JP5076536B2 - 直流−直流変換回路、直流−直流変換制御回路および直流−直流変換制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、直流−直流変換回路、直流−直流変換制御回路および直流−直流変換制御方法に関する。

ノート型パーソナルコンピュータ等の携帯型電子機器においては、電源として二次電池が使用されている。一般に、二次電池により供給される電圧は二次電池の放電が進むのに伴って低くなるため、携帯型電子機器の内部で使用される電圧を一定に保つためにＤＣ−ＤＣコンバータ（直流−直流変換回路）を用いた電源回路が搭載されている。また、携帯型電子機器においては、ＡＣアダプタ等を介して外部電源を接続することで簡単に二次電池を充電できるように、ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた充電回路も搭載されている。携帯型電子機器は、外部電源が接続されていないときには二次電池の電源供給を使用して駆動され、外部電源が接続されているときには外部電源の電源供給を使用して駆動されるのが一般的である。

ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、ＤＣ−ＤＣコンバータの起動時の突入電流を防止することが非常に重要である。例えば、ＰＷＭ制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、ＤＣ−ＤＣコンバータの起動時に、デッドタイム制御回路を用いて、スイッチング素子をオン／オフさせるための制御信号のパルス幅を強制的に小さくして時間の経過に伴って徐々に大きくすることにより、突入電流を防止する方法が知られている。これとは別に、ＤＣ−ＤＣコンバータの起動時に、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を０Ｖから徐々に上昇させるような出力傾斜制御により、突入電流を防止する方法も知られている。

図６は、ＤＣ−ＤＣコンバータの一例を示している。ＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶは、定電圧制御型ＤＣ−ＤＣコンバータとして構成されており、メインスイッチングトランジスタＴ１、同期整流トランジスタＴ２、チョークコイルＬ１、平滑用コンデンサＣ１、ソフトスタート用コンデンサＣＳ１および制御回路ＣＴＬを有している。メインスイッチングトランジスタＴ１は、ｎ型トランジスタで構成されている。メインスイッチングトランジスタＴ１の入力端子は、入力電圧Ｖｉを受けるための入力端子Ｐ１に接続されている。メインスイッチングトランジスタＴ１の出力端子は、チョークコイルＬ１の一端に接続されている。メインスイッチングトランジスタＴ１の制御端子は、制御回路ＣＴＬにおけるＰＷＭ比較器ＰＣＭＰの出力信号ＱＰを受けている。

同期整流トランジスタＴ２は、ｎ型トランジスタで構成されている。同期整流トランジスタＴ２の入力端子は、接地線に接続されている。同期整流トランジスタＴ２の出力端子は、チョークコイルＬ１の一端に接続されている。同期整流トランジスタＴ２の制御端子は、制御回路ＣＴＬにおけるＰＷＭ比較器ＰＣＭＰの出力信号／ＱＰを受けている。チョークコイルＬ１の他端は、出力電圧Ｖｏを供給するための出力端子Ｐ２に接続されている。平滑用コンデンサＣ１は、出力電圧Ｖｏを平滑化するために設けられ、出力端子Ｐ２と接地線との間に接続されている。ソフトスタート用コンデンサＣＳ１の一端は、制御回路ＣＴＬにおける誤差増幅器ＥＲＡ１の第１および第２非反転入力端子のうち第２非反転入力端子に接続されている。ソフトスタート用コンデンサＣＳ１の他端は、接地線に接続されている。

制御回路ＣＴＬは、定電流回路Ｉ１、スイッチ回路ＳＷ１Ａ、ＳＷ１Ｂ、放電抵抗ＲＤ１、抵抗Ｒ１、Ｒ２、電圧発生器Ｅ１、誤差増幅器ＥＲＡ１、三角波発振器ＯＳＣおよびＰＷＭ比較器ＰＣＭＰを備えて構成されている。定電流回路Ｉ１およびスイッチ回路ＳＷ１Ａは、電源電圧Ｖｈの供給線とソフトスタート用コンデンサＣＳ１の一端（誤差増幅器ＥＲＡ１の第２非反転入力端子）との間に直列接続されている。スイッチ回路ＳＷ１Ｂおよび放電抵抗ＲＤ１は、ソフトスタート用コンデンサＣＳ１の一端（誤差増幅器ＥＲＡ１の第２非反転入力端子）と接地線との間に直列接続されている。スイッチ回路ＳＷ１Ａは、ＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶの起動要求に応答してオン状態になり、ＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶの停止要求に応答してオフ状態になる。スイッチ回路ＳＷ１Ｂは、ＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶの停止要求に応答してオン状態になり、ＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶの起動要求に応答してオフ状態になる。抵抗Ｒ１、Ｒ２は、出力端子Ｐ２と接地線との間に直列接続されている。電圧発生器Ｅ１は、基準電圧Ｖｅ１を発生させる。

誤差増幅器ＥＲＡ１は、第１非反転入力端子の電圧および第２非反転入力端子の電圧のうち低い方と反転入力端子の電圧との電圧差を増幅して出力信号ＤＦ１を生成する。誤差増幅器ＥＲＡ１は、基準電圧Ｖｅ１を第１非反転入力端子で受け、ソフトスタート用コンデンサＣＳ１により生成される電圧Ｖｓ１（スイッチ回路ＳＷ１Ａ、ＳＷ１Ｂの接続ノードの電圧）を第２非反転入力端子で受け、抵抗Ｒ１、Ｒ２により出力電圧Ｖｏを分圧した電圧Ｖｄ（抵抗Ｒ１、Ｒ２の接続ノードの電圧）を反転入力端子で受けている。従って、誤差増幅器ＥＲＡ１は、電圧Ｖｓ１が基準電圧Ｖｅ１より低いときに電圧Ｖｓ１と電圧Ｖｄとの電圧差を増幅して出力信号ＤＦ１を生成し、電圧Ｖｓ１が基準電圧Ｖｅ１より高いときに基準電圧Ｖｅ１と電圧Ｖｄとの電圧差を増幅して出力信号ＤＦ１を生成する。三角波発振器ＯＳＣは、所定周期の三角波信号ＴＷを発生させる。例えば、三角波信号ＴＷの電圧の最低値は１．０Ｖであり、三角波信号ＴＷの電圧の最高値は２．０Ｖである。

ＰＷＭ比較器ＰＣＭＰは、非反転入力端子の電圧と反転入力端子の電圧とを比較し、反転入力端子の電圧の方が低いときに出力信号ＱＰ（／ＱＰ）を高レベル（低レベル）に設定し、反転入力端子の電圧の方が高いときに出力信号ＱＰ（／ＱＰ）を低レベル（高レベル）に設定する電圧−パルス幅変換器である。ＰＷＭ比較器ＰＣＭＰは、誤差増幅器ＥＲＡ１の出力信号ＤＦ１を非反転入力端子で受け、三角波信号ＴＷを反転入力端子で受けている。従って、ＰＷＭ比較器ＰＣＭＰは、誤差増幅器ＥＲＡ１の出力信号ＤＦ１の電圧が三角波信号ＴＷの電圧より高いときに出力信号ＱＰを高レベルに設定し、誤差増幅器ＥＲＡ１の出力信号ＤＦ１の電圧が三角波信号ＴＷの電圧より低いときに出力信号ＱＰを低レベルに設定する。

以上のような構成のＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶにおいて、メインスイッチングトランジスタＴ１がオン状態になると、同期整流トランジスタＴ２がオフ状態になり、入力側からチョークコイルＬ１を介して負荷に電流が供給される。チョークコイルＬ１の両端には入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏとの電圧差が印加されるため、チョークコイルＬ１を流れる電流は時間の経過に伴って増加し、負荷に供給される電流も時間の経過に伴って増加する。また、チョークコイルＬ１を電流が流れることで、チョークコイルＬ１にエネルギーが蓄積される。そして、メインスイッチングトランジスタＴ１がオフ状態になると、同期整流トランジスタＴ２がオン状態になり、チョークコイルＬ１に蓄積されたエネルギーが放電される。このとき、出力電圧Ｖｏは、メインスイッチングトランジスタＴ１のオン期間Ｔｏｎ、メインスイッチングトランジスタＴ１のオフ期間Ｔｏｆｆおよび入力電圧Ｖｉを用いて式（１）で表される。
Ｖｏ＝｛Ｔｏｎ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）｝×Ｖｉ・・・（１）
また、チョークコイルＬ１を流れる電流は、メインスイッチングトランジスタＴ１のオン期間では入力側から出力側に流れ、メインスイッチングトランジスタＴ１のオフ期間では同期整流トランジスタＴ２を介して供給される。従って、平均入力電流Ｉｉは、メインスイッチングトランジスタＴ１のオン期間Ｔｏｎ、メインスイッチングトランジスタＴ１のオフ期間Ｔｏｆｆおよび出力電流Ｉｏを用いて式（２）で表される。
Ｉｉ＝｛Ｔｏｎ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）｝×Ｉｏ・・・（２）
従って、入力電圧Ｖｉの変動に起因して出力電圧Ｖｏが変動する場合、出力電圧Ｖｏの変動を検出してメインスイッチングトランジスタＴ１のオン期間／オフ期間の比率を制御することで、出力電圧Ｖｏを一定に保つことができる。同様に、負荷の変動に起因して出力電圧Ｖｏが変動する場合も、出力電圧Ｖｏの変動を検出してメインスイッチングトランジスタＴ１のオン期間／オフ期間の比率を制御することで、出力電圧Ｖｏを一定に保つことができる。

図７は、図６のＰＷＭ比較器の動作を示している。ＰＷＭ比較器ＰＣＭＰは、誤差増幅器ＥＲＡ１の出力信号ＤＦ１の電圧が三角波信号ＴＷの電圧より高いときに出力信号ＱＰを高レベルに設定し、誤差増幅器ＥＲＡ１の出力信号ＤＦ１の電圧が三角波信号ＴＷの電圧より低いときに出力信号ＱＰを低レベルに設定する。このため、誤差増幅器ＥＲＡ１の出力信号ＤＦ１の電圧が低くなると、ＰＷＭ比較器ＰＣＭＰの出力信号ＱＰのパルス幅（高レベル期間）は小さくなり、誤差増幅器ＥＲＡ１の出力信号ＤＦ１の電圧が高くなると、ＰＷＭ比較器ＰＣＭＰの出力信号ＱＰのパルス幅は大きくなる。このように、ＰＷＭ比較器ＰＣＭＰは、誤差増幅器ＥＲＡ１の出力信号ＤＦ１の電圧に比例したパルス幅の出力信号ＱＰを生成する。

従って、ソフトスタート用コンデンサＣＳ１により生成される電圧Ｖｓ１が基準電圧Ｖｅ１より高い期間では、出力電圧Ｖｏが低くなると、基準電圧Ｖｅ１と電圧Ｖｄ（抵抗Ｒ１、Ｒ２により出力電圧Ｖｏを分圧した電圧）との電圧差が大きくなり、誤差増幅器ＥＲＡ１の出力信号ＤＦ１の電圧が高くなるため、ＰＷＭ比較器ＰＣＭＰの出力信号ＱＰのパルス幅が大きくなり、メインスイッチングトランジスタＴ１のオン期間が長くなる。一方、出力電圧Ｖｏが高くなると、基準電圧Ｖｅ１と電圧Ｖｄとの電圧差が小さくなり、誤差増幅器ＥＲＡ１の出力信号ＤＦ１の電圧が低くなるため、ＰＷＭ比較器ＰＣＭＰの出力信号ＱＰのパルス幅が小さくなり、メインスイッチングトランジスタＴ１のオン期間が短くなる。このように、ＰＷＭ制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶでは、メインスイッチングトランジスタＴ１のオン期間／オフ期間の比率を制御することにより、出力電圧Ｖｏを制御することが可能である。

ところで、ＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶの起動時には、出力電圧Ｖｏは０Ｖであるため、入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏとの電圧差が最大になり、誤差増幅器ＥＲＡ１において第１非反転入力端子の電圧が第２非反転入力端子の電圧より低いと仮定した場合、誤差増幅器ＥＲＡ１の出力信号ＤＦ１の電圧も最大になる。この場合、ＰＷＭ比較器ＰＣＭＰの出力信号ＱＰのパルス幅が最大になり、メインスイッチングトランジスタＴ１のオン期間が最大になる。また、チョークコイルＬ１を流れる最大電流Ｉｐｅａｋは、入力電圧Ｖｉ、出力電圧Ｖｏ、チョークコイルＬ１のインダクタンスＬおよびメインスイッチングトランジスタＴ１のオン期間Ｔｏｎを用いて式（３）で表される。
Ｉｐｅａｋ＝｛（Ｖｉ−Ｖｏ）／Ｌ｝×Ｔｏｎ・・・（３）
ＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶの起動時には、出力電圧Ｖｏは０Ｖであるため、チョークコイルＬ１に印加される電圧が最大になるとともに、メインスイッチングトランジスタＴ１のオン期間が最大になり、チョークコイルＬ１やメインスイッチングトランジスタＴ１に過大な突入電流が発生することが分かる。これは、ＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶが出力電圧Ｖｏを０Ｖから定格値（例えば、３．３Ｖ）まで一気に上昇させようとするために発生する。

しかしながら、ＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶの起動時には、ソフトスタート用コンデンサＣＳ１が定電流回路Ｉ１により充電されることで、ソフトスタート用コンデンサＣＳ１により生成される電圧Ｖｓ１（誤差増幅器ＥＲＡ１の第２非反転入力端子の電圧）は、０Ｖから徐々に上昇する。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶの起動時には、誤差増幅器ＥＲＡ１は、ソフトスタート用コンデンサＣＳ１により生成される電圧Ｖｓ１と抵抗Ｒ１、Ｒ２により出力電圧Ｖｏを分圧した電圧Ｖｄとの電圧差を増幅して出力信号ＤＦ１を生成する。ＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶの起動時には、出力電圧Ｖｏは０Ｖであるため、誤差増幅器ＥＲＡ１の出力信号ＤＦ１の電圧は最小になり、ＰＷＭ比較器ＰＣＭＰの出力信号ＱＰのパルス幅も最小になる。このため、メインスイッチングトランジスタＴ１のオン期間が最小になり、突入電流が防止される。

また、ソフトスタート用コンデンサＣＳ１により生成される電圧Ｖｓ１は、出力電圧Ｖｏを規定する電圧であり、定電流回路Ｉ１により一定時間を掛けて徐々に上昇する。このため、出力電圧Ｖｏもそれに比例して上昇する。従って、出力電圧Ｖｏの立ち上がり傾斜は、電圧Ｖｓ１の立ち上がり傾斜により規定される。電圧Ｖｓ１が上昇して基準電圧Ｖｅ１より高くなると、誤差増幅器ＥＲＡ１は、基準電圧Ｖｅ１と電圧Ｖｄとの電圧差を増幅して出力信号ＤＦ１を生成する。従って、電圧Ｖｓ１が基準電圧Ｖｅ１に到達した後には、出力電圧Ｖｏは基準電圧Ｖｅ１により規定される。なお、ＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶの停止時には、ソフトスタート用コンデンサＣＳ１が放電抵抗ＲＤ１を介して放電され、ソフトスタート用コンデンサＣＳ１により生成される電圧Ｖｓ１が徐々に下降するため、出力電圧Ｖｏを徐々に下降させることができる。

図８は、図６のＤＣ−ＤＣコンバータにおける出力電圧の立ち上がり／立ち下がりの様子を示している。時刻ｔ１において、ＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶが起動されると、スイッチ回路ＳＷ１Ａがオン状態になるとともにスイッチ回路ＳＷ１Ｂがオフ状態になるため、ソフトスタート用コンデンサＣＳ１が定電流回路Ｉ１により充電される。これにより、ソフトスタート用コンデンサＣＳ１により生成される電圧Ｖｓ１が時間の経過とともに徐々に上昇する。これに伴って、出力電圧Ｖｏも時間の経過とともに徐々に上昇する。時刻ｔ２において、電圧Ｖｓ１が基準電圧Ｖｅ１に到達すると、出力電圧Ｖｏが定格値（３．３Ｖ）に到達し、それ以降、出力電圧Ｖｏは基準電圧Ｖｅ１により制御されて一定に保たれる。

時刻ｔ３において、ＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶが停止されると、スイッチ回路ＳＷ１Ａがオフ状態になるとともにスイッチ回路ＳＷ１Ｂがオン状態になるため、ソフトスタート用コンデンサＣＳ１が放電抵抗ＲＤ１により放電される。これにより、ソフトスタート用コンデンサＣＳ１により生成される電圧Ｖｓ１が時間の経過とともに徐々に下降する。これに伴って、出力電圧Ｖｏも時間の経過とともに徐々に下降する。時刻ｔ４において、電圧Ｖｓ１が０Ｖに到達すると、出力電圧Ｖｏも０Ｖに到達し、出力電圧Ｖｏが０Ｖになった時点でＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶにおける全ての回路が動作を停止する。

なお、本発明の先行技術としては、例えば、特許文献１〜５が挙げられる。
特開平９−１５４２７５号公報 特開平１０−３２３０２６号公報 特開２００５−３５４８４５号公報 特開２００５−３２３４１３号公報 特開２００５−３０４２７９号公報

前述のように、ＤＣ−ＤＣコンバータの突入電流を防止する方法は幾つか知られているが、これらの方法は、定電圧制御型ＤＣ−ＤＣコンバータや定電流制御型ＤＣ−ＤＣコンバータのように、単数の制御信号により出力が制御されるＤＣ−ＤＣコンバータに対するものである。ＤＣ−ＤＣコンバータには、二次電池（リチウムイオン二次電池等）の充電回路としてよく使用される定電圧定電流制御型ＤＣ−ＤＣコンバータのように、複数の制御信号により出力が制御されるＤＣ−ＤＣコンバータも存在する。

定電圧定電流制御型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、負荷が受動負荷である場合、ＤＣ−ＤＣコンバータが動作を開始して出力電圧が生成されると、出力電圧に比例し負荷インピーダンスに反比例する出力電流が流れる。一方、負荷が能動負荷（例えば、二次電池）である場合、ＤＣ−ＤＣコンバータが動作を開始して出力電圧が生成されても直ぐに出力電流が流れることはない。出力電圧が負荷の電圧以上になるまでは出力電流は０Ａであり、出力電圧が負荷の電圧より高くなると出力電流が流れ出す。定電圧定電流制御型ＤＣ−ＤＣコンバータを二次電地の充電回路として使用した場合、ＤＣ−ＤＣコンバータの起動時において、出力制御に関与する制御信号が切り替わる（出力電圧用制御信号の電圧と出力電流用制御信号の電圧との大小関係が入れ替わる）のに時間が掛かって無制御状態が存在し、突入電流が発生するという問題があった。

本発明は、このような問題に鑑みてなされたものであり、複数の制御信号により出力が制御される直流−直流変換回路の突入電流を確実に防止することを目的とする。

本発明の一態様では、直流−直流変換回路は、第１および第２制御信号により出力が制御される直流−直流変換回路であって、第１および第２制御信号に対応して設けられ、各々が第１および第２出力値の中で対応する出力値に基づいて第１および第２制御信号の中で対応する制御信号を生成する第１および第２制御信号生成回路と、第１および第２制御信号に対応して設けられ、各々が対応する制御信号の直流−直流変換回路の起動時における変動を制御する第１および第２ソフトスタート制御回路と、直流−直流変換回路の起動要求に伴って第１ソフトスタート制御回路に動作開始を指示し、直流−直流変換回路の起動時に出力制御に関与する制御信号の第１制御信号から第２制御信号への変更に伴って第２ソフトスタート制御回路に動作開始を指示する起動制御回路とを備え、第１出力値は出力電圧に対応し、第２出力値は出力電流に対応し、第１制御信号は出力電圧を一定に制御するための制御信号であり、第２制御信号は出力電流を一定に制御するための制御信号である。
また、本発明に関連する技術では、複数の制御信号により出力が制御される直流−直流変換回路（その直流−直流変換回路に適用される直流−直流変換制御回路）は、複数の制御信号生成回路、複数のソフトスタート制御回路および起動制御回路を備えて構成される。例えば、複数の制御信号は、出力電圧を一定に制御するための制御信号と出力電流を一定に制御するための制御信号とで構成される。また、例えば、直流−直流変換回路は、二次電池を充電するための充電回路に用いられ、半導体装置を用いて構成される。

複数の制御信号生成回路は、複数の制御信号に対応して設けられる。複数の制御信号生成回路の各々は、複数の出力値の中で対応する出力値に基づいて複数の制御信号の中で対応する制御信号を生成する（制御信号生成工程）。複数のソフトスタート制御回路は、複数の制御信号に対応して設けられる。複数のソフトスタート制御回路の各々は、対応する制御信号の直流−直流変換回路の起動時における変動を制御する（ソフトスタート制御工程）。起動制御回路は、直流−直流変換回路の起動時に出力制御に関与する制御信号の変更に伴って対応するソフトスタート制御回路に動作開始を指示する（起動制御工程）。

例えば、複数の制御信号生成回路の各々は、第１および第２基準電圧のうち低い方と対応する出力値から得られる電圧との電圧差を増幅して対応する制御信号を生成する誤差増幅器を備えて構成される。複数のソフトスタート制御回路の各々は、起動制御回路による動作開始の指示に応答して、対応する制御信号生成回路における第２基準電圧を第１基準電圧より低い電位から上昇させる。

以上のような直流−直流変換回路では、制御信号生成回路毎にソフトスタート制御回路が設けられ、直流−直流変換回路の起動時において出力制御に関与する制御信号（制御信号生成回路）の変更に伴って対応するソフトスタート制御回路が動作を開始する。これにより、直流−直流変換回路の起動時において出力制御に関与する制御信号が切り替わるのに要する時間を短くすることができ、直流−直流変換回路の無制御状態を無くして突入電流を確実に防止できる。

本発明によれば、複数の制御信号により出力が制御される直流−直流変換回路の突入電流を確実に防止することができる。

以下、本発明の実施形態について図面を用いて説明する。
図１は、本発明の一実施形態を示している。図２および図３は、図１のＰＷＭ比較器の動作を示している。なお、本発明の一実施形態を説明するにあたって、図６で説明した要素と同一の要素については、図６で使用した符号と同一の符号を使用し、詳細な説明を省略する。

本発明の一実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶ１は、定電圧定電流制御型ＤＣ−ＤＣコンバータとして構成されており、ＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶ（図６）において、電流測定抵抗ＲＳおよびソフトスタート用コンデンサＣＳ２を追加するとともに、制御回路ＣＴＬを制御回路ＣＴＬ１に置き換えて構成されている。例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶ１は、半導体装置により具現され、二次電池ＢＴＲの充電回路として携帯型電子機器に搭載される。電流測定抵抗ＲＳは、出力端子Ｐ２とチョークコイルＬ１の他端との間に接続されている。ソフトスタート用コンデンサＣＳ２の一端は、制御回路ＣＴＬ１における誤差増幅器ＥＲＡ２の第１および第２非反転入力端子のうち第２非反転入力端子に接続されている。ソフトスタート用コンデンサＣＳ２の他端は、接地線に接続されている。

制御回路ＣＴＬ１は、制御回路ＣＴＬ（図６）において、電圧増幅器ＡＭＰ、定電流回路Ｉ２、スイッチ回路ＳＷ２Ａ、ＳＷ２Ｂ、放電抵抗ＲＤ２、電圧発生器Ｅ２、Ｅ３、誤差増幅器ＥＲＡ２、電圧比較器ＶＣＭＰ、フリップフロップＦＦ１を追加するとともに、ＰＷＭ比較器ＰＣＭＰをＰＷＭ比較器ＰＣＭＰ１に置き換えて構成されている。電圧増幅器ＡＭＰは、電流測定抵抗ＲＳの一端の電圧を非反転入力端子で受け、電流測定抵抗ＲＳの他端の電圧（出力電圧Ｖｏ）を反転入力端子で受けている。これにより、電圧増幅器ＡＭＰは、電流測定抵抗ＲＳの一端の電圧と電流測定抵抗ＲＳの他端の電圧との電圧差を増幅して電圧Ｖｃを生成する。従って、電圧増幅器ＡＭＰにより生成される電圧Ｖｃは、ＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶ１の出力電流に対応している。

定電流回路Ｉ２およびスイッチ回路ＳＷ２Ａは、電源電圧Ｖｈの供給線とソフトスタート用コンデンサＣＳ２の一端（誤差増幅器ＥＲＡ２の第２非反転入力端子）との間に直列接続されている。スイッチ回路ＳＷ２Ｂおよび放電抵抗ＲＤ２は、ソフトスタート用コンデンサＣＳ２の一端（誤差増幅器ＥＲＡ２の第２非反転入力端子）と接地線との間に直列接続されている。スイッチ回路ＳＷ２Ａは、スイッチ回路ＳＷ１Ａと同様に、ＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶ１の起動要求に応答してオン状態になり、ＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶ１の停止要求に応答してオフ状態になる。スイッチ回路ＳＷ２Ｂは、フリップフロップＦＦ１の出力信号／ＱＦが高レベルに設定されているときにオン状態になり、フリップフロップＦＦ１の出力信号／ＱＦが低レベルに設定されているときにオフ状態になる。電圧発生器Ｅ２は、基準電圧Ｖｅ２を発生させる。

誤差増幅器ＥＲＡ２は、第１非反転入力端子の電圧および第２非反転入力端子の電圧のうち低い方と反転入力端子の電圧との電圧差を増幅して出力信号ＤＦ２を生成する。誤差増幅器ＥＲＡ２は、基準電圧Ｖｅ２を第１非反転入力端子で受け、ソフトスタート用コンデンサＣＳ２により生成される電圧Ｖｓ２（スイッチ回路ＳＷ２Ａ、ＳＷ２Ｂの接続ノードの電圧）を第２非反転入力端子で受け、電圧増幅器ＡＭＰにより生成される電圧Ｖｃを反転入力端子で受けている。従って、誤差増幅器ＥＲＡ２は、電圧Ｖｓ２が基準電圧Ｖｅ２より低いときに電圧Ｖｓ２と電圧Ｖｃとの電圧差を増幅して出力信号ＤＦ２を生成し、電圧Ｖｓ２が基準電圧Ｖｅ２より高いときに基準電圧Ｖｅ２と電圧Ｖｃとの電圧差を増幅して出力信号ＤＦ２を生成する。

ＰＷＭ比較器ＰＣＭＰ１は、第１非反転入力端子の電圧および第２非反転入力端子の電圧のうち低い方と反転入力端子の電圧とを比較し、反転入力端子の電圧の方が低いときに出力信号ＱＰ（／ＱＰ）を高レベル（低レベル）に設定し、反転入力端子の電圧の方が高いときに出力信号ＱＰ（／ＱＰ）を低レベル（高レベル）に設定する電圧−パルス幅変換器である。ＰＷＭ比較器ＰＣＭＰ１は、誤差増幅器ＥＲＡ１の出力信号ＤＦ１を第１非反転入力端子で受け、誤差増幅器ＥＲＡ２の出力信号ＤＦ２を第２非反転入力端子で受け、三角波信号ＴＷを反転入力端子で受けている。

ＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶ１の定電圧動作時には、出力電圧Ｖｏは定格値に近い状態であり、抵抗Ｒ１、Ｒ２により出力電圧Ｖｏを分圧した電圧Ｖｄは基準電圧Ｖｅ１に近い状態である。一方、出力電流は定格値より十分に小さい状態であり、電圧増幅器ＡＭＰにより電流測定抵抗ＲＳの両端の電圧差を増幅した電圧Ｖｃは基準電圧Ｖｅ２より十分に小さい状態である。このため、誤差増幅器ＥＲＡ２の出力信号ＤＦ２の電圧は、三角波信号ＴＷの電圧の最高値まで上昇している。ＰＷＭ比較器ＰＣＭＰ１は、誤差増幅器ＥＲＡ１の出力信号ＤＦ１および誤差増幅器ＥＲＡ２の出力信号ＤＦ２のうち電圧が低い方と三角波信号ＴＷとを比較するため、誤差増幅器ＥＲＡ２の出力信号ＤＦ２は、ＰＷＭ比較器ＰＣＭＰ１の動作に関与しない。

従って、ＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶ１の定電圧動作時には、図２に示すように、ＰＷＭ比較器ＰＣＭＰ１は、誤差増幅器ＥＲＡ１の出力信号ＤＦ１の電圧が三角波信号ＴＷの電圧より高いときに出力信号ＱＰを高レベルに設定し、誤差増幅器ＥＲＡ１の出力信号ＤＦ１の電圧が三角波信号ＴＷの電圧より低いときに出力信号ＱＰを低レベルに設定する。このため、誤差増幅器ＥＲＡ１の出力信号ＤＦ１の電圧が低くなると、ＰＷＭ比較器ＰＣＭＰ１の出力信号ＱＰのパルス幅は小さくなり、誤差増幅器ＥＲＡ１の出力信号ＤＦ１の電圧が高くなると、ＰＷＭ比較器ＰＣＭＰ１の出力信号ＱＰのパルス幅は大きくなる。このように、ＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶ１の定電圧動作時には、ＰＷＭ比較器ＰＣＭＰ１は、誤差増幅器ＥＲＡ１の出力信号ＤＦ１の電圧に比例したパルス幅の出力信号ＱＰを生成する。

出力電圧Ｖｏが低くなると、基準電圧Ｖｅ１と電圧Ｖｄ（抵抗Ｒ１、Ｒ２により出力電圧Ｖｏを分圧した電圧）との電圧差が大きくなり、誤差増幅器ＥＲＡ１の出力信号ＤＦ１の電圧が高くなるため、ＰＷＭ比較器ＰＣＭＰ１の出力信号ＱＰのパルス幅が大きくなり、メインスイッチングトランジスタＴ１のオン期間が長くなる。一方、出力電圧Ｖｏが高くなると、基準電圧Ｖｅ１と電圧Ｖｄとの電圧差が小さくなり、誤差増幅器ＥＲＡ１の出力信号ＤＦ１の電圧が低くなるため、ＰＷＭ比較器ＰＣＭＰ１の出力信号ＱＰのパルス幅が小さくなり、メインスイッチングトランジスタＴ１のオン期間が短くなる。このように、ＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶ１の定電圧動作時には、メインスイッチングトランジスタＴ１のオン期間／オフ期間の比率を制御することにより、出力電圧Ｖｏが調整される。

また、ＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶ１の定電流動作時には、出力電流は定格値に近い値状態であり、電圧増幅器ＡＭＰにより電流測定抵抗ＲＳの両端の電圧差を増幅した電圧Ｖｃは基準電圧Ｖｅ２に近い状態である。一方、出力電圧Ｖｏは定格値より十分に小さい状態であり、抵抗Ｒ１、Ｒ２により出力電圧Ｖｏを分圧した電圧Ｖｄは基準電圧Ｖｅ１より十分に小さい状態である。このため、誤差増幅器ＥＲＡ１の出力信号ＤＦ１の電圧は、三角波信号ＴＷの電圧の最高値まで上昇している。ＰＷＭ比較器ＰＣＭＰ１は、誤差増幅器ＥＲＡ１の出力信号ＤＦ１および誤差増幅器ＥＲＡ２の出力信号ＤＦ２のうち電圧が低い方と三角波信号ＴＷとを比較するため、誤差増幅器ＥＲＡ１の出力信号ＤＦ１は、ＰＷＭ比較器ＰＣＭＰ１の動作に関与しない。

従って、ＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶ１の定電流動作時には、図３に示すように、ＰＷＭ比較器ＰＣＭＰ１は、誤差増幅器ＥＲＡ２の出力信号ＤＦ２の電圧が三角波信号ＴＷの電圧より高いときに出力信号ＱＰを高レベルに設定し、誤差増幅器ＥＲＡ２の出力信号ＤＦ２の電圧が三角波信号ＴＷの電圧より低いときに出力信号ＱＰを低レベルに設定する。このため、誤差増幅器ＥＲＡ２の出力信号ＤＦ２の電圧が低くなると、ＰＷＭ比較器ＰＣＭＰ１の出力信号ＱＰのパルス幅は小さくなり、誤差増幅器ＥＲＡ２の出力信号ＤＦ２の電圧が高くなると、ＰＷＭ比較器ＰＣＭＰ１の出力信号ＱＰのパルス幅は大きくなる。このように、ＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶ１の定電流動作時には、ＰＷＭ比較器ＰＣＭＰ１は、誤差増幅器ＥＲＡ２の出力信号ＤＦ２の電圧に比例したパルス幅の出力信号ＱＰを生成する。

出力電流が小さくなると、基準電圧Ｖｅ２と電圧Ｖｃ（電圧増幅器ＡＭＰにより電流測定抵抗ＲＳの両端の電圧差を増幅した電圧）との電圧差が大きくなり、誤差増幅器ＥＲＡ２の出力信号ＤＦ２の電圧が高くなるため、ＰＷＭ比較器ＰＣＭＰ１の出力信号ＱＰのパルス幅が大きくなり、メインスイッチングトランジスタＴ１のオン期間が長くなる。一方、出力電流が大きくなると、基準電圧Ｖｅ２と電圧Ｖｃとの電圧差が小さくなり、誤差増幅器ＥＲＡ２の出力信号ＤＦ２の電圧が低くなるため、ＰＷＭ比較器ＰＣＭＰ１の出力信号ＱＰのパルス幅が小さくなり、メインスイッチングトランジスタＴ１のオン期間が短くなる。このように、ＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶ１の定電流動作時には、メインスイッチングトランジスタＴ１のオン期間／オフ期間の比率を制御することにより、出力電流が調整される。

電圧発生器Ｅ３は、基準電圧Ｖｅ３を発生させる。電圧比較器ＶＣＭＰは、誤差増幅器ＥＲＡ１の出力信号ＤＦ１の電圧を非反転入力端子で受け、基準電圧Ｖｅ３を反転入力端子で受けている。これにより、電圧比較器ＶＣＭＰは、誤差増幅器ＥＲＡ１の出力信号ＤＦ１の電圧が基準電圧Ｖｅ３より高いときに出力信号ＳＥＴを高レベルに設定し、誤差増幅器ＥＲＡ１の出力信号ＤＦ１の電圧が基準電圧Ｖｅ３より低いときに出力信号ＳＥＴを低レベルに設定する。フリップフロップＦＦ１は、ＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶ１の起動要求および停止要求に応答してリセット状態になり、電圧比較器ＶＣＭＰの出力信号ＳＥＴの立ち上がり遷移（低レベルから高レベルへの遷移）に応答してセット状態になる。これにより、フリップフロップＦＦ１の出力信号／ＱＦは、ＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶ１の起動要求および停止要求に応答して高レベルに設定され、電圧比較器ＶＣＭＰの出力信号ＳＥＴの立ち上がり遷移に応答して低レベルに設定される。

以上のような構成のＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶ１が起動されると、スイッチ回路ＳＷ１Ａがオン状態になるとともにスイッチ回路ＳＷ１Ｂがオフ状態になって定電流回路Ｉ１によりソフトスタート用コンデンサＣＳ１が充電され、ソフトスタート用コンデンサＣＳ１により生成される電圧Ｖｓ１が０Ｖから徐々に上昇する。電圧Ｖｓ１は誤差増幅器ＥＲＡ１の第２非反転入力端子に供給されているため、電圧Ｖｓ１が基準電圧Ｖｅ１より低い期間では、出力電圧Ｖｏは電圧Ｖｓ１により規定される。

また、ＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶ１が起動されると、スイッチ回路ＳＷ２Ａがオン状態になって定電流回路Ｉ２によりソフトスタート用コンデンサＣＳ２が充電されるが、フリップフロップＦＦ１がリセット状態に初期化され、フリップフロップＦＦ１の出力信号／ＱＦが高レベルに設定されるため、スイッチ回路ＳＷ２Ｂはオン状態のままである。このため、ソフトスタート用コンデンサＣＳ２により生成される電圧Ｖｓ２は０Ｖに近い状態で保たれる。電圧Ｖｓ２は誤差増幅器ＥＲＡ２の第２非反転入力端子に供給されているため、電圧Ｖｓ２が基準電圧Ｖｅ２より低い期間では、出力電流は電圧Ｖｓ２により規定される。この結果、出力電圧Ｖｏは０Ｖから徐々に上昇するように制御され、出力電流は０Ａに近い状態で保たれるように制御される。

ＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶ１の負荷が二次電池ＢＴＲである場合、ソフトスタート用コンデンサＣＳ１により生成される電圧Ｖｓ１の上昇に伴って出力電圧Ｖｏも徐々に上昇するが、出力電流は０Ａのままである。電圧Ｖｓ１が上昇しても出力電圧Ｖｏが二次電池ＢＴＲの電圧に到達するまでは電流測定抵抗ＲＳの両端の電圧差は０Ｖであり、電圧増幅器ＡＭＰにより電流測定抵抗ＲＳの両端の電圧差を増幅した電圧Ｖｃも０Ｖである。しかしながら、ソフトスタート用コンデンサＣＳ２の電圧は０Ｖに近い状態であるため、誤差増幅器ＥＲＡ２の出力信号ＤＦ２はＰＷＭ比較器ＰＣＭＰ１の動作には関与しないが、誤差増幅器ＥＲＡ２の出力信号ＤＦ２の電圧は誤差増幅器ＥＲＡ１の出力信号ＤＦ１の電圧に近い状態である。

出力電圧Ｖｏが上昇して二次電池ＢＴＲの電圧より高くなると出力電流が流れ出し、二次電池ＢＴＲの充電が開始される。ＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶ１は定電圧動作を実施しているため、電圧Ｖｓ１が基準電圧Ｖｅ１より低い期間では出力電圧Ｖｏの制御を担当する誤差増幅器ＥＲＡ１の出力信号ＤＦ１の電圧が上昇するが、出力電流の制御を担当する誤差増幅器ＥＲＡ２の出力信号ＤＦ２の電圧によりＰＷＭ比較器ＰＣＭＰ１の出力信号ＱＰ、／ＱＰのパルス幅が制限されるため、出力電圧Ｖｏの上昇が妨げられる。一方、ソフトスタート用コンデンサＣＳ１により生成される電圧Ｖｓ１は更に上昇するため、誤差増幅器ＥＲＡ１の出力信号ＤＦ１の電圧も急激に上昇して三角波信号ＴＷの電圧の最高値に到達する。

誤差増幅器ＥＲＡ１の出力信号ＤＦ１の電圧が三角波信号ＴＷの電圧の最高値に到達して基準電圧Ｖｅ３より高くなると、電圧比較器ＶＣＭＰの出力信号ＳＥＴが低レベルから高レベルに遷移する。これにより、フリップフロップＦＦ１がセット状態になり、フリップフロップＦＦ１の出力信号／ＱＦが低レベルに設定されるため、スイッチ回路ＳＷ２Ｂがオフ状態になる。スイッチ回路ＳＷ２Ｂがオフ状態になると、定電流回路Ｉ２によりソフトスタート用コンデンサＣＳ２が充電されて、ソフトスタート用コンデンサＣＳ２により生成される電圧Ｖｓ２が徐々に上昇するため、ＤＣ―ＤＣコンバータＣＮＶ１の出力電流が０Ａに近い状態から徐々に定格値まで上昇する。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶ１の起動時の突入電流が防止される。

図４は、本発明の第１比較例を示している。なお、本発明の第１比較例を説明するにあたって、本発明の一実施形態（図１）で説明した要素と同一の要素については、本発明の一実施形態で使用した符号と同一の符号を使用し、詳細な説明を省略する。
本発明の第１比較例のＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶ１ａは、ＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶ１（図１）において、ソフトスタート用コンデンサＣＳ２を取り除くとともに、制御回路ＣＴＬ１を制御回路ＣＴＬ１ａに置き換えて構成されている。制御回路ＣＴＬ１ａにおける制御回路ＣＴＬ１（図１）との相違点は、定電流回路Ｉ２、スイッチ回路ＳＷ２Ａ、ＳＷ２Ｂ、放電抵抗ＲＤ２、電圧発生器Ｅ３、電圧比較器ＶＣＭＰおよびフリップフロップＦＦ１が取り除かれている点、誤差増幅器ＥＲＡ２がソフトスタート用コンデンサＣＳ１により生成される電圧Ｖｓ１を第２非反転入力端子で受けている点である。

以上のような構成のＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶ１ａが起動されると、スイッチ回路ＳＷ１Ａがオン状態になるとともにスイッチ回路ＳＷ１Ｂがオフ状態になって定電流回路Ｉ１によりソフトスタート用コンデンサＣＳ１が充電され、ソフトスタート用コンデンサＣＳ１により生成される電圧Ｖｓ１が０Ｖから徐々に上昇する。電圧Ｖｓ１は誤差増幅器ＥＲＡ１の第２非反転入力端子に供給されているため、電圧Ｖｓ１が基準電圧Ｖｅ１より低い期間では、出力電圧Ｖｏは電圧Ｖｓ１により規定される。この結果、出力電圧Ｖｏは、０Ｖから徐々に上昇するように制御される。また、電圧Ｖｓ１は、誤差増幅器ＥＲＡ２の第２非反転入力端子にも供給されているため、電圧Ｖｓ１が基準電圧Ｖｅ２より低い期間では、出力電流は電圧Ｖｓ１により規定される。この結果、出力電流は、０Ａから徐々に増加するように制御される。

ＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶ１ａの起動直後においては、誤差増幅器ＥＲＡ１の出力信号ＤＦ１の電圧および誤差増幅器ＥＲＡ２の出力信号ＤＦ２の電圧が最小になり、メインスイッチングトランジスタＴ１のオン期間が最小になる。このため、入力側からの電流の突入が防止される。この後、ソフトスタート用コンデンサＣＳ１により生成される電圧Ｖｓ１が時間の経過に伴って徐々に上昇すると、誤差増幅器ＥＲＡ１が出力電圧Ｖｏを徐々に上昇させるように動作し、誤差増幅器ＥＲＡ２が出力電流を徐々に増加させるように動作する。電圧Ｖｓ１が基準電圧Ｖｅ１より高くなると、誤差増幅器ＥＲＡ１は、基準電圧Ｖｅ１と電圧Ｖｄ（抵抗Ｒ１、Ｒ２により出力電圧Ｖｏを分圧した電圧）との電圧差を増幅して出力信号ＤＦ１を生成する。同様に、電圧Ｖｓ１が基準電圧Ｖｅ２より高くなると、誤差増幅器ＥＲＡ２は、基準電圧Ｖｅ２と電圧Ｖｃ（電圧増幅器ＡＭＰにより電流測定抵抗ＲＳの両端の電圧差を増幅した電圧）との電圧差を増幅して出力信号ＤＦ２を生成する。

ＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶ１ａの負荷が二次電池ＢＴＲである場合、ソフトスタート用コンデンサＣＳ１により生成される電圧Ｖｓ１の上昇に伴って出力電圧Ｖｏも徐々に上昇するが、出力電流は０Ａのままである。電圧Ｖｓ１が上昇しても電流測定抵抗ＲＳの両端の電圧差は０Ｖであり、電圧増幅器ＡＭＰにより電流測定抵抗ＲＳの両端の電圧差を増幅した電圧Ｖｃも０Ｖであるため、誤差増幅器ＥＲＡ２の出力信号ＤＦ２の電圧も上昇し、誤差増幅器ＥＲＡ２の出力信号ＤＦ２はＰＷＭ比較器ＰＣＭＰ１の動作に関与しなくなる。

出力電圧Ｖｏが上昇して二次電池ＢＴＲの電圧より高くなると出力電流が流れ出し、二次電池ＢＴＲの充電が開始される。ＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶ１ａは定電圧動作を実施しており、電圧Ｖｓ１が基準電圧Ｖｅ１より低い期間では誤差増幅器ＥＲＡ１の出力信号ＤＦ１の電圧が上昇するため、出力電圧Ｖｏが更に上昇し、二次電池ＢＴＲの充電電流（出力電流）が急激に増加して突入電流が発生する。

一方、誤差増幅器ＥＲＡ２の出力信号ＤＦ２の電圧はこの間も三角波信号ＴＷの電圧の最大値に保たれているが、二次電池ＢＴＲの充電の開始により電流測定抵抗ＲＳの両端に電圧差が発生し、電圧Ｖｃが０Ｖから上昇を開始する。このとき、ソフトスタート用コンデンサＣＳ１により生成される電圧Ｖｓ１は０Ｖではなく高い電圧に到達した状態であるため、出力電流が急激に増加しても誤差増幅器ＥＲＡ２の出力信号ＤＦ２の電圧が急激に下降することはない。この間も電圧Ｖｓ１が基準電圧Ｖｅ１より低ければ誤差増幅器ＥＲＡ１の出力信号ＤＦ１の電圧が上昇するため、出力電圧Ｖｏが更に上昇し、二次電池ＢＴＲの充電電流（出力電流）が更に急激に増加して突入電流が発生する。

この後、出力電流の増加に伴って誤差増幅器ＥＲＡ２の出力信号ＤＦ２の電圧が下降するため、ＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶ１ａは定電圧動作から定電流動作に移行する。このとき、ＰＷＭ比較器ＰＣＭＰ１の動作に関与していない誤差増幅器ＥＲＡ２の出力信号ＤＦ２の電圧が、ＰＷＭ比較器ＰＣＭＰ１の動作に関与している誤差増幅器ＥＲＡ１の出力信号ＤＦ１の電圧より遙かに高いため、誤差増幅器ＥＲＡ２の出力信号ＤＦ２の電圧が誤差増幅器ＥＲＡ１の出力信号ＤＦ１の電圧より低くなるまでに要する時間（定電圧動作から定電流動作への移行期間）が非常に長くなる。定電圧動作から定電流動作への移行期間ではＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶ１ａが無制御状態になって突入電流が発生し続けるため、定電圧動作から定電流動作への移行期間を短くする必要がある。このように、本発明の第１比較例では、ＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶ１ａの起動時に、誤差増幅器ＥＲＡ１の出力信号ＤＦ１の電圧と誤差増幅器ＥＲＡ２の出力信号ＤＦ２の電圧との大小関係が入れ替わるまでの長期間において無制御状態が存在し、突入電流が発生するという問題がある。

図５は、本発明の第２比較例を示している。なお、本発明の第２比較例を説明するにあたって、本発明の一実施形態（図１）で説明した要素と同一の要素については、本発明の一実施形態で使用した符号と同一の符号を使用し、詳細な説明を省略する。
本発明の第２比較例のＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶ１ｂは、ＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶ１（図１）において、制御回路ＣＴＬ１を制御回路ＣＴＬ１ｂに置き換えて構成されている。制御回路ＣＴＬ１ｂにおける制御回路ＣＴＬ１（図１）との相違点は、電圧発生器Ｅ３、電圧比較器ＶＣＭＰおよびフリップフロップＦＦ１が取り除かれている点、スイッチ回路ＳＷ２Ｂに代えてスイッチ回路ＳＷ３Ｂが設けられている点である。スイッチ回路ＳＷ３Ｂは、スイッチ回路ＳＷ１Ｂと同様に、ＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶ１ｂの停止要求に応答してオン状態になり、ＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶ１ｂの起動要求に応答してオフ状態になる。以上のような構成のＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶ１ｂは、ＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶ１ａ（図４）と同様に動作する。このため、本発明の第２比較例でも、本発明の第１比較例で説明したような突入電流の問題がある。

これらに対して、前述した本発明の一実施形態では、誤差増幅器ＥＲＡ１に対応して第１ソフトスタート制御回路（ソフトスタート用コンデンサＣＳ１等）が設けられるとともに、誤差増幅器ＥＲＡ２に対応して第２ソフトスタート制御回路（ソフトスタート用コンデンサＣＳ２等）が設けられ、ＤＣ―ＤＣコンバータＣＮＶ１の起動時において定電圧動作から定電流動作への移行に伴って第２ソフトスタート制御回路が起動される。これにより、定電圧動作から定電流動作への移行期間を短くすることができ、ＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶ１の無制御状態を無くして突入電流を確実に防止できる。

なお、前述の実施形態では、スイッチング方式のＤＣ−ＤＣコンバータに本発明を適用した例について述べたが、本発明はかかる実施形態に限定されるものではなく、例えば、リニアレギュレータ方式のＤＣ−ＤＣコンバータに本発明を適用してもよい。前述の実施形態では、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータに本発明を適用した例について述べたが、本発明はかかる実施形態に限定されるものではなく、例えば、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータあるいは昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータに本発明を適用してもよい。

また、前述の実施形態では、二次電池の正極側の電圧を制御して二次電池を充電するＤＣ−ＤＣコンバータ（充電回路）に本発明を適用した例について述べたが、本発明はかかる実施形態に限定されるものではない。例えば、二次電池の負極側の電圧を制御して二次電池の正極および負極間に印加される電圧を制御して二次電池を充電するＤＣ−ＤＣコンバータ（充電回路）に本発明を適用してもよい。

更に、前述の実施形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータが半導体装置により具現された例について述べたが、本発明はかかる実施形態に限定されるものではなく、例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータがモジュール（プリント基板等）により具現されてもよい。前述の実施形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた充電回路および二次電池が別々に携帯型電子機器に搭載される場合に本発明を適用した例について述べたが、本発明はかかる実施形態に限定されるものではない。例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた充電回路および二次電池で構成される二次電池パックが携帯型電子機器に搭載される場合に本発明を適用してもよい。

以上の実施形態において説明した発明を整理し、付記として以下に開示する。
（付記１）
複数の制御信号により出力が制御される直流−直流変換回路であって、
前記複数の制御信号に対応して設けられ、各々が複数の出力値の中で対応する出力値に基づいて前記複数の制御信号の中で対応する制御信号を生成する複数の制御信号生成回路と、
前記複数の制御信号に対応して設けられ、各々が対応する制御信号の直流−直流変換回路の起動時における変動を制御する複数のソフトスタート制御回路と、
直流−直流変換回路の起動時に出力制御に関与する制御信号の変更に伴って対応するソフトスタート制御回路に動作開始を指示する起動制御回路とを備えることを特徴とする直流−直流変換回路。
（付記２）
付記１に記載の直流−直流変換回路において、
前記複数の制御信号生成回路の各々は、第１および第２基準電圧のうち低い方と対応する出力値から得られる電圧との電圧差を増幅して対応する制御信号を生成する誤差増幅器を備え、
前記複数のソフトスタート制御回路の各々は、前記起動制御回路による動作開始の指示に応答して、対応する制御信号生成回路における第２基準電圧を第１基準電圧より低い電位から上昇させることを特徴とする直流−直流変換回路。
（付記３）
付記１に記載の直流−直流変換回路において、
前記複数の制御信号は、出力電圧を一定に制御するための制御信号と出力電流を一定に制御するための制御信号とで構成されることを特徴とする直流−直流変換回路。
（付記４）
付記１に記載の直流−直流変換回路において、
直流−直流変換回路は、二次電池を充電するための充電回路に用いられることを特徴とする直流−直流変換回路。
（付記５）
付記１に記載の直流−直流変換回路において、
直流−直流変換回路は、半導体装置を用いて構成されることを特徴とする直流−直流変換回路。
（付記６）
複数の制御信号により出力が制御される直流−直流変換回路に適用される直流−直流変換制御回路であって、
前記複数の制御信号に対応して設けられ、各々が複数の出力値の中で対応する出力値に基づいて前記複数の制御信号の中で対応する制御信号を生成する複数の制御信号生成回路と、
前記複数の制御信号に対応して設けられ、各々が対応する制御信号の直流−直流変換回路の起動時における変動を制御する複数のソフトスタート制御回路と、
直流−直流変換回路の起動時に出力制御に関与する制御信号の変更に伴って対応するソフトスタート制御回路に動作開始を指示する起動制御回路とを備えることを特徴とする直流−直流変換制御回路。
（付記７）
付記６に記載の直流−直流変換制御回路において、
前記複数の制御信号生成回路の各々は、第１および第２基準電圧のうち低い方と対応する出力値から得られる電圧との電圧差を増幅して対応する制御信号を生成する誤差増幅器を備え、
前記複数のソフトスタート制御回路の各々は、前記起動制御回路による動作開始の指示に応答して、対応する制御信号生成回路における第２基準電圧を第１基準電圧より低い電位から上昇させることを特徴とする直流−直流変換制御回路。
（付記８）
付記６に記載の直流−直流変換制御回路において、
前記複数の制御信号は、出力電圧を一定に制御するための制御信号と出力電流を一定に制御するための制御信号とで構成されることを特徴とする直流−直流変換制御回路。
（付記９）
複数の制御信号により出力が制御される直流−直流変換回路に適用される直流−直流変換制御方法であって、
前記複数の制御信号の各々について、複数の出力値の中で対応する出力値に基づいて制御信号を生成する制御信号生成工程と、
前記複数の制御信号の各々について、制御信号の直流−直流変換回路の起動時における変動を制御するソフトスタート制御工程と、
直流−直流変換回路の起動時に出力制御に関与する制御信号の変更に伴って対応する制御信号についてソフトスタート制御工程の開始を指示する起動制御工程とを含むことを特徴とする直流−直流変換制御方法。
（付記１０）
付記９に記載の直流−直流変換制御方法において、
前記制御信号生成工程では、前記複数の制御信号の各々について、第１および第２基準電圧のうち低い方と対応する出力値から得られる電圧との電圧差を増幅して制御信号を生成し、
前記ソフトスタート制御工程では、前記複数の制御信号の各々について、前記起動制御工程による開始の指示に応答して第２基準電圧を第１基準電圧より低い電位から上昇させることを特徴とする直流−直流変換制御方法。
（付記１１）
付記９に記載の直流−直流変換制御方法において、
前記複数の制御信号は、出力電圧を一定に制御するための制御信号と出力電流を一定に制御するための制御信号とで構成されることを特徴とする直流−直流変換制御方法。

以上、本発明について詳細に説明してきたが、前述の実施形態およびその変形例は発明の一例に過ぎず、本発明はこれらに限定されるものではない。本発明を逸脱しない範囲で変形可能であることは明らかである。

本発明の一実施形態を示す説明図である。 図１のＰＷＭ比較器の動作を示す説明図（定電圧動作時）である。 図１のＰＷＭ比較器の動作を示す説明図（定電流動作時）である。 本発明の第１比較例を示す説明図である。 本発明の第２比較例を示す説明図である。 ＤＣ−ＤＣコンバータの一例を示す説明図である。 図６のＰＷＭ比較器の動作を示す説明図である。 図６のＤＣ−ＤＣコンバータにおける出力電圧の立ち上がり／立ち下がりの様子を示す説明図である。

符号の説明

ＡＭＰ‥電圧増幅器；ＢＴＲ‥二次電池；Ｃ１‥平滑用コンデンサ；ＣＮＶ１‥ＤＣ−ＤＣコンバータ；ＣＳ１、ＣＳ２‥ソフトスタート用コンデンサ；ＣＴＬ１‥制御回路；Ｅ１、Ｅ２、Ｅ３‥電圧発生器；ＦＦ１‥フリップフロップ；Ｉ１、Ｉ２‥定電流回路；Ｌ１‥チョークコイル；ＯＳＣ‥三角波発振器；ＰＣＭＰ１‥ＰＷＭ比較器；Ｒ１、Ｒ２‥抵抗；ＲＤ１、ＲＤ２‥放電抵抗；ＲＳ‥電流測定抵抗；ＳＷ１Ａ、ＳＷ１Ｂ、ＳＷ２Ａ、ＳＷ２Ｂ‥スイッチ回路；Ｔ１‥メインスイッチングトランジスタ；Ｔ２‥同期整流トランジスタ；ＶＣＭＰ‥電圧比較器

Claims (8)

1. 第１および第２制御信号により出力が制御される直流−直流変換回路であって、
   前記第１および第２制御信号に対応して設けられ、各々が第１および第２出力値の中で対応する出力値に基づいて前記第１および第２制御信号の中で対応する制御信号を生成する第１および第２制御信号生成回路と、
   前記第１および第２制御信号に対応して設けられ、各々が対応する制御信号の直流−直流変換回路の起動時における変動を制御する第１および第２ソフトスタート制御回路と、
   直流−直流変換回路の起動要求に伴って前記第１ソフトスタート制御回路に動作開始を指示し、直流−直流変換回路の起動時に出力制御に関与する制御信号の前記第１制御信号から前記第２制御信号への変更に伴って前記第２ソフトスタート制御回路に動作開始を指示する起動制御回路とを備え、
   前記第１出力値は出力電圧に対応し、前記第２出力値は出力電流に対応し、
   前記第１制御信号は出力電圧を一定に制御するための制御信号であり、前記第２制御信号は出力電流を一定に制御するための制御信号であることを特徴とする直流−直流変換回路。
2. 請求項１に記載の直流−直流変換回路において、
   前記第１および第２制御信号生成回路の各々は、第１および第２基準電圧のうち低い方と対応する出力値から得られる電圧との電圧差を増幅して対応する制御信号を生成する誤差増幅器を備え、
   前記第１および第２ソフトスタート制御回路の各々は、前記起動制御回路による動作開始の指示に応答して、対応する制御信号生成回路における第２基準電圧を第１基準電圧より低い電位から上昇させることを特徴とする直流−直流変換回路。
3. 請求項１に記載の直流−直流変換回路において、
   直流−直流変換回路は、二次電池を充電するための充電回路に用いられることを特徴とする直流−直流変換回路。
4. 請求項１に記載の直流−直流変換回路において、
   直流−直流変換回路は、半導体装置を用いて構成されることを特徴とする直流−直流変換回路。
5. 第１および第２制御信号により出力が制御される直流−直流変換回路に適用される直流−直流変換制御回路であって、
   前記第１および第２制御信号に対応して設けられ、各々が第１および第２出力値の中で対応する出力値に基づいて前記第１および第２制御信号の中で対応する制御信号を生成する第１および第２制御信号生成回路と、
   前記第１および第２制御信号に対応して設けられ、各々が対応する制御信号の直流−直流変換回路の起動時における変動を制御する第１および第２ソフトスタート制御回路と、
   直流−直流変換回路の起動要求に伴って前記第１ソフトスタート制御回路に動作開始を指示し、直流−直流変換回路の起動時に出力制御に関与する制御信号の前記第１制御信号から前記第２制御信号への変更に伴って前記第２ソフトスタート制御回路に動作開始を指示する起動制御回路とを備え、
   前記第１出力値は出力電圧に対応し、前記第２出力値は出力電流に対応し、
   前記第１制御信号は出力電圧を一定に制御するための制御信号であり、前記第２制御信号は出力電流を一定に制御するための制御信号であることを特徴とする直流−直流変換制御回路。
6. 請求項５に記載の直流−直流変換制御回路において、
   前記第１および第２制御信号生成回路の各々は、第１および第２基準電圧のうち低い方と対応する出力値から得られる電圧との電圧差を増幅して対応する制御信号を生成する誤差増幅器を備え、
   前記第１および第２ソフトスタート制御回路の各々は、前記起動制御回路による動作開始の指示に応答して、対応する制御信号生成回路における第２基準電圧を第１基準電圧より低い電位から上昇させることを特徴とする直流−直流変換制御回路。
7. 第１および第２制御信号により出力が制御される直流−直流変換回路に適用される直流−直流変換制御方法であって、
   前記第１および第２制御信号の各々について、第１および第２出力値の中で対応する出力値に基づいて制御信号を生成する制御信号生成工程と、
   前記第１および第２制御信号の各々について、制御信号の直流−直流変換回路の起動時における変動を制御するソフトスタート制御工程と、
   直流−直流変換回路の起動要求に伴って前記第１制御信号についてソフトスタート制御工程の開始を指示し、直流−直流変換回路の起動時に出力制御に関与する制御信号の前記第１制御信号から前記第２制御信号への変更に伴って前記第２制御信号についてソフトスタート制御工程の開始を指示する起動制御工程とを含み、
   前記第１出力値は出力電圧に対応し、前記第２出力値は出力電流に対応し、
   前記第１制御信号は出力電圧を一定に制御するための制御信号であり、前記第２制御信号は出力電流を一定に制御するための制御信号であることを特徴とする直流−直流変換制御方法。
8. 請求項７に記載の直流−直流変換制御方法において、
   前記制御信号生成工程では、前記第１および第２制御信号の各々について、第１および第２基準電圧のうち低い方と対応する出力値から得られる電圧との電圧差を増幅して制御信号を生成し、
   前記ソフトスタート制御工程では、前記第１および第２制御信号の各々について、前記起動制御工程による開始の指示に応答して第２基準電圧を第１基準電圧より低い電位から上昇させることを特徴とする直流−直流変換制御方法。

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