JP4882266B2

JP4882266B2 - 交流−交流変換装置

Info

Publication number: JP4882266B2
Application number: JP2005114320A
Authority: JP
Inventors: 隆二山田
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2005-04-12
Filing date: 2005-04-12
Publication date: 2012-02-22
Anticipated expiration: 2025-04-12
Also published as: JP2006296098A

Description

本発明は交流入力を電圧または周波数の異なる別の交流に変換する交流変換装置、または交流電圧、周波数変動あるいは停電を補償し安定した交流電圧を負荷に供給する無停電電源装置の効率改善に関する。

図４に従来技術による装置の回路構成を示す。
図４において、１、２はフィルタコンデンサ、３、４はリアクトル、５〜８は半導体スイッチング素子、９〜１２はダイオード、１４、１５は平滑コンデンサである。
フィルタコンデンサ１、リアクトル３、スイッチング素子５、６、ダイオード９、１０、平滑コンデンサ１５、１５からなる回路はハーフブリッジ構成による整流回路としてよく知られており、スイッチング素子５、６のスイッチングにより交流を直流に変換する。また、フィルタコンデンサ２、リアクトル４、スイッチング素子７、８、ダイオード１１、１２、平滑コンデンサ１４、１５からなる回路はハーフブリッジ構成によるインバータとしてよく知られており、スイッチング素子７、８のスイッチングにより直流を交流に変換する。
この交流−交流変換装置は、下記のように用いられている。
（１）交流入力の電圧変動または周波数変動を補償し、一定電圧、一定周波数の交流電力を負荷に供給する。
（２）交流入力の停電時に、図示しない蓄電手段により直流電力を供給することにより無停電化された交流電力を負荷に供給する。

交流電源から電圧や周波数の異なる別の交流を生成するには、直流中間回路の不要な交流−交流直接変換回路を用いる方法もあるが、交流−直流変換器で一旦直流に変換し、直流−交流変換器で交流に変換する回路構成を用いる理由は下記の通りである。
・蓄電手段はほとんどの場合蓄電池や大容量コンデンサ等の直流電圧源であり、充電および放電を行うには直流回路がある方が好都合である。
・入力の変動や停電時の蓄電手段への切替えによって発生するじょう乱が直流回路によって吸収されるので、出力電圧の変動防止が容易であり、入力変動補償装置としての信頼性が高い。
整流回路において交流入力電流の極性が正の場合を例に取ると、その経路は交流入力端子の一端→リアクトル３→ダイオード９→平滑コンデンサ１４→入力端子の他端、あるいは入力端子の一端→リアクトル３→スイッチング素子６→平滑コンデンサ１５→入力端子の他端であり、電流経路上に半導体素子がかならず１個存在する。また、インバータにおいて交流出力電流が正の場合を例に取ると、その経路はコンデンサ１４→スイッチング素子7→リアクトル４→交流出力の一端→負荷（記載されていない）→交流出力の他端→平滑コンデンサ１４、あるいは平滑コンデンサ１５→ダイオード１２→リアクトル４→交流出力の一端→負荷（記載されていない）→交流出力の他端→平滑コンデンサ１５であり、電流経路上に半導体素子がかならず１個存在する。

以上の説明のように図４の回路構成においては、電力が交流入力から交流出力に達するまでに、２個の半導体素子を通過する。尚、詳細な動作については特許文献１に記載されている。
特許第２５７３２２９号（第２図、４頁）

図４の従来例に示す交流−交流変換装置においては、電力が交流入力から交流出力に達するまでに順変換器による交流−直流変換と逆変換器による直流−交流変換の２回の電力変換が行われ、各々の変換において最低1回は電流が半導体素子を通過するため、半導体素子の損失により効率が低くなり、この損失により半導体素子を冷却するための冷却装置が大型となるという課題がある。

上記課題を解決するため、半導体スイッチング素子にダイオードを逆並列接続した半導体スイッチの直列接続回路を構成要素とし半導体スイッチのスイッチング動作により交流を直流に変換するいわゆる順変換器と、半導体スイッチの直列回路を構成要素とし半導体スイッチのスイッチング動作により直流を交流に変換するいわゆる逆変換器と、により構成され、かつ前記順変換器の直流出力と前記逆変換器の直流入力とを共通接続した、いわゆる交流−交流変換装置において、順電圧降下が前記順変換器の半導体素子１個分と前記逆変換器に用いる半導体素子１個分との和より小さい逆阻止形半導体スイッチ素子を逆並列接続した、順逆両方向の電流の導通、遮断を制御可能ないわゆる双方向スイッチを、前記順変換器内の半導体スイッチの直列接続点のいずれかと、前記逆変換器内の半導体スイッチの直列接続点のいずれかとの間に、少なくとも1個接続し、前記順変換器の交流入力の電圧および周波数が規定の範囲内であるときには前記順変換器および前記逆変換器のスイッチング動作を停止し、かつ前記双方向スイッチを連続的に導通させるに際し、前記双方向スイッチは、前記順変換器および前記逆変換器の同相の半導体スイッチが共にオンになった後にオンし、さらに前記同相の半導体スイッチのいずれかがオフする前にオフする。

本装置の特徴である、電源変動補償に対する信頼性を損なうことなく、半導体素子による損失を低減でき、その結果、冷却装置を小型化できる。

整流回路（順変換器）内の半導体スイッチ群の交流入力点と、インバータ（逆変換器）内の半導体スイッチ群の交流出力点において、相が同じもの同士を、順逆両方向の電流の導通、遮断が制御可能な半導体スイッチによって接続するようにし、電流の流れる経路にある半導体素子の導通損失を減らすようにした点が特徴である。

図１に本発明の第１の実施例を示す。図４と同一部分は同一記号を付してその説明は省略する。図１において、１３は順逆両方向の電流の導通、遮断を制御可能な、いわゆる双方向スイッチである。双方向スイッチの具体的構成例を図２に示す。（ａ）は逆極性の電圧に対し順極性と同等の耐圧を持たせた逆阻止ＩＧＢＴ２１、２２を逆並列に接続したものである。（ｂ）は逆方向耐圧を持たない通常のＩＧＢＴ２３、２４にダイオード２７、２８を各々直列に接続することにより逆方向耐圧を持たせた二つの回路を逆並列に接続したものである。（ｃ）はＩＧＢＴ２５，２６と逆並列にダイオード２９、３０を各々接続し、逆導通スイッチとしたもの２個を逆直列に接続したものである。
以下に本装置の第１の動作方法を説明する。
図１において、入力電流をI1、出力電流をI2とする。たとえば、ＩＧＢＴ５とＩＧＢＴ７が同時にオンしているタイミングにおいて双方向スイッチ１３をオンする。リアクトル３からリアクトル４に至る電流の経路としてはリアクトル３→ダイオード９→ＩＧＢＴ７→リアクトル４とリアクトル３→双方向スイッチ１３→リアクトル４の２つが存在するが、前者は半導体素子２個が経路上に存在するのに対し、後者は双方向スイッチ１３に図２（ａ）の回路を用いた場合、半導体素子としては逆阻止ＩＧＢＴ1個である。したがっておおよそI1とI2の値が小さい方に等しい電流が１３を流れ、導通にともなう半導体素子の損失は逆阻止ＩＧＢＴ1個分のみとなる。またI1とI2の差分についてはI1>I2の場合、差電流がダイオード９を通って平滑コンデンサ１４を充電し、I1<I2の場合には差電流がＩＧＢＴ７を通って平滑コンデンサ１４から放電される。

この回路においては、双方向スイッチ１３のオン・オフのタイミングを、たとえばＩＧＢＴ５とＩＧＢＴ７がオンした後に双方向スイッチ１３をオンし、双方向スイッチ１３をオフした後にＩＧＢＴ５またはＩＧＢＴ７をオフする動作を行うことにより、双方向スイッチ１３の両端に電圧が印加されない状態で、双方向スイッチ１３のスイッチングを行うことができる。このようなスイッチ動作にすることにより、双方向スイッチ１３はほとんどスイッチング損失を発生しないため、ある程度スイッチング速度の遅いものでも使用できる。一般に半導体素子は、スイッチング速度の高速なものは導通時の順電圧降下が大きく、低速なものは順電圧降下が小さいというトレードオフがあるので、双方向スイッチ１３に低速な半導体スイッチング素子を選定することで、上述の効果をより高めることができる。また、双方向スイッチ１３に図２（ｂ）または図２（ｃ）の回路を用いた場合、双方向１３を通過する経路においても半導体素子２個が存在することになるが、同様の原理を用いてＩＧＢＴ５、７、ダイオード９，１１より順電圧降下の低い素子を用いることで、導通にともなう半導体スイッチの損失を低減させることができる。
以上は、交流入力電源の極性が正極性で、入力電流I1、出力電流I2が図1の矢印の方向の場合の例で説明したが、交流入力電源の極性が負極性で、入力電流I1、出力電流I2が図1の矢印と逆方向の場合の例では、ＩＧＢＴ６とＩＧＢＴ８が同時にオンしているタイミングにおいて双方向スイッチ１３をオンすることにより、同様の効果が得られる。

また、図1の実施例は単相ハーフブリッジ回路であるが、フルブリッジ回路においても同様に双方向スイッチを付加することにより、同様の効果が得られる。
以下に本装置の第２の動作方法を述べる。
交流−交流変換装置においては、交流入力電圧および周波数が、交流出力電圧に要求される規定の範囲内にあるときには、交流入力を直接交流出力に供給してもかまわない場合が多い。この場合、ＩＧＢＴ５〜８のスイッチング動作を停止してオフ状態とし、双方向スイッチ１３を連続的にオンさせることでこれを実現できる。このとき、導通損失の低減に加え、スイッチングを行わないことによりスイッチング損失が発生しなくなり、一層の損失低減効果が得られる。交流入力が規定値内のときに交流出力に電力を直送することは常時商用方式の無停電電源装置等で一般的に行われている手法であるが、本回路においては入力が規定値を逸脱した場合、半導体素子のスイッチングサイクル程度の時間(通常数10μs)で通常運転に復帰でき、その間のじょう乱はコンデンサ１，２，リアクトル３，４からなるフィルタにより除去されるため、常時商用給電方式と異なり、交流出力にじょう乱が生じないという長所がある。

図３は本発明の三相交流−交流変換回路への適用例である。図３において３１〜３３、６８〜７０はコンデンサ、３４〜３６、６５〜６７はリアクトル、３７〜４２、５３〜５８はＩＧＢＴ、４３〜４８、５９〜６４はダイオード、５２は平滑コンデンサ、４９〜５１は双方向スイッチである。動作および効果は図1の場合と同様である。なお、双方向スイッチは必ずしも全相に設けなくとも、回路インピーダンスの不均等から生じる交流入力電流、交流出力電圧の非対称を補償できる制御手段を有していれば動作上の問題は生じない。

本発明は、無停電電源装置、周波数変換装置、交流電力調整装置、交流安定化電源などの電源装置の他、電動機駆動用インバータなどにも適用可能である。

本発明の第1の実施例を示す回路構成例双方向スイッチの構成例本発明の第２実施例を示す回路構成例従来方式の回路構成例

符号の説明

１、２、３１〜３３、６８〜７０・・・コンデンサ
３、４、３４〜３６、６５〜６７・・・リアクトル
５〜８、２３〜２６、３７〜４２、５３〜５８・・・ＩＧＢＴ
９〜１２、２７〜３０、４３〜４８、５９〜６４・・・ダイオード
１４，１５、５２・・・平滑コンデンサ
１３、４９〜５１・・・双方向スイッチ
２１，２２・・・逆阻止ＩＧＢＴ

Claims

半導体スイッチング素子にダイオードを逆並列接続した半導体スイッチの直列接続回路を構成要素とし半導体スイッチのスイッチング動作により交流を直流に変換するいわゆる順変換器と、半導体スイッチの直列回路を構成要素とし半導体スイッチのスイッチング動作により直流を交流に変換するいわゆる逆変換器と、により構成され、かつ前記順変換器の直流出力と前記逆変換器の直流入力とを共通接続した、いわゆる交流−交流変換装置において、
順電圧降下が前記順変換器の半導体素子１個分と前記逆変換器に用いる半導体素子１個分との和より小さい逆阻止形半導体スイッチ素子を逆並列接続した、順逆両方向の電流の導通、遮断を制御可能ないわゆる双方向スイッチを、前記順変換器内の半導体スイッチの直列接続点のいずれかと、上記逆変換器内の半導体スイッチの直列接続点のいずれかとの間に、少なくとも１個接続し、前記順変換器の交流入力の電圧および周波数が規定の範囲内であるときには前記順変換器および前記逆変換器のスイッチング動作を停止し、かつ前記双方向スイッチを連続的に導通させるに際し、前記双方向スイッチは、前記順変換器および前記逆変換器の同相の半導体スイッチが共にオンになった後にオンし、さらに前記同相の半導体スイッチのいずれかがオフする前にオフすることを特徴とする交流−交流変換装置。