JP4899667B2 - 電源制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、電源制御装置にかかり、特に、電圧を変換して種々の基板に電源を供給する電源制御装置に関する。

従来、基板内の回路は、５ｖや３．３ｖなどの単一電源で駆動するものが多かったが、半導体プロセスの微細化や回路動作速度の高速化などにより、各回路毎に、異なる電源電圧が必要になってきている。

このような場合には、基板上に、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路やＬＤＯ（Low voltage DropOut Regulator）などを搭載したモジュール基板を搭載して、複数の電源電圧を作ることが多い。例えば、基板上に３．３ｖと５ｖの回路がある場合には、基板外部から５ｖのみを供給して、基板上に搭載したＤＣ−ＤＣコンバータ回路やＬＤＯによって３．３ｖを生成することが行われている。

ＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、変換効率が高く、高出力が可能であるが、一般的にＦＥＴトランジスタ等のスイッチング素子のオンオフ制御によって電圧変換を行うので、スイッチング素子のオンオフ時にノイズが発生するため、出力ノイズが大きいという問題がある。低電圧で駆動する回路は、一般的には許容ノイズ（リップル電圧）が高電圧駆動回路よりも小さくなるが、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の出力ノイズは、基本的には出力電圧に依存しないので、出力電圧を低く設定すると、相対的にノイズが大きくなってしまう。

また、ＬＤＯは、出力ノイズは少ないが、余剰エネルギーを熱として逃がしているので、入力電圧と出力電圧の格差が大きい場合には発熱量が増加すると共に、変換効率が悪いという問題がある。

そこで、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路とＬＤＯを組合わせて、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路で中間電圧を作成して、その電圧からＬＤＯで所望の電圧を得ることが考えられる。

一方、特許文献１に記載の技術では、立ち上がり等の動作の切換で参照電圧を切り換えて消費電力を低減する電源装置が提案されている。
特開２００３−１４３８３６号公報

しかしながら、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路とＬＤＯを単に組合わせた電源装置では、電圧変換部が２段となってしまい、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路によって作成した中間電圧が必要以上に高いとＬＤＯにおける損失が増加し変換効率を悪化させてしまう、という問題がある。

また、ＬＤＯは内部抵抗のために出力電流が増えると内部電圧降下が大きくなり、回路温度が上がることでも内部抵抗が増加するので、温度上昇を見込んで必要上に高い中間電圧を設定しなければならず、低温時や低電流時の変換効率が悪化する、という問題がある。

一方、特許文献１に記載の技術では、動作状況に応じて参照電圧を変更して電源装置の切換時の電圧低下を抑制しているが、この方式では必要十分な後段への電圧を確保することができない。

本発明は、上記問題を解決すべく成されたもので、入力電圧とは異なる中間電圧に変換した後に、中間電圧を電圧降下させて所定電圧を出力する際の電圧変換効率を向上することを目的とする。

上記目的を達成するために請求項１に記載の発明は、入力電圧とは異なる中間電圧に変換して、前記中間電圧を電圧降下させて一定の所定電圧を出力する電圧安定化手段へ出力する電圧変換手段と、前記電圧安定化手段による前記中間電圧の電圧降下状況を表す状態量として前記電圧安定化手段の温度を検出する検出手段と、前記検出手段の検出結果に応じて、前記温度の上昇に応じて前記中間電圧を増加、又は前記温度の低下に応じて前記中間電圧を低下するように、前記電圧変換手段を制御して、前記電圧変換手段から前記電圧安定化手段へ出力する前記中間電圧を変更する制御手段と、を備えることを特徴としている。

請求項１に記載の発明によれば、電圧変換手段では、入力電圧が入力電圧とは異なる中間電圧に変換された後に、電圧安定化手段へ出力される。すなわち、電圧変換手段によって電源電圧等の入力電圧が中間電圧に変換され、電圧安定化手段によって中間電圧が一定の所望の電圧に電圧降下される。例えば、電圧変換手段としては、請求項２に記載の発明のように、少なくとも１つ以上のスイッチング素子のオンオフを制御することによって入力電圧を中間電圧に変換するようにしてもよい。具体的には、１つのスイッチング素子とダイオードからなるＤＣ−ＤＣコンバータ回路や、２つのスイッチング素子からなるＤＣ−ＤＣコンバータ回路等を適用することができ、電圧安定化手段としては、例えば、ＬＤＯやシリーズレギュレータ等の電圧安定化回路を適用することができる。

ところで、ＬＤＯやシリーズレギュレータ等の電圧安定化手段は、上述したように、消費電流や温度の変化によって、内部電圧降下が変化してしまうので、所望の電圧を得るためには、電圧安定化手段に必要以上に高い電圧を印加しなければならず、電圧変換効率が悪化してしまう。そこで、検出手段によって、電圧安定化手段による中間電圧の電圧降下状況を表す状態量として電圧安定化手段の温度を検出して、制御手段によって、検出手段の結果に応じて、温度の上昇に応じて前記中間電圧を増加、又は前記温度の低下に応じて前記中間電圧を低下するように、電圧変換手段を制御して、電圧変換手段から電圧安定化手段へ出力する中間電圧を変更する。すなわち、電圧安定化手段の状況に応じて電圧安定化手段へ入力する中間電圧を変更することができるので、電圧安定化手段で無駄に放出されるエネルギー（電圧降下させる際の熱変換等によって放出されるエネルギー）を最小限に抑えることができる。従って、入力電圧とは異なる中間電圧に変換した後に、中間電圧を電圧降下させて所定電圧を出力する際の電圧変換効率を向上することができる。

なお、検出手段及び制御手段は、請求項３に記載の発明のように、検出手段が、電圧安定化手段の消費電流を電圧安定化手段の状態量として検出して、制御手段が、消費電流の増加に応じて中間電圧を増加、又は消費電流の低下に応じて中間電圧を低下するように、電圧変換手段を更に制御するようにしてもよい。この時、請求項２のように電圧変換手段が少なくとも１つ以上のスイッチング素子のオンオフを制御することによって入力電圧を中間電圧に変換する場合には、検出手段は、請求項４に記載の発明のように、スイッチング素子のデューティ比を算出することによって電圧安定化手段の消費電流を検出するようにしてもよい。このように電圧安定化手段の消費電流の状況に応じて中間電圧を変更することによって、入力電圧とは異なる中間電圧に変換した後に、中間電圧を電圧降下させて所定電圧を出力する際の電圧変換効率を向上することが可能となる。

また、制御手段は、請求項５に記載の発明のように、電源供給先へ電源供給を開始する際の所定期間は、予め定めた中間電圧となるように、電圧変更手段を制御するようにしてもよい。このように電源供給開始時用の中間電圧となるように、電圧変更手段を制御することによって、例えば、比較的高い中間電圧となるように、電圧変更手段を制御すれば、立ち上がり時等の不安定な状況での電圧変換手段や電圧安定化手段の応答性を確保することが可能となる。

さらに、制御手段は、請求項６に記載の発明のように、電圧変換手段によって中間電圧に変換する際に発生するリップルを電圧安定化手段で除去できる最小の中間電圧となるように、電圧変換手段を制御するようにしてもよい。すなわち、電圧変換手段による電圧変換によって発生するリップル分を除去する最小の中間電圧にすることで、電圧変換手段で無駄に消費されるエネルギーが最小となり、電圧変換効率を向上することが可能となる。

以上説明したように本発明によれば、入力電圧とは異なる中間電圧に変換した後に、中間電圧を電圧降下させて所定電圧を出力する際の電圧変換効率を向上することができる、という効果がある。

以下、図面を参照して本発明の実施の形態の一例を詳細に説明する。

図１は、本発明の実施の形態に係わる電源制御装置の構成を示すブロック図である。

本発明の実施の形態に係わる電源制御装置１０は、図１に示すように、直流電圧を変換するＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２と、熱変換等を利用して入力電圧を電圧降下させて一定の所定電圧を出力するＬＤＯ１４と、によって構成されている。

ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２は、２つのＦＥＴトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２を備えており、一方のＦＥＴトランジスタＴｒ１のソース端子には電源２２（例えば、５ｖ等）が接続され、他方のＦＥＴトランジスタＴｒ２のソース端子が接地されている。また、各ＦＥＴトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２のゲート端子はＦＥＴトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２のオンオフを制御する制御部２０が接続され、各ＦＥＴトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２のソース端子はコイルＬを介してＬＤＯ１４の入力端子に接続されている。すなわち、制御部２０によって各ＦＥＴトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２のオンオフを制御することによって電源２２の電圧を降圧してＬＤＯ１４に入力するようになっている。詳細には、制御部２０は、各ＦＥＴトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２のオンオフを交互に行うにあたり、オンオフする期間を制御することによって降圧する電圧量を制御する。

なお、以下では、ソース端子に電源電圧が接続されたＦＥＴトランジスタＴｒ１を「ＨＳＤ（ハイサイドドライバ）側ＦＥＴトランジスタＴｒ１」、ソース端子が接地されたＦＥＴトランジスタＴｒ２を「ＬＳＤ（ローサイドドライバ）側ＦＥＴトランジスタＴｒ２」と言う場合がある。

また、コイルＬとＬＤＯ１４間には、ＬＤＯ１４に入力する電圧を測定するためのフィードバック抵抗Ｒの一端が接続されている。フィードバック抵抗Ｒの他端は抵抗Ｒｓを介して接地されていると共に、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２の出力電圧を測定する電圧判定回路１８が接続されている。すなわち、電圧判定回路１８はフィードバック抵抗Ｒの電圧を判定し、判定結果を制御部２０に入力する。これによって制御部２０が、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２の出力電圧が所望の電圧に降圧されているか否かを判定してフィードバック制御を行うようになっている。

一方、ＬＤＯ１４は、入力された電圧を熱に変換することにより電圧降下させるもので、既知の構成を適用することができるので、詳細な説明を省略する。また、本実施の形態では、ＬＤＯ１４を適用するが、これに限るものではなく、例えば、シリーズレギュレータ等の電源安定化装置を適用することができる。

すなわち、本発明の実施の形態に係わる電源制御装置１０は、図２に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２によって電源２２の電圧を降圧して中間電圧に変換してＬＤＯ１４に入力し、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２の変換によって得られた中間電圧のリップルを除外する分の電圧をＬＤＯ１４によって電圧降下させるようになっている。

ところで、ＬＤＯ１４は、内部に含まれるトランジスタの影響で電圧が降下することが知られており、この降下する電圧（以下、ドロップ電圧という。）は、図３（Ａ）に示すように、ＬＤＯ１４の消費電流が増加するに従ってドロップ電圧が大きくなり、図３（Ｂ）に示すように、ＬＤＯの温度の上昇に伴ってドロップ電圧が大きくなってしまう。例えば、図４に示すように、ＬＤＯ１４の出力として１．５ｖを得ようとする場合には、ＬＤＯ１４温度が０℃で消費電流が０．５Ａの場合には、２．１ｖ以上の入力電圧が必要で、ＬＤＯ１４温度が７０℃で消費電流が１Ａの場合には、１．８ｖ以上の入力電圧が必要となり、高負荷に合わせてＬＤＯ１４に入力する電圧を設定すると低負荷時にＬＤＯ１４で熱に変換されるエネルギー量が増えるため無駄になってしまう。この例では、低負荷時には入力電圧が１．８ｖで足りるところ２．１ｖを入力すると、０．３ｖ（＝２．１−１．８）が熱として放出されることになり無駄なエネルギー放出となってしまう。

そこで、本発明の実施の形態に係わる電源制御装置１０では、ＬＤＯ１４の温度や消費電流等のＬＤＯ１４による中間電圧の電圧降下状況（ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２の出力状態）に応じてＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２の出力を制御することでようになっている。本実施の形態では、ＬＤＯ１４による電圧降下状況を表す状態量を検出して、検出した状態量に応じて、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２の変換によって得られる中間電圧を制御する。

詳細には、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２の制御部２０に、ＬＤＯ１４の温度を測定する温度センサ１６が接続されており、温度センサ１６の検出結果に応じて制御部２０がＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２の出力を制御するようになっている。

また、ＬＤＯ１４の消費電流が変化すると、電圧判定回路１８で判定した電圧に基づいて制御部２０が上述のフィードバック制御を行う際のＨＳＤ側ＦＥＴトランジスタＴｒ１のオン期間が変化するので、制御部２０がＨＳＤ側ＦＥＴトランジスタＴＲ１のデューティ比を算出することでＬＤＯ１４の消費電流を検出して、ＬＤＯ１４の消費電流に応じてＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２の出力を制御するようになっている。なお、本実施の形態では、ＨＳＤ側ＦＥＴトランジスタＴＲ１のデューティ比の算出は、ＨＳＤ側ＦＥＴトランジスタのオン期間又はオフ期間から算出するようにしてもよいし、ＬＳＤ側ＦＥＴトランジスタＴＲ２のオフ期間又はオフ期間から算出するようにしてもよい。

さらに、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２の変換によって得られる中間電圧が大きくなると、リップルも大きくなるので、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２の出力電圧目標値を補正するようになっている。

すなわち、本発明の実施の形態に係わる電源制御装置１０におけるＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２の制御部２０には、図５（Ａ）に示すようなＨＳＤ側ＦＥＴトランジスタＴＲ１のデューティ比に対するＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２の出力設定目標値を定めたマップ、図５（Ｂ）に示すようなＬＤＯ１４温度に対するＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２の出力設定目標値を定めたマップ、図６に示すようなＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２の電圧降下量（ＤＣ−ＤＣドロップ量）に対するＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２の補正出力設定目標値を定めたマップ等が記憶されている。

なお、図５（Ａ）のＨＳＤ側ＦＥＴトランジスタＴＲ１のデューティ比に対するＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２の出力設定目標値のマップは、ＬＤＯ１４で熱放出されるエネルギーが最小限となるＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２の出力電圧がＬＤＯ１４の温度に応じて予め設定され、図５（Ｂ）のＬＤＯ１４温度に対するＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２の出力設定目標値のマップは、ＬＤＯ１４で熱放出されるエネルギーが最小限となるＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２の出力電圧がＬＤＯ１４の消費電流（ＨＳＤ側ＦＥＴトランジスタＴｒ１のデューティ比）に応じて予め設定されている。

また、図５（Ａ）のＨＳＤ側ＦＥＴトランジスタＴＲ１のデューティ比に対するＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２の出力設定目標値のマップ、及び図５（Ｂ）のＬＤＯ１４温度に対するＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２の出力設定目標値のマップは、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２やＬＤＯ１４の応答性を確保可能な下限値が設定されると共に、ＬＤＯ１４の消費電流や温度上昇の増加に伴ってＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２の出力設定目標値が増加されるので単調増加サイクルとなってしまうのを防止するための上限値が設定されている。

なお、本実施の形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２のＤＣ−ＤＣドロップ量に対するＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２の補正出力設定目標値のマップを制御部２０に記憶するようにしたが、図６のマップを設けずに、各図５（Ａ）、（Ｂ）のマップのＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２の出力設定目標値自体を、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２によって降圧する電圧量によって変化するリップル変化量を考慮した目標値としてもよい。

続いて、上述のように構成された本発明の実施の形態に係わる電源制御装置１０におけるＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２の制御部２０で行われる処理の流れについて説明する。図７は、本発明の実施の形態に係わる電源制御装置１０におけるＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２の制御部２０で行われる処理の流れの一例を示すフローチャートである。

まず、電源制御装置１０から電源供給先に電源供給を開始指示であるパワーオンが制御部２０に指示されるとステップ１００では、ＬＤＯ１４の消費電流や温度に関係なく、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２の出力電圧が予め定めた高電圧となるように各ＦＥＴトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２が制御されて立ち上げが行われ、ステップ１０２へ移行して、所定時間経過したか否か判定され、該判定が肯定されるまで待機してステップ１０４へ移行する。これによって電源供給先の電源立ち上げ時等の不安定な状況において、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２やＬＤＯ１４の応答性を確保することができ、電圧変換効率は低くなるが、安定動作を見込むことが可能となる。

次にステップ１０４では、温度センサ１６によってＬＤＯ１４の温度が検出されてステップ１０６へ移行する。

ステップ１０６では、制御部２０に記憶されたＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２の温度に対するＤＣ−ＤＣコンバータの出力設定目標値のマップ（図５（Ｂ））から、検出したＬＤＯ１４の温度に対応するＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２の出力設定目標値を読み出すことによってＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２の出力目標電圧が設定される。

続いて、ステップ１０８では、ＨＳＤ側ＦＥＴトランジスタＴＲ１のオン時間が算出され、ステップ１１０へ移行する。すなわち、ＨＳＤ側ＦＥＴトランジスタＴＲ１のオン時間（デューティ比）を算出することでＬＤＯ１４の消費電流が検出される。

ステップ１１０では、ＨＳＤ側ＦＥＴトランジスタＴＲ１のデューティ比に対するＤＣ−ＤＣの出力設定目標値のマップ（図５（Ａ））から、ステップ１１０で算出したＨＳＤ側ＦＥＴトランジスタＴＲ１のデューティ比に対応するＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２の出力設定目標値を読み出すことによってＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２の出力目標電圧が設定される。

このように、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２の出力目標電圧を設定することによって、ＬＤＯ１４の温度変化や消費電流が変化しても、ＬＤＯ１４で熱変換される無駄なエネルギーを最小限にすることができる。

また、ステップ１１２では、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２のＤＣ−ＤＣドロップ量に対するＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２の補正出力目標値の設定マップからＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２の出力目標電圧が補正される。すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２による電圧降下量に応じてリップル量が変化するが、このリップル量を考慮したＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２の出力目標電圧を設定することができる。

そして、ステップ１１４では、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２の出力電圧が、補正された出力目標電圧となるように、各ＦＥＴトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２のオンオフが制御され、ステップ１１６へ移行して、電源オフか否か判定され、ステップ１１６の判定が否定されれた場合にはステップ１０４に戻って上述の処理が繰り返され、ステップ１１６の判定が肯定されたところで一連の処理を終了する。

このように、本発明の実施の形態に係わる電源制御装置１０では、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２の後段に接続されたＬＤＯ１４の温度変化や消費電流の変化に応じて、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２の出力電圧を変更するように制御するので、ＬＤＯ１４で熱変換されるエネルギー量を最小限に抑えることができる。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２の後段に接続されたＬＤＯ１４の安定出力と変換効率向上を両立することができる。

なお、上記の実施の形態では、２つのＦＥＴトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２のオンオフで電圧変換するＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２を例に挙げて説明したが、これに限るものではなく、例えば、１つのスイッチング素子とダイオードを用いて電圧変換するＤＣ−ＤＣコンバータ回路等を適用するようにしてもよい。

また、上記の実施の形態では、制御部２０がＨＳＤ側ＦＥＴトランジスタＴｒ１のデューティ比を算出することでＬＤＯ１４の消費電流を検出するようにしたが、電圧判定回路１８によってＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２の電流を直接検出するようにしてもよい。

本発明の実施の形態に係わる電源制御装置の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態に係わる電源制御装置によるＤＣ−ＤＣコンバータ回路による電圧変換と、ＬＤＯによる電圧降圧を表す図である。 （Ａ）はＬＤＯの消費電流とドロップ電圧の関係を示すグラフであり、（Ｂ）はＬＤＯの温度とドロップ電圧の関係を示すグラフである。 ＬＤＯの温度変化と消費電流が変化した場合に、所望の出力電圧を得るために必要なＬＤＯの最小入力電圧の一例を示すグラフである。 （Ａ）はＨＳＤ側ＦＥＴトランジスタＴＲ１のデューティ比に対するＤＣ−ＤＣコンバータ回路の出力設定目標値を定めたマップの一例を示す図であり、（Ｂ）はＬＤＯ温度に対するＤＣ−ＤＣコンバータ回路の出力設定目標値を定めたマップの一例を示す図である。 ＤＣ−ＤＣコンバータ回路のＤＣ−ＤＣドロップ量に対するＤＣ−ＤＣコンバータ回路の補正出力設定目標値を定めたマップの一例を示す図である。 本発明の実施の形態に係わる電源制御装置におけるＤＣ−ＤＣコンバータ回路の制御部で行われる処理の流れの一例を示すフローチャートである。

符号の説明

１０ 電源制御装置
１２ ＤＣ−ＤＣコンバータ回路
１４ ＬＤＯ
１６ 温度センサ
１８ 電圧判定回路
２０ 制御部
Ｔｒ１ ＨＳＤ側ＦＥＴトランジスタ
Ｔｒ２ ＬＳＤ側ＦＥＴトランジスタ
Ｒ フィードバッグ抵抗

Claims (6)

1. 入力電圧とは異なる中間電圧に変換して、前記中間電圧を電圧降下させて一定の所定電圧を出力する電圧安定化手段へ出力する電圧変換手段と、
   前記電圧安定化手段による前記中間電圧の電圧降下状況を表す状態量として前記電圧安定化手段の温度を検出する検出手段と、
   前記検出手段の検出結果に応じて、前記温度の上昇に応じて前記中間電圧を増加、又は前記温度の低下に応じて前記中間電圧を低下するように、前記電圧変換手段を制御して、前記電圧変換手段から前記電圧安定化手段へ出力する前記中間電圧を変更する制御手段と、
   を備えた電源制御装置。
2. 前記電圧変換手段が、少なくとも１つ以上のスイッチング素子のオンオフを制御することによって入力電圧を前記中間電圧に変換することを特徴とする請求項１に記載の電源制御装置。
3. 前記検出手段が、前記電圧安定化手段の消費電流を前記状態量として検出し、前記制御手段が、前記消費電流の増加に応じて前記中間電圧を増加、又は前記消費電流の低下に応じて前記中間電圧を低下するように、前記電圧変換手段を更に制御することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電源制御装置。
4. 前記検出手段が、前記スイッチング素子のデューティ比を算出することによって、前記消費電流を検出することを特徴とする請求項２及び請求項３に記載の電源制御装置。
5. 前記制御手段は、電源供給先へ電源供給を開始する際の所定期間は、予め定めた前記中間電圧となるように、前記電圧変換手段を制御することを特徴とする請求項１乃至請求項４の何れか１項に記載の電源制御装置。
6. 前記制御手段は、前記電圧変換手段によって前記中間電圧に変換する際に発生するリップルを前記電圧安定化手段で除去できる最小の前記中間電圧となるように、前記電圧変換手段を制御することを特徴とする請求項１乃至請求項５の何れか１項に記載の電源制御装置。

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