずれの状態においても前記の進相動作を避けることができる。
２倍共振によって、インバータ駆動周波数を固定したまま、消灯状態における回路の動作周波数を点灯状態に比べて２倍高くできる。このとき、第１実施形態にて説明した理由から、フィラメント電流が流れやすくなる。２倍共振によって、消灯状態においてインバータ出力電圧を減少させる状況であっても、十分なフィラメント電流の供給が可能となる。 By the above operation, the waveform of the inverter output voltage Vo, the choke coil current i _L , the lamp current i _LAMP , the filament current, and the current flowing through the power MOSFET 104 is as shown in FIG. The frequency of the choke coil current i _L is twice the inverter drive frequency. Hereinafter, this phenomenon is referred to as double resonance. By appropriately setting the constants Lr, Cr and the on-time duty of the power MOSFETs 104 and 105, a 1-fold resonance is generated in the on state and a 2-fold resonance is generated in the unlit state, respectively. The aforementioned phase advance operation can be avoided.
With the double resonance, the operating frequency of the circuit in the light-off state can be increased twice as much as that in the light-on state with the inverter drive frequency fixed. At this time, the filament current easily flows for the reason described in the first embodiment. Even in a situation where the inverter output voltage is reduced in the extinguished state by the double resonance, a sufficient filament current can be supplied.

＜第２実施形態の変形例＞
以下、第２実施形態の変形例について説明する。
定数Ｌｒ、Ｃｒの設定、及びパワーＭＯＳＦＥＴ１０４，１０５のオン時間dutyによっては、図６に示す動作波形を得ることができる。図６(ａ)の点灯状態では、図５(ａ)と同様に１倍共振で動作する。一方、図６(b)の消灯状態では、チョークコイル電流ｉ_Ｌの周波数がインバータ駆動周波数の３倍になっており、第１実施形態と同様の３倍共振で動作する。さらに、消灯状態において、チョークコイル電流ｉ_Ｌの周波数をインバータ駆動周波数の４倍、５倍とすることもできる。まとめると、第２実施形態では、消灯状態において（自然数＋１）倍共振を発生させるということができる。また、定数Ｌｒ，Ｃｒの設定によっては、点灯状態において（自然数＋１）倍共振を発生させることも考えられる。ただし、消灯状態におけるチョークコイル電流ｉ_Ｌの周波数を、点灯状態に比べて高くすることが望ましい。 <Modification of Second Embodiment>
Hereinafter, modifications of the second embodiment will be described.
Depending on the setting of the constants Lr and Cr and the on-time duty of the power MOSFETs 104 and 105, the operation waveform shown in FIG. 6 can be obtained. In the lighting state of FIG. 6 (a), it operates at 1 × resonance as in FIG. 5 (a). On the other hand, in the off state of FIG. 6 (b), the frequency of the choke coil current i _L has tripled the inverter driving frequency, operates in a similar triple resonance in the first embodiment. Further, in the off state, the frequency of the choke coil current i _L 4 times the inverter driving frequency may be 5 times. In summary, in the second embodiment, it can be said that (natural number + 1) times resonance is generated in the extinguished state. Further, depending on the settings of the constants Lr and Cr, it may be possible to generate (natural number + 1) times resonance in the lighting state. However, it is desirable that the frequency of the choke coil current i _L in the light-off state is higher than that in the light-on state.

次に、消灯状態において、制御装置２０１は、パワーＭＯＳＦＥＴ１０５のオン時間dutyが５０％より小さく、かつ、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４のオン時間dutyが５０％より大きくなるように、ゲート信号を出力してもよい。また、点灯状態におけるパワーＭＯＳＦＥＴ１０４，１０５のオン時間dutyを、図５(ａ)に示したようにそれぞれ５０％とする必要はない。パワーＭＯＳＦＥＴのオン時間dutyを調整することで、インバータの出力電力Ｖｏを変化させ、ランプ電流ｉ_ＬＡＭＰとフィラメント電流を微調整できる。 Next, in the light-off state, the control device 201 may output the gate signal so that the on-time duty of the power MOSFET 105 is smaller than 50% and the on-time duty of the power MOSFET 104 is larger than 50%. Further, it is not necessary to set the on-time duty of the power MOSFETs 104 and 105 in the lighting state to 50% as shown in FIG. By adjusting the on-duty duty of the power MOSFET, the output power Vo of the inverter can be changed to finely adjust the lamp current i _LAMP and the filament current.

次に、第２実施形態を、図７に示すハーフブリッジインバータに適用する場合を説明する。なお、図７では制御装置を省略しているが、図４に示した制御装置２０１をそのまま利用できる。図７の点灯装置５２０における主回路は、図４の主回路について、コンデンサ１１９，１２０の直列体を直流電源１００に接続し、共振用のチョークコイル１０８と共振用のコンデンサ１０９の直列体を、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４，１０５の接続点とコンデンサ１１９，１２０の接続点が作る端子間に接続した回路である。すなわち、図７の主回路は、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４，１０５の直列体である上下アームを１組と、コンデンサ１１９，１２０の直列体を備えたハーフブリッジインバータ１５５の出力端子間に、図４と同様の共振負荷回路を接続した回路となる。トランス１１２、熱陰極蛍光ランプ１０１の接続形態など、共振負荷回路の構成については、図４の主回路と同様であるので説明を省略する。図７の主回路についても、前記説明のＰＷＭ調光方式が適用可能であり、図５，図６とほぼ同様の動作波形が得られる。 Next, a case where the second embodiment is applied to the half bridge inverter shown in FIG. 7 will be described. Although the control device is omitted in FIG. 7, the control device 201 shown in FIG. 4 can be used as it is. The main circuit in the lighting device 520 of FIG. 7 is the same as the main circuit of FIG. 4 except that a series body of capacitors 119 and 120 is connected to the DC power supply 100, and a series body of the resonance choke coil 108 and the resonance capacitor 109 is This is a circuit connected between the terminals formed by the connection point of the power MOSFETs 104 and 105 and the connection point of the capacitors 119 and 120. That is, the main circuit of FIG. 7 is the same as that of FIG. The circuit is connected to a resonant load circuit. The configuration of the resonant load circuit, such as the connection form of the transformer 112 and the hot cathode fluorescent lamp 101, is the same as that of the main circuit of FIG. The above-described PWM dimming method can also be applied to the main circuit of FIG. 7, and operation waveforms almost similar to those of FIGS. 5 and 6 can be obtained.

最後に、第２実施形態を、図１の主回路におけるフルブリッジインバータに適用する場合は、消灯状態において、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４，１０７のオン時間dutyを５０％より小さくすると共に、パワーＭＯＳＦＥＴ１０５，１０６のオン時間dutyを５０％より大きくするか、あるいは、パワーＭＯＳＦＥＴ１０５，１０６のオン時間dutyを５０％より小さくすると共に、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４，１０７のオン時間dutyを５０％より大きくすればよい。また、フルブリッジインバータに適用する場合、第１実施形態に示したフルブリッジ動作からＳＥＰＰ動作への切り替えを組み合わせることで、図８に示す動作波形を得ることができる。この場合、フルブリッジ動作からＳＥＰＰ動作への切り替えによってランプを消灯させた上で、スイッチング動作をさせるパワーＭＯＳＦＥＴのオン時間dutyによってフィラメント電流を調整することができる。 Finally, when the second embodiment is applied to the full bridge inverter in the main circuit of FIG. 1, the on-duty of the power MOSFETs 104 and 107 is made smaller than 50% in the unlit state, and the power MOSFETs 105 and 106 are turned on. The time duty may be made larger than 50%, or the on-time duty of the power MOSFETs 105 and 106 may be made smaller than 50% and the on-time duty of the power MOSFETs 104 and 107 may be made larger than 50%. Further, when applied to a full bridge inverter, the operation waveform shown in FIG. 8 can be obtained by combining the switching from the full bridge operation to the SEPP operation shown in the first embodiment. In this case, after the lamp is turned off by switching from the full bridge operation to the SEPP operation, the filament current can be adjusted by the on-time duty of the power MOSFET that performs the switching operation.

＜第３実施形態＞
図９は、本発明の第３実施形態における点灯装置の構成図である。点灯装置５３０は、インバータとＤＣ−ＤＣコンバータを備える主回路と、その制御装置とを備えて構成される。
図９のＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチング素子である１個のパワーＭＯＳＦＥＴ３０１、ダイオード３０２、チョークコイル３０３、コンデンサ３０４を備える降圧チョッパ（チョッパ回路）であり、直流電源１００とインバータとの間に挿入される。この降圧チョッパは、直流電源１００に接続されるスイッチング素子３０１とダイオード３０２の直列体と、このダイオードに接続されるチョークコイル３０３と平滑用のコンデンサ３０４の直列体を備え、コンデンサ３０４の両端から出力電圧を取り出している。なお、ＤＣ−ＤＣコンバータであれば、昇圧チョッパ、フライバックコンバータなど、他種のコンバータを利用してもよい。 <Third Embodiment>
FIG. 9 is a configuration diagram of a lighting device according to the third embodiment of the present invention. The lighting device 530 includes a main circuit including an inverter and a DC-DC converter, and a control device for the main circuit.
The DC-DC converter of FIG. 9 is a step-down chopper (chopper circuit) including one power MOSFET 301, which is a switching element, a diode 302, a choke coil 303, and a capacitor 304, and is inserted between the DC power supply 100 and the inverter. The The step-down chopper includes a series body of a switching element 301 and a diode 302 connected to the DC power supply 100, and a series body of a choke coil 303 and a smoothing capacitor 304 connected to the diode, and outputs from both ends of the capacitor 304. The voltage is taken out. As long as the DC-DC converter is used, other types of converters such as a boost chopper and a flyback converter may be used.

図９の主回路におけるインバータは、図４におけるＳＥＰＰインバータ１５２と同じ構成のインバータである。ただし、ＳＥＰＰインバータの他に、図７に示したハーフブリッジインバータや、図１に示したフルブリッジインバータを利用してもよい。チョークコイル１０８のインダクタンスＬｒ，コンデンサ１０９の静電容量Ｃｒの設定においては、前記の共振周波数ｆ０＝１／（２π√（Ｌｒ・Ｃｒ））が駆動周波数のおよそ（自然数＋１）倍か、それよりわずかに低くなるようにする。以下では特に、ｆ０が駆動周波数の３倍よりもわずかに低くなるようにＬｒ、Ｃｒを設定した場合を説明する。
図９の制御装置２０２は、入力される調光用ＰＷＭ信号にしたがって、インバータのパワーＭＯＳＦＥＴ１０４，１０５、及びチョッパのパワーＭＯＳＦＥＴ３０１にゲート信号を出力する。なお、第３実施形態を図１に示したフルブリッジインバータに適用する場合は、前記の動作に加えて、ＭＯＳＦＥＴ１０６，１０７にゲート信号を出力する制御装置を利用する。 The inverter in the main circuit of FIG. 9 is an inverter having the same configuration as the SEPP inverter 152 in FIG. However, in addition to the SEPP inverter, the half bridge inverter shown in FIG. 7 or the full bridge inverter shown in FIG. 1 may be used. In setting the inductance Lr of the choke coil 108 and the capacitance Cr of the capacitor 109, the resonance frequency f0 = 1 / (2π√ (Lr · Cr)) is approximately (natural number + 1) times the drive frequency or more. Try to be slightly lower. In the following, a case where Lr and Cr are set so that f0 is slightly lower than three times the drive frequency will be described.
The control device 202 in FIG. 9 outputs a gate signal to the power MOSFETs 104 and 105 of the inverter and the power MOSFET 301 of the chopper according to the input PWM signal for dimming. When the third embodiment is applied to the full bridge inverter shown in FIG. 1, in addition to the above operation, a control device that outputs a gate signal to the MOSFETs 106 and 107 is used.

＜ＰＷＭ調光・点灯状態の動作＞
図１０は、図９の点灯装置５３０によってＰＷＭ調光を行う場合の動作波形を、(ａ)点灯状態、(ｂ)消灯状態に分けて示したものである。以下、図１０をもとに第３実施形態におけるＰＷＭ調光について説明する。
点灯状態において、制御装置２０２は、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４、１０５がスイッチング動作するように固定周波数のゲート信号を出力する。なお、図１０では、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４、１０５のオン時間dutyがそれぞれ５０％になるようにした。
また、制御装置２０２は、パワーＭＯＳＦＥＴ３０１がスイッチング動作するようにゲート信号を出力する。図１０(ａ)では、パワーＭＯＳＦＥＴ３０１のオン時間dutyを１００％としているが、ランプが点灯状態となる範囲であれば、１００％にする必要はない。このとき、チョッパの出力電圧、すなわちインバータの入力電圧は、直流電源１００の電圧と同じＶｉｎとなる。 <PWM dimming / lighting operation>
FIG. 10 shows operation waveforms when PWM dimming is performed by the lighting device 530 of FIG. 9 divided into (a) a lighting state and (b) a light-off state. Hereinafter, PWM dimming in the third embodiment will be described with reference to FIG.
In the lighting state, the control device 202 outputs a gate signal having a fixed frequency so that the power MOSFETs 104 and 105 perform a switching operation. In FIG. 10, the on-time duty of the power MOSFETs 104 and 105 is set to 50%.
Further, the control device 202 outputs a gate signal so that the power MOSFET 301 performs a switching operation. In FIG. 10A, the on-time duty of the power MOSFET 301 is set to 100%, but it is not necessary to set it to 100% as long as the lamp is in a lighting state. At this time, the output voltage of the chopper, that is, the input voltage of the inverter becomes Vin which is the same as the voltage of the DC power supply 100.

チョッパ、及びインバータが動作することで、ランプ電流とフィラメント電流とが流れ、インバータ出力電圧Ｖｏ、チョークコイル電流ｉ_Ｌ、ランプ電流ｉ_ＬＡＭＰ、フィラメント電流、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４に流れる電流の波形は図１０(ａ)のようになる。なお、インバータの詳細な動作については、第２実施形態に示した点灯状態のインバータ動作から容易に考えられるため省略する。 When the chopper and the inverter operate, the lamp current and the filament current flow, and the waveforms of the inverter output voltage Vo, the choke coil current i _L , the lamp current i _LAMP , the filament current, and the current flowing through the power MOSFET 104 are shown in FIG. )become that way. Note that the detailed operation of the inverter is omitted because it can be easily considered from the inverter operation in the lighting state shown in the second embodiment.

＜ＰＷＭ調光・消灯状態の動作＞
消灯状態に移行すると、制御装置２０２は、パワーＭＯＳＦＥＴ３０１のオン時間dutyを減少させる。すなわち、消灯状態のスイッチング素子のオン時間dutyが、熱陰極蛍光ランプ１０１の点灯状態に比べて小さくなるようにしている。図１０(b)には、例として、オン時間dutyを５０％まで減少させる場合を示している。このとき、チョッパの出力電圧、すなわちインバータの入力電圧はＶｉｎ／２に半減する。なお、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４，１０５に対しては、点灯状態と同様にゲート信号を出力する。点灯状態と比べてインバータ出力電圧Ｖ_０を減少させる点では、第１実施形態、及び第２実施形態と変わらない。
インバータの入力電圧が半減することで、その出力電圧Ｖ_０も半減し、第１実施形態、及び第２実施形態と同様の理由からランプは消灯する。ランプ電流は減衰してゼロになる一方、インバータの動作が継続することで、フィラメント電流が流れ続ける。 <Operation in PWM dimming / extinguishing state>
When shifting to the extinguished state, the control device 202 decreases the on-time duty of the power MOSFET 301. That is, the on-time duty of the switching element in the extinguished state is made smaller than that in the on state of the hot cathode fluorescent lamp 101. FIG. 10B shows a case where the on-time duty is reduced to 50% as an example. At this time, the output voltage of the chopper, that is, the input voltage of the inverter is halved to Vin / 2. A gate signal is output to the power MOSFETs 104 and 105 in the same manner as in the lighting state. In reducing the inverter output voltage V ₀ is compared with the lighting state, the first embodiment, and not different from the second embodiment.
When the input voltage of the inverter is halved, the output voltage V ₀ is also halved, and the lamp is turned off for the same reason as in the first and second embodiments. While the lamp current is attenuated to zero, the filament current continues to flow as the operation of the inverter continues.

以上によって、インバータ出力電圧Ｖｏ、チョークコイル電流ｉ_Ｌ、ランプ電流ｉ_ＬＡＭＰ、フィラメント電流、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４に流れる電流の波形は図１０(ｂ)のようになる。第３実施形態においても、定数Ｌｒ、Ｃｒを適切に設定することで、第１実施形態と同様に３倍共振を発生させることができる。インバータの詳細な動作については、第１実施形態に示した消灯状態の動作から容易に考えられるため省略する。 As described above, the waveform of the inverter output voltage Vo, the choke coil current i _L , the lamp current i _LAMP , the filament current, and the current flowing through the power MOSFET 104 is as shown in FIG. Also in the third embodiment, by appropriately setting the constants Lr and Cr, the triple resonance can be generated as in the first embodiment. The detailed operation of the inverter will be omitted because it can be easily considered from the operation in the extinguished state shown in the first embodiment.

＜第３実施形態の変形例＞
以下では、第３実施形態の変形例について説明する。
まず、インバータの前段にチョッパを設ければ、第１実施形態、及び第２実施形態に対しても、インバータ入力電圧の制御を取り入れることが可能である。例えば、フルブリッジインバータを対象として、第１実施形態、及び第３実施形態を組み合わせると、フルブリッジ動作からＳＥＰＰ動作への切り替えによってランプを消灯させた上で、チョッパによるインバータ入力電圧の制御によってフィラメント電流を調整できる。また、図１０の点灯装置を対象として、第２実施形態、及び第３実施形態を組み合わせると、インバータ入力電圧の制御と、パワーＭＯＳＦＥＴ１０４，１０５のオン時間dutyの制御という、２つの手段によってランプを消灯させ、かつフィラメント電流を調整することができる。 <Modification of Third Embodiment>
Below, the modification of 3rd Embodiment is demonstrated.
First, if a chopper is provided in front of the inverter, it is possible to incorporate control of the inverter input voltage in the first and second embodiments. For example, when the first and third embodiments are combined for a full bridge inverter, the lamp is turned off by switching from the full bridge operation to the SEPP operation, and then the filament is controlled by controlling the inverter input voltage by the chopper. The current can be adjusted. Further, when the second embodiment and the third embodiment are combined for the lighting device of FIG. 10, the lamp is controlled by two means: control of the inverter input voltage and control of the on-time duty of the power MOSFETs 104 and 105. It can be turned off and the filament current can be adjusted.

次に、定数Ｌｒ、Ｃｒの設定によっては、消灯状態において５倍共振、７倍共振を発生させることも可能である。また、前記の通りに第２実施形態、及び第３実施形態を組み合わせる場合、定数Ｌｒ、Ｃｒの設定とパワーＭＯＳＦＥＴのオン時間dutyによっては、２倍共振、４倍共振を発生させることも可能である。まとめると、第３実施形態では、消灯状態において（自然数＋１）倍共振を発生させるということができる。また、定数Ｌｒ、Ｃｒの設定によっては、点灯状態において、（自然数＋１）倍共振を発生させることも考えられる。ただし、消灯状態におけるチョークコイル電流ｉ_Ｌの周波数を、点灯状態に比べて高くすることが望ましい。 Next, depending on the settings of the constants Lr and Cr, it is possible to generate 5 times resonance and 7 times resonance in the light-off state. Further, when the second embodiment and the third embodiment are combined as described above, it is possible to generate a double resonance and a quadruple resonance depending on the settings of the constants Lr and Cr and the on-time duty of the power MOSFET. is there. In summary, in the third embodiment, it can be said that (natural number + 1) times resonance is generated in the extinguished state. Further, depending on the settings of the constants Lr and Cr, it may be considered that (natural number + 1) times resonance is generated in the lighting state. However, it is desirable that the frequency of the choke coil current i _L in the light-off state is higher than that in the light-on state.

最後に、第１実施形態乃至第３実施形態に共通の変形例として、共振負荷回路の構成、特に、フィラメント電流を供給する回路構成について説明する。
以上の説明では、共振用チョークコイルに設けられた２次巻線を利用していたが、図１１に示す主回路のように、昇圧トランス１１２に対して２つの３次巻線１２１、１２２を追加する方法も考えられる。図１１の主回路は、図１の主回路について、チョークコイル１０８の２次巻線１１５、１１６を削除し、昇圧トランス１１２の３次巻線１２１をコンデンサ１１７とフィラメント１０２との直列体に接続し、３次巻線１２２をコンデンサ１１８とフィラメント１０３との直列体に接続したものである。 Finally, as a modification common to the first to third embodiments, a configuration of a resonant load circuit, particularly a circuit configuration for supplying a filament current will be described.
In the above description, the secondary winding provided in the resonance choke coil is used. However, as shown in the main circuit of FIG. A method of adding is also conceivable. The main circuit of FIG. 11 is the same as the main circuit of FIG. 1 except that the secondary windings 115 and 116 of the choke coil 108 are deleted and the tertiary winding 121 of the step-up transformer 112 is connected to the series body of the capacitor 117 and the filament 102. The tertiary winding 122 is connected to a series body of the capacitor 118 and the filament 103.

図１１の主回路では、ランプの点灯、又は消灯によらず、インバータが動作していれば、コンデンサ１０９に発生する交流電圧が３次巻線１２１，１２２を介してフィラメント１０２、１０３にそれぞれ印加され、フィラメント電流が流れる。また、（自然数＋１）倍共振の発生時においては、コンデンサ１０９に発生する交流電圧の周波数もインバータ駆動周波数の（自然数＋１）倍となる。よって、図１の場合とほぼ同様の回路動作、効果を得ることができる。 In the main circuit of FIG. 11, if the inverter is operating regardless of whether the lamp is turned on or off, an AC voltage generated in the capacitor 109 is applied to the filaments 102 and 103 via the tertiary windings 121 and 122, respectively. And a filament current flows. At the time of occurrence of (natural number + 1) times resonance, the frequency of the AC voltage generated in the capacitor 109 is also (natural number + 1) times the inverter drive frequency. Therefore, it is possible to obtain substantially the same circuit operation and effect as in the case of FIG.

また、図１２、図１３に示すように、フィラメント電流を供給する回路のために、２つの２次巻線１２５，１２６を備えるトランス１２３を追加する方法も考えられる。図１２、図１３の主回路は、図１の主回路について、チョークコイル１０８の２次巻線１１５、１１６を削除し、２次巻線１２５をコンデンサ１１７とフィラメント１０２との直列体に接続し、２次巻線１２２をコンデンサ１１８とフィラメント１０３との直列体に接続したものである。図１２の点灯装置５５０では、チョークコイル１０８と直列にトランス１２３の１次巻線１２４が接続され、図１３の点灯装置５６０では、チョークコイル１０８と並列に１次巻線１２４が接続される。図１２、図１３においても、図１の場合とほぼ同様の回路動作、効果を得ることができる。
なお、図１１乃至図１３では、図１に示した主回路に対して、フィラメント電流を供給する回路の変形例を示したが、同様の変形を図４、図７、図１０に示した主回路についても施すことができる。 Further, as shown in FIGS. 12 and 13, a method of adding a transformer 123 having two secondary windings 125 and 126 for a circuit for supplying a filament current is also conceivable. 12 and FIG. 13, the secondary windings 115 and 116 of the choke coil 108 are deleted from the main circuit of FIG. 1, and the secondary winding 125 is connected to the series body of the capacitor 117 and the filament 102. A secondary winding 122 is connected to a series body of a capacitor 118 and a filament 103. In the lighting device 550 of FIG. 12, the primary winding 124 of the transformer 123 is connected in series with the choke coil 108, and in the lighting device 560 of FIG. 13, the primary winding 124 is connected in parallel with the choke coil 108. In FIGS. 12 and 13, circuit operations and effects similar to those in the case of FIG. 1 can be obtained.
11 to 13 show modifications of the circuit for supplying the filament current to the main circuit shown in FIG. 1, but similar modifications are shown in FIGS. 4, 7, and 10. It can also be applied to circuits.

１００直流電源
１０１熱陰極蛍光ランプ
１０２、１０３フィラメント
１０４、１０５、１０６、１０７、３０１パワーＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子，ＳＷ素子）
１０８、３０３チョークコイル
１０９コンデンサ（共振用のコンデンサ）
１１０、１１１、１１７、１１８、１１９、１２０、３０４コンデンサ
１１２、１２３トランス
１１３、１２４１次巻線
１１４、１１５、１１６、１２５、１２６２次巻線（二次巻線）
１２１、１２２トランスの３次巻線
１５０フルブリッジインバータ（インバータ）
１５５ハーフブリッジインバータ（インバータ）
２００、２０１、２０２制御装置
３０２ダイオード
５００、５１０、５２０、５３０、５４０、５５０．５６０点灯装置
100 DC power supply 101 Hot cathode fluorescent lamp 102, 103 Filament 104, 105, 106, 107, 301 Power MOSFET (switching element, SW element)
108, 303 Choke coil 109 Capacitor (Resonance capacitor)
110, 111, 117, 118, 119, 120, 304 Capacitor 112, 123 Transformer 113, 124 Primary winding 114, 115, 116, 125, 126 Secondary winding (secondary winding)
121, 122 Transformer tertiary winding 150 Full bridge inverter (inverter)
155 Half-bridge inverter (inverter)
200, 201, 202 Control device 302 Diode 500, 510, 520, 530, 540, 550.560 Lighting device

Claims

A lighting device comprising an inverter that converts a DC voltage into an AC voltage and supplies power to a resonant load circuit including a hot cathode fluorescent lamp, and a control device that controls the inverter,
The inverter includes the resonant load circuit set so that a frequency of an alternating current flowing through the resonant load circuit is (natural number + 1) times a frequency for driving the inverter when the hot cathode fluorescent lamp is turned off. A lighting device comprising:

The resonant load circuit includes a parallel circuit in which the hot cathode fluorescent lamp is AC-connected in parallel via a transformer to a resonance capacitor, and a choke coil connected in series to the parallel circuit. The lighting device according to claim 1.

The lighting device according to claim 1, wherein the inverter outputs a higher voltage when the hot cathode fluorescent lamp is turned on than when the hot cathode fluorescent lamp is turned off.

The choke coil further includes two secondary windings for supplying power to two filaments included in the hot cathode fluorescent lamp,
4. The lighting device according to claim 1, wherein each of the secondary windings is connected to the filament via a capacitor. 5.

The transformer is further wound with two secondary windings for supplying power to two filaments included in the hot cathode fluorescent lamp,
4. The lighting device according to claim 1, wherein each of the secondary windings is connected to the filament via a capacitor. 5.

4. The lighting device according to claim 3, wherein the inverter is a single-ended push-pull (SEPP) inverter or a half-bridge inverter including a pair of upper and lower arms that are series bodies of two switching elements. .

The control device drives the upper and lower arms with an on-time duty of one switching element in the upper and lower arms larger than 50% and an on-time duty of the other switching element smaller than 50%, The lighting device according to claim 6, wherein the hot cathode fluorescent lamp is turned off.

The lighting device according to claim 3, wherein the inverter is a full-bridge inverter including two sets of upper and lower arms that are series bodies of two switching elements.

The control device causes one of the two sets of upper and lower arms to perform a switching operation, and in the other upper and lower arms, the one switching element is always on and the other switching element is always off. The lighting device according to claim 8, wherein a pair of upper and lower arms are driven to turn off the hot cathode fluorescent lamp.

The control device increases the ON time duty of one switching element to more than 50% and sets the ON time duty of the other switching element to 50% for the upper and lower arms to be switched among the two sets of upper and lower arms. The lighting device according to claim 8, wherein the two sets of upper and lower arms are driven so as to be smaller than%, and the hot cathode fluorescent lamp is turned off.

The control device increases the on-time duty of the upper switching element in one upper and lower arms of the two sets of upper and lower arms and the lower switching element in the other upper and lower arms to more than 50%, and the others 9. The lighting device according to claim 8, wherein the two sets of upper and lower arms are driven so that the hot cathode fluorescent lamp is turned off so that the ON time duty of the switching element is less than 50%.

The primary winding of another transformer is connected in parallel with the choke coil,
One of the two secondary windings included in the other transformer is AC-connected to one of the two filaments included in the hot cathode fluorescent lamp, and the hot cathode fluorescent lamp is connected to the other secondary winding. The lighting device according to claim 2, wherein the lighting device is AC-connected to the other of the filaments.

A DC-DC converter that converts a DC voltage and controls an input voltage of the inverter;
The control device controls the DC-DC converter to turn off the hot cathode fluorescent lamp so that an input voltage of the inverter decreases compared to a lighting state of the hot cathode fluorescent lamp. The lighting device according to claim 1.

The DC-DC converter is a chopper circuit including at least one switching element,
The control device drives the switching element of the chopper circuit so that the output voltage of the chopper circuit is lower than the lighting state of the hot cathode fluorescent lamp, and turns off the hot cathode fluorescent lamp. The lighting device according to claim 13.

The chopper circuit is a step-down chopper circuit including a series body of a switching element and a diode connected to a DC power source, and a series body of a choke coil and a smoothing capacitor connected to the diode,
The control device drives the switching element of the step-down chopper circuit so that an on-time duty of the switching element in the step-down chopper circuit is smaller than a lighting state of the hot cathode fluorescent lamp, and the hot cathode fluorescent lamp The lighting device according to claim 14, wherein the lighting device is turned off.

The inverter includes the resonant load circuit set so that the frequency of the alternating current flowing through the resonant load circuit matches the frequency of driving the inverter,
The lighting device according to any one of claims 1 to 15, wherein the hot cathode fluorescent lamp is turned on.

The lighting device according to any one of claims 1 to 16, wherein the control device drives the inverter at a constant frequency regardless of whether the hot cathode fluorescent lamp is turned on or off. apparatus.

The image display apparatus provided with the lighting device as described in any one of Claims 1 thru | or 17.