JP4875101B2 - ワイヤレス通信システムにおける受信機のための等化器 - Google Patents

Description

関連出願

本出願は、２００５年１１月１５日に出願され、“ＷＣＤＭＡダウンリンク信号の等化のためのＦＦＴベースの方法”と題された、米国仮出願シリアル番号第60/737,459号に対して優先権を主張し、これは、本出願譲受人に譲渡され、ここで参照により組み込まれている。

発明の分野

本開示は一般的に通信に関連し、さらに詳細には、ワイヤレス通信システムにおいて信号を受信する技術に関連する。

発明の背景

ワイヤレス通信システムは、音声、パケットデータ、ビデオ、ブロードキャスト、メッセージング等のような、さまざまな通信サービスを提供するために広く配備されている。これらのシステムは、利用可能なシステムリソースを共有することにより複数のユーザに対する通信をサポートすることができる、多元接続システムであってもよい。このような多元接続システムの例は、コード分割多元接続（ＣＤＭＡ）システム、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）システム、および、周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）システムを含む。

ワイヤレスデバイス（例えば、セルラ電話機）は、一般的にレーク受信機を使用する。レーク受信機は、１つ以上のサーチャーエレメントおよび複数の復調エレメントを含み、これらは一般に、それぞれ、サーチャーおよびフィンガーとして呼ばれている。比較的広い帯域のＣＤＭＡ信号のために、ワイヤレス通信チャネルは、有限数の分解可能な信号パスまたはマルチパスから構成されていると仮定される。各マルチパスは、特定の複素利得および特定の時間遅延により特徴付けられる。サーチャーは、受信信号中で強いマルチパスを探し、フィンガーは、サーチャーによって見つけられた最も強いマルチパスに対して割り当てられる。各フィンガーは、各フィンガーの割り当てられたマルチパスを処理して、そのマルチパスに対するシンボル推定を提供する。次に、すべての割り当てられたフィンガーからのシンボル推定を結合して、最終シンボル推定を取得する。レーク受信機は、低い信号対干渉および雑音比（ＳＮＲ）で動作しているＣＤＭＡシステムに対して、受け入れ可能な性能を提供できる。

レーク受信機は、いくつかの欠点を持っている。第１に、レーク受信機は、１チップ期間よりも少なく分けられた時間遅延を有するマルチパスを効果的に取り扱うことができず、このことは、“ファットパス（fat-path）”シナリオとして呼ばれることが多い。第２に、レーク受信機は、一般的に、高いジオメトリにおいて準最適状態の性能を提供し、高いジオメトリは、高いＳＮＲに対応する。第３に、受信信号を検索して強いマルチパスを見つけるために、新しく見つかったマルチパスにフィンガーを割り当てるために、そして、消滅したマルチパスから受信信号を切り離すために、通常、複雑な回路および制御機能が必要とされる。

したがって、レーク受信機の欠点を改善できる受信機に対する技術的な要求がある。

発明の概要

ワイヤレス通信システムにおける、受信機（例えば、ワイヤレスデバイスまたは基地局）において、等化を実行する技術をここで説明する。１つの観点では、オーバーサンプルされた入力信号をサブサンプルすることによって、等化を実行して、複数のサブサンプルされた信号を取得する。オーバーサンプルされたチャネル推定（例えば、オーバーサンプルされたチャネルインパルス応答推定）を導出し、サブサンプルして、複数のサブサンプルされたチャネル推定を取得してもよい。例えば、入力信号とチャネル推定とは、チップレートの複数倍でオーバーサンプルされてもよく、サブサンプルされた信号とサブサンプルされたチャネル推定とは、チップレートにおけるものであってもよく、異なるサンプリング時間インスタントに対応していてもよい。少なくとも１つのサブサンプルされたチャネル推定に基づいて、少なくとも１組の等化器係数が導出される。次に、少なくとも１つのサブサンプルされた信号を、少なくとも１組の等化器係数でフィルタして、少なくとも１つの出力信号を取得する。１つの実施形態では、（例えば、最大のエネルギーを有する）１つのサブサンプルされた信号が、等化のために選択され、関係するサブサンプルされたチャネル推定に基づいて導出された１組の等化器係数でフィルタされる。他の実施形態では、複数の組の等化器係数に基づいて、複数のサブサンプルされた信号が等化され、複数の組の等化器係数は、複数のサブサンプルされたチャネル推定に基づいて、個別に、または共同で導出されてもよい。

別の観点では、周波数領域で導出された等化器係数に基づいて、オーバーサンプルされた入力信号上で、等化が実行される。チャネルインパルス応答推定を導出し、変換して、チャネル周波数応答推定を取得する。入力サンプルに対する時間領域共分散値を決定し、変換して、周波数領域共分散値を取得してもよい。チャネル周波数応答推定と周波数領域共分散値とに基づいて、周波数領域等化器係数を導出する。周波数領域等化器係数を変換して、時間領域等化器係数を取得し、時間領域等化器係数を使用して、入力サンプルをフィルタする。

本発明のさまざまな観点および実施形態を以下でさらに詳細に説明する。

本発明の特徴および性質は、同一参照番号が全体にわたって対応したものを識別する添付の図面を参照すると、以下の詳細な説明からより明らかになるだろう。

実施形態の詳細な説明

“例示的”という言葉は、“例として、事例として、あるいは、例示として働くこと”を意味するためにここで使用されている。ここで“例示的”として記述した任意の実施形態または設計は、必ずしも他の実施形態より好ましい、または有利であるとして解釈すべきではない。

図１は、ワイヤレス通信システムにおける例示的な送信を示す。簡潔さのために、図１では、１つの基地局１１０と、１つのワイヤレスデバイス１２０とだけを示した。基地局は、一般的にワイヤレスデバイスと通信する固定局であり、ノードＢ、アクセスポイント、または他の何らかの用語として呼ばれることがある。ワイヤレスデバイスは、固定性のものまたは移動性のものであってもよく、また、ユーザ装置（ＵＥ）、移動局、ユーザ端末、加入者ユニット、または他の何らかの用語として呼ばれることがある。ワイヤレスデバイスは、セルラ電話機、パーソナルデジタルアシスタント（ＰＤＡ）、ワイヤレスモデムカード、あるいは、他の何らかのデバイスまたは装置等であってもよい。

基地局１１０は、ワイヤレスデバイス１２０に対して無線周波数（ＲＦ）信号を送信する。このＲＦ信号は、直接パスおよび／または反射パスを含んでいてもよい、１つ以上の信号パスを通してワイヤレスデバイス１２０に到達する。反射パスは、ワイヤレス環境における障害物（例えば、建物、木、車両、および他の構造物）による無線波の反射によって生み出される。ワイヤレスデバイス１２０は、送信ＲＦ信号の複数のインスタンスまたはコピーを受信することがある。それぞれの受信信号インスタンスは、異なる信号パスを通して取得され、その信号パスによって決定された特定の複素利得および特定の時間遅延を有している。ワイヤレスデバイス１２０における受信ＲＦ信号は、このワイヤレスデバイスにおけるすべての受信信号インスタンスの重ね合わせである。ワイヤレスデバイス１２０はまた、他の送信局からの干渉送信も受信するかもしれない。干渉送信は、図１中で点線によって示した。

ここで説明する等化技術は、ＣＤＭＡ、ＴＤＭＡ、ＦＤＭＡ、直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ）、および単一搬送波ＦＤＭＡ（ＳＣ−ＦＤＭＡ）システムのようなさまざまな通信システムに対して使用されてもよい。ＣＤＭＡシステムは、ｃｄｍａ２０００、広帯域−ＣＤＭＡ（Ｗ−ＣＤＭＡ）等のような、１つ以上の無線アクセス技術（ＲＡＴ）を実現してもよい。ｃｄｍａ２０００は、ＩＳ−２０００、ＩＳ−８５６、およびＩＳ−９５標準規格をカバーする。ＴＤＭＡシステムは、移動体通信のためのグローバルシステム（ＧＳＭ）のようなＲＡＴを実現してもよい。これらのさまざまなＲＡＴおよび標準規格は、技術的に知られている。Ｗ−ＣＤＭＡおよびＧＳＭは、“第３世代パートナーシッププロジェクト”（３ＧＰＰ）と称されるコンソーシアムからの文書に説明されている。ｃｄｍａ２０００は、“第３世代パートナーシッププロジェクト２”（３ＧＰＰ２）と称されるコンソーシアムからの文書に説明されている。３ＧＰＰおよび３ＧＰＰ２の文書は公的に入手可能である。ＯＦＤＭＡシステムは、ＯＦＤＭを使用して、直交周波数副搬送波上の周波数領域中で変調シンボルを送信する。ＳＣ−ＦＤＭＡシステムは、直交周波数副搬送波上の時間領域中で変調シンボルを送信する。

ここで説明する等化技術はまた、基地局や、ワイヤレスデバイスに対して使用される。簡潔さのために、Ｗ−ＣＤＭＡシステム、またはｃｄｍａ２０００システムであってもよい、ＣＤＭＡシステムにおけるワイヤレスデバイスに対して、以下でこれらの技術を説明する。ある部分の説明は、Ｗ−ＣＤＭＡシステムに対するものである。

図２は、基地局１１０およびワイヤレスデバイス１２０のブロック図を示す。基地局１１０において、送信（ＴＸ）データプロセッサ２１０は、担当しているワイヤレスデバイスのためのトラフィックデータを受け取り、トラフィックデータを処理（例えば、エンコード、インターリーブ、およびシンボルマップ）して、データシンボルを発生させ、データシンボルをＣＤＭＡ変調器２２０に提供する。ここで使用するように、データシンボルはデータに対する変調シンボルであり、パイロットシンボルはパイロットに対する変調シンボルであり、変調シンボルは（例えば、Ｍ−ＰＳＫ、Ｍ−ＱＡＭ等に対する）信号コンステレーション中の点に対する複素値であり、シンボルは一般的に複素値であり、パイロットは基地局とワイヤレスデバイスの両方によって、アプリオリに知られるデータである。ＣＤＭＡ変調器２２０は、以下で説明するようにデータシンボルおよびパイロットシンボルを処理し、送信機（ＴＭＴＲ）２３０に対して出力チップを提供する。送信機２３０は、出力チップを処理（例えば、アナログに変換、増幅、フィルタ、および周波数アップコンバート）して、ＲＦ信号を発生させ、ＲＦ信号はアンテナ２３２から送信される。

ワイヤレスデバイス１２０において、アンテナ２５２は、直接パスおよび／または反射パスを通して送信ＲＦ信号を受信し、受信ＲＦ信号を受信機（ＲＣＶＲ）２５４に提供する。受信機２５４は、受信ＲＦ信号を処理（例えば、フィルタ、増幅、周波数ダウンコンバート、およびデジタル化）して、受信サンプルを取得する。受信機２５４はまた、受信サンプル上で前処理を実行してもよく、入力サンプルを等化器２６０に提供する。前処理は、例えば、自動利得制御（ＡＧＣ）、周波数訂正、デジタルフィルタリング、サンプルレート変換等を含んでもよい。等化器２６０は、以下で説明するように入力サンプル上で等化を実行して、出力サンプルを提供する。ＣＤＭＡ復調器（Ｄｅｍｏｄ）２７０は、ＣＤＭＡ変調器２２０による処理に対して相補的な方法で、出力サンプルを処理し、シンボル推定を提供し、シンボル推定は基地局１１０によってワイヤレスデバイス１２０に対して送られたデータシンボルの推定である。受信（ＲＸ）データプロセッサ２８０は、シンボル推定を処理（例えば、シンボルデマップ、デインターリーブ、およびデコード）して、デコードデータを提供する。一般的に、ＣＤＭＡ復調器２７０およびＲＸデータプロセッサ２８０による処理は、基地局１１０における、それぞれ、ＣＤＭＡ変調器２２０およびＴＸデータプロセッサ２１０による処理に対して相補的なものである。

制御装置／プロセッサ２４０および２９０は、それぞれ、基地局１１０およびワイヤレスデバイス１２０におけるさまざまな処理ユニットの動作を命令する。メモリ２４２および２９２は、それぞれ、基地局１１０およびワイヤレスデバイス１２０のためのデータおよびプログラムコードを記憶する。

ＣＤＭＡに対して、複数の直交チャネルが異なる直交コードで取得されてもよい。例えば、複数の直交物理チャネルは、Ｗ−ＣＤＭＡの異なる直交可変拡散係数（ＯＶＳＦ）コードで取得されてもよく、複数の直交トラフィックチャネルは、ｃｄｍａ２０００の異なるウォルシュコードで取得されてもよい。直交チャネルを使用して、異なるワイヤレスデバイスに対して、異なるタイプのデータ（例えば、トラフィックデータ、制御データ、ブロードキャストデータ、パイロット等）および／またはトラフィックデータを送ってもよい。

図３は、基地局１１０におけるＣＤＭＡ変調器２２０のブロック図を示す。簡潔さのために、以下の説明はＷ−ＣＤＭＡに対するものである。ＣＤＭＡ変調器２２０は、トラフィックデータのために使用される各物理チャネルに対する物理チャネルプロセッサ３１０と、パイロットのためのパイロットチャネルプロセッサ３２０とを含む。ワイヤレスデバイス１２０のために使用される物理チャネルｉに対するプロセッサ３１０内で、拡散器３１２は物理チャネルｉに対するＯＶＳＦコードｏ_i（ｎ）でデータシンボルを拡散させ、データチップを提供する。拡散器３１２は各データシンボルを複数回繰り返して、Ｎ反復シンボルを発生させ、ここで、Ｎは、ＯＶＳＦコードｏ_i（ｎ）の長さである。次に、拡散器３１２は、Ｎ反復シンボルを、ＯＶＳＦコードｏ_i（ｎ）のＮチップで乗算して、データシンボルに対するＮデータチップを発生させる。スクランブラ３１４は、基地局１１０のためのスクランブリングシーケンスｓ_p（ｎ）でデータチップを乗算する。乗算器３１６は、スクランブラ３１４の出力をスケーリングして、物理チャネルｉに対して、出力チップｘ（ｎ）を提供する。

パイロットチャネルプロセッサ３２０内で、拡散器３２２は、パイロットに対するＯＶＳＦコードｏ_p（ｎ）でパイロットシンボルを拡散させ、パイロットチップを提供し、ＯＶＳＦコードｏ_p（ｎ）は、すべてゼロのシーケンスである。スクランブラ３２４は、スクランブリングシーケンスｓ_p（ｎ）でパイロットチップを乗算する。乗算器３２６は、スクランブラ３２４の出力をスケーリングして、パイロットチャネルに対して、出力チップｐ（ｎ）を提供する。加算器３３０は、すべての物理チャネルに対する出力チップを合計し、基地局１１０に対して、出力チップｚ（ｎ）を提供する。チップレートは、Ｗ−ＣＤＭＡに対して、3.84メガチップ／秒（Mcps）であり、ｃｄｍａ２０００に対して1.2288Mcpsである。

ワイヤレスデバイス１２０において、受信機２５４からの時間領域入力サンプルを以下のように表現してもよい：

ここで、ｘ（ｎ）は、ワイヤレスデバイス１２０に対して関心のある信号成分であり、
ｈ（ｎ）は、基地局１１０とワイヤレスデバイス１２０との間のワイヤレスチャネルのインパルス応答であり、
ｗ（ｎ）は、望ましい信号ｘ（ｎ）によって観察される雑音および干渉の合計であり、
ｙ（ｎ）は、ワイヤレスデバイス１２０における入力サンプルであり、

は畳み込みを示す。
数式（１）において、ｗ（ｎ）は、基地局１１０からの他の物理チャネルに対する信号成分、さまざまなソースからの雑音、および他の送信局からの干渉を含む。簡潔さのために、ｗ（ｎ）は、ゼロ平均およびσ²の分散を有する加算性白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）であると仮定する。

数式（１）は、周波数領域で、以下のように表現されてもよい。

ここで、Ｙ（ω）、Ｈ（ω）、Ｘ（ω）、およびＷ（ω）は、それぞれｙ（ｎ）、ｈ（ｎ）、ｘ（ｎ）、およびｗ（ｎ）の周波数領域表現である。周波数領域表現は、時間領域表現の離散フーリエ変換（ＤＦＴ）または高速フーリエ変換（ＦＦＴ）をとることによって、取得されてもよい。時間領域表現は、周波数領域表現の逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）または逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）をとることによって、取得されてもよい。簡潔さのために、望ましい信号Ｘ（ω）は、単位電力を有する白色であるとして仮定する。基地局１１０における擬似ランダムスクランブリングシーケンスｓ_p（ｎ）でのスクランブリングのために、この白色仮定は理にかなっている。

望ましい信号Ｘ（ω）の推定が、以下のような線形最小平均二乗誤差（ＬＭＭＳＥ）技術に基づいて、取得されてもよい。

ここで、Ｃ（ω）は、ＬＭＭＳＥフィルタ応答であり、Ｘ（ω）＾はＸ（ω）の推定であり、および、“^*”は複素共役を示す。数式（３）に示したように、高いジオメトリに対して

であるとき、ＬＭＭＳＥフィルタ応答は

になり、ＬＭＭＳＥフィルタはチャネルを反転させる。これは、マルチパスをなくすことになる。低いジオメトリに対してσ²が大きいとき、ＬＭＭＳＥフィルタ応答は、Ｃ（ω）＝Ｈ^*（ω）／σ²になり、ＬＭＭＳＥフィルタは、整合フィルタリングを実行し、レーク受信機と同等である。

（３）におけるＬＭＭＳＥフィルタリングはまた、以下のように、Ｃ（ω）の周波数応答を持つ有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタで入力サンプルを畳み込むことによって、時間領域において実行されてもよい。

ここで、ｃ（ｎ）とｘ（ｎ）＾は、それぞれ、Ｃ（ω）とＸ（ω）＾の時間領域表現であり、２ＬはＦＩＲフィルタの長さである。

チップレートの複数（Ｍ）倍で、受信信号をサンプルして、各チップ期間におけるＭ個のサンプリング時間インスタントに対するＭ個の入力サンプルを有するオーバーサンプル信号を取得してもよく、ここで、一般的にＭ＞１である。Ｍ個のサンプリング時間インスタントは、チップ期間にわたって均等に間隔を空けられていてもよく、Ｔ_c／Ｍによって分けられていてもよく、ここで、Ｔ_cは１つのチップ期間である。オーバーサンプル信号は、多重分離され、または、サブサンプルされて、Ｍ個のサブサンプル信号を取得してもよい。各サブサンプル信号は、１つのサンプリング時間インスタントに対する入力サンプルを含む。各サブサンプル信号に対する入力サンプルは、１つのチップ期間によって分けられる。サンプルデータの品質は、サンプリング時間インスタントによって影響を受ける。したがって、Ｍ個のサブサンプル信号は、異なる品質を持っているかもしれず、以下で説明するように、Ｍ個のサブサンプル信号を処理して、送信信号の改善された推定を取得してもよい。

オーバーサンプル信号は不変でないが、Ｍ個のサブサンプル信号は不変であり、このことは、サブサンプル信号の起源または開始がシフトされた場合にも、サブサンプル信号の統計が変化しないことを意味する。サブサンプル信号の、この不変特性を利用して、送信信号の良好な推定を提供できる等化器係数を導出してもよい。Ｍ個のサブサンプル信号は、Ｍ個のダイバーシティ分岐、または、単に分岐として考えられてもよい。各分岐は、異なるサンプリング時間インスタントに対応する。ここで説明する等化技術は、任意の量のオーバーサンプリングとともに使用されてもよい。簡潔さのために、受信信号がチップレートの２倍（すなわち、Ｃｈｉｐｘ２）でオーバーサンプルされて、Ｃｈｉｐｘ２で入力サンプルを取得するケースに対して、以下で等化技術を詳細に説明する。以下で説明するように、Ｃｈｉｐｘ２入力サンプル上で、等化が実行されてもよい。

図４は、図２の等化器２６０の実施形態のブロック図を示す。この実施形態に対して、Ｃｈｉｐｘ２入力サンプルｙ（ｎ）が、チャネル推定器４１０およびサブサンプラ４１４に提供される。チャネル推定器４１０は、基地局１１０とワイヤレスデバイス１２０との間のワイヤレスチャネルに対するチャネルインパルス応答推定ｈ（ｎ）を導出する。チャネルインパルス応答推定ｈ（ｎ）はオーバーサンプルされ、ハーフチップ期間によって分けられた、２Ｌ個のチャネルタップを含む。サブサンプラ４１２は、オーバーサンプルチャネルタップｈ（ｎ）を、２つのサンプリング時間インスタントに対する、オンタイムチャネルタップｈ₁（ｎ）と、レイトチャネルタップｈ₂（ｎ）とに多重分離する。同様に、サブサンプラ４１４は、Ｃｈｉｐｘ２入力サンプルｙ（ｎ）を、２つのサンプリング時間インスタントに対する、オンタイムサンプルｙ₁（ｎ）と、レイトサンプルｙ₂（ｎ）とに多重分離する。共分散推定器４１６は、以下で説明するように、オンタイムおよびレイトサンプルの共分散を決定し、共分散値を提供する。

計算ユニット４２０は、サブサンプラ４１２からオンタイムおよびレイトチャネルタップを、および、推定器４１６から共分散値を受け取る。計算ユニット４２０は、以下で説明するように、チャネルタップおよび共分散値に基づいて、２つのサンプリング時間インスタントに対する等化器係数ｃ₁（ｎ）およびｃ₂（ｎ）を導出する。ＦＩＲフィルタ４３０は、オンタイムサンプルｙ₁（ｎ）およびレイトサンプルｙ₂（ｎ）を、等化器係数ｃ₁（ｎ）でフィルタし、出力サンプルｘ（ｎ）＾を、チップレート（すなわちＣｈｉｐｘ１）で提供する。

図５Ａは、図４のサブサンプラ４１４の実施形態のブロック図を示す。サブサンプラ４１４内で、Ｃｈｉｐｘ２入力サンプルｙ（ｎ）は、遅延ユニット５１０およびダウンサンプラ５１４に提供される。遅延ユニット５１０はハーフチップ期間の遅延を提供する。ダウンサンプラ５１２は、遅延ユニット５１０からの、あらゆる異なるサンプルをオンタイムサンプルｙ₁（ｎ）として提供する。ダウンサンプラ５１４は、あらゆる異なる入力サンプルをレイトサンプルｙ₂（ｎ）として提供する。オンタイムサンプルｙ₁（ｎ）およびレイトサンプルｙ₂（ｎ）は２つのサンプリング時間インスタント、または分岐に対するものであり、Ｃｈｉｐｘ２入力サンプルｙ（ｎ）のすべてを含む。

図５Ｂは、サブサンプラ４１４からのオンタイムサンプルｙ₁（ｎ）およびレイトサンプルｙ₂（ｎ）を示す。オンタイムサンプルｙ₁（ｎ）は、レイトサンプルｙ₂（ｎ）からハーフチップ期間だけオフセットされている。

戻って、図４を参照すると、チャネル推定器４１０は、基地局１１０によって送信されるパイロットに基づいて、チャネルインパルス応答予測を導出してもよい。１つの実施形態では、チャネルインパルス応答推定ｈ（ｎ）＾は、以下のように導出されてもよい。

ここで、Ｋは累積長であり、これはパイロットに対して使用される直交コードの長さの整数倍である。Ｗ−ＣＤＭＡ中のパイロットに対するＯＶＳＦコードは２５６チップの長さを有し、ｃｄｍａ２０００中のパイロットに対するウォルシュコードは１２８チップの長さを有する。数式（５）に対して、インデックスｎにおけるチャネルタップは、入力サンプルをスクランブリングシーケンスｓ_p（ｎ）でデスクランブルすることと、デスクランブルサンプルをパイロットＯＶＳＦコードｏ_p（ｎ）で逆拡散することと、Ｋチップ期間にわたって累積することとによって、取得されてもよい。チャネルインパルス応答推定はまた、技術的に知られた、他の方法で導出されてもよい。簡潔さのために、以下の説明では、ｈ（ｎ）＾＝ｈ（ｎ）となるように、チャネル推定誤差はまったく仮定しない。

サブサンプラ４１２は、チャネルインパルス応答推定ｈ（ｎ）の２Ｌ個のチャネルタップを、Ｌ個のオンタイムチャネルタップｈ₁（ｎ）とＬ個のレイトチャネルタップｈ₂（ｎ）とに多重分離する。サブサンプラ４１２は、図５Ａ中のサブサンプラ４１４と同様の方法で実現されてもよい。オンタイムチャネルタップｈ₁（ｎ）は、オンタイムサンプルｙ₁（ｎ）に対するチャネルインパルス応答推定を表す。レイトチャネルタップｈ₂（ｎ）は、レイトサンプルｙ₂（ｎ）に対するチャネルインパルス応答推定を表す。

Ｃｈｉｐｘ２システムは、単一入力複数出力（ＳＩＭＯ）チャネルを有するとして考えられてもよい。次に、オンタイムおよびレイトサンプルは、以下のように表現されてもよい。

ここで、ｗ₁（ｎ）およびｗ₂（ｎ）は、それぞれ、オンタイムおよびレイトサンプルに対する、雑音および干渉の合計である。一般的に、ｙ₁（ｎ）およびｙ₂（ｎ）は、共同で広い意味では不変であり、このことは、（１）各サブサンプル信号の統計が、何らかの時間的なシフトから独立していることと、（２）ｙ₁（ｎ）およびｙ₂（ｎ）の共同統計もまた、時間から独立していることとを意味する。１組の数式（６）は、周波数領域で、以下のように表現されてもよい。

１組の数式（６）および１組の数式（７）に示した、オンタイムおよびレイトサンプルに対して、さまざまな等化スキームが使用されてもよい。表１は、いくつかの等化スキームと、各スキームに対する短い説明とを列挙する。各等化スキームを以下で詳細に説明する。

表１中の最初の２つの等化スキームに関して、所定の分岐に対して導出されたＬＭＭＳＥフィルタに基づいて、その分岐に対する等化が実行されてもよい。各分岐ｍに対するＬＭＭＳＥフィルタを、以下のように表現してもよい。

ここで、Ｈ_m（ω）は、ｈ_m（ｎ）のＤＦＴ／ＦＦＴであり、
Ｒ_mm（ω）は、Ｒ_mm（τ）のＤＦＴ／ＦＦＴであり、Ｒ_mm（τ）は、ｙ_m（ｎ）の自己相関である。

図４における共分散推定器４１６は、ｙ₁（ｎ）およびｙ₂（ｎ）の共分散を、以下のように推定してもよい。

ここで、Ｒ_ij（τ）は、ｙ_i（ｎ）とｙ_j（ｎ−τ）との間の共分散を示し、ｙ_j（ｎ−τ）はｙ_i（ｎ）の時間シフトされたバージョンである。ここで使用するように、“共分散”は、所定のサブサンプルされた信号ｙ_m（ｎ）の自己相関と、２つのサブサンプルされた信号ｙ₁（ｎ）およびｙ₂（ｎ）の間の相互相関との両方をカバーする。Ｒ_ij（τ）は、適切な値ｉおよびｊに対して導出されてもよく、また、時間オフセットの範囲、例えば、τ＝−Ｌ／２＋１，…，Ｌ／２−１に対して導出されてもよい。自己相関に対して、

となるように、Ｒ_mm（τ）は、対称である。したがって、Ｒ_mm（τ）は、τ＝０，…，Ｌ／２−１に対して導出されてもよい。共分散はまた、技術的に知られた、他の方法で推定されてもよい。

図６は、選択的等化スキームのための等化器係数計算ユニット４２０ａのブロック図を示す。計算ユニット４２０ａは、図４中の計算ユニット４２０の１つの実施形態である。

ユニット４２０ａ内で、エネルギー計算ユニット６１０は、オンタイムチャネルタップｈ₁（ｎ）およびレイトチャネルタップｈ₂（ｎ）を受け取り、各分岐ｍに対するチャネルタップのエネルギーＥ_mを、以下のように計算する。

ユニット６１０は、以下のように、最大のエネルギーを有する分岐として、最良の分岐ｒを決定する。

ここで、ｒ∈｛１，２｝である。

選択器６１２は、オンタイムチャネルタップｈ₁（ｎ）およびレイトチャネルタップｈ₂（ｎ）を受け取り、最良の分岐ｒに対して、チャネルタップｈ_r（ｎ）を提供する。ＦＦＴユニット６１４は、Ｌ個のチャネルタップｈ_r（ｎ）をＬポイントＦＦＴで周波数領域に対して変換し、そして、最良の分岐ｒに対して、Ｌ個のチャネル利得Ｈ_r（ω）を提供し、ここで、ω＝１，・・・，Ｌである。同様に、選択器６１６は、オンタイムサンプルに対する共分散値Ｒ₁₁（τ）と、レイトサンプルに対する共分散値Ｒ₂₂（τ）とを受け取り、最良の分岐ｒに対して、共分散値Ｒ_rr（τ）を提供する。ＦＦＴユニット６１８は、共分散値上にＬポイントＦＦＴを実行し、これは、

として配列してもよく、ここで、ゼロを挿入して、ＦＦＴに対するＬ値を取得する。ＦＦＴユニット６１８は、Ｌ個の周波数領域共分散値Ｒ_rr（ω）を提供し、ここで、ω＝１，・・・，Ｌである。

次に、計算ユニット６２０は、以下のように最良の分岐ｒに対する周波数領域等化器係数Ｃ_r（ω）を計算する。

Ｒ_rr（ω）が分母にあるので、Ｒ_rr（ω）に対する小さい値が、Ｃ_r（ω）に対する大きい値になる。ユニット６２０は、Ｃ_r（ω）を計算する前に、Ｒ_rr（ω）を調整してもよい。例えば、ユニット６２０は、Ｒ_rr（ω）の最大値を

として決定してもよく、Ｒ_rr（ω）の小さい値、例えば、Ｒ_rr（ω）≦０．０１×Ｍを持つすべての周波数ビンωを識別してもよく、そして、すべての識別された周波数ビンに対して、Ｃ_r（ω）＝０を設定してもよい。代わりに、ユニット６２０は、予め規定された値、例えば、Ｒ_rr（ω）≧０．０１×Ｍより大きくなるように、または、等しくなるようにＲ_rr（ω）を強制してもよい。

ＩＦＦＴユニット６２２は、Ｌ個の周波数領域等化器係数Ｃ_r（ω）上でＬポイントＩＦＦＴを実行し、最良の分岐ｒに対して、Ｌ個の時間領域等化器係数ｃ_r（ｎ）を提供する。マッパー６２４は、分岐１または２のいずれかに対して、最良の分岐ｒに対する等化器係数ｃ_r（ｎ）をマップし、他の分岐に対して、以下のように、ゼロ化された等化器係数を提供する。

戻って、図４を参照すると、ＦＩＲフィルタ４３０は、以下のように、等化器係数に基づいて、オンタイムおよびレイトサンプルをフィルタしてもよい。

数式（１４）における数量のすべては、チップレートにおけるものである。選択的等化スキームに関して、等化器係数ｃ₁（ｎ）またはｃ₂（ｎ）だけが非ゼロであり、オンタイムまたはレイトサンプルだけがフィルタされて、出力サンプルｘ（ｎ）＾を発生させる。

図７は、最良の分岐に対して選択的に等化を実行するためのプロセス７００を示す。例えば、受信パイロットに基づいて、ワイヤレスチャネルに対するチャネルインパルス応答推定ｈ（ｎ）を導出する（ブロック７１２）。チャネルインパルス応答推定ｈ（ｎ）に基づいて（例えば、これをサブサンプルすることによって）、Ｍ個のサンプリング時間インスタントに対する複数の（Ｍ個の）チャネルインパルス応答推定ｈ₁（ｎ）からｈ_M（ｎ）を導出する（ブロック７１４）。Ｍは上で説明したように、２に等しくてもよく、または、２よりも大きくてもよい。Ｍ個のサンプリング時間インスタントは、Ｍ個の異なる分岐に対応する。Ｍ個のサンプリング時間インスタントのうちから１つのサンプリング時間インスタントを選択し、サンプリング時間インスタントｒとして示す（ブロック７１６）。各サンプリング時間インスタントに対するチャネルタップのエネルギーを計算すること、そして、Ｍ個のサンプリング時間インスタントに対するエネルギーを比較して、最高のエネルギーを有するサンプリング時間インスタントを決定することによって、最良のサンプリング時間インスタントの選択を達成してもよい。

選択されたサンプリング時間インスタントに対する、チャネルインパルス応答推定ｈ_r（ｎ）に基づいて（例えば、これにＦＦＴを実行することによって）、選択されたサンプリング時間インスタントに対するチャネル周波数応答推定 Ｈ_r（ω）を導出する（ブロック７１８）。例えば、数式（９）に示したように、選択されたサンプリング時間インスタントに対する入力サンプルｙ_r（ｎ）の時間領域共分散値Ｒ_rr（τ）を決定する（ブロック７２０）。時間領域共分散値Ｒ_rr（τ）に基づいて（例えば、これにＦＦＴを実行することによって）、周波数領域共分散値Ｒ_rr（ω）を決定する（ブロック７２２）。次に、チャネル周波数応答推定 Ｈ_r（ω）と、周波数領域共分散値Ｒ_rr（ω）とに基づいて、選択されたサンプリング時間インスタントに対する周波数領域等化器係数Ｃ_r（ω）を導出する（ブロック７２４）。数式（１２）に示したようなＬＭＭＳＥ技術に基づいて、または、他の何らかの等化技術に基づいて、等化器係数を計算してもよい。周波数領域等化器係数Ｃ_r（ω）に基づいて（例えば、これにＩＦＦＴを実行することによって）、選択されたサンプリング時間インスタントに対する時間領域等化器係数Ｃ_r（ｎ）を決定する（ブロック７２６）。選択されたサンプリング時間インスタントに対する入力サンプルｙ_r（ｎ）を時間領域等化器係数ｃ_r（ｎ）でフィルタする（ブロック７２８）。

図８Ａは、結合スキームによる個別等化のための等化器係数計算ユニット４２０ｂのブロック図を示す。計算ユニット４２０ｂは、２つの分岐の均等結合を実行し、図４の計算ユニット４２０の別の実施形態である。

ユニット４２０ｂ内で、ＦＦＴユニット８１０は、オンタイムチャネルタップｈ₁（ｎ）をＬポイントＦＦＴで変換して、分岐１に対して、Ｌ個のチャネル利得Ｈ₁（ω）を提供する。ＦＦＴユニット８１２は、レイトチャネルタップｈ₂（ｎ）をＬポイントＦＦＴで変換して、分岐２に対して、Ｌ個のチャネル利得Ｈ₂（ω）を提供する。ＦＦＴユニット８１４は、分岐１に対して、時間領域共分散値Ｒ₁₁（τ）上でＬポイントＦＦＴを実行し、これは、

として配列してもよく、そして、Ｌ個の周波数領域共分散値Ｒ₁₁（ω）を提供し、ここで、ω＝１，・・・，Ｌである。ＦＦＴユニット８１６は、分岐２に対して、時間領域共分散値Ｒ₂₂（τ）上でＬポイントＦＦＴを実行し、これは、

として配列してもよく、そして、Ｌ個の周波数領域共分散値Ｒ₂₂（ω）を提供し、ここで、ω＝１，・・・，Ｌである。

計算ユニット８２０は、例えば、数式（１２）に示したように、分岐１に対するチャネル利得Ｈ₁（ω）と、共分散値Ｒ₁₁（ω）とに基づいて、分岐１に対する周波数領域等化器係数Ｃ₁（ω）を計算する。同様に、計算ユニット８２２は、分岐２に対するチャネル利得Ｈ₂（ω）と、共分散値Ｒ₂₂（ω）とに基づいて、分岐２に対する周波数領域等化器係数Ｃ₂（ω）を計算する。ＩＦＦＴユニット８３０は、Ｌ個の周波数領域等化器係数Ｃ₁（ω）上でＬポイントＩＦＦＴを実行して、分岐１に対して、Ｌ個の時間領域等化器係数ｃ₁（ｎ）を提供する。ＩＦＦＴユニット８３２は、Ｌ個の周波数領域等化器係数Ｃ₂（ω）上でＬポイントＩＦＦＴを実行して、分岐２に対して、Ｌ個の時間領域等化器係数ｃ₂（ｎ）を提供する。数式（１４）に示したように、等化器係数ｃ₁（ｎ）およびｃ₂（ｎ）を使用して、オンタイムサンプルｙ₁（ｎ）およびレイトサンプルｃ₂（ｎ）をフィルタする。

図８Ｂは、結合スキームによる個別等化のための等化器係数計算ユニット４２０ｃのブロック図を示す。計算ユニット４２０ｃは、２つの分岐の重み付け結合を実行し、図４の計算ユニット４２０のさらに別の実施形態である。計算ユニット４２０ｃは、ＦＦＴユニット８１０、８１２、８１４および８１６、係数計算ユニット８２０および８２２、ならびに、ＩＦＦＴユニット８３０および８３２を含み、これらは図８Ａに対して上で説明したように動作する。計算ユニット４２０ｃは、重み計算ユニット８２４および８２６、ならびに、乗算器８３４および８３６をさらに含む。

ユニット８２４はオンタイムチャネルタップｈ₁（ｎ）を受け取り、分岐１に対する重みを計算する。ユニット８２６はレイトチャネルタップｈ₂（ｎ）を受け取り、分岐２に対する重みを計算する。以下のように、各分岐ｍに対する重みｑ_mを計算してもよい。

数式（１５）において、両方の分岐が同じスケーリングによって影響を受けるので、Ｌによるスケーリングは省略される。

各分岐に対する係数は、その分岐に対する重みによってスケーリングされる。図８Ｂに示した実施形態に対して、時間領域等化器係数上でスケーリングを実行する。乗算器８３４は、ＩＦＦＴユニット８３０の後に位置しており、ＦＦＴユニット８３０からの各時間領域等化器係数

を、分岐１に対する重みｑ₁でスケーリングして、分岐１に対して、Ｌ個の出力等化器係数ｃ₁（ｎ）を提供する。同様に、乗算器８３６はＩＦＦＴユニット８３２の後に位置しており、ＦＦＴユニット８３２からの各時間領域係数

を、分岐２に対する重みｑ₂でスケーリングして、分岐２に対して、Ｌ個の出力等化器係数ｃ₂（ｎ）を提供する。図８Ｂに示していない、別の実施形態では、周波数領域等化器係数Ｃ_m（ω）上でスケーリングを実行する。この実施形態では、乗算器８３４および８３６は、それぞれ計算ユニット８２０および８２２の後に位置するだろう。

図９は、各分岐に対して個別に等化を実行し、結果を結合するためのプロセス９００を示す。例えば、受信パイロットに基づいて、ワイヤレスチャネルに対するチャネルインパルス応答推定ｈ（ｎ）を導出する（ブロック９１２）。チャネルインパルス応答推定ｈ（ｎ）に基づいて（例えば、これをサブサンプルすることによって）、第１のサンプリング時間インスタントに対する第１のチャネルインパルス応答推定ｈ₁（ｎ）と、第２のサンプリング時間インスタントに対する第２のチャネルインパルス応答推定ｈ₂（ｎ）とを導出する（ブロック９１４）。第１のチャネルインパルス応答推定ｈ₁（ｎ）に基づいて（例えばこれにＦＦＴを実行することによって）、第１のサンプリング時間インスタントに対する第１のチャネル周波数応答推定Ｈ₁（ω）を導出する（ブロック９１６）。第２のチャネルインパルス応答推定ｈ₂（ｎ）に基づいて、第２のサンプリング時間インスタントに対する第２のチャネル周波数応答推定Ｈ₂（ω）を導出する（同じく、ブロック９１６）。第１のサンプリング時間インスタントに対する入力サンプルｙ₁（ｎ）の時間領域共分散値Ｒ₁₁（τ）と、第２のサンプリング時間インスタントに対する入力サンプルｙ₂（ｎ）に対する時間領域共分散値Ｒ₂₂（τ）とを決定する（ブロック９１８）。時間領域共分散値Ｒ₁₁（τ）に基づいて（例えば、これにＦＦＴを実行することによって）、第１のサンプリング時間インスタントに対する周波数領域共分散値Ｒ₁₁（ω）を決定する（ブロック９２０）。時間領域共分散値Ｒ₂₂（τ）に基づいて、第２のサンプリング時間インスタントに対する周波数領域共分散値Ｒ₂₂（ω）を決定する（同じく、ブロック９２０）。チャネル周波数応答推定Ｈ₁（ω）と、周波数領域共分散値Ｒ₁₁（ω）とに基づいて、第１のサンプリング時間インスタントに対する周波数領域等化器係数Ｃ₁（ω）を導出する（ブロック９２２）。チャネル周波数応答推定Ｈ₂（ω）と、周波数領域共分散値Ｒ₂₂（ω）とに基づいて、第２のサンプリング時間インスタントに対する周波数領域等化器係数Ｃ₂（ω）を導出する（同じく、ブロック９２２）。数式（１２）に示したようなＬＭＭＳＥ技術に基づいて、または、他の何らかの等化技術に基づいて、等化器係数を計算してもよい。

周波数領域等化器係数Ｃ₁（ω）に基づいて（例えば、これにＩＦＦＴを実行することによって）、第１のサンプリング時間インスタントに対する時間領域等化器係数

を決定する（ブロック９２４）。周波数領域等化器係数Ｃ₂（ω）に基づいて、第２のサンプリング時間インスタントに対する時間領域等化器係数

を決定する（同じく、ブロック９２４）。第１の重みｑ₁によって、第１のサンプリング時間インスタントに対する時間領域等化器係数

をスケーリングして、出力等化器係数ｃ₁（ｎ）を取得する（ブロック９２６）。第２の重みｑ₂によって、第２のサンプリング時間インスタントに対する時間領域等化器係数

をスケーリングして、出力等化器係数ｃ₂（ｎ）を取得する（同じく、ブロック９２６）。第１および第２の重みは、等しくてもよく、または、それぞれｈ₁（ｎ）およびｈ₂（ｎ）のエネルギーに基づいて導出されてもよい。出力等化器係数ｃ₁（ｎ）およびｃ₂（ｎ）で入力サンプルをフィルタする（ブロック９２８）。

図１０は、共同等化スキームのための等化器係数計算ユニット４２０ｄのブロック図を示す。計算ユニット４２０ｄは、図４中の計算ユニット４２０のさらに別の実施形態である。

ユニット４２０ｄ内で、ＦＦＴユニット１０１０は、オンタイムチャネルタップｈ₁（ｎ）を変換して、分岐１に対して、Ｌ個のチャネル利得Ｈ₁（ω）を提供する。ＦＦＴユニット１０１２は、レイトチャネルタップｈ₂（ｎ）を変換して、分岐２に対して、Ｌ個のチャネル利得Ｈ₂（ω）を提供する。ＦＦＴユニット１０１４は、時間領域共分散値Ｒ₁₁（τ）上でＬポイントＦＦＴを実行し、これは、

として配列してもよく、そして、Ｌ個の周波数領域共分散値Ｒ₁₁（ω）を提供し、ここで、ω＝１，・・・，Ｌである。ＦＦＴユニット１０１６は、時間領域共分散値Ｒ₂₂（τ）上でＬポイントＦＦＴを実行し、これは、

として配列してもよく、そして、Ｌ個の共分散値Ｒ₂₂（ω）を提供し、ここで、ω＝１，・・・，Ｌである。ＦＦＴユニット１０１８は、Ｌ個の時間領域共分散値Ｒ₁₂（τ）上でＬポイントＦＦＴを実行し、これは、

として配列してもよく、そして、Ｌ個の共分散値Ｒ₁₂（ω）を提供し、ここで、ω＝１，・・・，Ｌである。

計算ユニット１０２０は、以下で説明するように、分岐１および２に対する周波数領域等化器係数Ｃ₁（ω）およびＣ₂（ω）を共同で計算する。ＩＦＦＴユニット１０３０は、周波数領域等化器係数Ｃ₁（ω）を変換して、分岐１に対して、時間領域等化器係数ｃ₁（ｎ）を提供する。ＩＦＦＴユニット１０３２は、周波数領域等化器係数Ｃ₂（ω）を変換して、分岐２に対して、時間領域等化器係数ｃ₂（ｎ）を提供する。

共同等化スキームに関して、オンタイムサンプルｙ₂（ｎ）およびレイトサンプルｙ₁（ｎ）は、２組の等化器係数ｃ₁（ｎ）およびｃ₂（ｎ）で等化され、２組の等化器係数ｃ₁（ｎ）およびｃ₂（ｎ）は、数式（１４）中の出力サンプルｘ（ｎ）＾が、平均平方誤差の意味で、ｘ（ｎ）の最良の線形近似を提供するように共同で導出される。２組の等化器係数に対するＬＭＭＳＥ解決法を、以下のように、周波数領域で表現してもよい。

ちょうどＲ₁₁（τ）、Ｒ₂₂（τ）およびＲ₁₂（τ）を推定するだけで十分である。

数式（１６）において、Ｌの２×２行列が形成され、ここで、ω＝１，・・・，Ｌである。各２×２行列を反転して、１つの周波数ビンωに対する、等化器係数Ｃ₁（ω）およびＣ₂（ω）を導出するのに使用してもよい。所定の２×２行列は、条件が悪いかもしれず、例えば、推定誤差のために特異に近いかもしれない。条件が悪い行列の反転は、雑音を過剰に増大させるおそれのある大きなエントリを生成するかもしれない。いくつかの技術を使用して、条件が悪い行列を扱ってもよい。

第１の実施形態では、２つの分岐の共同処理は、“対角線の”調整により実行される。この実施形態に対して、分岐１および２に対する時間領域共分散値は、Ｒ₁₁（０）＝β・Ｒ₁₁（０）およびＲ₂₂（０）＝β・Ｒ₂₂（０）を設定することにより調整され、ここでβ＞1.0であり、例えば、β＝1.05として選択されてもよい。Ｒ_mm（τ）の単一のタップに対するこのスケーリングは、Ｒ_mm（ω）の各周波数ビン中に小さいスペクトル成分をもたらし、これは、周波数領域行列を“より反転可能”にする。次に、調整されたＲ₁₁（τ）およびＲ₂₂（τ）上でＦＦＴを実行する。

次に、計算ユニット１０２０は、以下のように、分岐１および２に対する、周波数領域等化器係数Ｃ₁（ω）およびＣ₂（ω）をそれぞれ計算する。

βによるＲ₁₁（０）およびＲ₂₂（０）のスケーリングは、無視できる少量の歪みとなる。

第２の実施形態では、２つの分岐の共同処理は、“擬似反転”調整により実行される。この実施形態に対して、その周波数ビンに対する２×２行列の条件が悪いか否かに依拠して、いくつかの方法のうちの１つで、各周波数ビンωに対する等化器係数Ｃ₁（ω）およびＣ₂（ω）を計算してもよい。

各周波数ビンωに対して、以下の条件が決定される。

数式（１８）は、周波数ビンωに対する２×２行列の“条件数”が、ある値を下回っているか否かをチェックする。この条件を使用して、２×２行列の条件が悪いか否かを決定してもよい。２×２行列の条件が悪くない各周波数ビンωに対して、数式（１７）で示したように、その周波数ビンに対する周波数領域等化器係数Ｃ₁（ω）およびＣ₂（ω）を計算してもよく、２×２行列の条件が悪くないことは、数式（１８）中の条件の保持によって示される。

２×２行列の条件が悪い各周波数ビンωに対して、以下のように、その周波数ビンに対する周波数領域等化器係数Ｃ₁（ω）およびＣ₂（ω）を計算してもよく、２×２行列の条件が悪いことは、数式（１８）中の条件を保持しないことによって示される。周波数ビンωに対して、以下の数量を計算する。

ここで、λ_max（ω）は、周波数ビンωに対する２×２行列の最大の固有値であり、
υ（ω）は、２×２行列の固有ベクトルの成分[１ υ（ω）]^Tである。

次に、周波数ビンωに対する周波数領域等化器係数Ｃ₁（ω）およびＣ₂（ω）を、以下のように計算する。

数式（２１）は、本質的に、２×２行列のより小さい固有値をゼロにして、その結果の行列の擬似反転をとる。

数式（２１）は、以下のように近似されてもよい。

数式（２１）はまた、以下のように近似されてもよい。

図１１は、複数の分岐に対して共同で等化を実行するためのプロセス１１００を示す。例えば、受信パイロットに基づいて、ワイヤレスチャネルに対するチャネルインパルス応答推定ｈ（ｎ）を導出する（ブロック１１１２）。チャネルインパルス応答推定ｈ（ｎ）に基づいて（例えば、これをサブサンプルすることによって）、第１および第２のサンプリング時間インスタントに対する第１および第２のチャネルインパルス応答推定ｈ₁（ｎ）およびｈ₂（ｎ）をそれぞれ導出する（ブロック１１１４）。第１および第２のチャネルインパルス応答推定ｈ₁（ｎ）およびｈ₂（ｎ）に基づいて、第１および第２のサンプリング時間インスタントに対する第１および第２のチャネル周波数応答推定Ｈ₁（ω）およびＨ₂（ω）をそれぞれ導出する（ブロック１１１６）。第１および第２のサンプリング時間インスタントに対する入力サンプルｙ₁（ｎ）およびｙ₂（ｎ）の時間領域共分散値Ｒ₁₁（τ）、Ｒ₂₂（τ）、およびＲ₁₂（τ）を決定する（ブロック１１１８）。時間領域共分散値Ｒ₁₁（τ）、Ｒ₂₂（τ）、およびＲ₁₂（τ）に基づいて、周波数領域共分散値Ｒ₁₁（ω）、Ｒ₂₂（ω）、およびＲ₁₂（ω）をそれぞれ決定する（ブロック１１２０）。

第１および第２のチャネル周波数応答推定Ｈ₁（ω）およびＨ₂（ω）と、周波数領域共分散値Ｒ₁₁（ω）、Ｒ₂₂（ω）、およびＲ₁₂（ω）とに基づいて、第１および第２のサンプリング時間インスタントに対する周波数領域等化器係数Ｃ₁（ω）およびＣ₂（ω）を共同で導出する（ブロック１１２２）。数式（１６）から（２３）で示したようなＬＭＭＳＥ技術に基づいて、または、他の何らかの等化技術に基づいて、等化器係数を計算してもよい。周波数領域等化器係数Ｃ₁（ω）およびＣ₂（ω）に基づいて、第１および第２のサンプリング時間インスタントに対する時間領域等化器係数ｃ₁（ｎ）およびｃ₂（ｎ）をそれぞれ決定する（ブロック１１２４）。次に、入力サンプルを、時間領域等化器係数ｃ₁（ｎ）およびｃ₂（ｎ）でフィルタする（ブロック１１２６）。

図１２は、オーバーサンプルされた入力信号上で、サブサンプリングにより、等化を実行するためのプロセス１２００を示す。オーバーサンプルされた入力信号を、サブサンプルまたは多重分離して、複数のサブサンプルされた信号を取得する（ブロック１２１２）。例えば、受信パイロットに基づいて、オーバーサンプルされたチャネル推定を導出する（ブロック１２１４）。オーバーサンプルされたチャネル推定は、時間的にオーバーサンプルされたチャネルインパルス応答推定、周波数でオーバーサンプルされたチャネル周波数応答推定等であってもよい。オーバーサンプルされたチャネル推定をサブサンプルして、複数のサブサンプルされたチャネル推定を取得してもよい（ブロック１２１６）。複数のサブサンプルされた信号上で、複数のサブサンプルされたチャネル推定により、等化を実行して、少なくとも１つの出力信号を取得してもよい。等化のために、上で説明した等化スキームの何らかのものを使用して、少なくとも１つのサブサンプルされたチャネル推定に基づいて、少なくとも１組の等化器係数を導出してもよい（ブロック１２１８）。時間領域または周波数領域で等化器係数を導出してもよい。次に、少なくとも１つのサブサンプルされた信号を、少なくとも１組の等化器係数でフィルタして、少なくとも１つの出力信号を取得してもよい（ブロック１２２０）。

図１３は、オーバーサンプルされた入力信号上で、周波数領域で導出された等化器係数で等化を実行するためのプロセス１３００を示す。例えば、受信パイロットに基づいて、チャネルインパルス応答推定を導出する（ブロック１３１２）。チャネルインパルス応答推定に基づいて（例えば、これにＦＦＴを実行することにより）、チャネル周波数応答推定を導出する（ブロック１３１４）。ＬＭＭＳＥフィルタに対する入力サンプルの時間領域共分散値を決定し（ブロック１３１６）、変換して、周波数領域共分散値を取得する（ブロック１３１８）。チャネル周波数応答推定と周波数領域共分散値とに基づいて、複数の周波数ビンに対する周波数領域等化器係数を導出する（ブロック１３２０）。周波数領域等化器係数に基づいて（例えば、これにＩＦＦＴを実行することにより）、時間領域等化器係数を導出する（ブロック１３２２）。次に、入力信号を時間領域等化器係数でフィルタして、出力サンプルを取得してもよい（ブロック１３２４）。

簡潔さのために、入力サンプルｙ（ｎ）がＣｈｉｐｘ２におけるものであり、２つのサンプリング時間インスタントに対応する２つの分岐があるケースに対して、等化技術の大部分を説明してきた。一般的に、チップレートの複数（Ｍ）倍でオーバーサンプルされた入力サンプルに対して、等化技術を使用してもよく、ここでＭ≧２である。Ｍ個のサンプリング時間インスタントに対する、Ｍ分岐を形成してもよい。オーバーサンプルされた入力サンプルｙ（ｎ）をサブサンプルまたは多重分離することによって、Ｍ個のサンプリング時間インスタントに対する、入力サンプルｙ₁（ｎ）からｙ_M（ｎ）のＭ個のシーケンスを取得してもよい。ワイヤレスチャネルに対するオーバーサンプルされたチャネルインパルス応答推定ｈ（ｎ）を、サブサンプルまたは多重分離することによって、Ｍ個のサンプリング時間インスタントに対する、Ｍ個のチャネルインパルス応答推定ｈ₁（ｎ）からｈ_M（ｎ）を取得してもよい。例えば、数式（９）に示したように、入力サンプルｙ（ｎ）に基づいて、共分散値Ｒ_ij（τ）を導出してもよく、ここで、ｉ，ｊ∈｛１，・・・，Ｍ｝である。

選択的等化スキームに関して、例えば、Ｍ分岐に対するチャネルインパルス応答推定のエネルギーに基づいて、最良の分岐を選択してもよい。その分岐に対するチャネルインパルス応答推定と共分散値とに基づいて、最良の分岐に対する等化器係数を導出する。最良の分岐に対する入力サンプルを、その分岐に対する等化器係数でフィルタする。

結合スキームによる個別等化では、各分岐に対する１組の等化器係数は、その分岐に対するチャネルインパルス応答推定と共分散値とに基づいて、導出されてもよい。すべてのＭ分岐に対する均等な重みで、または、Ｍ分岐に対するエネルギーに基づいて決定された異なる重みで、Ｍ分岐に対するＭ組の等化器係数をスケーリングしてもよい。入力サンプルを、Ｍ分岐に対するＭ組の等化器係数でフィルタしてもよい。

共同等化スキームに関して、すべてのＭ分岐に対するチャネルインパルス応答推定と共分散値とに基づいて、Ｍ分岐に対するＭ組の等化器係数を共同で導出してもよい。入力サンプルを、Ｍ分岐に対するＭ組の等化器係数でフィルタしてもよい。

チャネルインパルス応答推定ｈ（ｎ）、共分散値Ｒ_ij（τ）、および等化器係数ｃ_m（ｎ）を十分なレートで更新して、良好な性能を達成してもよい。例えば、新しいパイロットシンボルが受信されたときはいつでも、各スロット、各フレーム中で、予め規定された数のパイロットシンボルが受信されたときはいつでもなどで、ｈ（ｎ）、Ｒ_ij（τ）およびｃ_m（ｎ）を更新してもよい。Ｗ−ＣＤＭＡに対して、２５６チップでパイロットシンボルを送ってもよく、各スロットは、２５６０チップまたは１０パイロットシンボルにわたり、そして、各フレームは１５スロットを含む。ｃｄｍａ２０００に対して、１２８チップでパイロットシンボルを送ってもよく、各スロットは、７６８チップまたは６パイロットシンボルにわたり、そして、各フレームは１６スロットを含む。

簡潔さのために、単一のアンテナを備える送信機と、単一のアンテナを備える受信機とに対して、等化技術を説明してきた。これらの技術はまた、以下に説明するように、複数のアンテナを備える送信機に対して、および、複数のアンテナを備える受信機に対して使用されてもよい。

図１４は、２つの送信アンテナ１４３２ａおよび１４３２ｂを備える基地局１１２のブロック図を示す。基地局１１２内で、ＴＸデータプロセッサ１４１０は、トラフィックデータを処理し、データシンボルを発生させる。ＣＤＭＡ変調器１４２０は、データおよびパイロットシンボルを処理し、送信アンテナ１４３２ａおよび１４３２ｂに対して、出力チップｚ¹（ｎ）およびｚ²（ｎ）をそれぞれ発生させる。

ＣＤＭＡ変調器１４２０内で、物理チャネルプロセッサ１４２２は、物理チャネルｉに対するデータシンボルを処理し、この物理チャネルに対して出力チップｘ（ｎ）を発生させる。パイロットチャネルプロセッサ１４２４は、アンテナ１４３２ａおよび１４３２ｂに対して、出力チップｐ¹（ｎ）およびｐ²（ｎ）をそれぞれ発生させる。プロセッサ１４２２および１４２４は、図３におけるプロセッサ３１０および３２０でそれぞれ実現されてもよい。乗算器１４２６ａは、送信アンテナ１４３２ａに対する重みｖ₁で出力チップｘ（ｎ）をスケーリングして、スケーリングされた出力チップｘ¹（ｎ）を発生させる。乗算器１４２６ｂは、送信アンテナ１４３２ｂに対する重みｖ₂で出力チップｘ（ｎ）をスケーリングして、スケーリングされた出力チップｘ²（ｎ）を発生させる。加算器１４２８ａは、送信アンテナ１４３２ａに対するすべての物理チャネルの出力チップを合計し、出力チップｚ¹（ｎ）を提供する。加算器１４２８ｂは、送信アンテナ１４３２ｂに対するすべての物理チャネルの出力チップを合計し、出力チップｚ²（ｎ）を提供する。送信機１４３０ａは出力チップｚ¹（ｎ）を処理して、第１のＲＦ信号を発生させ、これはアンテナ１４３２ａから送信される。送信機１４３０ｂは出力チップｚ²（ｎ）を処理して、第２のＲＦ信号を発生させ、これはアンテナ１４３２ｂから送信される。制御装置／プロセッサ１４４０は、基地局１１２における動作を命令する。メモリ１４４２は基地局１１２のためのデータおよびプログラムコードを記憶する。

閉ループ送信ダイバーシティ（ＣＬＴＤ）のために、ワイヤレスデバイス１２０により、重みｖ₁およびｖ₂を選択して、基地局１１２に返送する。ワイヤレスデバイス１２０における受信信号を最大化させるために、重みｖ₁およびｖ₂を選択してもよい。一般的に、ワイヤレスデバイスおよび／または基地局による、さまざまな方法で、重みｖ₁およびｖ₂を導出してもよい。

ワイヤレスデバイス１２０において、入力サンプルｙ（ｎ）を以下のように表現してもよい。

ここで、ｈ¹（ｎ）は、アンテナ１４３２ａからワイヤレスデバイス１２０に対するインパルス応答であり、
ｈ²（ｎ）は、アンテナ１４３２ｂからワイヤレスデバイス１２０に対するインパルス応答であり、
ｈ_eff（ｎ）＝ｖ₁・ｈ¹（ｎ）＋ｖ₂・ｈ²（ｎ）は、基地局１１２とワイヤレスデバイス１２０との間のワイヤレスチャネルに対する効果的なインパルス応答である。

送信アンテナ１４３２ａに対するチャネルインパルス応答推定ｈ¹（ｎ）は、このアンテナから送信されたパイロットｐ¹（ｎ）に基づいて導出されてもよい。同様に、送信アンテナ１４３２ｂに対するチャネルインパルス応答推定ｈ²（ｎ）は、このアンテナから送信されたパイロットｐ²（ｎ）に基づいて導出されてもよい。次に、ｈ¹（ｎ）およびｈ²（ｎ）と、既知の重みｖ₁およびｖ₂とに基づいて、有効なチャネルインパルス応答推定ｈ_eff（ｎ）を導出してもよい。また、他の方法でｈ_eff（ｎ）を導出してもよい。

上で説明した等化技術は、ｈ（ｎ）の代わりに、有効なチャネルインパルス応答推定ｈ_eff（ｎ）とともに使用されてもよい。特に、ｈ_eff（ｎ）をサブサンプルして、Ｍサンプリング時間インスタントに対応するＭ分岐に対する、効果的なチャネルインパルス応答推定ｈ_eff、1（ｎ）からｈ_eff、M（ｎ）を取得してもよい。上で説明したように、最良の分岐に対して等化を実行してもよく、Ｍ分岐に対して個別に等化を実行し、そして結合してもよく、または、すべてのＭ分岐に対して共同で等化を実行してもよい。

図１５は、２つの受信アンテナ１５５２ａおよび１５５２ｂを備えるワイヤレスデバイス１２２のブロック図を示す。ワイヤレスデバイス１２２において、受信機１５５４ａは、アンテナ１５５２ａからの第１の受信ＲＦ信号を処理し、このアンテナに対して、入力サンプルｙ¹（ｎ）を提供する。受信機１５５４ｂは、アンテナ１５５２ｂからの第２の受信ＲＦ信号を処理し、このアンテナに対して、入力サンプルｙ²（ｎ）を提供する。等化器１５６０は、以下で説明するように、入力サンプルｙ¹（ｎ）およびｙ²（ｎ）上で等化を実行し、出力サンプルｘ（ｎ）＾を提供する。ＣＤＭＡ変調器１５７０は、出力サンプルを処理し、シンボル推定を提供する。ＲＸデータプロセッサ１５８０は、シンボル推定を処理し、デコードされたデータを提供する。制御装置／プロセッサ１５９０は、ワイヤレスデバイス１２２における動作を命令する。メモリ１５９２は、ワイヤレスデバイス１２２のためのデータおよびプログラムコードを記憶する。

ワイヤレスデバイス１２２において、受信機１５５４ａからの入力サンプルｙ¹（ｎ）と、受信機１５５４ｂからの入力サンプルｙ²（ｎ）とは、以下のように表現される。

ここで、ｈ¹（ｎ）は、基地局１１０からアンテナ１５５２ａに対するインパルス応答であり、
ｈ²（ｎ）は、基地局１１０からアンテナ１５５２ｂに対するインパルス応答であり、
ｗ¹（ｎ）およびｗ²（ｎ）は、それぞれ、アンテナ１５５２ａおよび１５５２ｂに対する雑音の合計である。

受信アンテナ１５５２ａを通して受信されたパイロットに基づいて、受信アンテナ１５５２ａに対するチャネルインパルス応答推定ｈ¹（ｎ）が導出される。同様に、受信アンテナ１５５２ｂを通して受信されたパイロットに基づいて、受信アンテナ１５５２ｂに対するチャネルインパルス応答推定ｈ²（ｎ）が導出される。各受信アンテナａに対する入力サンプルｙ^a（ｎ）をサブサンプルして、そのアンテナに対するＭ分岐の入力サンプル

を取得してもよい。Ｍ＝２である場合、次に、各受信アンテナに対する２つの分岐の入力サンプルを、以下のように表現してもよい。

２つのサンプリング時間インスタントおよび２つの受信アンテナにより形成される４つの分岐に対する入力サンプル

に、上で説明した等化技術を適用してもよい。選択的等化スキームに関して、４つの分岐の間で最大のエネルギーを持つ最良の分岐を、等化に対して選択してもよい。結合スキームによる個別等化では、４つの分岐に対して、４つの分岐のうちの２つの最良の分岐に対して、各受信アンテナに対する最良の分岐等に対してなどのように、個別に等化を実行してもよい。すべての選択された分岐に対する結果を結合して、出力サンプルｘ（ｎ）＾を発生させてもよい。共同等化スキームに関して、４つの分岐に対して、４つの分岐のうちの２つの最良の分岐に対して、２つの受信アンテナに対する２つの最良の分岐に対してなどのように、共同等化を実行してもよい。

１つの実施形態では、各受信アンテナに対する最良の分岐が決定され、２つの受信アンテナに対する２つの最良の分岐に対して、等化を実行してもよい。この実施形態では、例えば、数式（１０）に示したように、４つの分岐のそれぞれのエネルギーを決定してもよい。各アンテナａに対する、より多くのエネルギーを有する分岐が選択され、ｒ（ａ）として表され、ここで、ａ∈｛１，２｝である。次に、上で説明した等化スキームの任意のものに基づいて、入力サンプル

と、チャネルインパルス応答推定

とを処理して、出力サンプルｘ（ｎ）＾を取得してもよい。

図１６は、時空間送信ダイバーシティ（ＳＴＴＤ）を使用する基地局１１４のブロック図を示す。基地局１１４内で、ＴＸデータプロセッサ１６１０は、トラフィックデータを処理して、データシンボルｓ（ｌ）を発生させる。ＣＤＭＡ変調器１６２０は、データおよびパイロットシンボルを処理して、２つの送信アンテナ１６３２ａおよび１６３２ｂに対する、出力チップｚ¹（ｎ）およびｚ²（ｎ）を発生させる。

ＣＤＭＡ変調器１６２０内で、ＳＴＴＤエンコーダ１６２２は、データシンボルｓ（ｌ）に対するＳＴＴＤエンコーディングを実行し、送信アンテナ１６３２ａおよび１６３２ｂに対して、それぞれ、ＳＴＴＤエンコードされたシンボルｓ¹（ｌ）およびｓ²（ｌ）を提供する。ｓ（ｌ）＝ｓ₁，ｓ₂，ｓ₃，ｓ₄，・・・ の場合、ｓ¹（ｌ）＝ｓ₁，ｓ₂，ｓ₃，ｓ₄，・・・ 、および

であり、ここで、ｓ_lはシンボル期間ｌに対するデータシンボルである。物理チャネルプロセッサ１６２４ａおよび１６２４ｂは、ＳＴＴＤエンコードされたシンボルｓ¹（ｌ）およびｓ²（ｌ）をそれぞれ処理し、出力チップｘ¹（ｌ）およびｘ²（ｌ）をそれぞれ提供する。パイロットチャネルプロセッサ１６２６は、送信アンテナ１６３２ａおよび１６３２ｂに対するパイロットに対して、出力チップｐ¹（ｌ）およびｐ²（ｌ）をそれぞれ発生させる。プロセッサ１６２４および１６２６は、図３中のプロセッサ３１０および３２０でそれぞれ実現されてもよい。加算器１６２８ａおよび１６２８ｂは、それぞれ送信アンテナ１６３２ａおよび１６３２ｂに対するすべての物理チャネルの出力チップを合計し、それぞれ出力チップｚ¹（ｎ）およびｚ²（ｎ）を提供する。送信機１６３０ａおよび１６３０ｂは、それぞれ出力チップｚ¹（ｎ）およびｚ²（ｎ）を処理して、それぞれアンテナ１６３２ａおよび１６３２ｂから送信される２つのＲＦ信号を発生させる。制御装置／プロセッサ１６４０は、基地局１１４における動作を命令する。メモリ１６４２は基地局１１４のためのデータおよびプログラムコードを記憶する。

ワイヤレスデバイス１２０において、入力サンプルｙ（ｎ）を、以下のように表現してもよい。

ここで、ｈ¹（ｎ）は、アンテナ１６３２ａからワイヤレスデバイス１２０に対するインパルス応答であり、
ｈ²（ｎ）は、アンテナ１６３２ｂからワイヤレスデバイス１２０に対するインパルス応答である。

送信アンテナ１６３２ａから受け取ったパイロットｐ¹（ｎ）に基づいて、送信アンテナ１６３２ａに対するチャネルインパルス応答推定ｈ¹（ｎ）を導出してもよい。送信アンテナ１６３２ｂから受け取ったパイロットｐ²（ｎ）に基づいて、送信アンテナ１６３２ｂに対するチャネルインパルス応答推定ｈ²（ｎ）を導出してもよい。Ｍ＝２である場合、ｈ¹（ｎ）をサブサンプルして、

を取得してもよく、ｈ²（ｎ）をサブサンプルして、

を取得してもよく、入力サンプルｙ（ｎ）をサブサンプルして、２つの分岐に対するｙ₁（ｎ）およびｙ₂（ｎ）を取得してもよい。望ましい信号ｘ¹（ｎ）およびｘ²（ｎ）を、さまざまな方法で復元してもよい。

１つの実施形態では、望ましい信号ｘ¹（ｎ）およびｘ²（ｎ）を、最良のサンプリング時間インスタントに対して等化を実行することによって復元する。この実施形態に関して、第１のサンプリング時間インスタントに対するエネルギーＥ₁は、

として計算され、第２のサンプリング時間インスタントに対するエネルギーＥ₂は、

として計算され、より大きいエネルギーを有するサンプリング時間インスタントｒが選択される。

およびおそらく共分散値に基づいて、送信アンテナ１６３２ａおよびサンプリング時間インスタントｒに対する等化器係数

を計算してもよい。

およびおそらく共分散値に基づいて、送信アンテナ１６３２ｂおよびサンプリング時間インスタントｒに対する等化器係数

を計算してもよい。

サンプリング時間インスタントｒに対する入力サンプルｙ_r（ｎ）を等化器係数

でフィルタして、出力サンプルｘ¹（ｎ）＾を取得してもよく、これは、出力チップｘ¹（ｎ）の推定である。また、入力サンプルｙ_r（ｎ）を、等化器係数

でフィルタして、出力サンプルｘ²（ｎ）＾を取得してもよく、これは、出力チップｘ²（ｎ）の推定である。出力サンプルｘ¹（ｎ）＾上でＣＤＭＡ復調を実行して、シンボル推定ｓ¹（ｌ）＾を取得してもよく、これは、アンテナ１６３２ａから送信されたＳＴＴＤエンコードシンボルｓ¹（ｌ）の推定である。出力サンプルｘ²（ｎ）＾上でＣＤＭＡ復調を実行して、シンボル推定ｓ²（ｌ）＾を取得してもよく、これは、アンテナ１６３２ｂから送信されたＳＴＴＤエンコードシンボルｓ²（ｌ）の推定である。次に、ｓ¹（ｌ）＾およびｓ²（ｌ）＾上でＳＴＴＤデコーディングを実行して、シンボル推定ｓ（ｌ）＾を取得してもよく、これは、ワイヤレスデバイス１２０に対するデータシンボルｓ（ｌ）の推定である。

別の実施形態では、ｘ²（ｎ）を雑音として取り扱うことによってｘ¹（ｎ）を復元してもよく、ｘ¹（ｎ）を雑音として取り扱うことによってｘ²（ｎ）を復元してもよい。この実施形態に対して、上で説明した等化スキームの任意のものを使用して、ｘ^b（ｎ）を復元するために等化を実行してもよく、ここで、ｂ∈｛１，２｝である。

簡潔さのために、ＬＭＭＳＥフィルタに対して、そして、周波数領域中で導出された等化器係数とともに、等化技術を詳細に説明した。これらの技術はまた、他のタイプのフィルタに対して使用されてもよい。一般的に、等化器係数は、時間領域または周波数領域で導出される。さらに、ＬＭＭＳＥ、最小平均平方（ＬＭＳ）、再帰的最小平方（ＲＬＳ）、直接行列反転（ＤＭＩ）、ゼロ強制、および他の技術のような、さまざまな技術を使用して、等化器係数を導出してもよい。ＬＭＳ、ＲＬＳ、およびＤＭＩは、Simon Haykin氏による、“適応フィルタ理論”、第３版、Prentice Hall、１９９６年、と題された書籍に説明されている。

ここで説明した技術は、さまざまな手段で実現されてもよい。例えば、これらの技術はハードウェア、ファームウェア、ソフトウェア、またはこれらの組み合わせ中で実現されてもよい。ハードウェアの実現に関して、等化を実行するために使用される処理ユニットは、１つ以上の特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、デジタル信号処理デバイス（ＤＳＰＤ）、プログラム可能論理デバイス（ＰＬＤ）、現場プログラム可能ゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、プロセッサ、制御装置、マイクロ制御装置、マイクロプロセッサ、電子デバイス、ここで説明した機能を実行するように設計されている他の電子ユニット、またはこれらの組み合わせ内で実現されてもよい。

ファームウェアおよび／またはソフトウェアの実現に関して、等化技術は、ここで説明した機能を実行するモジュール（例えば、手続、関数等）で実現されてもよい。ファームウェアおよび／またはソフトウェアコードは、メモリ（例えば、図２のメモリ２９２）中に記憶されてもよく、プロセッサ（例えば、プロセッサ２９０）によって実行されてもよい。メモリは、プロセッサ内部またはプロセッサ外部で実現されてもよい。

開示した実施形態のこれまでの説明は、当業者が本発明を製作または使用できるように提供した。これらの実施形態に対するさまざま改良は、当業者に容易に明らかになり、ここに定義された一般的な原理は、本発明の精神および範囲を逸脱することなく、他の実施形態に適用されてもよい。したがって、本発明はここで示した実施形態に限定されることを意図しているものではなく、ここで開示している原理および新しい特徴と一致した最も広い範囲に一致させるべきである。

図１は、ワイヤレス通信システムにおける送信を示す。 図２は、基地局およびワイヤレスデバイスのブロック図を示す。 図３は、基地局におけるＣＤＭＡ変調器のブロック図を示す。 図４は、ワイヤレスデバイスにおける等化器のブロック図を示す。 図５Ａは、サブサンプラを示す。 図５Ｂは、サブサンプリングを示す。 図６は、選択的等化のための計算ユニットを示す。 図７は、選択的等化を実行するためのプロセスを示す。 図８Ａは、均等結合による個別等化のための計算ユニットを示す。 図８Ｂは、重み付け結合による個別等化のための計算ユニットを示す。 図９は、結合による個別等化を実行するためのプロセスを示す。 図１０は、共同等化のための計算ユニットを示す。 図１１は、共同等化を実行するためのプロセスを示す。 図１２は、サブサンプリングによる等化を実行するためのプロセスを示す。 図１３は、周波数領域で導出された係数で、等化を実行するためのプロセスを示す。 図１４は、複数の送信アンテナを備える基地局を示す。 図１５は、複数の受信アンテナを備えるワイヤレスデバイスを示す。 図１６は、時空間送信ダイバーシティ（ＳＴＴＤ）を使用する基地局を示す。

Claims (22)

1. 入力信号の複数のサンプリング時間インスタントのうちから、１つのサンプリング時間インスタントを選択し、
   前記入力信号のサブサンプルされたインパルス応答チャネル推定と、前記選択されたサンプリング時間インスタントに対する、前記入力信号のサブサンプルされた入力信号サンプルの共分散値とにしたがって、前記選択されたサンプリング時間インスタントに対する等化器係数を導出し、
   前記選択されたサンプリング時間インスタントに対する入力サンプルを、前記等化器係数でフィルタする
   ように構成されている、少なくとも１つのプロセッサと、
   前記少なくとも１つのプロセッサに結合されたメモリと
   を具備する装置。
2. 前記少なくとも１つのプロセッサは、
   前記複数のサンプリング時間インスタントに対する複数のチャネルインパルス応答推定のエネルギーを決定し、
   前記複数のサンプリング時間インスタントのうちから、最大のエネルギーを有するサンプリング時間インスタントを選択する
   ように構成されている、請求項１記載の装置。
3. 前記少なくとも１つのプロセッサは、
   前記選択されたサンプリング時間インスタントに対するチャネルインパルス応答推定を導出し、
   前記チャネルインパルス応答推定に基づいて、等化器係数を導出する
   ように構成されている、請求項１記載の装置。
4. 前記少なくとも１つのプロセッサは、
   前記選択されたサンプリング時間インスタントに対するチャネルインパルス応答推定を導出し、
   前記選択されたサンプリング時間インスタントに対する前記入力サンプルの共分散値を決定し、
   前記チャネルインパルス応答推定と、前記共分散値とに基づいて、等化器係数を導出する
   ように構成されている、請求項１記載の装置。
5. 前記少なくとも１つのプロセッサは、
   前記選択されたサンプリング時間インスタントに対するチャネルインパルス応答推定を導出し、
   前記チャネルインパルス応答推定に基づいて、チャネル周波数応答推定を導出し、
   前記選択されたサンプリング時間インスタントに対する前記入力サンプルの時間領域共分散値を決定し、
   前記時間領域共分散値に基づいて、周波数領域共分散値を決定し、
   前記チャネル周波数応答推定と、前記周波数領域共分散値とに基づいて、周波数領域等化器係数を導出し、
   前記周波数領域等化器係数に基づいて、時間領域等化器係数を導出する
   ように構成されている、請求項１記載の装置。
6. 前記少なくとも１つのプロセッサは、
   前記選択されたサンプリング時間インスタントに対して、複数の送信アンテナと少なくとも１つの受信アンテナとの間の有効なチャネルインパルス応答推定を導出し、
   前記有効なチャネルインパルス応答推定に基づいて、前記等化器係数を導出する
   ように構成されている、請求項１記載の装置。
7. 前記少なくとも１つのプロセッサは、
   線形最小平均二乗誤差（ＬＭＭＳＥ）技術に基づいて、前記等化器係数を導出するように構成されている、請求項１記載の装置。
8. 前記少なくとも１つのプロセッサは、
   チップレートの複数倍で入力サンプルを受け取り、
   各サンプリング時間インスタントに対して１つのシーケンスとなるように、前記複数のサンプリング時間インスタントに対する前記入力サンプルを、複数のシーケンスに多重分離し、
   前記選択されたサンプリング時間インスタントに対する前記入力サンプルのシーケンスを、前記等化器係数でフィルタする
   ように構成されている、請求項１記載の装置。
9. 前記複数のサンプリング時間インスタントは、第１および第２のサンプリング時間インスタントを含み、
   前記少なくとも１つのプロセッサは、
   チップレートの２倍で入力サンプルを受け取り、
   前記入力サンプルを、前記第１のサンプリング時間インスタントに対するオンタイムサンプルと、前記第２のサンプリング時間インスタントに対するレイトサンプルとに多重分離し、
   前記第１または第２のサンプリング時間インスタントのいずれかを選択し、
   前記第１のサンプリング時間インスタントが選択される場合、前記オンタイムサンプルを、前記等化器係数でフィルタし、
   前記第２のサンプリング時間インスタントが選択される場合、前記レイトサンプルを、前記等化器係数でフィルタする
   ように構成されている、請求項１記載の装置。
10. 前記少なくとも１つのプロセッサは、
    前記選択されたサンプリング時間インスタントに対する入力信号サンプルを、前記等化器係数と前記サブサンプルされた入力信号サンプルとでフィルタするように
    さらに構成されている、請求項１記載の装置。
11. 入力信号の複数のサンプリング時間インスタントのうちから、１つのサンプリング時間インスタントを選択することと、
    前記入力信号のサブサンプルされたインパルス応答チャネル推定と、前記選択されたサンプリング時間インスタントに対する、前記入力信号のサブサンプルされた入力信号サンプルの共分散値とにしたがって、前記選択されたサンプリング時間インスタントに対する等化器係数を導出することと、
    前記選択されたサンプリング時間インスタントに対する入力サンプルを、前記等化器係数でフィルタすることと
    を含む方法。
12. 前記サンプリング時間インスタントを選択することは、
    前記複数のサンプリング時間インスタントに対する複数のチャネルインパルス応答推定のエネルギーを決定することと、
    前記複数のサンプリング時間インスタントのうちから、最大のエネルギーを有するサンプリング時間インスタントを選択することと
    を有する、請求項１１記載の方法。
13. 前記入力サンプルをフィルタすることは、
    チップレートの複数倍で入力サンプルを受け取ることと、
    各サンプリング時間インスタントに対して１つのシーケンスとなるように、前記複数のサンプリング時間インスタントに対する前記入力サンプルを、複数のシーケンスに多重分離することと、
    前記選択されたサンプリング時間インスタントに対する前記入力サンプルのシーケンスを、前記等化器係数でフィルタすることと
    を有する、請求項１１記載の方法。
14. 前記入力サンプルをフィルタすることは、
    前記選択されたサンプリング時間インスタントに対する入力信号サンプルを、前記等化器係数と前記サブサンプルされた入力信号サンプルとでフィルタすること
    を有する、請求項１１記載の方法。
15. 入力信号の複数のサンプリング時間インスタントのうちから、１つのサンプリング時間インスタントを選択する手段と、
    前記入力信号のサブサンプルされたインパルス応答チャネル推定と、前記選択されたサンプリング時間インスタントに対する、前記入力信号のサブサンプルされた入力信号サンプルの共分散値とにしたがって、前記選択されたサンプリング時間インスタントに対する等化器係数を導出する手段と、
    前記選択されたサンプリング時間インスタントに対する入力サンプルを、前記等化器係数でフィルタする手段と
    を具備する装置。
16. 前記サンプリング時間インスタントを選択する手段は、
    前記複数のサンプリング時間インスタントに対する複数のチャネルインパルス応答推定のエネルギーを決定する手段と、
    前記複数のサンプリング時間インスタントのうちから、最大のエネルギーを有するサンプリング時間インスタントを選択する手段と
    を備える、請求項１５記載の装置。
17. 前記入力サンプルをフィルタする手段は、
    チップレートの複数倍で入力サンプルを受け取る手段と、
    各サンプリング時間インスタントに対して１つのシーケンスとなるように、前記複数のサンプリング時間インスタントに対する前記入力サンプルを、複数のシーケンスに多重分離する手段と、
    前記選択されたサンプリング時間インスタントに対する前記入力サンプルのシーケンスを、前記等化器係数でフィルタする手段と
    を備える、請求項１５記載の装置。
18. 前記入力サンプルをフィルタする手段は、
    前記選択されたサンプリング時間インスタントに対する入力信号サンプルを、前記等化器係数と前記サブサンプルされた入力信号サンプルとでフィルタすること
    を備える、請求項１５記載の装置。
19. ワイヤレス通信デバイスの非一時的プロセッサ読取可能媒体に存在し、命令を含むコンピュータプログラム製品において、
    前記命令は、プロセッサに、
    入力信号の複数のサンプリング時間インスタントのうちから、１つのサンプリング時間インスタントを選択させ、
    前記入力信号のサブサンプルされたインパルス応答チャネル推定と、前記選択されたサンプリング時間インスタントに対する、前記入力信号のサブサンプルされた入力信号サンプルの共分散値とにしたがって、前記選択されたサンプリング時間インスタントに対する等化器係数を導出させ、
    前記選択されたサンプリング時間インスタントに対する入力サンプルを、前記等化器係数でフィルタさせる
    ように構成されているプログラム製品。
20. 前記プロセッサに前記サンプリング時間インスタントを選択させるように構成されている命令は、前記プロセッサに、
    前記複数のサンプリング時間インスタントに対する複数のチャネルインパルス応答推定のエネルギーを決定させ、
    前記複数のサンプリング時間インスタントのうちから、最大のエネルギーを有するサンプリング時間インスタントを選択させる
    ように構成されている、請求項１９記載のプログラム製品。
21. 前記プロセッサに前記入力サンプルをフィルタさせるように構成されている命令は、前記プロセッサに、
    チップレートの複数倍で入力サンプルを受け取らせ、
    各サンプリング時間インスタントに対して１つのシーケンスとなるように、前記複数のサンプリング時間インスタントに対する前記入力サンプルを、複数のシーケンスに多重分離させ、
    前記選択されたサンプリング時間インスタントに対する前記入力サンプルのシーケンスを、前記等化器係数でフィルタさせる
    ように構成されている、請求項１９記載のプログラム製品。
22. 前記プロセッサに前記入力サンプルをフィルタさせるように構成されている命令は、前記プロセッサに、
    前記選択されたサンプリング時間インスタントに対する入力信号サンプルを、前記等化器係数と前記サブサンプルされた入力信号サンプルとでフィルタさせる
    ようにさらに構成されている、請求項１９記載のプログラム製品。

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