JP4958866B2 - プッシュ・プッシュ形式電圧制御発振回路、並びにそれを用いた無線通信機器およびｒｆモジュール - Google Patents

Description

この発明は、プッシュ・プッシュ形式電圧制御発振回路、並びにそれを用いた無線通信機器およびＲＦモジュールに係り、特に、プッシュ・プッシュ形式電圧制御発振回路の出力回路に伝送線路を用いて低消費電力で大出力を得るための電圧制御発振回路の構成、並びにそれを用いた無線通信機器やＲＦモジュール等の情報機器に関するものである。

無線通信装置や記憶装置などの情報機器において発振周波数が可変の発振器は必須の回路である。情報機器の進展と共に、最近は、発振周波数がマイクロ波から高マイクロ波（６〜３０ＧＨｚ）、ミリ波（３０〜３００ＧＨｚ）に及ぶ発振器が用いられるようになってきている。近年の無線通信システム用の無線通信モジュールでは、特にミリ波帯無線通信用途では発振器はミキサ回路に位相雑音が低く信号電力の大きなＬＯ信号を供給する必要がある。また、周波数が高いため、ＬＯ信号を供給する発振回路には広い周波数可変範囲を実現するために逓倍構成の回路形式がよく用いられる。逓倍構成には、図２０に示すように発振回路２００の後段に逓倍器２０１を設ける構成や、特許文献１に開示されている逓倍器を用いずに発振器の２倍高調波を取り出すプッシュ・プッシュ形式の発振回路が開示されている。また、大きな出力電力を取り出すことができるプッシュ・プッシュ発振回路としては、非特許文献１に差動コルピッツ発振回路のエミッタを容量で結合して結合部分から高調波を取り出す構成が、特許文献２に差動コルピッツ発振回路のエミッタに電力結合器を設けて出力する構成が開示されている。

特開昭６２−２９６６０４号公報 特開平６−２４４６３６号公報 Robert Wanner, Rudolf Lachner and Gerhard R. Olbrich, "A SiGe Monolithically Integrated 75 GHz Push-Push VCO," Digest of papers of IEEE 6th Topical Meeting of Silicon Monolithic Integrated Circuits, pp. 375-378, 2006.

ＬＣ共振器を用いた６０ＧＨｚ無線通信用発振器の例を対象に、本発明の課題を説明する。６０ＧＨｚ無線通信には、５７−６６ＧＨｚの広い通信帯域が割り当てられており、２００８年現在、米国規格化団体ＩＥＥＥ８０２．１５．３ｃ（ＴＧ３ｃ）では、免許不要の６０ＧＨｚ帯を用いて、ＷＰＡＮ（Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋｓ）を実現するための標準策定活動が行われている。その活動の中で、ミリ波実用化コンソシアム(CoMPA)が提案した周波数プランを図２１の（Ａ）に示す。このＣｏＭＰＡ提案の周波数プランでは、５７２４０−６５８８０ＭＨｚの８６４０ＭＨｚの周波数帯域を４つに分割して、１バンドあたり２１６０ＭＨｚの周波数帯域を設定している。

この４つのバンドそれぞれにＬＯ周波数を設定する必要があり、ダイレクト・コンバージョン形式を用いる場合には、５８３２０、６０４８０、６２６４０、６４８００ＭＨｚのＬＯ周波数を設定可能である必要がある。このＬＯ周波数を１つの発振器から供給するには、発振器の周波数可変範囲は５８３２０−６４８００ＭＨｚ（Δ＝６４８０ＭＨｚ）をカバーしていなければならない。さらに、この発振器をシリコン上などに集積化する場合には、トランジスタなどのプロセスばらつきや温度特性による周波数の変動を考慮する必要があるため、発明者の検討結果から１２ＧＨｚ以上の周波数可変範囲が必要になる。発振周波数が高くなるほど周波数可変範囲を広くするのは難しくなり、６０ＧＨｚの発振周波数で１２ＧＨｚの周波数可変範囲を得るのは、Si系トランジスタ（SiGe HBTやSi-CMOS）を用いて作製する場合は低位相雑音性や低消費電力性を犠牲にしない限り非常に困難である。そのため、発振周波数を所望周波数の半分（源発振周波数）にして、２逓倍出力をＬＯ信号に用いる方法がよく用いられる。

２逓倍出力を得るための発振回路の構成は、図２０に示すような源発振周波数を出力する発振回路の後段に２逓倍回路を備える構成や、差動形式の発振回路から得られる高調波を用いるプッシュ・プッシュ発振回路の構成などがある。２逓倍回路を用いる方法は、６０ＧＨｚで十分な駆動力と利得が必要になるため、消費電力が大きくなる問題がある。一方、プッシュ・プッシュ発振回路は出力電力が小さい問題があり、その解決のために様々な工夫が為されている。

例えば、非特許文献１には、０ｄＢｍ以上の出力電力が得られる８０ＧＨｚ帯プッシュ・プッシュ発振回路の構成例として、回路差動コルピッツ発振回路のエミッタ同士を容量結合させ、容量の中点から２倍高調波出力を得る方式が示されている。この構成を採用することで大きな出力電力が得られる。しかしながら、この出力に用いる容量はＬＣ共振回路に含まれており、可変容量（バラクタ容量）にすることで周波数可変範囲を広くする機能を有している。言い換えれば、非特許文献１の構成は周波数可変範囲を犠牲にして出力電力を増大させており、周波数可変範囲が狭い問題がある。

また、特許文献１の図１に開示されているように、電力合成器を用いる方法もよく用いられる。この構成では、λ₀／２（λ₀は源発振周波数の波長）の線路長が電力結合器に必要になり、例えば３０ＧＨｚの源発振周波数の場合は約２．５ｍｍの線路長が必要になる。この伝送線路を介して逓倍周波数の信号が出力されるため、伝送線路のロスが問題となり、出力電力が減衰して大信号出力が得られない問題がある。

また、６０ＧＨｚの無線送受信器をダイレクト・コンバージョン形式で実現するには、９０°位相の異なるＬＯ信号（ＩＱ―ＬＯ信号）を供給する必要がある。このＩＱ―ＬＯ信号を生成するには、高精度の位相シフタを用いたり、ＬＯ信号周波数の２倍の周波数（〜１２０ＧＨｚ）を出力できる発振器と分周器を用いたり、差動発振回路２つを結合させたクアドラチャー発振回路用いたりするなどの技術が必要になる。しかしながらＩＱずれの問題があり、ダイレクト・コンバージョン形式の採用には依然として課題がある。

以上は、ダイレクト・コンバージョン形式の無線送受信器をもとにした課題であるが、スーパー・ヘテロダイン形式を用いる場合には前記以外の課題がある。すなわち、スーパー・ヘテロダイン形式を用いる場合には、６０ＧＨｚ帯ＬＯ信号にはＩＱ−ＬＯ信号が必要ないため、前記ダイレクト・コンバージョン形式の問題を回避することができる。しかしながら、イメージを抑圧するための工夫が必要となる。

図２１の（Ｂ）〜（Ｄ）は、スーパー・ヘテロダイン形式６０ＧＨｚ帯無線送受信器の出力信号におけるスペクトルを示している。（Ｂ）に示すようにＩＦ周波数を４３２０ＭＨｚ以下に設定した場合には、最高周波数バンドを使用時に最低周波数バンドにイメージ信号が出力されてしまう。（Ｃ）に示すようにＩＦ周波数を４３２０ＭＨｚから７５６０ＭＨｚの間に設定した場合には、イメージ信号は帯域内に出力されないがＬＯリーク信号が帯域内に出力されてしまう。これらの不要信号を帯域外に追い出すには、（Ｄ）に示すようにＩＦ周波数を７５６０ＭＨｚ以上に設定する必要がある。スーパー・ヘテロダイン形式の無線送受信器では、２番目のＬＯ（ＬＯ２）信号はＩＱ信号である必要があるため、ＬＯ２は１番目のＬＯ信号ＬＯ１を１／２^Ｎの周波数に分周して生成することが望ましい。このような構成を想定した場合、最低のＬＯ２周波数は１２ＧＨｚ帯となる。ＬＯ１は４８ＧＨｚ帯であり、プッシュ・プッシュ発振回路を用いるとすると発振器の源発振周波数は２４ＧＨｚとなる。

したがって、ＬＯ２信号は、源発振信号を２分周して生成される必要がある。源発振信号は同時に周波数シンセサイザのプリスケーラにも入力される。ＬＯ２信号のＩＱずれを小さくする必要性から、２４ＧＨｚ帯源発振信号は２系統の出力を持っていることが望ましい。１系統の出力から分岐した場合には、差動信号のデューティーが悪くなり、ＩＱずれを引き起こす問題がある。しかしながら従来のプッシュ・プッシュ形式発振回路では、源発振周波数信号を２系統取り出すことは困難であった。

以上のように、従来のプッシュ・プッシュ発振回路においては、周波数可変範囲を狭くすることなく大きな２倍高調波出力を得ること、スーパー・ヘテロダイン形式の無線送受信回路を用いることを想定した場合に必要な２系統の源発振周波数信号を取り出すことが困難であった。

本発明は、前記課題を解消するためになされたものであり、主たる解決課題は、周波数可変範囲を狭くすることなく大きな逓倍出力を得られるプッシュ・プッシュ発振回路を提供することにある。

本発明の代表的なものの一例を示せば以下の通りである。即ち、本発明のプッシュ・プッシュ形式電圧制御発振回路は、差動トランジスタ対と、前記差動トランジスタ対の間に接続されたインダクタと容量からなるＬＣ共振回路と、周波数選択回路とを備えた電圧制御発振回路であって、前記周波数選択回路は、伝送線路を備え、該伝送線路のグランドラインから源発振周波数に対する２倍高調波信号を出力することを特徴とする。

本発明によれば、伝送線路のグランドラインから２倍高調波信号を出力するプッシュ・プッシュ形式発振器を提供することで、周波数可変範囲を狭くすることなく出力電力が大きい電圧制御発振回路を実現できる。

本発明の代表的な実施例によれば、プッシュ・プッシュ形式電圧制御発振回路は、差動トランジスタ対と差動トランジスタ対の間に接続されたＬＣ共振回路と周波数選択回路を備えた電圧制御発振回路であって、前記周波数選択回路は伝送線路を備え、源発振周波数に対する２倍高調波信号を前記伝送線路のグランドラインから出力する。２倍高調波信号を伝送線路のグランドラインから出力することで、伝送線路の線路を信号が伝播するときに発生する伝播損失を低減でき、大きな出力電力が得られる。なお、伝送線路は、半導体装置において得やすく、実用性が高い。

また、本発明の他の代表的な実施例によれば、無線通信機器は、受信用アンテナによって受信された受信信号を増幅する低雑音増幅器と、前記低雑音増幅器の出力信号の周波数を変換する受信用ミキサと、周波数変換のための局部発振信号を生成して前記受信用ミキサに出力する受信用発振器と、送信する信号の周波数を変換する送信用ミキサと、周波数変換のための局部発振信号を生成して前記送信用ミキサに出力する送信用発振器と、前記送信用ミキサの出力信号を増幅する電力増幅器と、前記電力増幅器の出力を送信する送信用アンテナを具備して成り、前記発振器は、前記の本発明のプッシュ・プッシュ形式電圧制御発振回路である。本発明の無線通信機器は、出力信号電力が大きい発振器を用いることにより、受信感度の向上や位相雑音の低減、無線通信機器全体の消費電力を低減できる。

以下、大きな信号電力を出力できるプッシュ・プッシュ形式電圧制御発振回路を実現するための、本発明に係る発振器並びにそれを用いた情報機器を、図面に示した幾つかの実施形態を参照して更に詳細に説明する。なお、各図における同一の符号は、同一物又は類似物を表示するものとする。

図１〜図３を用いて本発明の第１の実施形態になるプッシュ・プッシュ形式電圧制御発振回路を説明する。図１は、第１の実施形態を説明するための回路構成図、図２Ａは図１の周波数選択回路の詳細を説明する回路構成図、図２Ｂは図２ＡのＥ−Ｅ‘ラインの縦断面図であり、図２Ｃは図２Ａの位置Ａ部分すなわちＡ−Ａ‘ラインの縦断面図である。図３は、本発明の電圧制御発振回路の原理を説明するための回路図である。

本発明の電圧制御発振回路は、共振回路１０を含み共振回路の共振周波数に応じた互いに位相が１８０度異なる２相の交流電流を生成する差動交流電流生成回路２０と、周波数選択回路３０とで構成される。電圧制御発振回路の発振周波数は、共振回路１０の共振周波数で決定される。共振回路１０には、例えばマルチバンドＶＣＯを採用することができる。マルチバンドＶＣＯは、インダクタ（Ｌ１、Ｌ２）と容量（固定容量ＣＦ１，ＣＦ２、可変容量ＣＶ１，ＣＶ２、及び可変容量に並列に接続された複数のＭＯＳバラクタ容量（図示略））で構成されるＬＣ共振回路であり、バイアス端子Ｂｉａｓ及び１つ以上の共振周波数を制御可能な周波数制御端子からなる周波数制御端子群ＶＣＮＴを備え、この周波数制御端子ＶＣＮＴに入力される制御信号群により発振周波数を可変できる。差動交流電流生成回路２０は、例えば差動コルピッツ形式の回路構成であり、バイポーラ・トランジスタＱ１、Ｑ２のベースに共振回路１０が接続され、バイポーラ・トランジスタＱ１、Ｑ２のエミッタはチョークなどの高インピーダンス素子（インダクタＬＰ１，ＬＰ２等）を介して電流源回路４０に接続される。

周波数選択回路３０は、マイクロストリップラインなどの伝送線路３００を有している。この伝送線路３００の長さは源発振周波数の波長λ_０に等しい長さに設定されており、この伝送線路３００の中点すなわちλ_０／２の位置に電源（電圧Ｖ１）端子３５が接続されている。周波数選択回路３０の伝送線路３００のＯＳＣＰ、ＯＳＣＮ端子は、差動交流電流生成回路２０のバイポーラ・トランジスタＱ１、Ｑ２のコレクタに接続されている。伝送線路３００のグランドライン３２の高調波取り出し端子（Out2）３４から２倍高調波信号（２ｆ_０）が取り出され、グランドラインに給電するグランドは高調波取り出し端子（Out2）から２倍高調波周波数の波長λ_１の１／４の長さの位置に給電される。

この伝送線路３００のより具体的な構成例を、図２（２Ａ、２Ｂ、２Ｃ）で説明する。図２Ａは、基板上に形成された周波数選択回路の構成例を示している。伝送線路３００はマイクロストリップラインとなっており、上層が信号ライン３１、下層がグランドライン３２である。信号ライン３１はＯＳＣＰ、ＯＳＣＮ端子間に開口部２９を有する略ループ状であり、このＯＳＣＰ、ＯＳＣＮ端子と相対向する位置に電源（電圧Ｖ１）端子３５が接続され、それらの中間に差動信号生成回路の一対の出力端子（Outon，Outop）３３が接続されている。ループ状に閉じた下層のグランドライン３２には、信号ライン３１の両端（ＯＳＣＰ、ＯＳＣＮ端子）に対応する位置に２倍高調波出力端子（Out2）３４が接続されている。グランドライン３２へのグランド給電は、伝送線路３００の周りに配置されたグランドプレート３７から供給される。

図２Ｂ、２Ｃに示すように、マイクロストリップラインの信号ライン３１とグランドライン３２の間には１〜２μｍ程度の厚さの絶縁層（若しくは誘電体層）３８が位置し、グランドライン３２と最下層のＳｉ基板との間にも絶縁層（若しくは誘電体層）３９が位置している。（説明を簡単にするために、上下の導体層間以外の絶縁層（若しくは誘電体層）は図示を省略している。）
このように、本発明では、グランドライン３２へのグランドの給電は、２倍高調信号を出力する出力端子（Out2）３４から２倍高調波周波数の波長λ_１の１／４の位置である図２Ａ中の位置Ａ、Ａ’において、グランドプレート３７からグランド接続ライン３７０を介して給電される。換言すると、従来、伝送線路３００の全周囲のグランドプレート３７からグランドライン３２へ直接グランドの給電が行われていたのに代えて、本発明では、グランドライン３２へグランドの給電を行う位置を、高調波取り出し端子（Out2）３４から２倍高調波周波数の波長λ_１の１／４の位置Ａ、Ａ’に制限するものである。

なお、グランドライン３２へのグランドの給電は、位置Ａ、Ａ’に設けたグランド接続ライン３７０だけでも効果が得られるが、２倍高調波信号の節となる位置Ｂ、Ｂ’にもグランド接続ラインで給電することで、グランドラインによる信号損失を低減できるため、より大きな出力信号電力を得ることができる。さらに、電源（電圧Ｖ１）端子３５に対応する位置Ｄから２倍高調波信号が漏洩して信号電力が損失されるのを防ぐため、位置Ｄにもグランドを供給することが望ましい。

次に、図３により、前記構成の周波数選択回路の機能について説明する。図１には、周波数選択回路３０をループ状に記載しているが、これを直線に展開すると図３のようになる。図１と図３の信号ライン３１のＯＳＣＰ、ＯＳＣＮ、及びグランドライン３２のＯｕｔ２、ＧＮＤ０ノードが互いに対応している。コルピッツ形式の発振回路では、トランジスタＱ１、Ｑ２のコレクタは源発振周波数ｆ_０に対して短絡されていることが望ましい。源発振周波数に対して高いインピーダンスに見えてしまうと、コレクタの電圧振幅が大きくなり、トランジスタＱ１、Ｑ２の利得を低下させるだけでなく、ミラー効果によってトランジスタＱ１，Ｑ２のベースノードから見える容量値を増大させるため寄生容量が大きくなって周波数可変範囲が狭くなる問題がある。本実施例では、周波数選択回路３０の線路長が源発振周波数の波長λ_０に等しい長さ設定されており、信号ライン３１はショートスタブとして機能し、源発振周波数にとっては短絡しているように見える。一方、グランドライン３２は、２倍高調波信号２ｆ_０に対して、チョークとして機能する。

すなわち図３の（ａ）に示すように源発振周波数ｆ_０の信号が伝送線路３００の真ん中（電圧Ｖ１端子３５に対応する位置）で腹を持つ定在波となり、線路の端（ＯＳＣＰ、ＯＳＣＮ）では節となって短絡していることと同等の状態になっている。したがって利得低下や周波数可変範囲の縮小を抑制することができる。

また、源発振信号は差動信号であるため、グランドライン３２に接続された２倍高調波信号出力端子（Out2）は、差動の中点となり、源発振周波数の信号電力は原理的に０Ｗとなる。２倍高調波信号２ｆ_０は、ＯＳＣＰ、ＯＳＣＮ端子のどちらでも同位相の信号となる。よって、伝送線路における２倍高調波信号２ｆ_０の電圧振幅は図３の（ｂ）のようになる。

このように、グランドライン３２に給電するグランド（位置Ａ、Ａ’）を、信号ライン３１の両端（ＯＳＣＰ、ＯＳＣＮ端子）に対応する位置に接続された２倍高調波出力端子（Out2）３４からλ₁／４（λ₁は２倍高調波信号の波長）の距離の位置において給電することで、出力端子（Out2）における２倍高調波信号の出力電力を最大にすることができる。すなわち、グランド（位置Ａ、Ａ’）を介して伝送線路のグランドライン３２から２倍高調波信号を出力することで、伝送線路による損失を低減することができ、電力結合器を用いる構成よりも出力回路の損失を低減して出力電力を増大させることができる。

ここで、図２２に、比較例として、電力合成器（信号結合器）１５を用いた電圧制御発振回路の例を示す。この構成では、λ₀／２（λ₀は源発振周波数の波長）の線路長の一対の伝送ライン２１ａ，２１ｂが電力結合器１５として必要になる。例えば３０ＧＨｚの源発振周波数の場合は、約２．５ｍｍの線路長の伝送ライン２１ａ，２１ｂが必要になる。この伝送線路を介して６０ＧＨｚの逓倍周波数の信号が出力されるため、伝送線路のロスが問題となる。例えばシリコン上に作製したマイクロストリップラインの伝送損失が線路長１ｍｍあたり１ｄＢとすると、電力結合器により２．５ｄＢもの伝送損失が発生し、出力電力が減衰して大信号出力が得られない問題がある。

本発明によれば、出力回路に前記構成の伝送線路３００を有する周波数選択回路を採用し、線路長が源発振周波数の波長λ_０に等しい信号ラインの両端に対応するグランドライン上の位置に設けた２倍高調波信号出力端子（Out2）からλ₁／４の距離においてグランド給電することで、２倍高調波信号の出力電力を最大化し、電力結合器を用いた比較例の構成に比べて伝送線路による損失を１〜２ｄＢ低減でき、出力回路の損失を低減して出力電力を増大させることができる。

伝送線路３００はループ状に形成されることで、面積効率よく配置することができるだけでなく、源発振周波数の差動信号間の干渉を小さくできるため、信号の損失を低減することができる。グランドライン３２へは、伝送線路の周辺に配置されたグランドプレート３７から供給することで、供給のための接続配線インピーダンスを小さくすることができ、接続配線による信号電力の損失を小さくすることができる。

以上述べたように、本実施例によれば、周波数可変範囲の縮小を抑制しつつ、大きな逓倍出力を得られるプッシュ・プッシュ発振回路を提供することができる。

本発明における伝送線路３００の信号ライン３１とグランドライン３２の関係は、図２に示した構成に限定されるものではない。一般に、波長λと容量Ｃ及びインダクタンスＬの間には、次式（１）のような関係がある。

伝送線路の信号ライン３１とグランドライン３２間の容量結合Ｃを大きくして信号ラインからグランドラインへの信号伝達量を増大させるには、図２に代えて、図４（４Ａ、４Ｂ、４Ｃ）のように多層構造を用いることにより実現できる。図４Ａは、基板上に３層構造に形成された伝送線路を備えた周波数選択回路の構成例である。図４Ｂは図４ＡのＥ−Ｅ‘ラインの縦断面図であり、図４Ｃは図４Ａの位置Ａ部分すなわちＡ−Ａ‘ラインの縦断面図である。グランドライン３２を挟んで上下に絶縁層を介して信号ライン３１が配置された３層構造をなしている。上下の信号ライン３１はビアホールを介して相互に接続されている。これにより、信号ラインとグランドライン間の容量結合Ｃが大きくなり、信号伝達量を同じとした場合、図２の構成例に比べて約３割程度、平面形状のサイズを縮小できる。用途に応じて、グランドライン３２を２層、信号ライン３１を３層とした５層構造等の多層構造を採用しても良い。

また、図５（５Ａ、５Ｂ、５Ｃ）の例のように、２倍高調波出力端子３４から離れたグランドライン３２の部分をグランドプレート３７と直接接続しても良い。図５Ｂは図５ＡのＥ−Ｅ‘ラインの縦断面図であり、図５Ｃは図５Ａの位置Ａ部分すなわちＡ−Ａ‘ラインの縦断面図である。グランドラインへのグランド給電を位置Ａ、Ａ’から行うことで、グランドライン３２から２倍高調波信号を出力し、伝送線路３００による損失を低減することができ、電力結合器を用いる構成よりも出力回路の損失を低減して出力電力を増大させるという効果を確保しつつ、かつ、位置Ａ、Ａ’より出力端子から遠いグランドライン３２の全てをグランド３７に直接接続することで、位置Ａ、Ａ’より２倍高調波出力端子３４から遠いグランドライン全面にグランドを給電することができ、信号電力の損失を抑えて大きな出力電力を得ることができる。

また、図６（図６Ａ、図６Ｂ）のように、伝送線路３００を多段に屈曲した構成とすることにより、小さな占有面積で所要の線路長を得られるため、発振回路全体の占有面積を小さくすることができる。図６Ａは、基板上に３層構造に形成された伝送線路を備えた周波数選択回路の構成例であり、図６Ｂは図６ＡのＥ−Ｅ‘ラインの縦断面図である。一例として、伝送線路３００の信号ライン３１の幅を１０μｍとしたとき、屈曲した伝送線路３００間の間隙（グランドライン３２間の間隙）も１０μｍとすることで、占有面積を約１／２程度に小さくできる。

図７（図７Ａ、図７Ｂ、図７Ｃ）は、図６の実施例に基づく伝送線路３００の構造を採用した場合の実験結果の一例を示している。図７Ａは、マルチバンドＶＣＯのトリミング容量を変えたときの、周波数制御端子ＶＣＮＴとマルチバンドＶＣＯの発振周波数（ＧＨｚ）との関係を示している。図７Ａは、４６〜６０ＧＨｚ付近の帯域での制御が可能であることを示している。図７Ｂは、マルチバンドＶＣＯの発振周波数を変えたときの、電流源回路４０を流れる電流（ｍＡ）と高調波取り出し端子（Out2）からの２倍高調波周波数の出力（ｄＢｍ）の関係を示している。いずれの発振周波数でも、約４０ｍＡ以上で出力−１ｄＢｍが得られている。図７Ｃは、マルチバンドＶＣＯの発振周波数を変えたときの、電流源回路４０を流れる電流と位相ノイズの関係を示している。いずれの発振周波数でも−１００以下の位相ノイズを実現している。

以上述べたように、本実施例によれば、周波数可変範囲を狭くすることなく大きな逓倍出力を得られるプッシュ・プッシュ発振回路を提供することができる。

次に、源発振周波数ｆ_０の信号の取り出し方法に配慮した例を説明する。図１の発振回路の構成では、伝送線路３００で源発振周波数信号の腹になっている伝送線路の中点付近（Out0p、Out0n）３３から源発振周波数ｆ_０の信号を取り出すことも可能である。図８の例では、高インピーダンス素子である一次のインダクタＬＰ１，ＬＰ２に電磁結合された二次のインダクタ（誘導コイル）ＬＳ１、ＬＳ２から出力端子２１０に２系統の源発振周波数ｆ_０（Out1n、Out1p）を出力する。また、図９の例では、バイポーラ・トランジスタＱ１、Ｑ２のエミッタと高インピーダンス素子との間に接続されたダイオードを介して出力端子２２０に２系統の源発振周波数ｆ_０（Out1n、Out1p）を出力する。このように、図８や図９に示す差動信号生成回路を用いることで、２系統の源発振周波数ｆ_０（Out1n、Out1p）を出力することが可能になる。これによりスーパー・ヘテロダイン形式の無線送受信回路を用いたときにＬＯ２信号を生成するための周波数分周器とシンセサイザのプリスケーラへ入力される源発振周波数信号を分離することができ、１系統の出力を分岐する場合に比べてＬＯ２信号のＩＱバランスを向上させることができる。

すなわち、図１から図９に示す構成を用いることで、周波数可変範囲を縮小させることなくプッシュ・プッシュ形式の電圧制御発振回路の出力電力を増大させることができる。また、源発振周波数の差動信号も出力することができる。

また、各図に示す発振回路を構成する各要素は、半導体基板上に容易に形成できるため、集積化に適している。

図１０を用いて本発明のプッシュ・プッシュ形式電圧制御発振回路を実現するための他の実施形態を説明する。本発明の電圧制御発振回路は、共振回路１０を含み共振回路の共振周波数に応じた互いに位相が１８０度異なる２相の交流電流を生成する差動交流電流生成回路２０と、周波数選択回路３０で構成される。図１の実施例との違いは、差動信号生成回路を構成するトランジスタにＮＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２が用いられる点である。ＭＯＳトランジスタを用いることで、電源電圧を低くすることができ、消費電力を低減することができる。

なお、本発明の各実施形態において、その要素回路にバイポーラ・トランジスタを用いた場合とＭＯＳトランジスタを用いた場合のみに限定されるものではなく、これらを電界効果トランジスタ、ヘテロ接合バイポーラ・トランジスタ、高電子移動度トランジスタに置き換えても同様の効果が得られること、そしてデバイスのＰ型半導体とＮ型半導体を入れ替えても同様の効果が得られることは言うまでもない。

図１１、図１２を用いて本発明のプッシュ・プッシュ形式電圧制御発振回路を実現するための他の実施形態を説明する。本実施例の電圧制御発振回路は、図１１に示したように、共振回路１０を含み共振回路の共振周波数に応じた互いに位相が１８０度異なる２相の交流電流を生成する差動交流電流生成回路２０と、周波数選択回路３０で構成される。図１の実施例との違いは、周波数選択回路３０において、信号ライン３１が閉ループをなし差動信号間が短絡されることと、伝送線路長が２倍高調波周波数の波長λ_１の１／４に設定されている点である。グランドライン３２の高調波取り出し端子（Out2）３４は、信号ライン３１の両端（ＯＳＣＰ、ＯＳＣＮ端子）の中点２９’に対応する位置に設けられる。グランドライン３２へのグランド給電を行う位置Ａ、Ａ’は、２倍高調波出力端子（Out2）３４からλ_１’／４の地点である。信号ライン３１とグランドライン３２のインピーダンスが相違することにより、位置Ａ、Ａ’は電源（電圧Ｖ１）端子３５の位置とは異なる場合が多い。両者のインピーダンスが同じ場合には、位置Ａ、Ａ’は電源（電圧Ｖ１）端子３５の位置と一致する。

図１１の周波数選択回路３０を直線に展開すると図１２のようになる。本実施例では、周波数選択回路３０の信号ライン３１の差動信号間が短絡されているため、図１２の（ａ）に示すように源発振周波数ｆ_０の信号が一定値になる。２倍高調波信号（２ｆ_０）の電圧振幅は、信号ライン３１とグランドライン３２のインピーダンスが相違している場合、図１２の（ｂ）に示すようになり、両者のインピーダンスが同じ場合には、図１２の（ｃ）に示すようになる。

グランドライン３２に給電するグランド（位置Ａ、Ａ’）を、出力端子からλ₁／４（λ₁は２倍高調波信号の波長）の距離に給電することで、出力端子における２倍高調波信号の出力電力を最大にすることができる。すなわち、グランド（位置Ａ、Ａ’）を介して伝送線路のグランドライン３２から２倍高調波信号を出力することで、伝送線路による損失を低減することができ、電力結合器を用いる構成よりも出力回路の損失を低減して出力電力を増大させることができる。

このように、図１１の構成を用いることで、源発振周波数信号は周波数選択回路３０から出力できないものの、図１の構成に比べて伝送線路の線路長を短くできるため占有面積を低減できるだけでなく、伝送線路による伝播損失を低減することができる。また、λ_１／４の線路が左右対称に配置されることで、差動信号間の対称性を向上できるため、不要波である源発振周波数信号の出力電力を小さくすることができる。

図１３に、本発明の発振器を含んで成る無線通信機器の実施形態を示す。本実施形態の無線通信機器は、ヘテロダイン形式の無線受信機である。図１３において、アンテナ３０１で受信された受信信号は、低雑音増幅回路３０２で増幅されてミキサ３０３に入力される。発振器制御回路（ＳＶＮＣ＿ＣＯＮＴ）３０４によって制御される本発明の発振器３０５が出力する局部発振信号をミキサ３０３の一方の入力信号とすることで、ミキサ３０３の出力において、受信信号の搬送波周波数が下げられ、中間周波数（ＩＦ：Intermediate Frequency）の受信信号が得られる。ＩＦ受信信号は、帯域通過フィルタ３０６により不要周波数成分が減衰されて後、ＩＦ増幅回路３０７で増幅され、復調回路（ＤＥＭＯＤ）３０８にてベースバンド信号として取り出される。ベースバンド信号は外部のベースバンド回路（図示せず）へ送られる。なお、ベースバンド回路から、発振器制御回路３０４へ制御信号が与えられる。

前記いずれかの実施例の発振器を発振器３０５に用いることで、発振器３０５から大きな信号電力をミキサ３０３に供給することができる。これにより、前記したＣｏＭＰＡ提案の周波数プランで要求される、５７２４０−６５８８０ＭＨｚのＲＦ周波数帯域に対応したＬＯ周波数（ＬＯ周波数はＩＦ周波数によって異なる）を１つの発振器から供給することが可能となる。そのため、ミキサ３０３の受信感度が向上するだけでなく雑音指数も低減し、受信器の雑音性能を向上させることができる。

また、発振器３０５には、集積化に適した本発明の電圧制御発振回路が採用されている。従って、図１３の各ブロックは、同一半導体基板に形成した半導体装置として容易に構成することができる。更に、図１３の各ブロックをそれぞれ別の半導体基板上に作製して実装基板上で接続する無線通信モジュールにおいても、発振器３０５は出力インピーダンスを所定のインピーダンスに設定して信号を出力できるため、大きな信号電力をミキサ３０３に供給でき、好適である。

図１４、図１５で本発明の他の実施例になる無線通信機器を説明する。図１４に、本発明の他の実施形態の無線通信機器の例のブロック図を示す。本実施形態の無線通信機器は、ダイレクトコンバーション形式の無線受信機である。アンテナ３０１で受信された受信信号は、低雑音増幅回路３０２で増幅され、二個のミキサ３０３ａ，３０３ｂに入力される。発振器制御回路（ＳＶＮＣ＿ＣＯＮＴ）３０４によって制御される本発明の発振器３０５が出力する局部発振信号は二つに分岐され、９０°（π／２）の位相差を付けてそれぞれミキサ３０３ａ，３０３ｂに入力される。低雑音増幅回路３０２で増幅された受信信号は、二個のミキサ３０３ａ，３０３ｂの出力において搬送波周波数が零周波数に下げられ、帯域通過フィルタ３０６ａ，３０６ｂにより不要周波数成分が減衰された後、増幅回路３０７ａ，３０７ｂで増幅される。復調回路３０８によって、二個の増幅回路３０７ａ，３０７ｂの出力信号からベースバンド信号が取り出される。ベースバンド信号は外部のベースバンド回路（図示せず）へ送られる。なお、ベースバンド回路から、発振器制御回路３０４へ制御信号が与えられる。

前記いずれかの実施例の発振器を発振器３０５に用いることで、発振器３０５から大きな信号電力をミキサ３０３に供給することができる。

例えば、図１５に示したように、アンテナで受信された５８３２０−６４８００ＭＨｚの周波数の受信信号を二個のミキサ３０３ａ，３０３ｂに入力すると共に、発振器３０５で生成された大きな信号電力を０／９０deg.に通してＩＱ―ＬＯ信号を生成し、９０°位相の異なる５８３２０−６４８００ＭＨｚのＬＯ信号（ＩＱ―ＬＯ信号）を二個のミキサ３０３ａ，３０３ｂに供給し、６０ＧＨｚの無線送受信器をダイレクト・コンバージョン形式で実現することができる。

そのため、ミキサ３０３の受信感度が向上するだけでなく雑音指数も低減し、受信器の雑音性能を向上させることができる。また、ダイレクト・コンバージョン形式であるため、ＩＦ周波数が０であり、イメージの影響を除去することができ、好適である。さらに、ＩＦ回路を除去できるため、無線通信機器全体の消費電力を低減することができる。

また、発振器３０５には、集積化に適した本発明の電圧制御発振回路が採用されている。従って、図１４の各ブロックは、同一半導体基板に形成した半導体装置として容易に構成することができる。更に、図１４の各ブロックをそれぞれ別の半導体基板上に作製して実装基板上で接続する無線通信モジュールにおいても、発振器３０５は出力インピーダンスを所定のインピーダンスに設定して信号を出力できるため、大きな信号電力をミキサ３０３ａ，３０３ｂに供給でき、好適である。

図１６、図１７で本発明の他の実施例になる無線通信機器を説明する。図１６に、本発明の無線通信機器による他の実施形態のブロック図を示す。本実施形態の無線通信機器は、スーパー・ヘテロダイン形式の無線受信機である。アンテナ３０１で受信された受信信号は、低雑音増幅回路３０２で増幅され、第１のミキサ３０３に入力される。第１のミキサ３０３にはまた、本発明の発振器３０５が出力する２倍高調波信号が第１の局部発振信号（ＬＯ１）として入力される。第１のミキサ３０３の出力は二つに分岐され、それぞれ第２のミキサ３０３ｉ、３０３ｑに入力される。本発明の発振器の源発振周波数信号出力は、９０°（π／２）の位相差を付けるために周波数分周器３６０に入力され、周波数分周器３６０の２つの出力はそれぞれ第２の局部発振信号（ＬＯ２）として第２のミキサ３０３ｉ、３０３ｑに入力される。第２のミキサ３０３ｉ、３０３ｑの出力は、それぞれ増幅回路３０７ｉ，３０７ｑで増幅される。復調回路３０８によって、二個の増幅回路３０７ａ，３０７ｂの出力信号からベースバンド信号が取り出される。ベースバンド信号は外部のベースバンド回路（図示せず）へ送られる。

前記いずれかの実施例の発振器を発振器３０５に用いることで、発振器３０５から大きな信号電力を第１のミキサ３０３、第２のミキサ３０３ｉ、３０３ｑに供給することができる。

例えば、図１７に示したように、プッシュ・プッシュ発振回路を用いた１つの発振器３０５の源発振周波数を２４ＧＨｚとし、第１のミキサ３０３に供給されるＬＯ１を４８ＧＨｚ帯とし、第２のミキサ３０３ｉ、３０３ｑに供給されるＬＯ２周波数を１２ＧＨｚ帯とすることができる。これにより、図２１の（Ｄ）に示したように、スーパー・ヘテロダイン形式６０ＧＨｚ帯無線送受信器の出力信号を、ＩＦ周波数を７５６０ＭＨｚ以上に設定して不要信号を帯域外に追い出すことができる。

そのため、各ミキサの受信感度が向上するだけでなく雑音指数も低減し、受信器の雑音性能を向上させることができる。また、スーパー・ヘテロダイン形式であるため、ＬＯ１はＩＱ信号である必要はなく、高周波で問題となるＩＱ不整合が原因のＤＣオフセットの問題を回避でき好適である。

また、発振器３０５には、集積化に適した本発明の電圧制御発振回路が採用されている。従って、図１６の各ブロックは、同一半導体基板に形成した半導体装置として容易に構成することができる。更に、図１６の各ブロックをそれぞれ別の半導体基板上に作製して実装基板上で接続する無線通信モジュールにおいても、発振器３０５は出力インピーダンスを所定のインピーダンスに設定して信号を出力できるため、大きな信号電力を各ミキサに供給でき、好適である。

本実施例によれば、１つの発振器で２系統の源発振周波数信号を供給可能な無線通信機器を提供することができる。

図１８に、本発明の発振器を含んで成る無線通信機器による他の実施形態を示す。本実施形態の無線通信機器は、ヘテロダイン形式の無線送受信機である。図１８において、無線通信機器は、受信用アンテナ３０１ａによって受信された受信信号を増幅する低雑音増幅器３０２と、この低雑音増幅器の出力信号の周波数を変換する受信用ミキサ３０３ａと、周波数変換のための局部発振信号を生成して受信用ミキサに出力する受信用発振器３０５ａと、送信する信号の周波数を変換する送信用ミキサ３０３ｂと、周波数変換のための局部発振信号を生成して送信用ミキサに出力する送信用発振器３０５ｂと、送信用ミキサの出力信号を増幅する電力増幅器３１０と、電力増幅器の出力を送信する送信用アンテナ３０１ｂとを具備している。

アンテナ３０１ａで受信された受信信号は、低雑音増幅回路３０２で増幅されてミキサ３０３ａに入力される。本発明の発振器３０５ａが出力する局部発振信号をミキサ３０３ａの一方の入力信号とすることで、ミキサ３０３ａの出力において、受信信号の搬送波周波数が下げられ、中間周波数（ＩＦ：Intermediate Frequency）の受信信号が得られる。ＩＦ受信信号は、ＩＦ増幅回路３０７ａで増幅され、復調回路（ＤＥＭＯＤ）３０８にてベースバンド信号として取り出される。ベースバンド信号は外部のベースバンド回路（図示せず）へ送られる。

送信時、ベースバンド回路（図示せず）が出力する送信ベースバンド信号は、変調回路（ＭＯＤ）３１５によって変調され、ＩＦ増幅回路３０７ａで増幅された後、ミキサ３０３ｂに入力される。本発明の発振器３０５ｂが出力する局部発振信号はミキサ３０３ｂに入力される。ミキサ３０３ｂの出力は、高出力増幅器３１０で増幅されてアンテナ３０１ｂへ送られ、送信される。

前記いずれかの実施例の発振器を発振器３０５a、３０５ｂに用いることで、発振器３０５a、３０５ｂから大きな信号電力をミキサ３０３a、３０３ｂに供給することができる。そのため、ミキサ３０３aの受信感度が向上するだけでなく雑音指数も低減し、受信器の雑音性能を向上させることができる。

また、発振器３０５a、３０５ｂには、集積化に適した本発明の電圧制御発振回路が採用されている。従って、図１８の各ブロックは、同一半導体基板に形成した半導体装置として容易に構成することができる。すなわち、低雑音増幅器３０２と、受信用ミキサ３０３ａと、受信用発振器３０５ａと、送信用ミキサ３０３ｂと、送信用発振器３０５ｂと、電力増幅器３１０とを含んで成る送受信回路が、同一実装基板上に構成されてモジュール化される。更に、図１８の各ブロックをそれぞれ別の半導体基板上に作製して実装基板上で接続する無線通信モジュールにおいても、発振器３０５a、３０５ｂは出力インピーダンスを所定のインピーダンスに設定して信号を出力できるため、大きな信号電力をミキサ３０５a、３０５ｂに供給でき、好適である。

図１９に、本発明の発振器を含んで成る無線通信機器による他の実施形態を示す。本実施形態の無線通信機器は、パルスレーダ形式の無線レーダ送受信機である。４００はレーダ装置の高周波回路部、４１０はベースバンド回路である。送信時、ベースバンド回路４１０の信号処理部３３０から出力される送信ベースバンド信号は、変調回路（ＭＯＤ）３１５によって変調され、発振器３１８の発振信号が変調される。すなわち、本発明の実施例に基く発振器３１８の出力信号は、ベースバンド回路４１０の鋸歯状波発生器（図示略）の出力により開閉するオン／オフ変調器（ＯＮ／ＯＦＦ ＭＯＤ）３１５で変調される。発振器３１８の変調出力は増幅器３０７で増幅され、パワースプリッタ３２０を経て、高出力増幅器３１０で増幅されて送信信号となり、アンテナ３０１ｂへ送られ送信される。受信時、アンテナ３０１ａで受信されたターゲットからの反射波を含む受信信号は、低雑音増幅回路３０２で増幅され、ミキサ３０３に入力される。ミキサ３０３では、この受信信号とパワースプリッタ３２０から入力された送信信号により送受信信号の周波数のずれに応じたビート信号を抽出する。このビート信号は、増幅回路３２３で増幅され、Ａ／Ｄ変換器３２４を経てベースバンド回路４１０の信号処理部３３０へ送られる。信号処理部３３０で処理されたビート信号は、ターゲットの追跡処理などに用いられる。

本発明の実施例に基く発振器を採用することで、レーダに要求される７６〜８１ＧＨｚの広帯域、高出力の高周波信号を提供できる。これにより、ミキサ回路に対して位相雑音が低く信号電力の大きなＬＯ信号を供給でき、無線レーダ送受信機の性能向上を図ることができる。

本発明の電圧制御発振回路の第１の実施形態を説明するための回路構成図。 第１の実施形態になる電圧制御発振回路における周波数選択回路の一例を示す回路構成図。 図２ＡのＥ−Ｅ‘ラインの縦断面図。 図２ＡのＡ−Ａ‘ラインの縦断面図。 本発明の第１の実施形態になる電圧制御発振回路の原理を説明するための回路図。 第１の実施形態になる電圧制御発振回路における周波数選択回路の他の例を示す回路構成図。 図４ＡのＥ−Ｅ‘ラインの縦断面図。 図４ＡのＡ−Ａ‘ラインの縦断面図。 第１の実施形態になる電圧制御発振回路における周波数選択回路の他の例を示す回路構成図。 図５ＡのＥ−Ｅ‘ラインの縦断面図。 図５ＡのＡ−Ａ‘ラインの縦断面図。 第１の実施形態になる電圧制御発振回路における周波数選択回路の他の例を示す回路構成図。 図６ＡのＥ−Ｅ‘ラインの縦断面図。 図６に示した周波数選択回路を採用した電圧制御発振回路において、トリミング容量を変えたときの、周波数制御端子ＶＣＮＴとＶＣＯの発振周波数（ＧＨｚ）との関係を示す図。 図６に示した周波数選択回路を採用した電圧制御発振回路において、発振周波数を変えたときの、電流源回路を流れる電流（ｍＡ）と高調波取り出し端子（Out2）からの２倍高調波周波数の出力（ｄＢｍ）の関係を示す図。 図６に示した周波数選択回路を採用した電圧制御発振回路において、発振周波数を変えたときの、電流源回路を流れる電流と位相ノイズの関係を示す図。 本発明の電圧制御発振回路の他の実施形態を説明するための回路構成図。 本発明の電圧制御発振回路の他の実施形態を説明するための回路構成図。 本発明の電圧制御発振回路の他の実施形態を説明するための回路構成図。 本発明の電圧制御発振回路の他の実施形態を説明するための回路構成図。 図１１の実施形態になる電圧制御発振回路の原理を説明するための回路図。 本発明の電圧制御発振回路を採用した無線通信機器の一実施形態を説明するためのブロック図。 本発明の電圧制御発振回路を採用した、ダイレクト・コンバージョン形式無線受信器のブロック構成例を示す図。 図１４に示したダイレクト・コンバージョン形式６０ＧＨｚ無線受信器の動作例を説明する図。 本発明の電圧制御発振回路を採用したスーパー・ヘテロダイン形式無線受信器のブロック構成例を示す図。 図１６に示したスーパー・ヘテロダイン形式６０ＧＨｚ無線受信器の動作例を説明する図。 本発明の電圧制御発振回路を採用した無線通信機器の他の実施形態を説明するためのブロック図。 本発明の電圧制御発振回路を採用したレーダ装置の実施形態を説明するためのブロック図。 逓倍器を用いた従来の電圧制御発振回路のブロック図。 ６０ＧＨｚ無線通信システムで用いられる周波数バンドと、イメージ出力信号の問題を説明するための図面。 本発明の電圧制御発振回路の作用、効果を説明するための、プッシュ・プッシュ形式電圧制御発振回路の比較例を示す図。

符号の説明

１０…共振回路、２０…差動信号生成回路、３０…周波数選択回路、３１…信号ライン、３２…グランドライン、３３…差動信号生成回路の出力端子（Outon，Outop）、３４…２倍高調波出力端子（Out2）、３５…電源（電圧Ｖ１）端子、３６…グランドラインへのグランドの給電位置ＧA、ＧA’、３７…グランドプレート、３８…絶縁層、３９…絶縁層、４０…電流源回路、Ｌ１、Ｌ２、ＬＰ１、ＬＰ２、ＬＳ１、ＬＳ２…インダクタ、ＣＶ１，ＣＶ２…可変容量、ＣＦ１，ＣＦ２，ＣＦ３，ＣＦ４…固定容量、Ｑ１，Ｑ２…バイポーラ・トランジスタ、Ｍ１，Ｍ２…ＮＭＯＳトランジスタ、３００…伝送線路、３０１…アンテナ、３０２…低雑音増幅回路、３０３…ミキサ、３０４…発振器制御回路、３０５，３１７，３１８…発振器、３０８…復調回路、３１０…高出力増幅器、Ｖ１…電圧端子、ＶＩＮ…交流信号入力端子、ＶＣＮＴ…周波数制御端子。

Claims (19)

1. 差動トランジスタ対と、
   前記差動トランジスタ対の入力端子間に接続されたインダクタと容量からなるＬＣ共振回路と、
   前記差動トランジスタ対の差動出力端子間に接続された周波数選択回路
   を備えた電圧制御発振回路であって、
   前記周波数選択回路は、
   信号ラインと該信号ラインに対応するグランドラインを備えた伝送線路と、
   前記差動トランジスタ対の前記差動出力端子に接続される差動入力端子と、
   ２倍高調波信号出力端子と、
   グランド電位が供給される２つ以上のグランド供給端子を備え、
   前記周波数選択回路の前記差動入力端子が前記伝送線路の前記信号ラインの両端に接続され、
   前記周波数選択回路の前記２倍高調波信号出力端子と前記グランド供給端子が前記伝送線路の前記グランドラインに接続される
   ことを特徴とするプッシュ・プッシュ形式電圧制御発振回路。
2. 請求項１において、
   前記グランド供給端子は、
   前記伝送線路の前記グランドラインに接続され、
   前記グランドラインに接続された前記２倍高調波信号出力端子から２倍高調波周波数の波長の１／４の位置に接続される
   ことを特徴とするプッシュ・プッシュ形式電圧制御発振回路。
3. 請求項２において、
   前記伝送線路の前記信号ラインに、源発振周波数の差動信号を出力する源発振信号出力端子を備える
   ことを特徴とするプッシュ・プッシュ形式電圧制御発振回路。
4. 請求項３において、
   前記源発振周波数に対する２倍高調波の出力信号は単相である
   ことを特徴とするプッシュ・プッシュ形式電圧制御発振回路。
5. 請求項２において、
   前記伝送線路の前記グランドラインはその両端同士が接続されたループ状に形成され、
   前記伝送線路の前記信号ラインは前記グランドラインの上または下または上下に形成され、
   前記周波数選択回路の前記グランド供給端子へのグランド給電は、
   前記伝送線路の周りに配置されたグランドプレートからグランド接続ラインを介して供給される
   ことを特徴とするプッシュ・プッシュ形式電圧制御発振回路。
6. 請求項２において、
   前記伝送線路の前記信号ラインの長さは前記源発振周波数の波長λに等しく、
   該伝送線路の該信号ラインの中点の位置に電源端子が接続されている
   ことを特徴とするプッシュ・プッシュ形式電圧制御発振回路。
7. 請求項１において、
   前記周波数選択回路の前記グランド供給端子は、
   前記２倍高調波信号出力端子から前記２倍高調波周波信号の波長の１／４離れた位置、及び前記２倍高調波信号節となる位置に接続される
   ことを特徴とするプッシュ・プッシュ形式電圧制御発振回路。
8. 請求項７において、
   前記伝送線路の前記信号ラインの中点の位置に電源端子が接続され、
   前記周波数選択回路の前記グランド供給端子は、
   前記信号ラインの前記電源端子に対応する位置にも接続される
   ことを特徴とするプッシュ・プッシュ形式電圧制御発振回路。
9. 請求項１において、
   前記周波数選択回路の前記グランド供給端子は、
   前記２倍高潤波信号出力端子から前記２倍高調波周信号の波長の１／４離れた位置より前記２倍高調波出力端子から遠い側の前記グランドライン全てに接続される
   ことを特徴とするプッシュ・プッシュ形式電圧制御発振回路。
10. 請求項１において、
    前記伝送線路は、信号ラインと該信号ラインに対応する前記グランドラインを含んで成り、
    前記伝送線路は、多段に屈曲して構成されている
    ことを特徴とするプッシュ・プッシュ形式電圧制御発振回路。
11. 請求項２において、
    前記伝送線路は、前記グランドラインと該グランドラインに対する信号ラインとを含んでおり、
    前記グランドライン及び前記信号ラインはループ状に閉じている
    ことを特徴とするプッシュ・プッシュ形式電圧制御発振回路。
12. 請求項１１において、
    前記伝送線路の前記信号ラインの長さは、前記信号ラインにおける前記２倍高調波周波数の波長の１／２に等しく、
    該伝送線路の中点の位置に前記信号ラインの電源端子が接続されている
    ことを特徴とするプッシュ・プッシュ形式電圧制御発振回路。
13. 受信用アンテナによって受信された受信信号を増幅する低雑音増幅器と、
    前記低雑音増幅器の出力信号の周波数を変換する受信用ミキサと、
    周波数変換のための局部発振信号を生成して前記受信用ミキサに出力する受信用発振器とを備えて成り、
    前記受信用発振器はプッシュ・プッシュ形式電圧制御発振回路であり、
    該プッシュ・プッシュ形式電圧制御発振回路は、
    差動トランジスタ対と、
    前記差動トランジスタ対の入力端子間に接続されたインダクタと容量からなるＬＣ共振回路と、
    前記差動トランジスタ対の差動出力端子間に接続された周波数選択回路
    を備えた電圧制御発振回路であって、
    前記周波数選択回路は、
    信号ラインと該信号ラインに対応するグランドラインを備えた伝送線路と、
    前記差動トランジスタ対の前記差動出力端子に接続される差動入力端子と、
    ２倍高調波信号出力端子と、
    グランド電位が供給される２つ以上のグランド供給端子を備え、
    前記周波数選択回路の前記差動入力端子が前記伝送線路の前記信号ラインの両端に接続され、
    前記周波数選択回路の前記２倍高調波信号出力端子と前記グランド供給端子が前記伝送線路の前記グランドラインに接続される
    ことを特徴とする無線通信機器。
14. 請求項１３において、
    送信する信号の周波数を変換する送信用ミキサと、
    周波数変換のための局部発振信号を生成して前記送信用ミキサに出力する送信用発振器と、
    前記送信用ミキサの出力信号を増幅する電力増幅器と、
    前記電力増幅器の出力を送信する送信用アンテナと
    を具備して成り、
    前記送信用発振器はプッシュ・プッシュ形式電圧制御発振回路であり、
    該プッシュ・プッシュ形式電圧制御発振回路は、
    差動トランジスタ対と、
    前記差動トランジスタ対の入力端子間に接続されたインダクタと容量からなるＬＣ共振回路と、
    前記差動トランジスタ対の差動出力端子間に接続された周波数選択回路
    を備えた電圧制御発振回路であって、
    前記周波数選択回路は、
    信号ラインと該信号ラインに対応するグランドラインを備えた伝送線路と、
    前記差動トランジスタ対の前記差動出力端子に接続される差動入力端子と、
    ２倍高調波信号出力端子と、
    グランド電位が供給される２つ以上のグランド供給端子を備え、
    前記周波数選択回路の前記差動入力端子が前記伝送線路の前記信号ラインの両端に接続され、
    前記周波数選択回路の前記２倍高調波信号出力端子と前記グランド供給端子が前記伝送線路の前記グランドラインに接続される
    ことを特徴とする無線通信機器。
15. 請求項１３において、
    前記受信用ミキサは、第１のミキサと、第２のミキサとで構成され、
    前記受信用発振器の２倍高調波信号出力は前記第１のミキサに対する第１の局部発振信号として入力され、
    前記源発振周波数の信号は周波数分周器へ入力され、その出力が前記第２のミキサに対する第２の局部発振信号として入力される
    ことを特徴とする無線通信機器。
16. 請求項１３において、
    前記グランド供給端子は、
    前記伝送線路の前記グランドラインに接続され、
    前記グランドラインに接続された前記２倍高調波信号出力端子から２倍高調波周波数の波長の１／４の位置に接続される
    ことを特徴とする無線通信機器。
17. 受信用アンテナによって受信された受信信号を増幅する低雑音増幅器と、
    前記低雑音増幅器の出力信号の周波数を変換する受信用ミキサと、
    周波数変換のための局部発振信号を生成して前記受信用ミキサに出力する受信用発振器と
    を備えて成り、
    前記低雑音増幅器と、前記受信用ミキサと、前記受信用発振器とを含んで成る受信回路が、同一実装基板上に構成されてモジュール化されて成り、
    前記受信用発振器はプッシュ・プッシュ形式電圧制御発振回路であり、
    該プッシュ・プッシュ形式電圧制御発振回路は、
    差動トランジスタ対と、
    前記差動トランジスタ対の入力端子間に接続されたインダクタと容量からなるＬＣ共振回路と、
    前記差動トランジスタ対の差動出力端子間に接続された周波数選択回路
    を備えた電圧制御発振回路であって、
    前記周波数選択回路は、
    信号ラインと該信号ラインに対応するグランドラインを備えた伝送線路と、
    前記差動トランジスタ対の前記差動出力端子に接続される差動入力端子と、
    ２倍高調波信号出力端子と、
    グランド電位が供給される２つ以上のグランド供給端子を備え、
    前記周波数選択回路の前記差動入力端子が前記伝送線路の前記信号ラインの両端に接続され、
    前記周波数選択回路の前記２倍高調波信号出力端子と前記グランド供給端子が前記伝送線路の前記グランドラインに接続される
    ことを特徴とするＲＦモジュール。
18. 請求項１７において、
    送信する信号の周波数を変換する送信用ミキサと、
    周波数変換のための局部発振信号を生成して前記送信用ミキサに出力する送信用発振器と、
    前記送信用ミキサの出力信号を増幅する電力増幅器と、
    前記電力増幅器の出力を送信する送信用アンテナと
    を具備して成り、
    前記送信用ミキサと、前記送信用発振器と、前記電力増幅器とを含む送信回路が前記受信回路と同一実装基板上に構成されてモジュール化されて送受信回路を構成して成り、
    前記送信用発振器はプッシュ・プッシュ形式電圧制御発振回路であり、
    該プッシュ・プッシュ形式電圧制御発振回路は、
    差動トランジスタ対と、
    前記差動トランジスタ対の入力端子間に接続されたインダクタと容量からなるＬＣ共振回路と、
    前記差動トランジスタ対の差動出力端子間に接続された周波数選択回路
    を備えた電圧制御発振回路であって、
    前記周波数選択回路は、
    信号ラインと該信号ラインに対応するグランドラインを備えた伝送線路と、
    前記差動トランジスタ対の前記差動出力端子に接続される差動入力端子と、
    ２倍高調波信号出力端子と、
    グランド電位が供給される２つ以上のグランド供給端子を備え、
    前記周波数選択回路の前記差動入力端子が前記伝送線路の前記信号ラインの両端に接続され、
    前記周波数選択回路の前記２倍高調波信号出力端子と前記グランド供給端子が前記伝送線路の前記グランドラインに接続される
    ことを特徴とするＲＦモジュール。
19. 請求項１８において、
    前記グランド供給端子は、
    前記伝送線路の前記グランドラインに接続され、
    前記グランドラインに接続された前記２倍高調波信号出力端子から２倍高調波周波数の波長の１／４の位置に接続される
    ことを特徴とするＲＦモジュール。

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