JP4992528B2 - 回転センサ - Google Patents

Description

本発明は、磁気抵抗素子を用いた回転センサに関するものである。

従来、磁気抵抗素子を使用した回転センサが特許文献１において開示されている。この回転センサは、図１１に示すように、ロータＲｔに対し２つの磁気抵抗素子１００，２００を接近して配置している。２つの磁気抵抗素子１００，２００は直列に接続され、この直列回路に定電圧を印加して、２つの磁気抵抗素子１００，２００の間の中点電圧を出力信号として得るようにしている。さらに、この出力信号に基づいて２値化信号を得る前段において、オペアンプ１５にて増幅するときに、コンパレータ３２，３４により、オペアンプ１５の出力が、オペアンプ１５の出力である交流信号での振幅中心を挟んだ所定振幅領域内にあるか否か判定して、当該領域から外れると、図１３に示すように、基準電圧（比較電圧）ＶＳをオペアンプ１５の出力に近づく方向に変更する。これにより、磁気抵抗素子の取付け位置がずれると図１２に破線で示すように信号の振幅中心がずれるが、この場合において、基準電圧（比較電圧）ＶＳがオペアンプ１５の出力に近づく方向に変更されるので、増幅後の信号が動作限界値に張り付くことが回避される。
特開平８−１９３８４１号公報

近年、ロータとセンサ先端（磁気抵抗素子）の距離が大きい場合に対応すべく、振幅が大きいとともに温度特性の小さい信号を得ることへの要望がある。ところが、図１１のように定電圧駆動でブリッジに印加して中点電圧を出力信号として得る構成においては、温度特性の大きな使用方法であり、そのため、回路側で、温度特性を補正する等の工夫が必要となってくる。さらに、振幅を大きくすべく図１１の磁気抵抗素子１００，２００をもう１セット用いて差動をとる場合、差動増幅した後の信号から２値化信号を得るためには差動増幅信号が閾値と交差する必要がある。

本発明は、このような背景の下になされたものであり、その目的は、回転体の回転に伴う磁気抵抗素子で得られる信号の振幅について温度の影響を受けにくくできるとともに２値化信号を得やすい回転センサを提供することにある。

上記の課題を解決するために、請求項１に記載の発明では、回転体に対し接近して配置され、定電流回路から定電流が供給され、両端子間電圧として、前記回転体の回転に伴う磁力の変化によって抵抗値が変化することにより変化する信号が得られる第１の磁気抵抗素子と、前記回転体に対し接近して配置され、定電流回路から定電流が供給され、両端子間電圧として、前記回転体の回転に伴う磁力の変化によって抵抗値が変化することにより変化し、かつ、前記第１の磁気抵抗素子で得られる信号とは逆相の信号が得られる第２の磁気抵抗素子と、前記第１の磁気抵抗素子で得られる信号と前記第２の磁気抵抗素子で得られる信号との差を増幅して出力する差動増幅手段と、前記差動増幅手段の出力信号レベルに応じた値と閾値とを比較してその大小関係により２値化信号を出力する２値化手段と、を備えた回転センサであって、前記差動増幅手段は、前記第１の磁気抵抗素子で得られる信号を入力する第１のオペアンプと、前記第２の磁気抵抗素子で得られる信号を入力する第２のオペアンプと、基準電位を入力する第３のオペアンプを具備し、負帰還をかけた第３のオペアンプの出力端子と第１のオペアンプの出力端子との間に、第１の抵抗と第４の抵抗とで互いに抵抗値が等しく、第２の抵抗と第３の抵抗とで互いに抵抗値が等しい第１〜第４の抵抗を直列に接続し、第１の抵抗を介して第１のオペアンプに負帰還をかけ、第２、第３の抵抗間に第２のオペアンプの出力端子を接続し、第３の抵抗を介して第２のオペアンプに負帰還をかけ、前記第１のオペアンプの出力端子にて差動増幅信号を得るようにし、かつ、前記差動増幅手段からの交流信号の増幅値に対し動作限界を越える差動利得を有し、差動増幅手段からの信号と比較電圧との差を増幅して前記２値化手段に出力す
る増幅器と、計数回路と、前記計数回路によるカウント値に応じた前記比較電圧を設定するデジタルアナログ変換回路と、前記増幅器の出力が、当該増幅器の出力である交流信号での振幅中心を挟んだ所定振幅領域内にあるか否か判定して、当該領域から外れると、前記計数回路のカウント値を変更して前記比較電圧を増幅器の出力に近づく方向に変更するカウント値変更手段と、を更に備えたことを要旨とする。

請求項１に記載の発明によれば、第１、第２の各磁気抵抗素子に対し定電流を供給して各磁気抵抗素子において両端子間電圧として回転体の回転に伴う磁力の変化によって抵抗値が変化することにより変化する信号を得る方式（定電流駆動）としている。これにより、回転体の回転に伴う第１、第２の磁気抵抗素子で得られる各信号の振幅については温度の影響を受けにくくすることができる。即ち、温度が変わったときの当該各信号における振幅の差を小さくしたり比を１に近づけることができる。

また、図１０に示すようにハーフブリッジの中点電位を出力とし、差動をとるために２つのハーフブリッジを用いて各ブリッジの中点電位を出力信号として得る場合、即ち、計４つの磁気抵抗素子を用い、直列接続した磁気抵抗素子間から信号を得る場合には中点電位Ｖａ，Ｖｂのオフセット値（交流信号の振幅の中心値）は設計値に非常に近い値にすることができる。しかし、定電流駆動の場合は、計２つの磁気抵抗素子を用い、単一の磁気抵抗素子での両端子間電圧を信号として得るので、第１の磁気抵抗素子で得られる信号と第２の磁気抵抗素子で得られる信号については、各信号のオフセット値（交流信号の振幅の中心値）は設計値に近づけることが困難となる。請求項１の差動増幅手段においては基準電位付近の差動増幅信号、即ち、任意のレベル付近の信号（交流信号）が差動増幅時に同時に得られる。これにより、２値化手段において差動増幅手段の出力信号レベルに応じた値と閾値とを比較してその大小関係により２値化信号を出力する際に差動増幅手段の出力信号レベルに応じた値と閾値とが交差しやすく２値化信号を得やすくなる。

また、増幅器にて差動増幅手段からの信号と比較電圧との差が増幅して出力され、このとき、動作限界を越える増幅値に対してはリミッタがかけられた状態、つまり、動作限界値に保持される。よって、交流信号における振幅の中心付近が急峻に変化した信号となり高精度に２値化することができる。また、カウント値変更手段にて増幅器の出力が増幅器の出力である交流信号での振幅中心を挟んだ所定振幅領域内にあるか否か判定され、当該領域から外れると、計数回路のカウント値を変更して比較電圧を増幅器の出力に近づく方向に変更されるので、増幅後の信号が動作限界値に張り付くことが回避される。さらに、デジタルアナログ変換回路にて計数回路によるカウント値に応じた比較電圧を設定するが、回転体の回転に伴う第１、第２の磁気抵抗素子で得られる各信号の振幅については温度が変わったときの当該各信号における振幅の比を１に近づけることができるので、デジタルアナログ変換回路のビット数を少なくできる。

請求項２に記載のように、請求項１に記載の回転センサにおいて、前記第１の磁気抵抗素子および第２の磁気抵抗素子として、異方性磁気抵抗素子を用いると、耐久性およびペア性に優れたものとなる。

請求項３に記載のように、請求項１に記載の回転センサにおいて、前記第１の磁気抵抗素子および第２の磁気抵抗素子として、トンネル磁気抵抗素子を用いると、温度特性に優れたものとなる。

請求項４に記載のように、請求項１〜３のいずれか１項に記載の回転センサにおいて、前記第１〜第４の抵抗として、ポリシリコン薄膜抵抗を用いると、温度特性に優れたものとなる。

請求項５に記載のように、請求項１〜４のいずれか１項に記載の回転センサにおいて、車載用であると温度の変化が大きくなりやすい環境において有用となる。特に、請求項６に記載のように、請求項５に記載の回転センサにおいて、エンジンに直載される場合においては温度の変化が大きくなりやすく有用である。また、請求項７に記載のように、請求項５に記載の回転センサにおいて、トランスミッションに直載される場合においては温度の変化が大きくなりやすく有用である。

以下、本発明を具体化した一実施形態を図面に従って説明する。
図１には、本実施形態における回転センサの全体の回路構成を示す。図１での回路構成のうちの符号４３〜４７の部材で構成される２値化手段において、後記する差動増幅手段の出力信号レベルに応じた値と閾値とが比較されてその大小関係により、ロータＲｔの回転に伴う歯の通過に伴いレベルが変わる２値化信号が出力される。図２には、図１の全体構成のうちの前段部、即ち、磁気抵抗素子１，２、定電流回路（定電流源）３，４、オペアンプ７，８，９、抵抗５，６，１０，１１，１２，１３について示す。図３は、図２での各部位における電流、電位を説明するための図である。

本実施形態の回転センサは、車載用であり、詳しくは、クランク角センサ等であり、エンジンに直載される。あるいは、トランスミッションインプット回転センサ等であり、車載のトランスミッションに直載される。

図１において、本センサは２つの磁気抵抗素子（ＭＲＥ）１，２を具備している。この２つの磁気抵抗素子１，２は、ロータＲｔに対し接近した位置に配置されている。磁気抵抗素子１，２として異方性磁気抵抗素子（ＡＭＲ）又はトンネル磁気抵抗素子（ＴＭＲ）を用いている。ロータＲｔはその外周面に複数の歯が形成されている。図２において、磁気抵抗素子１は一端が接地され、他端には定電流回路３が接続されている。同様に、磁気抵抗素子２は一端が接地され、他端には定電流回路４が接続されている。磁気抵抗素子１と定電流回路３との間の電位Ｖａが出力信号となる。また、磁気抵抗素子２と定電流回路４との間の電位Ｖｂが出力信号となる。各々の出力信号はロータＲｔの回転に伴い交流信号となる。

ここで、磁気抵抗素子１，２は、各信号（Ｖａ、Ｖｂ）を逆相とするため略９０°傾けて配置されている。また、定電流回路３，４はカレントミラーにより構成され、磁気抵抗素子１，２に同一の電流が流される。

このようにして、第１の磁気抵抗素子１は、回転体としてのロータＲｔに対し接近して配置され、定電流回路３から定電流が供給され、両端子間電圧として、ロータＲｔの回転に伴う磁力の変化によって抵抗値が変化することにより変化する信号が得られる。第２の磁気抵抗素子２は、ロータＲｔに対し接近して配置され、定電流回路４から定電流が供給され、両端子間電圧として、ロータＲｔの回転に伴う磁力の変化によって抵抗値が変化することにより変化し、かつ、第１の磁気抵抗素子１で得られる信号とは逆相の信号が得られる。

さらに、符号５〜１３で示す部材にて差動増幅手段が構成され、第１の磁気抵抗素子１で得られる信号と第２の磁気抵抗素子２で得られる信号との差を増幅して出力する。
図２において、オペアンプ７の非反転入力端子には、磁気抵抗素子１で得られる信号（Ｖａ）が入力される。オペアンプ８の非反転入力端子には、磁気抵抗素子２で得られる信号（Ｖｂ）が入力される。

抵抗５，６による直列回路は、その一端が接地され、他端には定電圧が印加されている。抵抗５，６の間の電位（ＶＭ）が、オペアンプ９の非反転入力端子に入力される。抵抗５，６は基準電位（ＶＭ）を生成するための分割抵抗であるので、磁気抵抗素子の抵抗ではなく、温度係数の小さいポリシリコン薄膜抵抗を使用している。

オペアンプ９の出力端子とオペアンプ７の出力端子との間において、４つの抵抗１０，１１，１２，１３が直列に接続されている。抵抗１０，１１の間の電位がオペアンプ７の反転入力端子に入力される。オペアンプ８の出力端子が抵抗１１，１２間に接続されている。抵抗１２，１３の間の電位がオペアンプ８の反転入力端子に入力される。オペアンプ９の出力は負帰還がかけられている。このように、オペアンプ７，８，９は、それぞれに信号（Ｖａ，Ｖｂ）、基準電位（ＶＭ）を入力し、オペアンプ７，８，９は抵抗１０，１１，１２，１３を介して接続されている。抵抗１０，１１，１２，１３は磁気抵抗素子の抵抗ではなく、温度係数の小さいポリシリコン薄膜抵抗を使用している。

このようにして、差動増幅手段は、第１の磁気抵抗素子１で得られる信号を入力する第１のオペアンプ７と、第２の磁気抵抗素子２で得られる信号を入力する第２のオペアンプ８と、基準電位を入力する第３のオペアンプ９を具備し、負帰還をかけた第３のオペアンプ９の出力端子と第１のオペアンプ７の出力端子との間に第１〜第４の抵抗１０，１１，１２，１３を直列に接続し、第１の抵抗１０を介して第１のオペアンプ７に負帰還をかけ、第２、第３の抵抗１１，１２間に第２のオペアンプ８の出力端子を接続し、第３の抵抗１２を介して第２のオペアンプ８に負帰還をかけ、第１のオペアンプ７の出力端子にて差動増幅信号を得る。第２の抵抗１１の抵抗値と第３の抵抗１２の抵抗値は等しく、第１の抵抗１０の抵抗値と第４の抵抗１３の抵抗値は等しい。詳しくは、抵抗１１および抵抗１２の抵抗値が共に１ｋΩであり、抵抗１０および抵抗１３の抵抗値が共に同一の所定値ＸｋΩである。

次に、磁気抵抗素子で得られる信号（回転検出信号）について振幅を得る効率について説明する。
本実施形態では、定電流駆動方式を採用している。図１１の場合は定電圧駆動方式を採用している。

図４は定電圧駆動方式の説明図であり、図５は定電流駆動方式の説明図である。
図４，５に示すように、定電圧駆動方式と定電流駆動方式の効率の比較説明図において、図４のごとく２．５ｋΩの２つの抵抗からなるハーフブリッジに５ボルトの定電圧を印加した場合、各抵抗値変化が＋１０％、−１０％変化したと仮定する。この場合、中点電位は２．５ボルトから２．７５ボルトに変化する。

これと同じ変化を得るためには、定電流で駆動した場合、図５のごとく、２．５ｋΩの抵抗一本に１ｍＡ流せば抵抗値が１０％変化で同じ出力変化が得られる。即ち、抵抗値で考えると、定電圧駆動＋ブリッジは、定電流駆動の半分の効率になっていると考えることができる。

次に、磁気抵抗素子で得られる信号（回転検出信号）における振幅についての温度特性を説明する。
図６は、単抵抗の温度磁気特性図である。図６の横軸には磁界強度をとり、縦軸には抵抗値をとっている。図６では１３０℃、２５℃、−３０℃の各温度における、磁界強度を変えたときの抵抗値の変化を示すとともに、その時の変化量ΔＲを示している。具体的には、１３０℃ではΔＲ＝１０Ω、２５℃ではΔＲ＝１１Ω、−３０℃ではΔＲ＝１２Ωであった。

このように、１３０℃、２５℃、−３０℃において抵抗の温度ごとの、磁界による変化量ΔＲについて、温度によって抵抗値が大きく変化しているが、磁界による抵抗値変化量ΔＲは温度が変わっても、ほとんど変わらないことが分かる。

この図６の数値を元に、定電圧駆動と定電流駆動を比較試算すると、図７（ａ）に示すように定電圧駆動＋ハーフブリッジと、図７（ｂ）に示すように定電流駆動＋単抵抗との比較において図８，９のようになる。

図８においては、各温度（１３０℃、２５℃、−３０℃）において、図７（ａ）での２つの磁気抵抗素子および図７（ｂ）での１つの磁気抵抗素子について抵抗値変化の前後の値ＲＡ，ＲＡ’、ＲＢ，ＲＢ’、そのときの図７（ａ）での中点電位の変化の前後の値ＶＭ（Ｖ），ＶＭ（Ｖ）’及びその変化量ΔＶＭ（Ｖ）、図７（ｂ）での磁気抵抗素子の両端子間電圧の変化の前後の値ＶＭ（Ｉ），ＶＭ（Ｉ）’及びその変化量ΔＶＭ（Ｉ）を示している。

この図８の値から、図９においては、「−３０℃振幅／１３０℃振幅」として、「−３０℃でのΔＶＭ（Ｖ）」／「１３０℃でのΔＶＭ（Ｖ）」、および、「−３０℃でのΔＶＭ（Ｉ）」／「１３０℃でのΔＶＭ（Ｉ）」を求めている。また、「−３０℃振幅／１３０℃の振幅温度係数」として、{「１３０℃でのΔＶＭ（Ｖ）」−「−３０℃でのΔＶＭ（Ｖ）」}／「１３０℃でのΔＶＭ（Ｖ）」、および、{「１３０℃でのΔＶＭ（Ｉ）」−「−３０℃でのΔＶＭ（Ｉ）」}／「１３０℃でのΔＶＭ（Ｉ）」を求めている。

図９において−３０℃振幅／１３０℃の振幅温度係数は、図７（ａ）の定電圧駆動＋ハーフブリッジでは「−７０８３ｐｐｍ／℃」であるが、図７（ｂ）の定電流駆動＋単抵抗では「−１２５０ｐｐｍ／℃」となる。よって、定電圧駆動は振幅温度特性の大きな使用方法であることが分かる。そのため、定電圧駆動方式は回路側で温度特性補正が必要となる。一方、定電流駆動は振幅温度特性の小さな使用方法であり、定電流駆動方式は回路側での温度特性補正を不要とすることができる。

図９において−３０℃振幅／１３０℃振幅は、図７（ａ）の定電圧駆動＋ハーフブリッジでは「２．１１倍」であるが、図７（ｂ）の定電流駆動＋単抵抗では「１．２０倍」となる。よって、本実施形態では定電流駆動とすることで振幅についての温度係数が小さくなる。これにより、入力範囲が約５７％（＝１．２０／２．１１）に低減できる。その結果、入力（前段出力）範囲が小さくなる。

このようにして、従来、定電圧駆動＋ブリッジとしていたものを、本実施形態では、定電流駆動、即ち、第１、第２の各磁気抵抗素子１，２に対し定電流を供給して各磁気抵抗素子１，２において両端子間電圧としてロータＲｔの回転に伴う磁力の変化によって抵抗値が変化することにより変化する信号を得る方式としている。これにより、ロータＲｔの回転に伴う第１、第２の磁気抵抗素子１，２で得られる各信号（Ｖａ，Ｖｂ）の振幅については温度の影響を受けにくくすることができる。即ち、温度が変わったときの当該各信号における振幅の差を小さくしたり比を１に近づけることができる（図８，９における「１３０℃でのΔＶＭ」−「−３０℃でのΔＶＭ」を小さくしたり、「−３０℃でのΔＶＭ」／「１３０℃でのΔＶＭ」を１に近づけることができる）。

次に、磁気抵抗素子で得られる信号（回転検出信号）に基づく差動増幅信号についての閾値との交差性について説明する。
図１０は、比較のための定電圧駆動の構成例（定電圧＋ブリッジの構成例）を示す。

図１０において、４つの磁気抵抗素子（ＭＲＥ）３０１，３０２，３０３，３０４を用いている。グランドと定電圧端子間において磁気抵抗素子３０１と磁気抵抗素子３０２とが直列に接続されている。同様に、グランドと定電圧端子間において磁気抵抗素子３０３と磁気抵抗素子３０４とが直列に接続されている。ここで、磁気抵抗素子３０１，３０４と磁気抵抗素子３０２，３０３を９０°傾けて配置することにより、磁気抵抗素子３０１と磁気抵抗素子３０２の中点電位（Ｖａ）と、磁気抵抗素子３０３と磁気抵抗素子３０４の中点電位（Ｖｂ）において、ほぼ逆相の信号振幅波形が得られる。この２つの中点での信号がオペアンプにおいて差動がとられる。このようにして、定電圧駆動では中点付近で信号が得られる。

ロータに対し磁気抵抗素子を接近して配置して歯の通過を検出する回転センサ（近接センサ）では、この信号振幅をある閾値と交差するかどうかで２値化するため、閾値付近に信号をもってくる必要がある。

本実施形態では図２に示すように定電流回路３に対し磁気抵抗素子１が接続され、定電流回路３と磁気抵抗素子１との間の電位Ｖａが取り出される。同様に、定電流回路４に対し磁気抵抗素子２が接続され、定電流回路４と磁気抵抗素子２との間の電位Ｖｂが取り出される。一方、グランドと定電圧端子間において抵抗５と抵抗６とが直列に接続され、抵抗５と抵抗６との中点電位（ＶＭ）が得られる。

ここで、図１０のように、ハーフブリッジの中点電位を出力とし、差動をとるために２つのハーフブリッジを用いて各ブリッジの中点電位を出力信号として得る場合、即ち、計４つの磁気抵抗素子３０１，３０２，３０３，３０４を用い、直列接続した磁気抵抗素子間から信号を得る場合には中点電位Ｖａ，Ｖｂのオフセット値（交流信号の振幅の中心値）は設計値に非常に近い値にすることができる。しかし、本実施形態の定電流駆動の場合（定電流＋単抵抗×２の場合）は、計２つの磁気抵抗素子１，２を用い、単一の磁気抵抗素子での両端子間電圧を信号として得るので、第１の磁気抵抗素子１で得られる信号と第２の磁気抵抗素子２で得られる信号については、各信号のオフセット値（交流信号の振幅の中心値）は設計値に近づけることが困難となる。図２のような回路（５〜１３）との組合せとすることで、信号（Ｖａ）と信号（Ｖｂ）の差分（＝Ｖａ−Ｖｂ）に、抵抗（１０，１３）と抵抗（１１，１２）の比Ｘ＋１をかけ、その値にＶＭ値を加算したものが出力される。即ち、前段部の出力Ｖ１は、Ｖ１＝（Ｖａ−Ｖｂ）（１＋Ｘ）＋ＶＭになる。

図３を用いて説明するならば、抵抗１１および抵抗１２の抵抗値＝１ｋΩ、抵抗１０および抵抗１３の抵抗値＝ＸｋΩの場合、抵抗１２，１３に流れる電流Ｉ１＝（Ｖｂ−ＶＭ）／Ｘである。よって、オペアンプ８の出力部電位ＶＸ＝Ｖｂ＋（Ｖｂ−ＶＭ）／Ｘ・１である。さらに、抵抗１０，１１に流れる電流Ｉ２＝［Ｖａ−｛Ｖｂ＋（Ｖｂ−ＶＭ）／Ｘ・１｝］／１＝Ｖａ−Ｖｂ−Ｖｂ／Ｘ＋ＶＭ／Ｘである。よって、前段部の出力Ｖ１＝Ｖａ＋（Ｖａ−Ｖｂ−Ｖｂ／Ｘ＋ＶＭ／Ｘ）・Ｘ＝Ｖａ＋ＶａＸ−ＶｂＸ−Ｖｂ＋ＶＭ＝（Ｖａ−Ｖｂ）（１＋Ｘ）＋ＶＭとなる。

これにより、図２において、基準電位ＶＭとして２．５ボルトを設定し、この２．５ボルトに対し、信号（Ｖａ）と信号（Ｖｂ）との差分を加算した形で取り出され、オペアンプ７の出力Ｖ１はロータＲｔの回転に伴い２．５ボルトを中心にした交流信号となる。

よって、電位Ｖａ，Ｖｂの時点で、基準電位（２．５ボルト）付近からずれていても、前段出力時は２．５ボルト（＝ＶＭ）付近の出力を得ることができる。
このように、本実施形態の図２に示す差動増幅手段においては基準電位付近の差動増幅信号、即ち、任意のレベル付近の信号（交流信号）が差動増幅時に同時に得られる。これにより、２値化手段において差動増幅手段の出力信号レベルに応じた値と閾値とを比較してその大小関係により２値化信号を出力する際に差動増幅手段の出力信号レベルに応じた値と閾値とが交差しやすく２値化信号を得やすくなる。

また、図２と図１０の比較において、図２の本実施形態では、磁気抵抗素子１，２は、図１０の方式に対し、半分の抵抗でよい。そのため、磁気抵抗素子の素子面積は半減させることができる。この素子面積が半減するということは、素子の配置自由度が大きくなる。これによって図１０の方式より信号振幅の大きく得られる箇所に配置することが可能になる。

以下、図２に対し、その後段での構成として図１に示すようにした場合について説明する。図２の回路に対する後段回路は、差動増幅信号に対し補正機能付き増幅を行っても行わなくてもよいが、図１では補正機能付き増幅方式を採用している。

図１に示すように、オペアンプ７の出力端子は抵抗１４を介してオペアンプ１５の非反転入力端と接続されている。オペアンプ１５の出力端子は抵抗１６を介して負帰還がかけられている。オペアンプ１５には、差動増幅手段（５〜１３）からの交流信号の増幅値（４０ｍＶ）に対し動作限界（下限０ボルト、上限４ボルト；振幅値４ボルト）を越える差動利得（５００倍）を有するものが用いられている。

オペアンプ１５の出力端子は抵抗３１を介して上限検出用コンパレータ３２の非反転入力端子に接続されている。コンパレータ３２の出力は抵抗４８（本実施形態では１００Ω）を介して正帰還がかけられている。また、オペアンプ１５の出力端子は抵抗３３を介して下限検出用コンパレータ３４の非反転入力端子に接続されている。コンパレータ３４の出力は抵抗４９（本実施形態では１００Ω）を介して正帰還がかけられている。一方、５ボルトの電源ＶＤＤに対し抵抗３５，３６，３７が直列に接続されている。抵抗３５と３６との間の接続点ｉは上限検出用コンパレータ３２の反転入力端子と接続されている。つまり、上限検出用コンパレータ３２はオペアンプ１５の出力電圧と接続点ｉでの分圧電圧（＝３．５ボルト）とを比較する。また、抵抗３６と３７との間の接続点ｊは下限検出用コンパレータ３４の反転入力端子と接続されている。つまり、下限検出用コンパレータ３４はオペアンプ１５の出力電圧と接続点ｊでの分圧電圧（＝０．５ボルト）とを比較する。

また、上限検出用コンパレータ３２の出力端子はオアゲート３８の一方の入力端子と接続されている。また、下限検出用コンパレータ３４の出力端子はインバータ３９を介してオアゲート３８の他方の入力端子と接続されている。オアゲート３８の出力端子はクロック発生ＣＲ発振回路４０のイネーブル端子と接続されている。クロック発生ＣＲ発振回路４０はオアゲート３８からＨレベルの信号を入力すると能動状態になりクロック信号をアップダウンカウンタ４１に出力する。アップダウンカウンタ４１は上限検出用コンパレータ３２の出力端子と接続され、上限検出用コンパレータ３２からＨレベル信号を入力しているときにクロック信号を入力するとカウント値をアップ動作する。また、上限検出用コンパレータ３２からＨレベル信号を入力していないときにクロック信号を入力するとカウント値をダウン動作する。

アップダウンカウンタ４１とデジタルアナログ変換回路４２とはビット毎の信号線にて接続されている。そして、アップダウンカウンタ４１のカウント値に応じた信号がデジタルアナログ変換回路４２に送られ、デジタルアナログ変換回路４２はアップダウンカウンタ４１のカウント値に応じた電圧を基準電圧（比較電圧）ＶＳとしてオペアンプ１５の非反転入力端子に出力する。

また、オペアンプ１５の出力端子は抵抗４３を介してコンパレータ４４の非反転入力端子に接続されている。コンパレータ４４の出力は抵抗４７（本実施例では１００Ω）を介して正帰還がかけられている。

５ボルトの電源ＶＤＤに対し抵抗４５，４６が直列に接続されている。抵抗４５と４６との間の接続点ｋはコンパレータ４４の反転入力端子と接続され、接続点ｋでの分圧電圧（＝２ボルト）がコンパレータ４４の閾値として設定される。

本実施形態では、オペアンプ１５にて増幅器が構成され、アップダウンカウンタ４１にて計数回路が構成され、さらに、上限検出用コンパレータ３２、下限検出用コンパレータ３４、クロック発生ＣＲ発振回路４０にてカウント値変更手段が構成されている。

そして、図１３において、前段部の出力が上昇する状態において、オペアンプ１５の出力が下降し、同出力は下限検出用コンパレータ３４において下限電圧値ＢＳ（＝０．５ボルト）と比較され、オペアンプ１５の出力が下限電圧値ＢＳを下回ると（図１３のｔ２０のタイミング）、下限検出用コンパレータ３４の出力がＨレベルとなり、オアゲート３８を介してクロック発生ＣＲ発振回路４０に信号が出力される。この信号入力によりクロック発生ＣＲ発振回路４０からアップダウンカウンタ４１にクロック信号が出力され、カウント値が「１」ダウンする。その結果、デジタルアナログ変換回路４２の出力である基準電圧（比較電圧）ＶＳが所定電圧分だけ下がる。よって、アンプ出力が０．５ボルト上がり、１ボルトとなる。

同様の動作が、図１３のｔ２１においても行われる。そして、図１３のｔ２２〜ｔ２３の期間においてはオペアンプ１５の出力が下限電圧値ＢＳを下回り、下限検出用コンパレータ３４の出力は常にＨレベルとなり、クロック発生ＣＲ発振回路４０から所定時間毎にアップダウンカウンタ４１にクロック信号が出力されアップダウンカウンタ４１によるカウント値のダウン動作が行われ、基準電圧（比較電圧）ＶＳも低下する。

一方、前段部の出力が増加から減少に転じた後の前段部の出力が下降する状態においては、オペアンプ１５の出力は上限検出用コンパレータ３２において上限電圧値ＰＳ（＝３．５ボルト）と比較され、オペアンプ１５の出力が上限電圧値ＰＳを越えると（図１３のｔ２４のタイミング）、上限検出用コンパレータ３２の出力がＨレベルとなり、オアゲート３８を介してクロック発生ＣＲ発振回路４０に信号が出力される。この信号入力によりクロック発生ＣＲ発振回路４０からアップダウンカウンタ４１にクロック信号が出力され、カウント値が「１」アップする。その結果、デジタルアナログ変換回路４２の出力である基準電圧（比較電圧）ＶＳが所定電圧分だけ上がる。よって、アンプ出力が０．５ボルト下がり、３ボルトとなる。

同様の動作が、図１３のｔ２５，２６においても行われる。そして、図１３のｔ２７〜ｔ２８の期間においてはオペアンプ１５の出力が上限電圧値ＰＳを越え、上限検出用コンパレータ３２の出力は常にＨレベルとなり、クロック発生ＣＲ発振回路４０から所定時間毎にアップダウンカウンタ４１にクロック信号が出力されアップダウンカウンタ４１によるカウント値のアップ動作が行われ、基準電圧（比較電圧）ＶＳも上昇する。

また、コンパレータ４４において、アンプ出力と閾値電圧（＝２ボルト）とが比較され、その大小関係により、図１３のｔ４０，ｔ４１，４２，４３のタイミングにて反転した出力となる。

さらに、図１３において、ｔ５１〜ｔ５２，ｔ５３〜ｔ５４，ｔ５５〜ｔ５６，ｔ５７〜ｔ５８の期間において前段部出力は動作限界の上限あるいは下限に張り付いた状態となる。

このようにして、差動増幅手段（５〜１３）からの交流信号の増幅値に対し動作限界を越える差動利得を有し、差動増幅手段（５〜１３）からの信号と比較電圧との差を増幅して２値化手段（４３〜４７）に出力するオペアンプ１５と、アップダウンカウンタ４１と、アップダウンカウンタ４１によるカウント値に応じた比較電圧を設定するデジタルアナログ変換回路４２と、オペアンプ１５の出力が、当該オペアンプ１５の出力である交流信号での振幅中心を挟んだ所定振幅領域内にあるか否か判定して、当該領域から外れると、アップダウンカウンタ４１のカウント値を変更して比較電圧をオペアンプ１５の出力に近づく方向に変更するカウント値変更手段（コンパレータ３２，３４、クロック発生ＣＲ発振回路４０）と、を備えている。そして、オペアンプ１５にて差動増幅手段（５〜１３）からの信号と比較電圧との差が増幅して出力され、このとき、動作限界を越える増幅値に対してはリミッタがかけられた状態、つまり、動作限界値に保持される。よって、交流信号における振幅の中心付近が急峻に変化した信号となり高精度に２値化することができる。また、カウント値変更手段（３２，３４，４０）にてオペアンプ１５の出力がオペアンプ１５の出力である交流信号での振幅中心を挟んだ所定振幅領域内にあるか否か判定され、当該領域から外れると、アップダウンカウンタ４１のカウント値を変更して比較電圧をオペアンプ１５の出力に近づく方向に変更されるので、増幅後の信号が動作限界値に張り付くことが回避される。

このような補正機能付き増幅方式を採用した場合の課題として、印加入力（前段出力）範囲をすべてカバーできる充分なデジタルアナログ変換の段数（デジタルアナログ変換回路４２での充分なビット数）が必要であるが、段数を増やすと、回路面積が増えるだけでなく、調整時間がかかり調整が追いつかないという課題がある。この課題に対しても、定電流駆動とすることで振幅温度係数が小さくなり、具体的には、図７，８，９で説明したように−３０℃と１３０℃で２．１１倍であったものが１．２０倍となることで入力範囲が約５７％に低減する。よって、入力（前段出力）範囲が小さくなることにより、デジタルアナログ変換回路４２のビット数を減らして小型化が可能となる。

このようにして、デジタルアナログ変換回路４２にてアップダウンカウンタ４１によるカウント値に応じた比較電圧を設定するが、ロータＲｔの回転に伴う第１、第２の磁気抵抗素子１，２で得られる各信号の振幅については温度が変わったときの当該各信号における振幅の比を１に近づけることができるので、デジタルアナログ変換回路４２のビット数を少なくできる。

上記実施形態によれば、以下のような効果を得ることができる。
（１）図１において、定電流駆動とすることにより、ロータＲｔの回転に伴う第１、第２の磁気抵抗素子１，２で得られる各信号の振幅については温度の影響を受けにくくすることができる。即ち、温度が変わったときの当該各信号における振幅の差を小さくしたり比を１に近づけることができる。また、図１０の場合には中点電位Ｖａ，Ｖｂのオフセット値（交流信号の振幅の中心値）は設計値に非常に近い値にできるが、定電流駆動の場合は、磁気抵抗素子１，２で得られる各信号のオフセット値（交流信号の振幅の中心値）は設計値に近づけることが困難となるが、本実施形態の差動増幅手段においては基準電位付近の差動増幅信号、即ち、任意のレベル付近の信号（交流信号）が差動増幅時に同時に得られ、２値化手段において２値化信号を出力する際に差動増幅手段の出力信号レベルに応じた値と閾値とが交差しやすく２値化信号を得やすくなる。

（２）第１の磁気抵抗素子１および第２の磁気抵抗素子２として、異方性磁気抵抗素子（ＡＭＲ）を用いると、耐久性に優れ、特にエンジン等に直載する場合に有用となる。また、異方性磁気抵抗素子（ＡＭＲ）はペア性に優れる。つまり、単層構造であるので同一の磁気抵抗素子を２つ配置した場合における出来栄えの差を小さくすることができる。

（３）第１の磁気抵抗素子１および第２の磁気抵抗素子２として、トンネル磁気抵抗素子（ＴＭＲ）を用いると、温度特性に優れたものとなる。
（４）第１〜第４の抵抗１０〜１３としてポリシリコン薄膜抵抗を用いると、温度特性に優れたものとなる。

（５）回転センサは車載用であるので温度の変化が大きくなりやすい環境において有用となる。特に、エンジンに直載する場合には温度の変化が大きくなりやすく有用である。また、トランスミッションに直載する場合には温度の変化が大きくなりやすく有用である。

本実施形態における回転センサの全体の回路構成図。 本実施形態における回転センサの前段（定電流＋単抵抗２つ）の回路構成図。 図２の各部位における出力説明図。 定電圧駆動方式の効率説明図。 定電流駆動方式の効率説明図。 単抵抗の温度磁気特性図。 信号振幅温度特性を比較するための図であって、（ａ）は定電圧駆動＋ハーフブリッジの回路構成図、（ｂ）は定電流駆動＋単抵抗の回路構成図。 信号振幅温度特性を比較するための図であって、各温度での抵抗値・電圧値を示す図。 信号振幅温度特性を比較するための図であって、温度変化に伴う振幅の比および温度係数を示す図。 定電圧＋ブリッジの回路構成図。 背景技術における回転センサの全体の回路構成図。 出力波形図。 回転センサにおける波形図。

符号の説明

１…磁気抵抗素子、２…磁気抵抗素子、３…定電流回路、４…定電流回路、５…抵抗、６…抵抗、７…オペアンプ、８…オペアンプ、９…オペアンプ、１０…抵抗、１１…抵抗、１２…抵抗、１３…抵抗、１４…抵抗、１５…オペアンプ、１６…抵抗、３１…抵抗、３２…コンパレータ、３３…抵抗、３４…コンパレータ、３５…抵抗、３６…抵抗、３７…抵抗、３８…オアゲート、３９…インバータ、４０…クロック発生ＣＲ発振回路、４１…アップダウンカウンタ、４２…デジタルアナログ変換回路、４３…抵抗、４４…コンパレータ、４５…抵抗、４６…抵抗、４７…抵抗、４８…抵抗、４９抵抗、Ｒｔ…ロータ。

Claims (7)

1. 回転体（Ｒｔ）に対し接近して配置され、定電流回路（３）から定電流が供給され、両端子間電圧として、前記回転体（Ｒｔ）の回転に伴う磁力の変化によって抵抗値が変化することにより変化する信号が得られる第１の磁気抵抗素子（１）と、
   前記回転体（Ｒｔ）に対し接近して配置され、定電流回路（４）から定電流が供給され、両端子間電圧として、前記回転体（Ｒｔ）の回転に伴う磁力の変化によって抵抗値が変化することにより変化し、かつ、前記第１の磁気抵抗素子（１）で得られる信号とは逆相の信号が得られる第２の磁気抵抗素子（２）と、
   前記第１の磁気抵抗素子（１）で得られる信号と前記第２の磁気抵抗素子（２）で得られる信号との差を増幅して出力する差動増幅手段（５〜１３）と、
   前記差動増幅手段（５〜１３）の出力信号レベルに応じた値と閾値とを比較してその大小関係により２値化信号を出力する２値化手段（４３〜４７）と、
   を備えた回転センサであって、
   前記差動増幅手段は、前記第１の磁気抵抗素子（１）で得られる信号を入力する第１のオペアンプ（７）と、前記第２の磁気抵抗素子（２）で得られる信号を入力する第２のオペアンプ（８）と、基準電位を入力する第３のオペアンプ（９）を具備し、負帰還をかけた第３のオペアンプ（９）の出力端子と第１のオペアンプ（７）の出力端子との間に、第１の抵抗（１０）と第４の抵抗（１３）とで互いに抵抗値が等しく、第２の抵抗（１１）と第３の抵抗（１２）とで互いに抵抗値が等しい第１〜第４の抵抗（１０，１１，１２，１３）を直列に接続し、第１の抵抗（１０）を介して第１のオペアンプ（７）に負帰還をかけ、第２、第３の抵抗（１１，１２）間に第２のオペアンプ（８）の出力端子を接続し、第３の抵抗（１２）を介して第２のオペアンプ（８）に負帰還をかけ、前記第１のオペアンプ（７）の出力端子にて差動増幅信号を得るようにし、かつ、
   前記差動増幅手段（５〜１３）からの交流信号の増幅値に対し動作限界を越える差動利得を有し、差動増幅手段（５〜１３）からの信号と比較電圧との差を増幅して前記２値化手段（４３〜４７）に出力する増幅器（１５）と、
   計数回路（４１）と、
   前記計数回路（４１）によるカウント値に応じた前記比較電圧を設定するデジタルアナログ変換回路（４２）と、
   前記増幅器（１５）の出力が、当該増幅器（１５）の出力である交流信号での振幅中心
   を挟んだ所定振幅領域内にあるか否か判定して、当該領域から外れると、前記計数回路（４１）のカウント値を変更して前記比較電圧を増幅器（１５）の出力に近づく方向に変更するカウント値変更手段（３２，３４，４０）と、
   を更に備えたことを特徴とする回転センサ。
2. 請求項１に記載の回転センサにおいて、
   前記第１の磁気抵抗素子（１）および第２の磁気抵抗素子（２）として、異方性磁気抵抗素子を用いたことを特徴とする回転センサ。
3. 請求項１に記載の回転センサにおいて、
   前記第１の磁気抵抗素子（１）および第２の磁気抵抗素子（２）として、トンネル磁気抵抗素子を用いたことを特徴とする回転センサ。
4. 請求項１〜３のいずれか１項に記載の回転センサにおいて、
   前記第１〜第４の抵抗（１０〜１３）として、ポリシリコン薄膜抵抗を用いたことを特徴とする回転センサ。
5. 請求項１〜４のいずれか１項に記載の回転センサにおいて、
   車載用であることを特徴とする回転センサ。
6. 請求項５に記載の回転センサにおいて、
   エンジンに直載されることを特徴とする回転センサ。
7. 請求項５に記載の回転センサにおいて、
   トランスミッションに直載されることを特徴とする回転センサ。

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