JP5095827B2

JP5095827B2 - AC-AC direct conversion power converter

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Publication number: JP5095827B2
Application number: JP2010533933A
Authority: JP
Inventors: 和人中村; 耕才山本
Original assignee: Nabtesco Corp
Current assignee: Nabtesco Corp
Priority date: 2008-10-17
Filing date: 2009-10-16
Publication date: 2012-12-12
Anticipated expiration: 2029-10-16
Also published as: WO2010044455A1; JPWO2010044455A1

Description

本発明は、交流−交流直接変換型電力変換装置に関し、特に、電源高調波の抑制に関する。 The present invention relates to an AC-AC direct conversion power converter, and more particularly to suppression of power supply harmonics.

交流−交流直接変換型電力変換装置、いわゆるマトリックスコンバータは、非特許文献１に開示されているように、三相交流入力を双方向スイッチによって高速でオン、オフして、所望の周波数の交流出力に直接に変換する。三相交流電源とマトリックスコンバータとの間には、スイッチング成分（キャリアリップル）の電源への影響を制限するために、ＬＣフィルタが設けられている。また、マトリックスコンバータの入力側及び出力側にそれぞれダイオードブリッジを設け、これらダイオードブリッジの間にコンデンサを接続してある。これは、マトリックスコンバータの負荷が誘導性負荷の場合であって、マトリックスコンバータを構成する双方向スイッチを全て遮断したときに、誘導性負荷に蓄積されるエネルギを吸収するためである。 As disclosed in Non-Patent Document 1, an AC-AC direct conversion power converter, a so-called matrix converter, turns a three-phase AC input on and off at high speed by a bidirectional switch, and outputs an AC output at a desired frequency. Convert directly to. An LC filter is provided between the three-phase AC power source and the matrix converter in order to limit the influence of the switching component (carrier ripple) on the power source. Also, diode bridges are provided on the input side and output side of the matrix converter, respectively, and a capacitor is connected between these diode bridges. This is because the load of the matrix converter is an inductive load, and the energy stored in the inductive load is absorbed when all the bidirectional switches constituting the matrix converter are shut off.

マトリックスコンバータの技術動向とその実験システムマイウェイ技研株式会社伊東洋一著（http://www.myway-labs.co.jp/technical/koza/08Matorixver1.5.pdf）Matrix converter technology trends and experimental system Myway Giken Co., Ltd. Yoichi Ito (http://www.myway-labs.co.jp/technical/koza/08Matorixver1.5.pdf)

このようなマトリックスコンバータは、発電機のような可変周波数の交流電源に接続され、モータを駆動することがある。この場合、マトリックスコンバータのスイッチング周波数が一定であるとしても、交流電源のインピーダンス（例えば、発電機の同期リアクタンス）やモータの状況に応じてＬＣフィルタの共振条件が変動することがある。特に、ＬＣフィルタでは、電源周波数が大幅に変動するような場合、周波数が高くなれば、フィルタのリアクトルのインピーダンスが大きくなって、負荷出力電圧を低下させる。このような問題が生じることを考慮して、リアクトルの値を小さく選択すると、ＬＣフィルタを設けた本来の目的であるキャリアリップルの削減の効果が低減する。 Such a matrix converter may be connected to a variable frequency AC power source such as a generator to drive a motor. In this case, even if the switching frequency of the matrix converter is constant, the resonance condition of the LC filter may fluctuate depending on the impedance of the AC power source (for example, the synchronous reactance of the generator) and the motor status. In particular, in the LC filter, when the power supply frequency fluctuates significantly, the impedance of the filter reactor increases and the load output voltage decreases as the frequency increases. Considering the occurrence of such a problem, if the reactor value is selected to be small, the effect of reducing the carrier ripple, which is the original purpose of providing the LC filter, is reduced.

本発明は、周波数が大幅に変動するような交流電源に接続した場合でも、電源への高調波成分の低減に着目せずに電源インピーダンスなどと共振しない値にＬＣフィルタのインダクタンスを設定しても、電源高調波をアクティブに低減することができる交流−交流直接変換型電力変換装置を、提供することを目的とする。 Even if the present invention is connected to an AC power supply whose frequency fluctuates significantly, the inductance of the LC filter can be set to a value that does not resonate with the power supply impedance without paying attention to the reduction of harmonic components to the power supply. An object of the present invention is to provide an AC-AC direct conversion type power converter that can actively reduce power supply harmonics.

本発明の一態様の交流−交流直接変換型電力変換装置は、電力変換器を有している。この電力変換器は、多相交流電源、例えば三相交流電源からの交流出力が入力側に供給され、前記交流出力を別の交流出力に直接に変換して出力側から出力する。この電力変換器は、例えば入力側と出力側との間に双方向スイッチング素子によって構成されたブリッジを有し、これらスイッチング素子が、ＰＷＭ制御信号によってオン、オフされることによって、交流入力を所望の交流出力に直接に変換する。この電力変換器の入力側と前記交流電源との間にＬＣフィルタが接続されている。前記電力変換器の出力側にダイオードブリッジ整流器の入力側が接続されている。このダイオードブリッジ整流器の出力側にブリッジ変換器の入力側が接続され、ブリッジ変換器の出力側が前記ＬＣフィルタの入力側に接続されている。ブリッジ変換器は、複数のスイッチング素子で構成されている。前記ダイオードブリッジ整流器の出力側と前記ブリッジ変換器の入力側との間にクランプが接続されている。クランプは、例えばダイオードブリッジ出力側の２つの端子間に接続されたクランプコンデンサを含んでいる。さらに、電流源は、例えば、ダイオードブリッジの一方の出力側、例えば正極側と、ブリッジ変換手段の２つの出力側の一方、例えば正極側との間に直列に接続されたリアクトルからなる。なお、このリアクトルはクランプコンデンサとの接続位置よりも、ブリッジ変換器側に接続されている。前記交流電源の相電流を検出する複数の電流検出器が設けられている。これら電流検出器の検出信号から前記交流電源の電源周波数成分を複数の電源周波数成分除去器が除去する。これら電源周波数成分除去器の出力信号と、前記電流源のリアクトルを流れる電流とを複数の比較器がそれぞれ比較する。前記各電源周波数成分除去器の出力信号のうち最大または最小のものを判別器が判別する。制御器が、この判別器の判別結果に対応する比較器、例えば最大または最小の出力信号を発生している電源周波数成分除去器の出力信号が供給されている比較器の出力信号を選択する。さらに、制御器は、前記判別器の判別結果に従って、前記ブリッジ変換器のスイッチング素子を選択し、例えば最大または最小の相電流が流れるスイッチング素子を選択し、選択されたスイッチング素子を比較器の出力信号に基づいて制御する。なお、制御器による制御は、ＰＷＭ制御信号の周期と同期することが望ましい。 The AC-AC direct conversion power converter according to one embodiment of the present invention includes a power converter. In this power converter, an AC output from a multiphase AC power source, for example, a three-phase AC power source is supplied to the input side, and the AC output is directly converted into another AC output and output from the output side. This power converter has, for example, a bridge composed of bidirectional switching elements between the input side and the output side, and these switching elements are turned on and off by a PWM control signal, so that an AC input is desired. Direct conversion to AC output. An LC filter is connected between the input side of the power converter and the AC power source. The input side of the diode bridge rectifier is connected to the output side of the power converter. The input side of the bridge converter is connected to the output side of the diode bridge rectifier, and the output side of the bridge converter is connected to the input side of the LC filter. The bridge converter is composed of a plurality of switching elements. A clamp is connected between the output side of the diode bridge rectifier and the input side of the bridge converter. The clamp includes, for example, a clamp capacitor connected between two terminals on the diode bridge output side. Furthermore, the current source includes, for example, a reactor connected in series between one output side of the diode bridge, for example, the positive electrode side, and one of the two output sides of the bridge converter, for example, the positive electrode side. In addition, this reactor is connected to the bridge converter side rather than the connection position with the clamp capacitor. A plurality of current detectors for detecting a phase current of the AC power supply are provided. A plurality of power frequency component removers remove the power frequency components of the AC power source from the detection signals of these current detectors. A plurality of comparators respectively compare the output signal of the power supply frequency component remover and the current flowing through the reactor of the current source. The discriminator discriminates the maximum or minimum output signal from each power supply frequency component remover. The controller selects the output signal of the comparator corresponding to the discrimination result of the discriminator, for example, the comparator supplied with the output signal of the power supply frequency component remover generating the maximum or minimum output signal. Further, the controller selects the switching element of the bridge converter according to the determination result of the classifier, for example, selects the switching element through which the maximum or minimum phase current flows, and outputs the selected switching element to the output of the comparator. Control based on the signal. The control by the controller is preferably synchronized with the cycle of the PWM control signal.

このように構成すると、最大または最小の相電流と電流源手段のリアクトルを流れる電流との比較結果に基づいて、例えば両者の差を零にする方向にブリッジ変換器のスイッチング素子が制御され、ＬＣフィルタから電源側へ流れる高調波成分を抑制することができる。従って、ＬＣフィルタは、電源への高調波成分の低減に着目することなく、交流電源がその周波数が変化するものであっても、電源インピーダンスなどと共振しにくい値に設定することができる。 With this configuration, the switching element of the bridge converter is controlled based on the comparison result between the maximum or minimum phase current and the current flowing through the reactor of the current source means, for example, in a direction in which the difference between the two is zero, and the LC Harmonic components flowing from the filter to the power supply side can be suppressed. Therefore, the LC filter can be set to a value that does not easily resonate with the power source impedance or the like even if the frequency of the AC power source changes without paying attention to the reduction of the harmonic component to the power source.

前記クランプのコンデンサの電圧を監視する電圧監視器を設けることができる。この場合、前記制御器は、前記電圧監視器によって監視された前記コンデンサの電圧が予め定めた基準値よりも低いとき、前記ブリッジ変換器を停止させる。 A voltage monitor may be provided for monitoring the voltage of the clamp capacitor. In this case, the controller stops the bridge converter when the voltage of the capacitor monitored by the voltage monitor is lower than a predetermined reference value.

このように構成すると、クランプのコンデンサの電圧が予め定めた基準値よりも低いとき、例えば電力変換器に交流電源が接続された不安定な初期状態において、ブリッジ変換器が動作することを阻止できる。 With this configuration, when the voltage of the clamp capacitor is lower than a predetermined reference value, for example, the bridge converter can be prevented from operating in an unstable initial state where an AC power source is connected to the power converter. .

前記クランプの前記コンデンサを、初期充電する充電器を備えることもできる。電力変換器への電源投入時には、クランプのコンデンサに突入電流が流れる。この突入電流の値は、電流源のリアクトルによって或る程度抑制できるが、リアクトルの値は、上述した高調波成分の抑圧を優先して設定するので、充分に突入電流を抑圧できないこともある。そこで、突入電流を抑圧するために、初期充電器を設けてある。 A charger for initially charging the capacitor of the clamp may be provided. When the power to the power converter is turned on, an inrush current flows through the clamp capacitor. Although the value of the inrush current can be suppressed to some extent by the reactor of the current source, the value of the reactor is set with priority given to the suppression of the harmonic component described above, and thus the inrush current may not be sufficiently suppressed. Therefore, an initial charger is provided in order to suppress the inrush current.

前記電流源のリアクトルに直列に第１のダイオードを接続し、第１のダイオードは前記ブリッジ変換器の入力側に電流が流れる方向に接続されている。コンデンサに直列回路が接続されている。この直列回路は、別のリアクトルと、この別のリアクトルと直列に接続された第２のダイオードとを有し、第２のダイオードは前記クランプのコンデンサに電流が流れる方向に接続されている。直列回路によってコンデンサが初期充電される。 A first diode is connected in series to the reactor of the current source, and the first diode is connected in a direction in which a current flows to the input side of the bridge converter. A series circuit is connected to the capacitor. The series circuit includes another reactor and a second diode connected in series with the other reactor, and the second diode is connected in a direction in which a current flows through the capacitor of the clamp. The capacitor is initially charged by the series circuit.

本発明の他の態様の交流−交流直接変換型電力変換装置は、上述した態様の交流−交流直接変換型電力変換装置と同様に、電力変換器と、ＬＣフィルタと、ダイオードブリッジ整流器と、ブリッジ変換器と、クランプと、電流源とを、有している。この電流源のリアクトルと共に、チョッパを構成するように、チョッパ用スイッチング素子が設けられている。このチョッパ用スイッチング素子を流れる電流をチョッパ電流検出器が検出する。前記交流電源の少なくとも２相電流を複数の電源電流検出器が検出する。これら電源電流検出器の検出信号から前記交流電源の電源周波数成分を複数の電源周波数成分除去器が除去する。制御器が、これら電源周波数成分除去器の出力信号から目標値を算出し、この目標値と前記チョッパ電流検出器のチョッパ電流とを比較し、この比較結果に応じて前記ブリッジ変換器のスイッチング素子を、制御する。制御器は、例えばチョッパ用スイッチング素子のオン、オフによって、ＬＣリアクトルにコンデンサのエネルギを蓄積し、リアクトルの電流が目標値以上となると、ブリッジ変換器を介してＬＣフィルタの入力側に供給する。これによって、電源電流の高調波成分が抑圧される。 The AC-AC direct conversion type power conversion device according to another aspect of the present invention includes a power converter, an LC filter, a diode bridge rectifier, a bridge, as in the AC-AC direct conversion type power conversion device according to the aspect described above. It has a transducer, a clamp, and a current source. A chopper switching element is provided so as to constitute a chopper together with the reactor of the current source. A chopper current detector detects the current flowing through the chopper switching element. A plurality of power source current detectors detect at least two-phase currents of the AC power source. A plurality of power supply frequency component removers remove the power supply frequency component of the AC power supply from the detection signals of these power supply current detectors. The controller calculates a target value from the output signals of these power frequency component removers, compares the target value with the chopper current of the chopper current detector, and switches the bridge converter according to the comparison result. To control. For example, the controller stores the energy of the capacitor in the LC reactor by turning on and off the chopper switching element. When the current of the reactor becomes equal to or higher than the target value, the controller supplies the LC filter to the input side of the LC filter via the bridge converter. As a result, the harmonic component of the power supply current is suppressed.

前記クランプのコンデンサの両端間にダイオードブリッジの入力側を接続し、ダイオードブリッジの出力側を前記ＬＣフィルタの入力側に接続することもできる。このように構成すると、ダイオードブリッジを介してクランプからＬＣフィルタの入力側に電流を供給した上で、電源電流の高調波成分を抑圧することができる。 It is also possible to connect the input side of the diode bridge between both ends of the capacitor of the clamp, and connect the output side of the diode bridge to the input side of the LC filter. If comprised in this way, the harmonic component of a power supply current can be suppressed, after supplying an electric current from a clamp to the input side of LC filter via a diode bridge.

前記ブリッジ変換器の前記各スイッチング素子にそれぞれ直列にダイオードを接続し、クランプとして作動させることもできる。更に、前記ブリッジ変換器の前記各スイッチング素子をＭＯＳＦＥＴによって構成することもできる。 A diode may be connected in series to each of the switching elements of the bridge converter to operate as a clamp. Furthermore, the switching elements of the bridge converter can be constituted by MOSFETs.

以上のように、本発明によれば、周波数が大幅に変動するような交流電源に接続した場合でも、電源への高調波成分の低減に着目することなく、電源インピーダンスなどと共振しない値に設定することを重視してＬＣフィルタのインダクタンスを選定しても、電源高調波を打ち消すことができる。 As described above, according to the present invention, even when connected to an AC power supply whose frequency fluctuates significantly, it is set to a value that does not resonate with the power supply impedance without paying attention to the reduction of harmonic components to the power supply. Even if the inductance of the LC filter is selected with an emphasis on doing this, the power supply harmonics can be canceled out.

図１は本発明の第１の実施形態の交流−交流直接変換型電力変換装置のブロック図である。FIG. 1 is a block diagram of an AC-AC direct conversion power converter according to a first embodiment of the present invention. 図２ａは図２ｂで使用するＰＷＭコンバータ部のＩＧＢに付した符号の説明図である。FIG. 2a is an explanatory diagram of symbols attached to the IGB of the PWM converter unit used in FIG. 2b. 図２ｂは、図１の交流−交流直接変換型電力変換装置のＰＷＭコンバータ部の動作説明図である。FIG. 2b is an operation explanatory diagram of the PWM converter unit of the AC-AC direct conversion type power conversion device of FIG. 図３ａ乃至図３ｆは、図１の交流−交流直接変換型電力変換装置のＰＷＭコンバータ部での電流の流れの説明図である。3a to 3f are explanatory diagrams of a current flow in the PWM converter unit of the AC-AC direct conversion type power converter of FIG. 図４ａ乃至図４ｃは、図１の交流−交流直接変換型電力変換装置の波形図である。4a to 4c are waveform diagrams of the AC-AC direct conversion type power converter of FIG. 図１の交流−交流直接変換型電力変換装置の変形例の一部を示すブロック図である。It is a block diagram which shows a part of modification of the alternating current-alternating current direct conversion type | mold power converter device of FIG. 本発明の第２の実施形態の交流−交流直接変換型電力変換装置のブロック図である。It is a block diagram of the AC-AC direct conversion type power converter of a 2nd embodiment of the present invention. 図７ａ乃至図７ｃは、図６の交流−交流直接変換型電力変換装置のＰＷＭコンバータの動作説明図である。7a to 7c are operation explanatory diagrams of the PWM converter of the AC-AC direct conversion type power converter of FIG. 図８ａ及び図８ｂは、図６の交流−交流直接変換型電力変換装置のチョッパの波形図である。8a and 8b are waveform diagrams of the chopper of the AC-AC direct conversion type power converter shown in FIG. 図６の交流−交流直接変換型電力変換装置のリップル補償の説明図である。It is explanatory drawing of the ripple compensation of the alternating current-alternating current direct conversion type power converter device of FIG. 本発明の第３の実施形態の交流−交流直接変換型電力変換装置のブロック図である。It is a block diagram of the AC-AC direct conversion type power converter of a 3rd embodiment of the present invention. 図１０の交流−交流直接変換型電力変換装置のＰＷＭコンバータ部の動作説明図である。It is operation | movement explanatory drawing of the PWM converter part of the alternating current-alternating-current direct conversion type power converter device of FIG. 図１０の交流−交流直接変換型電力変換装置のＰＷＭコンバータ部の変形例の一部を示すブロック図である。It is a block diagram which shows a part of modification of the PWM converter part of the alternating current-alternating current direct conversion type | mold power converter device of FIG.

本発明の第１実施形態の交流−交流直接変換型電力変換装置は、図１に示すように、電力変換器、例えばマトリックスコンバータ主回路２を有している。マトリックスコンバータ主回路２の入力側は、多相交流電源、例えば三相交流電源４にＬＣフィルタ６を介して接続されている。三相交流電源４は、例えば発電機のような周波数可変のものである。ＬＣフィルタ６は、三相交流の各相に対して直列に接続されたインダクタ６Ｌと、各相間にスター接続されたコンデンサ６Ｃとから構成されている。マトリックスコンバータ主回路２の出力側は、負荷８に接続されている。負荷８としては、例えば三相モータを使用することができる。 The AC-AC direct conversion type power converter according to the first embodiment of the present invention has a power converter, for example, a matrix converter main circuit 2, as shown in FIG. The input side of the matrix converter main circuit 2 is connected to a multiphase AC power source, for example, a three-phase AC power source 4 via an LC filter 6. The three-phase AC power source 4 is a variable frequency unit such as a generator. The LC filter 6 includes an inductor 6L connected in series to each phase of the three-phase alternating current, and a capacitor 6C that is star-connected between the phases. The output side of the matrix converter main circuit 2 is connected to a load 8. For example, a three-phase motor can be used as the load 8.

マトリックスコンバータ主回路２は、公知のように複数、例えば９個の双方向スイッチング素子によってＬＣフィルタ６の３つの出力側と、負荷８の３つの入力側とを全て接続しており、これら双方向スイッチング素子をＰＷＭ信号によりオン、オフすることによって、負荷８に所望の周波数の交流出力を供給する。マトリックスコンバータ主回路２を制御するために、電圧センサ１０、電流検出回路１２、マトリックスコンバータゲート信号発生器１４、ゲートブロック部１６、ゲートドライバ１８、ＰＷＭキャリアクロック発生器２０等が設けられている。これらの構成は、本発明の要旨に直接関係しないので、これ以上の説明は省略する。 The matrix converter main circuit 2 is connected to all three output sides of the LC filter 6 and three input sides of the load 8 by a plurality of, for example, nine bidirectional switching elements, as is well known. An AC output having a desired frequency is supplied to the load 8 by turning on and off the switching element by a PWM signal. In order to control the matrix converter main circuit 2, a voltage sensor 10, a current detection circuit 12, a matrix converter gate signal generator 14, a gate block unit 16, a gate driver 18, a PWM carrier clock generator 20, and the like are provided. Since these structures are not directly related to the gist of the present invention, further explanation is omitted.

マトリックスコンバータ主回路２の３つの出力側には、ダイオードブリッジ整流器、例えばダイオード整流回路２２の３つの入力側が接続されている。ダイオード整流回路２２は、例えば６つのダイオードをブリッジ接続した公知のもので、２つの出力側を有している。 Three input sides of a diode bridge rectifier, for example, a diode rectifier circuit 22 are connected to the three output sides of the matrix converter main circuit 2. The diode rectifier circuit 22 is, for example, a known circuit in which six diodes are bridge-connected, and has two output sides.

ダイオード整流回路２２の正負２つの出力側には、クランプ回路２４が接続されている。クランプ回路２４は、ダイオード整流回路２２の２つの出力側間に接続されたクランプコンデンサ２６を有している。クランプコンデンサ２６に逆並列に環流ダイオード２８が接続されている。さらに、環流ダイオード２８に並列に直列回路３０が接続されている。この直列回路３０は、放電抵抗器３２と、スイッチング素子、例えば放電用ＩＧＢＴスイッチ３４とによって構成されている。ダイオード整流回路２２の正の出力側と、ダイオード整流回路２２の負の出力側とが、クランプ回路２４の正の出力側と負の出力側を構成している。更にクランプ回路２４の正の出力側には、電流源、例えばリアクトル３６の一端が接続されている。 A clamp circuit 24 is connected to two positive and negative output sides of the diode rectifier circuit 22. The clamp circuit 24 includes a clamp capacitor 26 connected between the two output sides of the diode rectifier circuit 22. A free-wheeling diode 28 is connected to the clamp capacitor 26 in antiparallel. Further, a series circuit 30 is connected in parallel with the freewheeling diode 28. The series circuit 30 includes a discharge resistor 32 and a switching element, for example, a discharge IGBT switch 34. The positive output side of the diode rectifier circuit 22 and the negative output side of the diode rectifier circuit 22 constitute the positive output side and the negative output side of the clamp circuit 24. Further, one end of a current source, for example, a reactor 36 is connected to the positive output side of the clamp circuit 24.

このクランプ回路２４の負の出力側と、リアクトル３６の他端に、ブリッジ変換器、例えばＰＷＭコンバータ部３８の２つの入力側が接続されている。ＰＷＭコンバータ部３８は、その２つの入力側間に、３つの並列回路を有し、各並列回路は、それぞれ直列に接続されたスイッチング素子、例えばＩＧＢＴ４０からなる。各並列回路におけるＩＧＢＴ４０の相互接続点が、ＰＷＭコンバータ部３８の３つの出力側３８Ｒ、３８Ｓ、３８Ｔとされ、それぞれＬＣフィルタ６の３つの入力側Ｒ、Ｓ、Ｔの対応するものに接続されている。 Two input sides of a bridge converter, for example, a PWM converter unit 38 are connected to the negative output side of the clamp circuit 24 and the other end of the reactor 36. The PWM converter unit 38 has three parallel circuits between its two input sides, and each parallel circuit includes switching elements, for example, IGBTs 40 connected in series. The interconnection points of the IGBTs 40 in each parallel circuit are the three output sides 38R, 38S, 38T of the PWM converter unit 38, and are connected to the corresponding ones of the three input sides R, S, T of the LC filter 6, respectively. Yes.

ＰＷＭコンバータ部３８を制御するために、三相交流電源４の各相には電流センサ４２Ｒ、４２Ｓ、４２Ｔが設けられている。これら電流センサ４２Ｒ、４２Ｓ、４２Ｔは、電流検出器（ＣＤ）４４Ｒ、４４Ｓ、４４Ｔに接続され、三相交流電源４の各相の電流が、これら電流検出器４４Ｒ、４４Ｓ、４４Ｔによって検出される。これら電流検出器４４Ｒ、４４Ｓ、４４Ｔの検出信号は、電源周波数成分除去器（ＰＦＲ）４６Ｒ、４６Ｓ、４６Ｔに供給される。これら除去器４６Ｒ、４６Ｓ、４６Ｔによって、これら検出信号に含まれる電源周波数成分が除去され、リップル成分が出力される。すなわち、リップル成分が含まれる検出信号からリップル成分以外の電源周波数成分が取り除かれて、リップル成分のみが取り出される。 In order to control the PWM converter unit 38, current sensors 42R, 42S, and 42T are provided in each phase of the three-phase AC power supply 4. These current sensors 42R, 42S, and 42T are connected to current detectors (CD) 44R, 44S, and 44T, and currents of respective phases of the three-phase AC power supply 4 are detected by these current detectors 44R, 44S, and 44T. . The detection signals of these current detectors 44R, 44S, 44T are supplied to power supply frequency component removers (PFR) 46R, 46S, 46T. By these removers 46R, 46S, and 46T, the power supply frequency component included in these detection signals is removed, and a ripple component is output. That is, the power supply frequency component other than the ripple component is removed from the detection signal including the ripple component, and only the ripple component is extracted.

また、ＰＷＭコンバータ部３８を制御するために、リアクトル３６を流れる電流を検出するクランプ電流検出器４８が設けられている。このクランプ電流検出器４８で検出されたクランプ電流が、コンパレータ（ＣＭＰ）５０Ｒ、５０Ｓ、５０Ｔにおいて、電源周波数成分除去器４６Ｒ、４６Ｓ、４６Ｔの検出信号とそれぞれ比較される。これらコンパレータ５０Ｒ、５０Ｓ、５０Ｔの出力信号のうち１つが、選択器、例えば切換スイッチ５２によって選択される。この切換スイッチ５２の切換は、ＰＷＭキャリアクロック発生器２０からのＰＷＭキャリアクロックに同期して、行われる。切換の制御は、電源周波数成分除去器４６Ｒ、４６Ｓ、４６Ｔの検出信号を入力し、ＰＷＭキャリアクロックに同期して、これら検出信号のうち最大のものまたは最小のもの、即ち絶対値が最大のものを表している判別器、例えば電流比較器（ＣＣＭＰ）５４の比較結果によって行われる。例えば、電源周波数成分除去器４６Ｒの検出信号が最大または最小であると、コンパレータ５０Ｒの出力信号が切換スイッチ５２によって選択され、電源周波数成分除去器４６Ｓの検出信号が最大または最小であると、コンパレータ５０Ｓの出力信号が切換スイッチ５２によって選択され、電源周波数成分除去器４６Ｔの検出信号が最大または最小であると、コンパレータ５０Ｔの出力信号が切換スイッチ５２によって選択される。 In addition, a clamp current detector 48 that detects a current flowing through the reactor 36 is provided to control the PWM converter unit 38. The clamp current detected by the clamp current detector 48 is compared with the detection signals of the power supply frequency component removers 46R, 46S, and 46T in the comparators (CMP) 50R, 50S, and 50T, respectively. One of the output signals of the comparators 50R, 50S, 50T is selected by a selector, for example, the changeover switch 52. The changeover switch 52 is switched in synchronization with the PWM carrier clock from the PWM carrier clock generator 20. The switching control is performed by inputting the detection signals of the power supply frequency component removers 46R, 46S, and 46T and synchronizing them with the PWM carrier clock, and the maximum or minimum of these detection signals, that is, the absolute value is the maximum. For example, a current comparator (CCMP) 54 performs the comparison. For example, when the detection signal of the power supply frequency component remover 46R is maximum or minimum, the output signal of the comparator 50R is selected by the changeover switch 52, and when the detection signal of the power supply frequency component remover 46S is maximum or minimum, the comparator When the output signal of 50S is selected by the changeover switch 52 and the detection signal of the power supply frequency component remover 46T is maximum or minimum, the output signal of the comparator 50T is selected by the changeover switch 52.

選択されたコンパレータ５０Ｒ、５０Ｓまたは５０Ｔの出力信号は、ゲート信号分配器５６に供給される。ゲート信号分配器５６には、電流比較器５４での比較結果（電源周波数成分除去器４６Ｒ、４６Ｓ、４６Ｔの検出信号をのうち最大のものまたは最小のものを表したもの）も供給されている。ゲート信号分配器５６は、これらに基づいて、ＰＷＭコンバータ部３８のいずれのＩＧＢＴ４０を導通させるかを決定する。 The output signal of the selected comparator 50R, 50S or 50T is supplied to the gate signal distributor 56. The gate signal distributor 56 is also supplied with the result of comparison by the current comparator 54 (representing the maximum or minimum of the detection signals of the power supply frequency component removers 46R, 46S, 46T). . Based on these, the gate signal distributor 56 determines which IGBT 40 of the PWM converter unit 38 is to be conducted.

例えば、ＰＷＭコンバータ部３８のＩＧＢＴ４０を図２ａに示すようにそれぞれＱｒ、Ｑｓ、Ｑｔ、Ｑ−ｒ、Ｑ−ｓ、Ｑ−ｔと名付けると、図２ｂの欄１に示すように、交流電源４のＲ相の値が最大で、極性が正の場合、Ｑｓ、Ｑｔ、Ｑ−ｒを導通させる。図２ｂの欄２に示すように交流電源４のＳ相の値が最大で、極性が正の場合、Ｑｒ、Ｑｔ、Ｑ−ｓを導通させる。図２ｂの欄３に示すように交流電源４のＴ相の値が最大で、極性が正の場合、Ｑｒ、Ｑｓ、Ｑ−ｔを導通させる。図２ｂの欄４に示すように、交流電源４のＲ相の値が最大で、極性が負の場合、Ｑｒ、Ｑ−ｓ、Ｑ−ｔを導通させる。図２ｂの欄５に示すように、交流電源４のＳ相の値が最大で、極性が負の場合、Ｑｓ、Ｑ−ｒ、Ｑ−ｔを導通させる。図２ｂの欄６に示すように、交流電源４のＴ相の値が最大で、極性が負の場合、Ｑｔ、Ｑ−ｒ、Ｑ−ｓを導通させる。 For example, if the IGBT 40 of the PWM converter unit 38 is named Qr, Qs, Qt, Qr, Qs, Qt, respectively, as shown in FIG. 2a, the AC power source 4 is shown in column 1 of FIG. When the value of the R phase is maximum and the polarity is positive, Qs, Qt, and Qr are made conductive. As shown in column 2 of FIG. 2b, when the value of the S phase of the AC power supply 4 is maximum and the polarity is positive, Qr, Qt, and Q-s are conducted. As shown in column 3 of FIG. 2b, when the value of the T phase of the AC power supply 4 is maximum and the polarity is positive, Qr, Qs, and Qt are made conductive. As shown in column 4 of FIG. 2b, when the value of the R phase of the AC power supply 4 is maximum and the polarity is negative, Qr, Qs, and Qt are made conductive. As shown in column 5 of FIG. 2b, when the value of the S phase of the AC power supply 4 is maximum and the polarity is negative, Qs, Qr, and Qt are made conductive. As shown in column 6 of FIG. 2b, when the value of the T phase of the AC power supply 4 is maximum and the polarity is negative, Qt, Qr, and Qs are made conductive.

これによって、図３ａ乃至図３ｆに示すように、クランプコンデンサ２６から放電された高調波成分と逆極性の電流がＬＣクランプフィルタ６の入力側に流れ、高調波成分を低減することができる。この実施形態では、ＰＷＭキャリアクロックにＰＷＭコンバータ部３８のスイッチング周波数を同期させているので、一度に電流補償することができる相は１相だけであり、３相のうち１相から他の相に流れる電流で電流補償できる。実際には、３相の高調波電流の総和は零であり、最も高調波電流の絶対値が大きい相から他の２相に補償電流を流せば、リップル成分のピーク値を抑制して結果的に高調波成分を低減できる。 As a result, as shown in FIGS. 3a to 3f, a current having a polarity opposite to the harmonic component discharged from the clamp capacitor 26 flows to the input side of the LC clamp filter 6, and the harmonic component can be reduced. In this embodiment, since the switching frequency of the PWM converter unit 38 is synchronized with the PWM carrier clock, only one phase can be current-compensated at a time, and from one of the three phases to another phase. Current compensation can be made with the flowing current. Actually, the sum of the harmonic currents of the three phases is zero, and if the compensation current is passed from the phase with the largest absolute value of the harmonic current to the other two phases, the peak value of the ripple component is suppressed and the result is In addition, harmonic components can be reduced.

図４ａは、Ｌ（リアクトル３６のインダクタンス）＝１ｍＨ、Ｃ（クランプコンデンサ２６の容量）＝２．２μＦ、Ｒ（放電抵抗器３２の抵抗値）＝１０Ωでシミュレーションした場合の交流電源４の各相高調波成分と、３相の高調波成分の総和波形を示している。図４ａでは、電源電流波形にリップルが重畳していることが分かる。図４ｂは図４ａの時間軸を拡大したもので、図４ｃは更に時間軸を拡大した波形と、各相の高調波成分の総和を示している。これから明らかなように、各相の高調波電流の総和は、３相交流の原理と同様に零になる。例えば、高調波電流はＲ相からＳ、Ｔ相に流れることになる。従って、キャリア周波数の周期内であれば、３相のうち１相から他の２相へ電流を流せば、電流補償を行うことができる。 FIG. 4a shows each phase of the AC power supply 4 when simulated with L (inductance of the reactor 36) = 1 mH, C (capacitance of the clamp capacitor 26) = 2.2 μF, and R (resistance value of the discharge resistor 32) = 10Ω. A sum waveform of the harmonic component and the three-phase harmonic component is shown. In FIG. 4a, it can be seen that ripples are superimposed on the power supply current waveform. 4B is an enlarged view of the time axis of FIG. 4A, and FIG. 4C shows a waveform obtained by further enlarging the time axis and the sum of harmonic components of each phase. As is clear from this, the sum of the harmonic currents of each phase becomes zero as in the principle of the three-phase alternating current. For example, the harmonic current flows from the R phase to the S and T phases. Therefore, current compensation can be performed if current flows from one of the three phases to the other two phases within the period of the carrier frequency.

従って、ゲート信号分配器５６によって決定されたいずれのＩＧＢＴ４０を導通させるかに従って、ゲートドライバ５８が決定されたＩＧＢＴをキャリア周期ごとに導通させる。 Therefore, according to which IGBT 40 determined by the gate signal distributor 56 is made conductive, the gate driver 58 makes the determined IGBT conductive every carrier period.

なお、ゲートドライバ５８は、交流電源４から過電流が流れていることを過電流検出器（ＯＣＤ）６０が検出したときには、全てのＩＧＢＴ４０をブロックする。このとき、同時にマトリックスコンバータ主回路２の動作も、過電流検出器６０によって停止させられる。このとき、放電タイミングゲートドライバ（ＯＴＧＤ）６１からの信号に基づいて放電用ＩＧＢＴスイッチ３４がオンして、クランプコンデンサ２６の電荷を放電させる。これによって、全てのＩＧＢＴ４０がブロックされたり、マトリックスコンバータ主回路２が動作停止されたりしたことにより、発生したサージをクランプコンデンサ２６が効果的に吸収する。 The gate driver 58 blocks all the IGBTs 40 when the overcurrent detector (OCD) 60 detects that an overcurrent flows from the AC power supply 4. At this time, the operation of the matrix converter main circuit 2 is also stopped by the overcurrent detector 60 at the same time. At this time, the discharge IGBT switch 34 is turned on based on a signal from the discharge timing gate driver (OTGD) 61 to discharge the clamp capacitor 26. As a result, the clamp capacitor 26 effectively absorbs the surge generated due to all the IGBTs 40 being blocked or the matrix converter main circuit 2 being deactivated.

また、クランプコンデンサ２６の充電電圧が予め定めた基準電圧よりも低い場合にも、ゲートドライバ５８は、全てのＩＧＢＴ４０をブロックする。そのため、クランプコンデンサ２６に並列に電圧検出器（ＶＤ）６２が設けられ、この電圧検出器６２での検出電圧が比較器（ＣＭＰ）６４において基準電圧設定器として使用されている可変抵抗器６６からの基準電圧と比較されている。比較器６４は、基準電圧よりもクランプコンデンサ２６の電圧が低いとき、ゲートドライバ５８に、信号を供給し、ゲートドライバ５８は、ＩＧＢＴ４０をブロックする。 Even when the charging voltage of the clamp capacitor 26 is lower than a predetermined reference voltage, the gate driver 58 blocks all the IGBTs 40. Therefore, a voltage detector (VD) 62 is provided in parallel with the clamp capacitor 26, and the detected voltage at the voltage detector 62 is derived from a variable resistor 66 used as a reference voltage setter in the comparator (CMP) 64. Compared to the reference voltage. The comparator 64 supplies a signal to the gate driver 58 when the voltage of the clamp capacitor 26 is lower than the reference voltage, and the gate driver 58 blocks the IGBT 40.

なお、リアクトル３６のインダクタンスは、スイッチングキャリア周波数の周期でリップル電流を充分に補償できるように電流上昇率を考慮して、設定されている。このリアクトル３６は、マトリックスコンバータ主回路２の電源投入時にクランプコンデンサ２６の電荷が放電されているときの突入電流を抑制する機能も兼ねている。しかし、インダクタンスをリップル補償電流の設定を優先して決めるので、インダクタンスの値によっては、突入電流を充分に抑制できないこともある。そのような場合には、図５に示すように、別途設けたリアクトル６８と、クランプコンデンサ２６側に電流を流す方向性に接続されたダイオード７０との直列回路からなる充電器を、交流電源４の１相とクランプコンデンサ２６の正極との間に接続することもできる。リアクトル６８のインダクタンスを、突入電流を充分に抑制することができる値に設定して、クランプコンデンサ２６を初期充電する。この場合、リアクトル３６に直列に、ＰＷＭコンバータ部３８側にのみ電流を流す方向にダイオード７２を接続する。これらダイオード７０、７２は、それぞれ逆流防止用である。 The inductance of the reactor 36 is set in consideration of the current increase rate so that the ripple current can be sufficiently compensated at the period of the switching carrier frequency. The reactor 36 also functions to suppress an inrush current when the charge of the clamp capacitor 26 is discharged when the matrix converter main circuit 2 is powered on. However, since the inductance is determined with priority given to the setting of the ripple compensation current, the inrush current may not be sufficiently suppressed depending on the inductance value. In such a case, as shown in FIG. 5, a charger comprising a series circuit of a reactor 68 provided separately and a diode 70 connected in a direction in which current flows to the clamp capacitor 26 side is connected to the AC power source 4. Can also be connected between the positive electrode of the clamp capacitor 26. The inductance of the reactor 68 is set to a value that can sufficiently suppress the inrush current, and the clamp capacitor 26 is initially charged. In this case, the diode 72 is connected in series with the reactor 36 in a direction in which current flows only to the PWM converter unit 38 side. These diodes 70 and 72 are for backflow prevention, respectively.

本発明の第２の実施形態の交流−交流直接変換型電力変換装置を図６乃至図９に示す。第１の実施形態の交流−交流直接変換型電力変換装置は、クランプコンデンサ２６の電圧が電源電圧よりも高いことを前提としたもので、電源電圧がクランプコンデンサ２６の電圧に近い場合には充分な補償電流を流すことができない可能性がある。この点を改善したのが、第２の実施形態の交流−交流直接変換型電力変換装置である。 An AC-AC direct conversion type power converter according to a second embodiment of the present invention is shown in FIGS. The AC-AC direct conversion power converter according to the first embodiment is based on the premise that the voltage of the clamp capacitor 26 is higher than the power supply voltage, and is sufficient when the power supply voltage is close to the voltage of the clamp capacitor 26. It may not be possible to pass a large compensation current. What improved this point is the AC-AC direct conversion type power converter according to the second embodiment.

この実施形態では、図６に示すように、リアクトル３６のＰＷＭコンバータ部３８側の端部とクランプ回路２４の負の出力側との間にチョッパ用スイッチ、例えばチョッパ用ＩＧＢＴ７４を設け、さらにクランプコンデンサ２６に並列に逆流防止用ダイオード７６を介してフィルタ用コンデンサ７８を設けることによって、チョッパ回路を構成している。チョッパ用ＩＧＢＴ７４をオンさせたときに、クランプコンデンサ２６とリアクトル３６とを共振させ、電源電圧よりも高い電圧を発生させ、それに基づく電流を補償電流としてＰＷＭコンバータ部３８を介してＬＣフィルタ６の入力側に流すのが本来である。しかし、クランプコンデンサ２６は比較的容量が大きいので、キャリア周波数の周期内に、共振による電流が立ち上がらない可能性がある。そこで、容量の小さいフィルタ用コンデンサ７８を設け、これとリアクトル３６とを共振させるようにしている。 In this embodiment, as shown in FIG. 6, a chopper switch, for example, a chopper IGBT 74 is provided between the end of the reactor 36 on the PWM converter unit 38 side and the negative output side of the clamp circuit 24, and a clamp capacitor A chopper circuit is configured by providing a filter capacitor 78 through a backflow prevention diode 76 in parallel with H.26. When the IGBT 74 for chopper is turned on, the clamp capacitor 26 and the reactor 36 are resonated to generate a voltage higher than the power supply voltage, and the current based thereon is input to the LC filter 6 through the PWM converter unit 38 as a compensation current. It is natural to flow to the side. However, since the clamp capacitor 26 has a relatively large capacity, there is a possibility that the current due to resonance does not rise within the period of the carrier frequency. Therefore, a filter capacitor 78 having a small capacity is provided to resonate with the reactor 36.

なお、リアクトル３６のＰＷＭコンバータ部３８側の端部は、逆流防止用ダイオード８０を介してＰＷＭコンバータ部３８の正の入力側に接続されている。また、この正の入力側には、環流用ダイオード８２のアノードが接続され、カソードがリアクトル３６のクランプコンデンサ２６側の端部に接続されている。 Note that the end of the reactor 36 on the PWM converter unit 38 side is connected to the positive input side of the PWM converter unit 38 via a backflow prevention diode 80. Further, the anode of the recirculation diode 82 is connected to the positive input side, and the cathode is connected to the end of the reactor 36 on the clamp capacitor 26 side.

図７ａに示すようにチョッパ用ＩＧＢＴ７４をオンさせると、図示するように電流が流れ、フィルタ用コンデンサ７８の電荷エネルギがリアクトル３６に電流エネルギとして蓄積される。この状態で、チョッパ用ＩＧＢＴ７４をオフにすると、図７ｂに示すように、リアクトル３６から逆流防止用ダイオード８０からＰＷＭコンバータ部３８のオンされている正側の１つのＩＧＢＴ４０、同図ではＲ相のＩＧＢＴを介して補償電流ＩｐがＬＣフィルタ６のＲ相の入力側に流れ込み、ＬＣフィルタ６のＴ相からＰＷＭコンバータ部３８のオンされているＴ相のＩＧＢＴ４０、環流ダイオード２８を介してリアクトル３６に流れる。ＩＧＢＴ４０がオフにされた後には、図７ｃに示すように、リアクトル３６のエネルギは、逆流阻止用ダイオード８０、環流用ダイオード８２を環流するが、図示していない環流用ダイオード８２に直列に接続した抵抗器でエネルギが消費され急速に減衰する。 When the chopper IGBT 74 is turned on as shown in FIG. 7a, a current flows as shown in the figure, and the charge energy of the filter capacitor 78 is accumulated in the reactor 36 as current energy. When the chopper IGBT 74 is turned off in this state, as shown in FIG. 7b, the IGBT 36 on the positive side where the PWM converter unit 38 is turned on from the backflow preventing diode 80 from the reactor 36, The compensation current Ip flows into the R-phase input side of the LC filter 6 via the IGBT, and flows from the T-phase of the LC filter 6 to the reactor 36 via the T-phase IGBT 40 and PWM diode 28 that are turned on in the PWM converter 38. Flowing. After the IGBT 40 is turned off, as shown in FIG. 7c, the energy of the reactor 36 circulates through the backflow prevention diode 80 and the backflow diode 82, but is connected in series to the backflow diode 82 (not shown). The resistor consumes energy and decays rapidly.

図８ａ乃至図８ｃはクランプコンデンサ２６の電流Ｉｃ、電圧Ｖｃ、リアクトル３６を流れる電流ＩＬ、補償電流Ｉｐを示したもので、図８ａはチョッパ用ＩＧＢＴ７４のオン時間が短い場合を示し、図８ｂはチョッパ用ＩＧＢＴ７４のオン時間が長い場合を示している。クランプコンデンサ２６の電流Ｉｃは、図８ａ、図８ｂに破線で示すように正弦波状に変化するが、そのピーク値まで放電すると、クランプコンデンサ２６の電圧の極性が反転する。そこで、ピーク値を超える前にチョッパ用ＩＧＢＴ７４をオフにして、補償電流Ｉｐの大きさを調整している。 8a to 8c show the current Ic of the clamp capacitor 26, the voltage Vc, the current IL flowing through the reactor 36, and the compensation current Ip. FIG. 8a shows the case where the on-time of the chopper IGBT 74 is short, and FIG. The case where the ON time of IGBT74 for choppers is long is shown. The current Ic of the clamp capacitor 26 changes in a sine wave shape as indicated by a broken line in FIGS. 8a and 8b. However, when discharging to the peak value, the polarity of the voltage of the clamp capacitor 26 is reversed. Therefore, before the peak value is exceeded, the chopper IGBT 74 is turned off to adjust the magnitude of the compensation current Ip.

図９は、電源電流に含まれるリップルと補償したいリップルと、補償するために流す補償電流を示したもので、補償したいリップル成分に応じて後述するようにして定めたチョッパ電流目標値Ｉｃｐに応じて、キャリア周期の半周期の開始時からＰＷＭコンバータ部３８のＩＢＴ４０が導通を開始するまでの時間が決定され、その後、予め定めた時間だけＩＧＢＴ４０が導通させられる。この導通期間は、その後の半周期の終了時までにダイオード８０、８２等における環流時定数が充分にとれるように設定されている。 FIG. 9 shows the ripples included in the power supply current, the ripples to be compensated, and the compensation currents that are supplied to compensate, according to the chopper current target value Icp determined as described later according to the ripple component to be compensated. Thus, the time from the start of the half cycle of the carrier cycle to the start of conduction of the IBT 40 of the PWM converter unit 38 is determined, and then the IGBT 40 is turned on for a predetermined time. This conduction period is set so that the circulation time constant in the diodes 80, 82, etc. can be sufficiently obtained by the end of the subsequent half cycle.

チョッパ電流目標値Ｉｃｐは、図６に示す電流センサ４２Ｒ、４２Ｔ、電流検出器４４Ｒ、４４Ｔ、電源周波数成分除去器４６Ｒ、４６Ｔによって検出されたＲ相及びＴ相の電源電流から電源周波数成分を除去したものに基づいて、電源チョッパ電流目標値演算器８４によって演算される。この演算は、キャリア周期ごとに必要であるので、ＰＷＭキャリアクロック発生器２０からのキャリア信号に同期して行われている。このチョッパ電流目標値Ｉｃｐと、チョッパ用ＩＧＢＴ７４に直列に接続されたチョッパ電流検出器８６によって検出されたチョッパ電流とが比較器（ＣＭＰ）８８によって比較され、チョッパ電流目標値Ｉｃｐにチョッパ電流が一致したとき、チョッパＩＧＢＴゲート信号発生器（ＧＳＧ）９０の信号がゲートドライバ９２に供給されて、チョッパ用ＩＧＢＴ７４がオフとされる。即ち、チョッパＩＧＢＴゲート信号発生器９０も、ＰＷＭキャリアクロック発生器２０からのキャリア信号に同期しており、キャリア周期の開始時点で、チョッパ用ＩＧＢＴ７４をオンしており、上述したように、チョッパ電流目標値Ｉｃｐにチョッパ電流が一致したとき、チョッパ用ＩＧＢＴ７４をオフしている。 The chopper current target value Icp removes the power supply frequency component from the R-phase and T-phase power supply currents detected by the current sensors 42R and 42T, the current detectors 44R and 44T, and the power supply frequency component removers 46R and 46T shown in FIG. Based on this, the power source chopper current target value calculator 84 calculates. Since this calculation is necessary for each carrier period, it is performed in synchronization with the carrier signal from the PWM carrier clock generator 20. The chopper current target value Icp and the chopper current detected by the chopper current detector 86 connected in series to the chopper IGBT 74 are compared by the comparator (CMP) 88, and the chopper current matches the chopper current target value Icp. Then, the signal of the chopper IGBT gate signal generator (GSG) 90 is supplied to the gate driver 92, and the chopper IGBT 74 is turned off. That is, the chopper IGBT gate signal generator 90 is also synchronized with the carrier signal from the PWM carrier clock generator 20, and the chopper IGBT 74 is turned on at the start of the carrier cycle. When the chopper current matches the target value Icp, the chopper IGBT 74 is turned off.

電流センサ４２Ｒ、４２Ｔの出力信号は、２相３相変換器（２−３Ｃ）９４に供給されて、この２相３相変換器９４の出力信号に基づいてゲート信号分配器９６が、ＰＷＭコンバータ部３８のいずれの相のＩＧＢＴ４０を導通させるかを定め、ゲートドライバ５８に供給する。 Output signals of the current sensors 42R and 42T are supplied to a two-phase / three-phase converter (2-3C) 94, and the gate signal distributor 96 is converted into a PWM converter based on the output signal of the two-phase / three-phase converter 94. It is determined which phase of the IGBT 40 of the section 38 is to be conducted, and is supplied to the gate driver 58.

第３の実施形態の交流−交流直接変換型電力変換装置を図１０、図１１に示す。この交流−交流直接変換型電力変換装置は、図１０に示すように、クランプ回路として動作させるためのダイオードブリッジ回路１００を設け、ＰＷＭコンバータ部３８は、１８０度導通型の電流型コンバータとして作動させるものである。第２の実施形態と同等部分には同一符号を付して、その説明を省略する。 The AC-AC direct conversion type power converter of the third embodiment is shown in FIGS. As shown in FIG. 10, this AC-AC direct conversion type power converter is provided with a diode bridge circuit 100 for operating as a clamp circuit, and the PWM converter unit 38 is operated as a 180-degree conduction type current converter. Is. The same parts as those of the second embodiment are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted.

ＰＷＭコンバータ部３８は、図１１に示す６つのパターンで、常に正極側及び負極側のＩＧＢＴ４０がオンするようにゲート信号分配器９６が決定する。なお、ＰＷＭコンバータ３８は、上述したように１８０度導通型の電流型コンバータとして作動するので、その出力側にはＡＣリアクトル１０２が挿入されている。 In the PWM converter unit 38, the gate signal distributor 96 determines that the positive and negative IGBTs 40 are always turned on in the six patterns shown in FIG. Since the PWM converter 38 operates as a 180-degree conduction type current type converter as described above, the AC reactor 102 is inserted on the output side thereof.

なお、図１２に示すようにＰＷＭコンバータ部３８ａのスイッチング素子をＭＯＳＦＥＴ４０ａによって構成することもできる。ＭＯＳＦＥＴ４０ａを使用することによって、高速スイッチングを行うことができる。 As shown in FIG. 12, the switching element of the PWM converter unit 38a can be constituted by a MOSFET 40a. High speed switching can be performed by using the MOSFET 40a.

Claims

An AC output from a polyphase AC power supply is supplied to the input side, and the AC converter directly converts the AC output to another AC output and outputs from the output side, and
An LC filter connected between the input side of the power converter and the AC power source;
A diode bridge rectifier having an input side connected to the output side of the power converter;
A bridge converter in which an input side is connected to an output side of the diode bridge rectifier, an output side is connected to an input side of the LC filter, and is configured by a plurality of switching elements;
A clamp connected between the output side of the diode bridge rectifier and the input side of the bridge converter and having at least a capacitor;
A current source between the output side of the diode bridge rectifier and the input side of the bridge converter, disposed on the bridge converter side from the clamp, and having at least a reactor;
A plurality of current detectors for detecting a phase current of the AC power supply;
A plurality of power frequency component removers for removing the power frequency components of the AC power source from the detection signals of these current detectors;
A plurality of comparators that respectively compare the output signal of these power supply frequency component removers and the current flowing through the reactor of the current source,
A discriminator for discriminating the maximum or minimum output signal of each power supply frequency component remover;
The comparator output signal corresponding to the discrimination result of the discriminator is selected, and the switching element of the bridge converter is selected according to the discrimination result of the discriminator, and the selected switching element is used as the output signal of the comparator. A controller to control based on the
AC-AC direct conversion type power converter provided.

In the AC-AC direct conversion type power converter of Claim 1,
A voltage monitor for monitoring a voltage of the capacitor of the clamp is provided, and the controller stops the bridge converter when the voltage of the capacitor monitored by the voltage monitor is lower than a predetermined reference value. AC-AC direct conversion power converter.

The AC-AC direct conversion type power converter according to claim 1 or 2, further comprising a charger that initially charges the capacitor of the clamp.

2. The AC-AC direct conversion power converter according to claim 1, wherein a first diode is connected in series with a reactor of the current source, and the first diode is in a direction in which a current flows to an input side of the bridge converter. A series circuit connected to the capacitor of the clamp, the series circuit having another reactor and a second diode connected in series with the other reactor, the second diode being the clamp AC-AC direct conversion type power converter connected in the direction in which current flows through the capacitor.

An AC output from a polyphase AC power supply is supplied to the input side, and the AC converter directly converts the AC output to another AC output and outputs from the output side, and
An LC filter connected between the input side of the power converter and the AC power source;
A diode bridge rectifier having an input side connected to the output side of the power converter;
An input side connected to the output side of the diode bridge rectifier, an output side connected to the input side of the LC filter, and a bridge converter configured with a switching element;
A clamp connected between the output side of the diode bridge rectifier and the input side of the bridge converter and having at least a capacitor;
A current source between the output side of the diode bridge rectifier and the input side of the bridge converter, disposed on the bridge converter side from the clamp, and having at least a reactor;
A switching element for a chopper that constitutes a chopper, together with a reactor of this current source,
A chopper current detector for detecting a current flowing through the switching element for chopper;
A plurality of power source current detectors for detecting at least two-phase currents of the AC power source;
A plurality of power supply frequency component removers for removing the power supply frequency components of the AC power supply from the detection signals of these power supply current detectors;
Control that calculates a target value from the output signal of these power supply frequency component removers, compares this target value with the chopper current of the chopper current detector, and controls the switching element of the bridge converter according to the comparison result AC-AC direct conversion type power converter device which comprises a vessel.

6. The AC-AC direct conversion type power converter according to claim 5, wherein an input side is connected between both ends of the capacitor of the clamp, and a diode bridge circuit in which an output side is connected to an input side of the LC filter is provided. AC direct conversion power converter.

The AC-AC direct conversion type power converter according to claim 6, wherein each of the switching elements of the bridge converter is a MOSFET.