JP5133834B2 - 交流電動機の制御装置 - Google Patents

Description

この発明は、交流電動機の制御装置に関し、より特定的には、正弦波変調モードおよび過変調モードを有するパルス幅変調（ＰＷＭ）制御が適用される交流電動機の制御に関する。

直流電源を用いて交流電動機を駆動制御するために、インバータを用いた駆動方法が採用されている。インバータは、インバータ駆動回路によりスイッチング制御されており、たとえばＰＷＭ制御に従ってスイッチングされた電圧が交流電動機に印加される。

さらに、特開２００６−３２００３９号公報（特許文献１）には、正弦波ＰＷＭ制御よりもモータ印加電圧の基本波成分が大きい変調方式による交流電動機制御として、過変調ＰＷＭ制御および矩形波電圧制御が適用されるモータ駆動システムが記載されている。

特に特許文献１では、矩形波電圧制御あるいは過変調ＰＷＭ制御の適用時にモータ回転数が急変した場合には、フィードバック制御の応答性低下をカバーするように、モータ回転数の変化比に応じてコンバータの出力電圧（すなわちインバータの入力電圧）の電圧指令値を変化させる制御が記載されている。
特開２００６−３２００３９号公報

過変調ＰＷＭ制御では、ｄ軸およびｑ軸の電流偏差を補償するための電流フィードバック制御において、モータ電流の波形が歪むため電流の高調波成分に適切に対処して制御性を向上する必要がある。また、矩形波電圧制御およびＰＷＭ制御を交流電動機の状態に応じて切替える制御構成では、矩形波電圧制御からＰＷＭ制御への切替時には、過変調ＰＷＭ制御が用いられることが一般的である。したがって、過変調ＰＷＭ制御については、このような制御モード切替時にも制御動作が安定化するように考慮する必要がある。

この発明は、このような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、正弦波ＰＷＭ制御よりもモータ印加電圧の基本波成分が大きい過変調ＰＷＭ制御の制御安定性を高めることである。

この発明による交流電動機の制御装置は、インバータによって印加電圧が制御される交流電動機の制御装置であって、電流検出器と、パルス幅変調制御部を備える。電流検出器は、インバータおよび交流電動機の間を流れる電流を検出する。パルス幅変調制御部は、交流電動機を動作指令に従って動作させるための交流電圧指令と搬送波との比較に基づくパルス幅変調制御によって、インバータの制御指令を発生する。そして、パルス幅変調制御部は、正弦波パルス幅変調方式に従って、電流検出器により検出されたモータ電流と、動作指令に対応する電流指令との偏差に応じて、制御指令を発生する第１の制御部と、正弦波変調方式よりも基本波成分が大きい印加電圧を出力するための過変調パルス幅変調方式に従って、モータ電流および電流指令の電流偏差に応じて制御指令を発生する第２の制御部とを含む。第２の制御部は、演算部と、第１のフィルタ処理部と、振幅補正部と、変調部とを有する。演算部は、モータ電流および電流指令に基づいて電流偏差を求めるとともに、求めた電流偏差に応じて、交流電圧指令を示す制御値を演算するように構成される。第１のフィルタ処理部は、演算された制御値の時間軸方向の変化を平滑化させるように構成される。振幅補正部は、第１のフィルタ処理部によって平滑化された制御値に対して、交流電圧指令の振幅を拡大するための補正演算を行うように構成される。変調部は、補正演算された制御値を交流電圧指令に変換するとともに、交流電圧と搬送波との比較に基づいて、制御指令を発生するように構成される。

上記交流電動機の制御装置によれば、モータ電流と電流指令値との偏差に基づく電流フィードバック制御（ＰＷＭ制御）における過変調ＰＷＭ制御の適用時に、交流電圧指令を示す制御値の変化について時間軸方向にフィルタ処理を行なうので、交流電圧指令の振幅および位相の両方について急激な変化を避けることができる。この結果、代表的には制御モード切替時に、モータ印加電圧が急変することを防止して、過変調ＰＷＭ制御による交流電動機制御を安定化することができる。

好ましくは、第２の制御部は、電流検出器によるモータ電流の時間軸方向の変化を平滑化させる第２のフィルタ処理部をさらに含む。そして、演算部は、電流指令と、第２のフィルタ処理部によって平滑化されたモータ電流とに基づいて電流偏差を求める。さらに好ましくは、第１のフィルタ処理部による平滑化の時定数は、第２のフィルタ処理部による平滑化の時定数よりも大きい。

このようにすると、モータ電流の高調波成分がフィルタ処理（第２のフィルタ処理部）よって除去されるので、過変調ＰＷＭ制御が安定化される。特に、電圧指令に対するフィルタ処理（第１のフィルタ処理部）による時定数を、モータ電流に対するフィルタ処理（第２のフィルタ処理部）よりも大きくすることによって、電流および電圧に対するフィルタ処理の関係を適切化して、制御を安定化することができる。

さらに好ましくは、第２のフィルタ処理部による平滑化の時定数は、交流電動機の電気周期の所定の整数倍に制御される。

このようにすると、過変調ＰＷＭ制御の適用時にモータ電流に重畳される高周波成分が交流電動機の電気周期（電気角３６０度の周期）に対応したものとなる点を考慮して、モータ電流に対するフィルタ処理（第２のフィルタ処理部）の効果を高めることができる。

あるいは好ましくは、電流指令は、ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値を含む。そして、制御値は、ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値のそれぞれに対する電流偏差に基づいて算出された、ｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値を含む。さらに、第１のフィルタ処理部は、ｄ軸電圧指令値およびｑ軸指令値の時間軸方向の変化を平滑化させる。

このようにすると、ｄ軸およびｑ軸の電流指令値に対する電流フィードバックを行なう交流電動機制御において、ｄ軸およびｑ軸の電圧指令値を直接フィルタ処理することによって、過変調ＰＷＭ制御の安定性を高めることができる。

また好ましくは、電流指令は、ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値を含む。そして、制御値は、ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値のそれぞれに対する電流偏差に基づいて算出された、ｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値を含む。さらに、第１のフィルタ処理部は、ｄ軸電圧指令値およびｑ軸指令値の組み合わせによって示される電圧指令振幅および電圧指令位相の時間軸方向の変化を平滑化させる。

このようにすると、ｄ軸およびｑ軸の電圧指令値を交流電圧指令の振幅および位相に換算した後にフィルタ処理を行なうことによって、過変調ＰＷＭ制御の安定性を高めることができる。

好ましくは、制御装置は、矩形波電圧制御部と、モード切替判定部とをさらに備える。矩形波電圧制御部は、交流電動機を動作指令に従って動作させるように位相制御された矩形波電圧が交矩形波電圧制御部と流電動機に印加されるように、インバータの制御指令を発生するように構成される。モード切替判定部は、交流電動機の制御状態に応じて、矩形波電圧制御部による矩形波電圧制御およびパルス幅変調制御部によるパルス幅変調制御の一方を選択するように構成される。そして、演算部は、モード切替判定部による矩形波電圧制御から過変調パルス幅変調方式に従うパルス幅変調制御への切替時における制御値の演算において、同一の電流偏差に対する制御値の変化量を、切替後における制御値の演算よりも低減するように構成される。

このようにすると、矩形波電圧制御から過変調ＰＷＭ制御への切替時において、交流電圧指令が大きく変化することを防止できるので、制御モード切替時の過変調ＰＷＭ制御の安定性を高めることができる。

また好ましくは、制御装置が上記矩形波電圧制御部および上記モード切替判定部とをさらに備えるとともに、演算部は、モード切替判定部による矩形波電圧制御から過変調パルス幅変調方式に従うパルス幅変調制御への切替時には、電流指令に基づく演算に代えて、交流電動機の特性方程式に電流指令を代入する演算によって制御値を求めるように構成される。

このようにすると、矩形波電圧制御から過変調ＰＷＭ制御への切替時において、電流指令値に対する電流偏差の急激な変化に起因した交流電圧指令の急変を防止できるので、制御モード切替時における過変調ＰＷＭ制御の安定性を高めることができる。

また好ましくは、電流指令は、ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値を含み、制御値は、ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値のそれぞれに対する電流偏差に基づいて算出された、ｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値を含む。そして、演算部は、ｑ軸電圧指令値が、交流電動機の現在の回転速度における逆起電圧を超えない範囲内に制限して、ｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値を求めるように構成される。

このようにすると、ｄ軸電流の極性が反転するような交流電圧指令の急変を確実に防止できるので、交流電動機のトルク変動の発生することを防止できる。

本発明によれば、正弦波ＰＷＭ制御よりもモータ印加電圧の基本波成分が大きい過変調ＰＷＭ制御の制御安定性を高めることができる。

以下に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明を原則的に繰返さないものとする。

（電動機制御の全体構成）
図１は、本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御装置が適用されるモータ駆動制御システムの全体構成図である。

図１を参照して、モータ駆動制御システム１００は、直流電圧発生部１０♯と、平滑コンデンサＣ０と、インバータ１４と、交流電動機Ｍ１と、制御装置３０とを備える。

交流電動機Ｍ１は、たとえば、電動車両（ハイブリッド自動車、電気自動車や燃料電池車等の電気エネルギによって車両駆動力を発生する自動車をいうものとする）の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動用電動機である。あるいは、この交流電動機Ｍ１は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、交流電動機Ｍ１は、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。すなわち、本実施の形態において、「交流電動機」は、交流駆動の電動機、発電機および電動発電機（モータジェネレータ）を含むものである。

直流電圧発生部１０♯は、直流電源Ｂと、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ１と、昇降圧コンバータ１２とを含む。

直流電源Ｂは、代表的には、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池や電気二重層キャパシタ等の蓄電装置により構成される。直流電源Ｂが出力する直流電圧Ｖｂおよび入出力される直流電流Ｉｂは、電圧センサ１０および電流センサ１１によってそれぞれ検知される。

システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの正極端子および電力線６の間に接続され、システムリレーＳＲ２は、直流電源Ｂの負極端子およびアース線５の間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオン／オフされる。

昇降圧コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、電力線７およびアース線５の間に直列に接続される。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１およびＳ２によって制御される。

この発明の実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、
電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは、電力用バイポーラ
トランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと電力線６の間に接続される。また、平滑コンデンサＣ０は、電力線７およびアース線５の間に接続される。

インバータ１４は、電力線７およびアース線５の間に並列に設けられる、Ｕ相上下アーム１５と、Ｖ相上下アーム１６と、Ｗ相上下アーム１７とから成る。各相上下アームは、電力線７およびアース線５の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、Ｕ相上下アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４から成り、Ｖ相上下アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から成り、Ｗ相上下アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から成る。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８によって制御される。

代表的には、交流電動機Ｍ１は、３相の永久磁石型同期電動機であり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中性点に共通接続されて構成される。さらに、各相コイルの他端は、各相上下アーム１５〜１７のスイッチング素子の中間点と接続されている。

昇降圧コンバータ１２は、昇圧動作時には、直流電源Ｂから供給された直流電圧Ｖｂを昇圧した直流電圧ＶＨ（インバータ１４への入力電圧に相当するこの直流電圧を、以下「システム電圧」とも称する）をインバータ１４へ供給する。より具体的には、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｑ１のオン期間およびスイッチング素子のＱ２のオン期間（または、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両方がオフする期間）が交互に設けられ、昇圧比は、これらのオン期間の比に応じたものとなる。あるいは、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２をオンおよびオフにそれぞれ固定すれば、ＶＨ＝Ｖｂ（昇圧比＝１．０）とすることもできる。

また、昇降圧コンバータ１２は、降圧動作時には、平滑コンデンサＣ０を介してインバータ１４から供給された直流電圧ＶＨ（システム電圧）を降圧して直流電源Ｂを充電する。より具体的には、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｑ１のみがオンする期間と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両方がオフする期間（または、スイッチング素子のＱ２のオン期間）とが交互に設けられ、降圧比は上記オン期間のデューティ比に応じたものとなる。

平滑コンデンサＣ０は、昇降圧コンバータ１２からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ１４へ供給する。電圧センサ１３は、平滑コンデンサＣ０の両端の電圧、すなわち、システム電圧ＶＨを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。

インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が正（Ｔｒｑｃｏｍ＞０）の場合には、平滑コンデンサＣ０から直流電圧が供給されると制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答した、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するように交流電動機Ｍ１を駆動する。また、インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が零の場合（Ｔｒｑｃｏｍ＝０）には、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが零になるように交流電動機Ｍ１を駆動する。これにより、交流電動機Ｍ１は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍによって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。

さらに、モータ駆動制御システム１００が搭載された電動車両の回生制動時には、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍは負に設定される（Ｔｒｑｃｏｍ＜０）。この場合には、インバータ１４は、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、交流電動機Ｍ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧（システム電圧）を平滑コンデンサＣ０を介して昇降圧コンバータ１２へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、電動車両を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。

電流センサ２４は、交流電動機Ｍ１に流れるモータ電流ＭＣＲＴを検出し、その検出したモータ電流を制御装置３０へ出力する。なお、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように電流センサ２４は２相分のモータ電流（たとえば、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出するように配置すれば足りる。

回転角センサ（レゾルバ）２５は、交流電動機Ｍ１のロータ回転角θを検出し、その検出した回転角θを制御装置３０へ送出する。制御装置３０では、回転角θに基づき交流電動機Ｍ１の回転数（回転速度）および角速度ω（ｒａｄ／ｓ）を算出できる。なお、回転角センサ２５については、回転角θを制御装置３０にてモータ電圧や電流から直接演算することによって、配置を省略してもよい。

制御装置３０は、電子制御ユニット（ＥＣＵ）により構成され、予め記憶されたプログラムを図示しないＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理および／または専用の電子回路によるハードウェア処理により、モータ駆動制御システム１００の動作を制御する。

代表的な機能として、制御装置３０は、入力されたトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ、電圧センサ１０によって検出された直流電圧Ｖｂ、電流センサ１１によって検出された直流電流Ｉｂ、電圧センサ１３によって検出されたシステム電圧ＶＨおよび電流センサ２４からのモータ電流ｉｖ，ｉｗ、回転角センサ２５からの回転角θ等に基づいて、後述する制御方式により交流電動機Ｍ１がトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、昇降圧コンバータ１２およびインバータ１４の動作を制御する。すなわち、昇降圧コンバータ１２およびインバータ１４を上記のように制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ８を生成して、昇降圧コンバータ１２およびインバータ１４へ出力する。

昇降圧コンバータ１２の昇圧動作時には、制御装置３０は、システム電圧ＶＨをフィードバック制御し、システム電圧ＶＨが電圧指令値に一致するようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。

また、制御装置３０は、電動車両が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、交流電動機Ｍ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換するようにスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成してインバータ１４へ出力する。これにより、インバータ１４は、交流電動機Ｍ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換して昇降圧コンバータ１２へ供給する。

さらに、制御装置３０は、電動車両が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、インバータ１４から供給された直流電圧を降圧するようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成し、昇降圧コンバータ１２へ出力する。これにより、交流電動機Ｍ１が発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、降圧されて直流電源Ｂに供給される。

（制御モードの説明）
制御装置３０による交流電動機Ｍ１の制御についてさらに詳細に説明する。

図２は、本発明の実施の形態によるモータ駆動システムにおける交流電動機Ｍ１の制御モードを概略的に説明する図である。

図２に示すように、本発明の実施の形態によるモータ駆動制御システム１００では、交流電動機Ｍ１の制御、すなわち、インバータ１４における電力変換について、３つの制御モードを切替えて使用する。

正弦波ＰＷＭ制御は、一般的なＰＷＭ制御として用いられるものであり、各相上下アーム素子のオン・オフを、正弦波状の電圧指令と搬送波（代表的には三角波）との電圧比較に従って制御する。この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティが制御される。周知のように、正弦波状の電圧指令の振幅が搬送波振幅以下の範囲に制限される正弦波ＰＷＭ制御では、交流電動機Ｍ１への印加電圧（以下、単に「モータ印加電圧」とも称する）の基本波成分をインバータの直流リンク電圧の約０．６１倍程度までしか高めることができない。以下、本明細書では、インバータ１４の直流リンク電圧（すなわち、システム電圧ＶＨ）に対するモータ印加電圧（線間電圧）の基本波成分（実効値）の比を「変調率」と称することとする。

正弦波ＰＷＭ制御では、正弦波の電圧指令の振幅が搬送波振幅以下の範囲であるため、交流電動機Ｍ１に印加される線間電圧が正弦波となる。また、搬送波振幅以下の範囲の正弦波成分に３ｎ次高調波成分（ｎ：自然数、代表的には、ｎ＝１の３次高調波）を重畳させて電圧指令を生成する制御方式も提案されている。この制御方式では、高調波分によって電圧指令が搬送波振幅よりも高くなる期間が生じるが、各相に重畳された３ｎ次高調波成分は線間では打ち消されるので、線間電圧は、正弦波を維持したものとなる。本実施の形態では、この制御方式も正弦波ＰＷＭ制御に含めるものとする。

一方、矩形波電圧制御では、上記一定期間内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分を交流電動機印加する。これにより、変調率は０．７８まで高められる。

過変調ＰＷＭ制御は、電圧指令（正弦波成分）の振幅が搬送波振幅より大きい範囲で上記正弦波ＰＷＭ制御と同様のＰＷＭ制御を行なうものである。特に、電圧指令を本来の正弦波波形から歪ませること（振幅補正）によって基本波成分を高めることができ、変調率を正弦波ＰＷＭ制御モードでの最高変調率から０．７８の範囲まで高めることができる。過変調ＰＷＭ制御では、電圧指令（正弦波成分）の振幅が搬送波振幅より大きいため、交流電動機Ｍ１に印加される線間電圧は、正弦波ではなく歪んだ電圧となる。

交流電動機Ｍ１では、回転数や出力トルクが増加すると誘起電圧が高くなるため、必要となる駆動電圧（モータ必要電圧）が高くなる。コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨはこのモータ必要電圧よりも高く設定する必要がある。その一方で、コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨには限界値（ＶＨ最大電圧）が存在する。

したがって、交流電動機Ｍ１の動作状態に応じて、モータ電流のフィードバックによってモータ印加電圧（交流）の振幅および位相を制御する、正弦波ＰＷＭ制御または過変調ＰＷＭ制御によるＰＷＭ制御モード、および、矩形波電圧制御モードのいずれかが選択的に適用される。なお、矩形波電圧制御では、モータ印加電圧の振幅が固定されるため、トルク実績値とトルク指令値との偏差に基づく、矩形波電圧パルスの位相制御によってトルク制御が実行される。

図３には、交流電動機Ｍ１の動作状態と上述の制御モードとの対応関係が示される。
図３を参照して、概略的には、低回転数域Ａ１ではトルク変動を小さくするために正弦波ＰＷＭ制御が用いられ、中回転数域Ａ２では過変調ＰＷＭ制御、高回転数域Ａ３では、矩形波電圧制御が適用される。特に、過変調ＰＷＭ制御および矩形波電圧制御の適用により、交流電動機Ｍ１の出力向上が実現される。このように、図２に示した制御モードのいずれを用いるかについては、基本的には、実現可能な変調率の範囲内で決定される。

（各制御モードの制御構成の説明）
図４は、本発明の実施の形態による交流電動機の制御装置による、基本的な制御構成である、正弦波ＰＷＭ制御によるモータ制御構成を説明するブロック図である。図４を含めて、以下で説明されるブロック図に記載されたモータ制御のための各機能ブロックは、制御装置３０による、ハードウェア的あるいはソフトウェア的な処理によって実現される。

図４を参照して、正弦波ＰＷＭ制御部２００は、正弦波ＰＷＭ制御モードの選択時に、交流電動機Ｍ１がトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、インバータ１４のスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。

正弦波ＰＷＭ制御部２００は、電流指令生成部２１０と、座標変換部２２０，２５０と、電圧指令生成部２４０と、ＰＷＭ変調部２６０とを含む。

電流指令生成部２１０は、予め作成されたテーブル等に従って、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに応じた、ｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍおよびｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍを生成する。

座標変換部２２０は、回転角センサ２５によって検出される交流電動機Ｍ１の回転角θを用いた座標変換（３相→２相）により、電流センサ２４によって検出されたｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗを基に、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを算出する。

電圧指令生成部２４０には、ｄ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｄ（ΔＩｄ＝Ｉｄｃｏｍ−Ｉｄ）およびｑ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｑ（ΔＩｑ＝Ｉｑｃｏｍ−Ｉｑ）が入力される。電圧指令生成部２４０は、ｄ軸電流偏差ΔＩｄおよびｑ軸電流偏差ΔＩｑのそれぞれについて、所定ゲインによるＰＩ（比例積分）演算を行なって制御偏差を求め、この制御偏差に応じたｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯を生成する。

座標変換部２５０は、交流電動機Ｍ１の回転角θを用いた座標変換（２相→３相）によって、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換する。

ＰＷＭ変調部２６０は、図５に示すように、搬送波２６２と、交流電圧指令２６４（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを包括的に示すもの）との比較に基づき、インバータ１４の各相の上下アーム素子のオン・オフを制御することによって、交流電動機Ｍ１の各相に疑似正弦波電圧を生成する。搬送波２６２は、所定周波数の三角波やのこぎり波によって構成される。上述のように、正弦波の交流電圧指令に対して３ｎ次高調波を重畳させることも可能である。

なお、インバータ制御のためのＰＷＭ変調において、搬送波２６２の振幅は、インバータ１４の入力直流電圧（システム電圧ＶＨ）に相当する。ただし、ＰＷＭ変調する交流電圧指令２６４の振幅について、本来の各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの振幅をシステム電圧ＶＨで除算したものに変換すれば、ＰＷＭ変調部２６０で用いる搬送波２６２の振幅を固定できる。

再び図４を参照して、インバータ１４が、ＰＷＭ制御部２００によって生成されたスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ってスイッチング制御されることにより、交流電動機Ｍ１に対してトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するための交流電圧が印加される。

次に、正弦波ＰＷＭ制御と他の制御方式との間の制御モードの切替判定について図６を用いて説明する。

図６を参照して、制御装置３０は、ステップＳ１０により、現在の制御モードがＰＷＭ制御モードであるかどうかを判定する。そして、制御装置３０は、現在の制御モードがＰＷＭ制御モードであるとき（Ｓ１０のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ１１により、ＰＷＭ制御モードに従う電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯および、システム電圧ＶＨに基づいて、インバータ１４の入力電圧ＶＨを、交流電動機Ｍ１へのモータ印加電圧に変換する際の変調率を演算する。

たとえば、下記（１）式によって、変調率ＦＭは算出される。
ＦＭ＝（Ｖｄ♯²＋Ｖｑ♯²）^1/2／ＶＨ ・・・（１）
そして、制御装置３０は、ステップＳ１２により、ステップＳ１１で求めた変調率が０．７８以上であるかどうかを判定する。変調率≧０．７８のとき（Ｓ１２のＹＥＳ判定時）には、ＰＷＭ制御モードでは適切な交流電圧を発生することができないため、制御装置３０は、処理をステップＳ１５に進めて、矩形波電圧制御モードを選択するように制御モードを切替える。

一方、ステップＳ１２０のＮＯ判定時、すなわち、ステップＳ１１で求めた変調率が０．７８未満であるときには、制御装置３０は、ステップＳ１４により、ＰＷＭ制御モードを継続的に選択する。

一方、制御装置３０は、現在の制御モードが矩形波電圧制御モードであるとき（Ｓ１０のＮＯ判定時）には、ステップＳ１３により、インバータ１４から交流電動機Ｍ１に供給される交流電流位相（実電流位相）φｉの絶対値が、所定の切替電流位相φ０の絶対値よりも小さくなるか否かを監視する。なお、切替電流位相φ０は、交流電動機Ｍ１の力行時および回生時で異なる値に設定されてもよい。

制御装置３０は、実電流位相φｉの絶対値が切替電流位相φ０の絶対値よりも小さくなると（Ｓ１３のＹＥＳ判定時）、制御モードを矩形波電圧制御モードからＰＷＭ制御への切替を判定する。この際には、制御装置３０は、ステップＳ１４により、ＰＷＭ制御モードを選択する。

一方、制御装置３０は、ステップＳ１１がＮＯ判定のとき、すなわち実電流位相φｉの絶対値が切替電流位相φ０の絶対値以上であるときには、ステップＳ１５により、制御モードを矩形波電圧制御モードに維持する。

ＰＷＭ制御モードの選択時（Ｓ１４）には、制御装置３０は、さらにステップＳ１６により、正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御のいずれを適用するかを判定する。この判定は、変調率ＦＭを所定の閾値（たとえば、正弦波ＰＷＭ制御適の変調率の理論最大値である０．６１）と比較することにより実行できる。

変調率が閾値以下であるとき、すなわち、交流電圧指令２６４（正弦波成分）の振幅が搬送波２６２の振幅以下であるＰＷＭ制御が実現できるときには、正弦波ＰＷＭ制御が適用される。これに対して、変調率が閾値より大きいとき、すなわち、交流電圧指令２６４（正弦波成分）の振幅が搬送波２６２の振幅より大きいときには、過変調ＰＷＭ制御が適用される。すなわち、図４に示した正弦波ＰＷＭ制御部２００は、「第１の制御部」に対応する。

このように、電流センサ２４によって検出されたモータ電流ＭＣＲＴ（ｉｖ，ｉｗ）、電圧センサ１３によって検出されたインバータ１４の入力電圧（システム電圧）ＶＨ、電圧指令生成部２４０によって生成された電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯に基づいて、制御モードの切替判定が実行できる。

図７は、図６に示した制御モード切替判定処理によって、矩形波電圧制御モードが適用された場合に実行される、矩形波電圧制御によるモータ制御構成を説明するブロック図である。

図７を参照して、矩形波電圧制御部４００は、電力演算部４１０と、トルク演算部４２０と、ＰＩ演算部４３０と、矩形波発生器４４０と、信号発生部４５０とを含む。

電力演算部４１０は、電流センサ２４によるＶ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗから求められる各相電流と、各相（Ｕ相，Ｖ相、Ｗ相）電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとにより、下記（２）式に従ってモータへの供給電力（モータ電力）Ｐｍｔを算出する。

Ｐｍｔ＝ｉｕ・Ｖｕ＋ｉｖ・Ｖｖ＋ｉｗ・Ｖｗ …（２）
トルク演算部４２０は、電力演算部４１０によって求められたモータ電力Ｐｍｔおよび回転角センサ２５によって検出される交流電動機Ｍ１の回転角θから算出される角速度ωを用いて、下記（３）式に従ってトルク推定値Ｔｑを算出する。

Ｔｑ＝Ｐｍｔ／ω …（３）
ＰＩ演算部４３０へは、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに対するトルク偏差ΔＴｑ（ΔＴｑ＝Ｔｒｑｃｏｍ−Ｔｑ）が入力される。ＰＩ演算部４３０は、トルク偏差ΔＴｑについて所定ゲインによるＰＩ演算を行なって制御偏差を求め、求められた制御偏差に応じて矩形波電圧の位相φｖを設定する。具体的には、正トルク発生（Ｔｒｑｃｏｍ＞０）時には、トルク不足時には電圧位相を進める一方で、トルク過剰時には電圧位相を遅らせるとともに、負トルク発生（Ｔｒｑｃｏｍ＜０）時には、トルク不足時には電圧位相を遅らせる一方で、トルク過剰時には電圧位相を進める。

矩形波発生器４４０は、ＰＩ演算部４３０によって設定された電圧位相φｖに従って、各相電圧指令値（矩形波パルス）Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを発生する。信号発生部４５０は、各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに従ってスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を発生する。インバータ１４がスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ったスイッチング動作を行なうことにより、電圧位相φｖに従った矩形波パルスが、モータの各相電圧として印加される。

このように、矩形波電圧制御方式時には、トルク（電力）のフィードバック制御により、モータトルク制御を行なうことができる。ただし、矩形波電圧制御方式ではモータ印加電圧の操作量が位相のみとなるので、モータ印加電圧の振幅および位相を操作量とできるＰＷＭ制御方式と比較して、その制御応答性は低下する。また、電力演算部４１０における電力演算（式（２））の際には、検出されたモータ電流（ｉｖ，ｉｗ）から歪み成分を除去するためのフィルタ処理が併せて実行される。

なお、電力演算部４１０およびトルク演算部４２０に代えてトルクセンサを配置することによって、当該トルクセンサの検出値に基づいて、トルク偏差ΔＴｑを求めてもよい。

さらに、図８には、過変調ＰＷＭ制御によるモータ制御構成の一般的な例を説明するブロック図が示される。

図８を参照して、過変調ＰＷＭ制御部２０１は、図４に示した正弦波ＰＷＭ制御部２００の構成に加えて、電流フィルタ２３０および電圧振幅補正部２７０を含む。

電流フィルタ２３０は、座標変換部２２０によって算出されたｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを、時間軸方向に平滑化する処理を実行する。これにより、センサ検出値に基づく実電流Ｉｄ，Ｉｑがフィルタ処理された電流Ｉｄｆ、Ｉｑｆに変換される。

そして、過変調ＰＷＭ制御部２０１では、電流偏差ΔＩｄ，ΔＩｑは、フィルタ処理された電流Ｉｄｆ，Ｉｑｆを用いて算出される。すなわち、ΔＩｄ＝Ｉｄｃｏｍ−Ｉｄｆ、ΔＩｑ＝Ｉｑｃｏｍ−Ｉｑｆとされる。

電圧振幅補正部２７０は、電圧指令生成部２４０によって算出された、本来のｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯に対して、モータ印加電圧の振幅を拡大するための補正処理を実行する。座標変換部２５０および変調部２６０は、電圧振幅補正部２７０による補正処理がなされた電圧指令に従って、インバータ１４のスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。

なお、過変調ＰＷＭ制御の適用時には、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯を２相−３相変換した各相電圧指令の振幅が、インバータ入力電圧（システム電圧ＶＨ）よりも大きい状態となる。この状態は、図５に示した波形図において、交流電圧指令２６４の振幅が搬送波２６２の振幅よりも大きくなった状態に相当する。このようになると、インバータ１４からは交流電動機Ｍ１に対してはシステム電圧ＶＨを超えた電圧が印加できないため、本来の電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯に従った各相電圧指令信号に従ったＰＷＭ制御によっては、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯に対応する本来の変調率が確保できなくなる。

このため、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯による交流電圧指令に対して、電圧印加区間が増大するように電圧振幅を拡大（×ｋ倍，ｋ＞１）する補正処理を行うことによって、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯による本来の変調率が確保できるようになる。なお、電圧振幅補正部２７０におる電圧振幅の拡大比ｋは、この本来の変調率に基づいて理論的に導出できる。

（過変調ＰＷＭ制御における問題点）
次に、図８に示した一般的な過変調ＰＷＭ制御によるモータ制御構成の問題点について、図９〜１１を用いて説明する。特に、交流電動機Ｍ１が高出力領域から出力低下することによって、制御モードが矩形波電圧制御〜過変調ＰＷＭ制御〜正弦波ＰＷＭ制御に移行する際における、制御安定性上の問題点について説明する。

図９を参照して、矩形波電圧制御では、各相電圧の振幅は、インバータ入力電圧ＶＨに固定される。したがって、ｄ−ｑ軸平面上において、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯の組み合わせで示される電圧指令ベクトルは、原点を中心とする円周上に位置することになる。この円の半径は、インバータ入力電圧（システム電圧ＶＨ）に対応したものとなる。そして、電圧指令ベクトルの位相φｖが、図７に示した構成に従って、トルク偏差に応じて制御される。図９中の電圧指令ベクトルＶ１は、矩形波電圧制御から過変調ＰＷＭ制御への切替時における、矩形波電圧制御による交流電圧指令の最終値に対応する。

そして、矩形波電圧制御から過変調ＰＷＭ制御へ制御モードが移行すると、過変調ＰＷＭ制御部２０１（図８）による制御演算によって、電圧指令ベクトルＶ２に対応する交流電圧指令が生成される。ここで、電圧指令ベクトルＶ２は、図８の電圧振幅補正部２７０によって振幅補正処理がされた後の、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯に対応する。

矩形波電圧制御から過変調ＰＷＭ制御への切替時には、制御演算の内容が一変するため、電圧指令ベクトルＶ１および電圧指令ベクトルＶ２の間に大きな変化が生じ易い。このため、モータ印加電圧を急変させるような、インバータ１４の制御指令が生成されることによって、たとえば図１０に示すように、モータ電流が変動してしまう可能性がある。このような制御状態が発生すると、交流電動機Ｍ１にトルク変動が生じてしまう。

なお、図９に示すように、矩形波電圧制御から過変調ＰＷＭ制御への切替時には、交流電圧指令の振幅にみならず位相についても大きく変化する可能性がある。このため、モータ印加電圧の振幅が急変することを防止するようなガードを掛けて交流電圧指令を生成しても、図１０に示したような電流変動の防止には十分とは言えないことに留意する必要がある。

さらに、過変調ＰＷＭ制御では、図８の電流フィルタ２３０による影響についても考慮する必要がある。

図１１を参照して、フィルタ処理されたｄ，ｑ軸電流Ｉｄｆ，Ｉｑｆは、センサ検出値を３相−２相変換したｄ，ｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑ（実電流）が、フィルタ処理の時定数に従って時間方向に平滑化されたものとなっている。特に、電圧指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍが一定である期間では、実電流Ｉｄ，Ｉｑとフィルタ電流Ｉｄｆ，Ｉｑｆとが徐々に一致することが読取れる。

上述のように、電流フィルタ処理によって、モータ電流に重畳された高周波成分を除去できるので、制御安定性を高めることができる。しかしながら、一方で、ｄ，ｑ軸電流の変化が大きい場面では、実電流Ｉｄ，Ｉｑとフィルタ電流Ｉｄｆ，Ｉｑｆとの乖離が大きくなって、電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍとの間の大小関係が逆転する可能性が懸念される。

たとえば、図１１中に点線枠で示した場面では、実電流Ｉｄが電流指令値Ｉｄｃｏｍよりも大きいのに対して、フィルタ電流Ｉｄｆは、電流指令値Ｉｄｃｏｍも小さい。したがって、フィルタ電流Ｉｄｆに基づく電流偏差に従ったフィードバック制御によれば、モータ印加電圧は、ｄ軸電流を増大させる方向に制御される。しかしながら、実際のｄ軸電流は既に電流指令値Ｉｄｃｏｍよりも大きいため、このような制御動作は、いわゆる逆アクションとなって、実際のｄ軸電流偏差（Ｉｄｃｏｍ−Ｉｄ）を却って増大させてしまう。これにより、制御が不安定化することが懸念される。

したがって、過変調ＰＷＭ制御の安定化には、かかる電流フィルタ処理との関係も考慮することが好ましい。

（本実施の形態による過変調ＰＷＭ制御・１）
以上のような問題点を解決するために、本発明の実施の形態による交流電動機の制御装置では、図１２に示すように過変調ＰＷＭ制御部２０５を構成する。

図１２を参照して、本発明の実施の形態による過変調ＰＷＭ制御部２０５は、図８に比較例として示した過変調ＰＷＭ制御部２０１と比較して、ｄｑ軸電圧フィルタ３００をさらに含む点で異なる。

ｄｑ軸電圧フィルタ３００は、下記（４），（５）式に従って、電圧指令生成部２４０によって演算された電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯を時間軸方向に平滑化した、フィルタ電圧指令値ＶｄｆおよびＶｑｆを算出する。

Ｖｄｆ＝｛Ｖｄ♯−Ｖｄｆ（０）｝・ｆａ＋Ｖｄｆ（０） …（４）
Ｖｑｆ＝｛Ｖｑ♯−Ｖｑｆ（０）｝・ｆａ＋Ｖｑｆ（０） …（５）
（４），（５）式において、Ｖｄｆ（０），Ｖｑｆ（０）は、フィルタ電圧指令値Ｖｄｆ，Ｖｑｆの前回値をそれぞれ示す。そして、平滑化係数ｆａは、０〜１．０の範囲の値であり、ｆａが０に近いほどフィルタの時定数は大きくなり、ｆａが１．０に近いほどフィルタの時定数は小さくなる。すなわち、平滑化係数ｆａは、ｄｑ軸電圧フィルタ３００に持たせるべき時定数（τｖ）と過変調ＰＷＭ制御の制御周期とに基づいて決定できる。

なお、矩形波電圧制御からの制御モード切替時には、Ｖｄｆ（０），Ｖｑｆ（０）は、矩形波電圧制御における交流電圧指令の最終値、すなわち、図９における電圧指令ベクトルＶ１に対応した値とされる。

そして、電圧振幅補正部２７０は、ｄｑ軸電圧フィルタ３００による平滑化後の電圧指令値Ｖｄｆ，Ｖｑｆに対して、図８と同様の電圧振幅補正処理を実行する。さらに、２相−３相変換による各相電圧指令への変換およびＰＷＭ変調が、図８と同様に実行されて、インバータ１４のスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８が生成される。すなわち、過変調ＰＷＭ制御部２０５は、ｄｑ軸電圧フィルタ３００による電圧指令値のフィルタ処理を実行する以外は、図８の過変調ＰＷＭ制御部２０１と同様の制御動作を実行する。

ここで、ｄｑ軸電圧フィルタ３００によるフィルタ時定数τｖの好ましい設計について説明する。図１３には、電流フィルタ２３０の時定数の設計手法が示される。

図１３を参照して、直流値であるｄ軸電流およびｑ軸電流について、電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍを一定にしたモータ制御としても、センサ検出値に基づく実電流Ｉｄ，Ｉｑには、周期的な誤差が重畳されている。この周期的な誤差は、交流電動機Ｍ１の電気周期（電気角３６０度の変化に要する時間）、すなわちモータ回転速度に同期したものである。

そして、電流フィルタ２３０によるフィルタ処理（時定数τｃ）により、フィルタ電流Ｉｄｆ，Ｉｑｆの交流変動は、図１３に点線で示す所定範囲内に抑えられている。この所定範囲は、部品誤差等のハードウェア要因に対応して、制御安定性を確保するために必要な電流の許容変動範囲に相当し、当該許容変動範囲内に電流変動が収まるように、電流フィルタ２３０の時定数τｃが調整および決定される。また、交流変動の周期が、交流電動機Ｍ１の電気周期Ｔｃに同期する点を考慮すると、時定数τｃについては、電気周期Ｔｃの整数倍に設定することが好ましい。

再び図１２を参照して、ｄｑ軸電圧フィルタ３００による時定数（τｖ）は、電流フィルタ２３０の時定数（τｃ）よりも大きく（τｖ＞τｃ）となるように設定されることが好ましい。このようなフィルタ処理の時定数設定により、図１１で説明した電流制御の逆アクションの問題に対応することが可能となる。

また、電流フィードバックによる電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯の演算周期の複数個毎に、実際の電圧指令を更新する制御構成である場合には、時定数τｖを電流フィードバック制御周期の整数倍とすることが好ましい。

図１４は、図１２に示した過変調ＰＷＭ制御部２０５による制御処理手順を説明するフローチャートである。

図１４に示したフローチャートの各ステップについては、制御装置３０に予め格納されたサブルーチンプログラムを所定周期で実行することによって実現される。あるいは、一部のステップについては、専用のハードウェア（電子回路）を構築して処理を実現することも可能である。

図１４を参照して、制御装置３０は、ステップＳ１００では、電流フィルタ処理を実行して、電流センサ２４の検出値に基づいて算出されたｄ，ｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑ（実電流）を時間軸方向に平滑したフィルタ電流Ｉｄｆ，Ｉｑｆを算出する。さらに、制御装置３０は、ステップＳ１１０により、ステップＳ１００で求めたフィルタ電流Ｉｄｆ，Ｉｑｆと電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｏｍとの間の電流偏差に基づいて、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯を生成する。すなわち、ステップＳ１００による処理は、図１２の電流フィルタ２３０の機能に対応し、ステップＳ１１０による処理は、図１２の電圧指令生成部２４０の機能に対応する。

さらに、制御装置３０は、ステップＳ１２０により、ステップＳ１１０で求められた電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯を時間軸方向に平滑するフィルタ処理を実行する。これにより図１２におけるフィルタ電圧指令値Ｖｄｆ，Ｖｑｆが求められる。すなわち、ステップＳ１２０による処理は、図１２のｄｑ軸電圧フィルタ３００の機能に対応する。

続いて、制御装置３０は、ステップＳ１３０により、フィルタ電圧指令値Ｖｄｆ，Ｖｑｆについて、本来の電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯に従う変調率が確保されるように、電圧振幅の補正処理を実行する。これにより、フィルタ処理後の電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯に対して、電圧指令信号の振幅が拡大されるような振幅補正処理が実行される。すなわち、ステップＳ１３０の処理は、図１２の電圧振幅補正部２７０の機能に相当する。

さらに、制御装置３０は、ステップＳ１４０により、２相−３相変換により、ｄ，ｑ軸の電圧指令を、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の各相電圧指令へ変換する。さらに、制御装置３０は、ステップＳ１５０により、図７で説明したように、ステップＳ１４０で変換された各相の電圧指令と搬送波との比較に基づき、パルス幅変調に従ってスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。すなわち、ステップＳ１４０による処理は、図１２の座標変換部２５０の機能に対応し、ステップＳ１５０による処理は、図１２のＰＷＭ変調部２６０の機能に対応する。

このように本発明の実施の形態による交流電動機の制御装置による過変調ＰＷＭ制御では、ｄｑ軸電圧フィルタ３００の配置により、電圧指令値の急激な変化を抑制できる。これにより、図１５に示すように、代表的には矩形波電圧制御から過変調ＰＷＭ制御への移行時における電圧指令の急変を防止することができる。

図１５を参照して、電圧指令ベクトルＶ１，Ｖ２は、図９と同様に求められる。すなわち、電圧指令ベクトルＶ２は、制御モード切替直後の制御サイクルにおける、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯に対応する。ここで、本実施の形態による過変調ＰＷＭ制御では、電圧指令ベクトルＶ１に対応する電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯を、（４），（５）式における前回値Ｖｄｆ（０），Ｖｑｆ（０）として、ｄｑ軸電圧フィルタ３００による電圧指令値のフィルタ処理が実行される。この結果、制御モード切替時に、過変調ＰＷＭ制御による初回の電圧指令は、振幅および位相の両方が、電圧指令ベクトルＶ１，Ｖ２の中間的な値となる電圧指令ベクトルＶ３に相当するものとなる。すなわち、電圧指令ベクトルＶ３は、フィルタ処理後の電圧指令値Ｖｄｆ，Ｖｑｆに対応する。

図１６には、制御モード切替時におけるトルク制御の波形図が示される。図１６（ａ）には、ｄｑ軸電圧フィルタ３００が配置されていない、すなわち、図８の過変調ＰＷＭ制御部２０１による制御結果が示され、図１６（ｂ）には、ｄｑ軸電圧フィルタ３００が配置された、すなわち、図１２の過変調ＰＷＭ制御部２０５による制御結果が示される。

図１６（ａ），（ｂ）には、交流電動機Ｍ１に対して同一状態（トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ）で動作させた場合におけるトルク変動の実機検証結果が示される。具体的には、矩形波電圧制御が適用される高出力領域から、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍが徐々に低下されることによって、過変調ＰＷＭ制御および正弦波ＰＷＭ制御が順に適用されるような動作状態での実機検証を行っている。

図１６（ａ）を参照して、電圧指令に対するフィルタ処理が実行されない過変調ＰＷＭ制御では、図９に示したような電圧指令の急激な変化によって、モータ印加電圧の振幅および位相が制御モード切替時に発生する可能性がある。この結果、矩形波電圧制御から過変調ＰＷＭ制御への切替時において、トルクＴｑが大きく変動している。

これに対して、図１６（ｂ）では、電圧指令に対するフィルタ処理を実行することにより、図１５に示したように、電圧指令の振幅および位相が急変することを防止できる。この結果、矩形波電圧制御から過変調ＰＷＭ制御への切替時においても、モータ印加電圧の急激な変化を防止することによって、トルクＴｑの大きな変動を発生させることなく、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従った制御を実現できている。

このように本発明の実施の形態による交流電動機の制御装置による過変調ＰＷＭ制御では、ｄｑ軸電圧フィルタ３００の配置により、電圧指令値の急激な変化を抑制することによって、制御安定性を高めることができる。なお、ｄｑ軸電圧フィルタ３００によるフィルタ処理の時定数（τｖ）については、実機実験等により、部品誤差等のハードウェア要因に対応させて、適切な制御挙動が確保できるように調整することができる。また、上述のように、電流フィルタ２３０の時定数（τｃ）あるいは電流フィードバック制御周期との関係を考慮して定めれば、さらに制御安定性を高めることができる。

（本発明の実施の形態による過変調ＰＷＭ制御・２）
図１７には、本発明の実施の形態による交流電動機の制御装置による過変調ＰＷＭ制御の変形例が示される。

図１７を参照して、変形例に従う過変調ＰＷＭ制御部２０５♯は、図１２に示される過変調ＰＷＭ制御部２０５と比較して、ｄｑ軸電圧フィルタ３００に代えて、電圧振幅・位相演算部２８０および位相・振幅フィルタ３１０を含む点で異なる。過変調ＰＷＭ制御部２０５♯のその他の部分の構成は、図１２に示した過変調ＰＷＭ制御部２０５と同様である。

電圧振幅・位相演算部２８０は、電圧指令生成部２４０によって生成された電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯に従って、電圧指令の振幅｜Ｖ｜♯および電圧位相Ｖφ♯を演算する。具体的には、｜Ｖ｜♯＝（Ｖｄ♯²＋Ｖｑ♯²）^1/2、Ｖφ♯＝ｔａｎ^-1（Ｖｑ♯／Ｖｄ♯）で求められる。

位相・振幅フィルタ３１０は、電圧振幅・位相演算部２８０によって演算された電圧振幅｜Ｖ｜♯および電圧位相Ｖφを時間軸方向に平滑化するフィルタ処理を、下記（６），（７）式に従って実行する。

｜Ｖ｜ｆ＝｛｜Ｖ｜♯−｜Ｖ｜ｆ（０）｝・ｆａ＋｜Ｖ｜ｆ（０） …（６）
Ｖφｆ＝｛Ｖφ♯−Ｖφｆ（０）｝・ｆａ＋Ｖφｆ（０） …（７）
（６），（７）式において、｜Ｖ｜ｆ（０），Ｖφｆ（０）は、フィルタ処理後の電圧振幅および電圧位相の前回値をそれぞれ示す。そして、平滑化係数ｆａについては（４），（５）式と同様である。

図１８は、図１７に示した過変調ＰＷＭ制御部２０５♯による制御処理手順を示すフローチャートである。

図１８を図１４と比較して、制御装置３０は、図１４に示したステップＳ１２０をステップＳ１２０♯に置換した、ステップＳ１００，Ｓ１１０，Ｓ１２０♯，Ｓ１３０〜Ｓ１５０による一連の処理を実行する。ステップＳ１００，Ｓ１３０〜Ｓ１５０による処理は、図１４と同様であるので、説明は繰り返さない。

制御装置３０は、ステップＳ１２０♯では、ステップＳ１１０で生成された電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯に基づき、電圧指令の振幅｜Ｖ｜および電圧位相Ｖφについて時間軸方向に平滑化するフィルタ処理を実行する。そして、フィルタ処理された電圧指令に従って、電圧振幅の補正処理（Ｓ１３０）および２相−３相変換による各相電圧指令生成（ステップＳ１４０）が実行され、さらに、パルス幅変調制御に従ってスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８（Ｓ１５０）が生成される。

図１９には、図１７，図１８に示した変形例に従う過変調ＰＷＭ制御を実行した場合における、制御モード切替時のトルク制御の実機検証結果が示される。

図１９（ａ）には、図１７に示した過変調ＰＷＭ制御２０５♯において、位相・振幅フィルタ３１０を取り除いた場合における制御結果が示される。すなわち図１９（ａ）には、図１６（ａ）と同様の波形図が示される。

これに対して、図１９（ｂ）には、図１７に示した過変調ＰＷＭ制御２０５♯によるトルク制御の実機検証結果が示される。

図１９（ｂ）を参照して、電流フィードバック制御に基づく電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯に対して、電圧振幅｜Ｖ｜および電圧位相Ｖφに換算した上でフィルタ処理を実行しても、図１６（ｂ）に示したのと同様に、制御モード切替時に電圧指令の位相および振幅が急変することを防止して、トルクＴｑの大きな変動を発生させることなく、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従った安定的な制御を実現することができる。

また、交流電圧指令の変化については、矩形波電圧制御から過変調ＰＷＭ制御への制御モード切替時（切替直後）に顕著になることを考慮すれば、電圧指令値に対するフィルタ処理は、当該制御モード切替時に限定して実行することとして、通常時にはフィルタ処理を非実行とする構成としてもよい。同様の観点から、フィルタ処理の時定数（τｖ）について、制御モード切替時（切替直後）とそれ以外の期間で異なる値とする可変制御も可能である。時定数の可変制御は、たとえば、（４）〜（７）式での平滑化係数ｆａを変化させることによって実現できる。

なお、図１２，図１７に示した制御構成において、過変調ＰＷＭ制御部２０５，２０５♯は、「第２の制御部」に対応し、電流指令生成部２４０は「演算部」に対応する。また、ｄｑ軸電圧フィルタ３００および位相・振幅フィルタ３１０は、「第１のフィルタ処理部」に対応し、電流フィルタ２３０は「第２のフィルタ処理部」に対応する。さらに、電圧振幅補正部２７０は、「振幅補正部」に対応し、座標変換部２５０およびＰＷＭ変調部２６０によって、「変調部」が構成される。

（過変調ＰＷＭの制御安定性向上のためのその他の手法）
以降では、過変調ＰＷＭ制御部２０５（図１２）および過変調ＰＷＭ制御部２０５♯（図１７）に対して付加的に実行することによって、過変調ＰＷＭ制御の安定性を向上させるための制御構成について説明する。

図２０および図２１には、矩形波電圧制御モードから過変調ＰＷＭ制御モードへの切替時における、電圧指令生成部２４０（図１２，図１７）における電圧指令値の生成処理の変形例を説明するフローチャートが示される。

図２０を参照して、電圧指令生成部２４０（制御装置３０）は、ステップＳ１１１により、電流偏差ΔＩｄおよびΔＩｑを取得し、さらに、ステップＳ１１２により、矩形波電圧制御からの制御モード切替時であるかどうかを判定する。そして、矩形波電圧制御からの切替時あるいはその直後を除いては（Ｓ１１０のＮＯ判定時）、電圧指令生成部２４０（制御装置３０）は、ステップＳ１１４に処理を進めて、電流偏差ΔＩｄ，ΔＩｑから電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯を求めるためのＰＩ（比例積分）演算のゲイン（ＰＩゲイン）を通常値に設定する。

一方で、矩形波電圧制御モードからの切替時あるいはその直後（Ｓ１１０のＹＥＳ判定時）には、電圧指令生成部２４０（制御装置３０）は、ステップＳ１１３により、通常時、すなわちステップＳ１１４で設定されるＰＩゲインよりも小さい値に、ＰＩゲインを設定する。

そして、電圧指令生成部２４０（制御装置３０）は、Ｓ１１５により、ステップＳ１１３またはＳ１１４で設定されたＰＩゲインに基づくＰＩ演算を実行し、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯を生成する。

あるいは、ステップＳ１１３，Ｓ１１４の処理において、ステップＳ１１４ではステップＳ１１１で求めた電流偏差ΔＩｄ，ΔＩｑをそのまま用いてＰＩ演算（Ｓ１１５）を実行する一方で、ステップＳ１１３では、電流偏差ΔＩｄ，ΔＩｑを、ステップＳ１１１で取得された値のｍ倍（ｍ＜１．０）として、ＰＩゲインの低下と同様の制御処理を実現してもよい。

図２０に示したフローチャートに従えば、電圧指令値が急変する可能性が高い、矩形波電圧制御から過変調ＰＷＭ制御への制御モード切替時において、電圧指令値が大きく変化することを防止できるので、過変調ＰＷＭ制御の安定性を高めることができる。

あるいは、電圧指令生成部２４０（制御装置３０）は、図２１に示すフローチャート従って、矩形波電圧制御からの制御モード切替時における電圧指令値を生成することも可能である。

図２１を参照して、電圧指令生成部２４０（制御装置３０）は、ステップＳ１１２により、矩形波電圧制御からの制御モード切替時であるかを判定する。そして、矩形波電圧制御モードからの切替時あるいはその直後（Ｓ１１２のＮＯ判定時）を除いては、電圧指令生成部２４０（制御装置３０）は、ステップＳ１１６により、電流偏差ΔＩｄ，ΔＩｑに基づくフィードバック制御により電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯を生成する。

一方、矩形波電圧制御モードからの切替時あるいはその直後（Ｓ１１２のＹＥＳ判定時）には、電圧指令生成部２４０（制御装置３０）は、ステップＳ１１７に処理を進めて、モータ電圧方程式に基づくフィードフォワード制御によって、電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍから電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯を算出する。

ここで、ステップＳ１１７で参照されるモータ電圧方程式は、下記（８），（９）式で示される。

Ｖｄ＝Ｒａ・Ｉｄ−ω・Ｌｑ・Ｉｑ …（８）
Ｖｑ＝ω・Ｌｄ・Ｉｄ＋Ｒａ・Ｉｑ＋ω・φ …（９）
（８），（９）式において、Ｒａは電気子巻線抵抗を示し、ωは交流電動機Ｍ１の電気角速度を示し、φは永久磁石の電機子鎖交磁束数を示している。巻線抵抗に依存する電圧成分はごく低回転領域で寄与し、回転数上昇に従いそれ以外の成分が支配的になる。このため、過変調ＰＷＭ制御や矩形波電圧制御が適用される速度領域では、（８），（９）式中の巻線抵抗成分は無視できる。このため、上記（８），（９）式は、過変調ＰＷＭ制御の適用時には、下記（１０），（１１）式で示される。

Ｖｄ♯＝−ω・Ｌｑ・Ｉｑ …（１０）
Ｖｑ♯＝ω・Ｌｄ・Ｉｄ＋ωφ＝ω（Ｌｄ・Ｉｄ＋φ） …（１１）
そして、ステップＳ１１７では、簡略化されたモータ電圧方程式（１０），（１１）において、Ｉｄ＝Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑ＝Ｉｑｃｏｍを代入することによって、電圧指令値Ｖｄ♯およびＶｑ♯が算出される。

このようにすると、過変調ＰＷＭ制御への制御モード切替直後において、モータ電流に含まれる高調波成分によって、フィードバック制御での電流偏差（ΔＩｄ，ΔＩｑ）が変動することにより、制御が不安定化することを防止できる。

また、制御モード切替時およびその直後のみでなく、過変調ＰＷＭ制御適用期間を通じた制御安定化対策として、図２２に示すフローチャートに従って、電圧指令値のガードを設けることによって、トルク変動を防止することも可能である。

図２２を参照して、電圧指令生成部２４０（制御装置３０）は、ステップＳ１１１〜１１５（図２０）またはステップＳ１１６（図２１）によって、電流フィードバック制御によって、電圧指令Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍに対する電流偏差ΔＩｄ，ΔＩｑに基づいて電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯を生成する。上述のように、代表的にはこの演算はＰＩ（比例制御）演算に基づいて生成される。

さらに、電圧指令生成部２４０（制御装置３０）は、ステップＳ１１８において、生成された電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯が、交流電動機Ｍ１の角速度ωおよび永久磁石の電機子鎖交磁束数φの積で示される逆起電圧ω・φを超えないように、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯の範囲をガードする。

すなわち、ステップＳ１１１−１１５またはＳ１１６で求められた電圧指令値Ｖｑ♯＞ω・φのときには、ステップＳ１１８によって、Ｖｑ♯＝ω・φに修正される。この結果、逆起電圧ω・φを超えるようなｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯が発生が確実に回避される。

上述の（１１）式から理解されるように、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯および逆起電圧ω・φの差の符号（正負）が反転すると、ｄ軸電流Ｉｄの符号（正負）も反転する。すなわち、モータ電流の高周波成分や、それを軽減するためのフィルタ処理による遅れ等に影響によって、瞬間的にｄ軸電流Ｉｄの符号が反転するような制御状態が発生すれば、これに対応して、トルク変動が発生することが懸念される。

したがって、ステップＳ１１８により、逆起電圧ω・φを超えるようなｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯が設定されることを回避することによって、過変調ＰＷＭ制御の適用中におけるトルク変動の発生を抑制することができる。

このように、図２０〜図２２に示された変形例に従って、過変調ＰＷＭ制御部２０５，２０５♯中の電圧指令生成部２４０を動作させることによって、過変調ＰＷＭ制御の安定性をさらに高めることができる。なお、図２２に示したｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯のガード処理については、電圧フィルタ処理後あるいは、振幅補正処理後に実行してもよい。

なお、本実施の形態では、好ましい構成例として、インバータ１４への入力電圧（システム電圧ＶＨ）を可変制御可能なように、モータ駆動システムの直流電圧発生部１０♯が昇降圧コンバータ１２を含む構成を示したが、インバータ１４への入力電圧を可変制御可能であれば、直流電圧発生部１０♯は本実施の形態に例示した構成には限定されない。また、インバータ入力電圧が可変であることは必須ではなく、直流電源Ｂの出力電圧がそのままインバータ１４へ入力される構成（たとえば、昇降圧コンバータ１２の配置を省略した構成）に対しても本発明を適用可能である。

さらに、モータ駆動システムの負荷となる交流電動機についても、本実施の形態では、電動車両（ハイブリッド自動車、電気自動車等）に車両駆動用として搭載された永久磁石モータを想定したが、それ以外の機器に用いられる任意の交流電動機を負荷とする構成についても、本願発明を適用可能である。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御装置および制御方法が適用されるモータ駆動制御システムの全体構成図である。 本発明の実施の形態によるモータ駆動システムにおける交流電動機の制御モードを概略的に説明する図である。 交流電動機の動作状態と図２に示した制御モードとの対応関係を説明する図である。 本発明の実施の形態による交流電動機の制御装置における正弦波ＰＷＭ制御によるモータ制御構成を説明するブロック図である。 図４中のＰＷＭ変調部の動作を説明する波形図である。 本発明の実施の形態による交流電動機の制御装置における制御モード切替判定処理を説明するフローチャートである。 本発明の実施の形態による交流電動機の制御装置における矩形波電圧制御によるモータ制御構成を説明するブロック図である。 過変調ＰＷＭ制御によるモータ制御構成の一般的な例を説明するブロック図である。 矩形波電圧制御から過変調ＰＷＭ制御への切替時における交流電圧指令の変化（比較例）を説明する図である。 制御モード切替時における電流変動の一例を示す波形図である。 過変調ＰＷＭ制御による電流フィルタ処理の問題点を説明する波形図である。 本発明の実施の形態による交流電動機の制御装置における過変調ＰＷＭ制御（その１）によるモータ制御構成を説明するブロック図である。 過変調ＰＷＭ制御における電流フィルタ処理の時定数の設計を説明する波系図である。 図１２に示した過変調ＰＷＭ制御部による制御処理手順を説明するフローチャートである。 本発明の実施の形態による交流電動機制御での矩形波電圧制御から過変調ＰＷＭ制御への切替時における交流電圧指令の変化を説明する図である。 本発明の実施の形態による交流電動機での過変調ＰＷＭ制御（その１）の効果を説明するための、制御モード切替時におけるトルク制御の波形図である。 本発明の実施の形態による交流電動機の制御装置における過変調ＰＷＭ制御（その２）によるモータ制御構成を説明するブロック図である。 図１７に示した過変調ＰＷＭ制御部による制御処理手順を説明するフローチャートである。 本発明の実施の形態による交流電動機での過変調ＰＷＭ制御（その２）の効果を説明するための、制御モード切替時におけるトルク制御の波形図である。 過変調ＰＷＭ制御の安定性を高めるための電圧指令値生成の処理手順（その１）を説明するフローチャートである。 過変調ＰＷＭ制御の安定性を高めるための電圧指令値生成の処理手順（その２）を説明するフローチャートである。 過変調ＰＷＭ制御の安定性を高めるための電圧指令値生成の処理手順（その３）を説明するフローチャートである。

符号の説明

５ アース線、６，７ 電力線、１０，１３ 電圧センサ、１０♯ 直流電圧発生部、１１，２４ 電流センサ、１２ 昇降圧コンバータ、１４ インバータ、１５ Ｕ相上下アーム、１６ Ｖ相上下アーム、１７ Ｗ相上下アーム、２５ 回転角センサ、３０ 制御装置（ＥＣＵ）、１００ モータ駆動制御システム、２００ 正弦波ＰＷＭ制御部、２０１ 過変調ＰＷＭ制御部（比較例）、２０５，２０５♯ 過変調ＰＷＭ制御部、２１０ 電流指令生成部、２２０，２５０ 座標変換部、２３０ 電流フィルタ、２４０ 電圧指令生成部、２６０ ＰＷＭ変調部、２６２ 搬送波、２６４ 交流電圧指令、２７０ 電圧振幅補正部、２８０ 電圧振幅・位相演算部、３００ ｄｑ軸電圧フィルタ、３１０ 位相・振幅フィルタ、４００ 矩形波電圧制御部、４１０ 電力演算部、４２０ トルク演算部、４３０ ＰＩ演算部、４４０ 矩形波発生器、４５０ 信号発生部、Ｂ 直流電源、Ｃ０，Ｃ１ 平滑コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８ 逆並列ダイオード、Ｉｄ，Ｉｑ ｄ，ｑ軸電流（実電流）、Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍ 電圧指令値（ｄ，ｑ軸）、Ｉｄｆ，Ｉｑｆ フィルタ電流（ｄ，ｑ軸）、Ｌ１ リアクトル、Ｍ１ 交流電動機、ＭＣＲＴ（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ） モータ電流、Ｑ１〜Ｑ８ 電力用半導体スイッチング素子、Ｓ１〜Ｓ８ スイッチング制御信号、ＳＲ１，ＳＲ２ システムリレー、Ｔｒｑｃｏｍ トルク指令値、Ｖ１〜Ｖ３ 電圧指令ベクトル、Ｖｂ 直流電圧、Ｖｄ♯，Ｖｑ♯ 電圧指令値（ｄ，ｑ軸）、Ｖｄｆ，Ｖｄｑ フィルタ電圧指令値、ＶＨ システム電圧（インバータ入力電圧）、Ｖφ 電圧位相、ΔＩｄ，ΔＩｑ 電流偏差（ｄ，ｑ軸）、ΔＴｑ トルク偏差、θ ロータ回転角、φｖ 電圧位相、ω 角速度。

Claims (7)

1. インバータによって印加電圧が制御される交流電動機の制御装置であって、
   前記インバータおよび前記交流電動機の間を流れる電流を検出する電流検出器と、
   前記交流電動機を動作指令に従って動作させるための交流電圧指令と搬送波との比較に基づくパルス幅変調制御によって、前記インバータの制御指令を発生するパルス幅変調制御部を備え、
   前記パルス幅変調制御部は、
   正弦波パルス幅変調方式に従って、前記電流検出器により検出されたモータ電流と、前記動作指令に対応する電流指令との偏差に応じて、前記制御指令を発生する第１の制御部と、
   前記正弦波パルス変調方式よりも基本波成分が大きい印加電圧を出力するための過変調パルス幅変調方式に従って、前記モータ電流および前記電流指令の電流偏差に応じて前記制御指令を発生する第２の制御部とを含み、
   前記第２の制御部は、
   前記モータ電流および前記電流指令に基づいて前記電流偏差を求めるとともに、求めた前記電流偏差に応じて、前記交流電圧指令を示す制御値を演算する演算部と、
   演算された前記制御値の時間軸方向の変化を平滑化させる第１のフィルタ処理部と、
   前記第１のフィルタ処理部によって平滑化された前記制御値に対して、前記交流電圧指令の振幅を拡大するための補正演算を行う振幅補正部と、
   前記補正演算された前記制御値を前記交流電圧指令に変換するとともに、当該交流電圧指令と前記搬送波との比較に基づいて、前記制御指令を発生する変調部とを有し、
   前記第２の制御部は、
   前記電流検出器による検出値に基づく前記モータ電流の時間軸方向の変化を平滑化させる第２のフィルタ処理部をさらに含み、
   前記演算部は、前記電流指令と、前記第２のフィルタ処理部によって平滑化されたモータ電流とに基づいて前記電流偏差を求めるように構成され、
   前記第１のフィルタ処理部による平滑化の時定数は、前記第２のフィルタ処理部による平滑化の時定数よりも大きい、交流電動機の制御装置。
2. 前記第２のフィルタ処理部による平滑化の時定数は、前記交流電動機の電気周期の所定の整数倍に制御される、請求項１記載の交流電動機の制御装置。
3. 前記電流指令は、ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値を含み、
   前記制御値は、前記ｄ軸電流指令値および前記ｑ軸電流指令値のそれぞれに対する前記電流偏差に基づいて算出された、ｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値を含み、
   前記第１のフィルタ処理部は、前記ｄ軸電圧指令値および前記ｑ軸指令値の時間軸方向の変化を平滑化させる、請求項１または２に記載の交流電動機の制御装置。
4. 前記電流指令は、ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値を含み、
   前記制御値は、前記ｄ軸電流指令値および前記ｑ軸電流指令値のそれぞれに対する前記電流偏差に基づいて算出された、ｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値を含み、
   前記第１のフィルタ処理部は、前記ｄ軸電圧指令値および前記ｑ軸指令値の組み合わせによって示される電圧指令振幅および電圧指令位相の時間軸方向の変化を平滑化させる、請求項１または２に記載の交流電動機の制御装置。
5. 前記交流電動機を動作指令に従って動作させるように位相制御された矩形波電圧が前記
   交流電動機に印加されるように、前記インバータの制御指令を発生する矩形波電圧制御部と、
   前記交流電動機の制御状態に応じて、前記矩形波電圧制御部による矩形波電圧制御および前記パルス幅変調制御部によるパルス幅変調制御の一方を選択するためのモード切替判定部とをさらに備え、
   前記演算部は、前記電流偏差から前記制御値を算出するためのゲインの値を、前記矩形波電圧制御から前記過変調パルス幅変調方式に従うパルス幅変調制御への制御モードの切替の際における前記制御値の演算では、前記制御モードが切替わった後における前記制御値の演算よりも小さくするように構成される、請求項１〜４のいずれか１項に記載の交流電動機の制御装置。
6. 前記交流電動機を動作指令に従って動作させるように位相制御された矩形波電圧が前記交流電動機に印加されるように、前記インバータの制御指令を発生する矩形波電圧制御部と、
   前記交流電動機の制御状態に応じて、前記矩形波電圧制御部による矩形波電圧制御および前記パルス幅変調制御部によるパルス幅変調制御の一方を選択するためのモード切替判定部とを備え、
   前記演算部は、前記モード切替判定部による前記矩形波電圧制御から前記過変調パルス幅変調方式に従うパルス幅変調制御への切替時には、前記電流偏差に基づく演算に代えて、前記交流電動機の特性方程式に前記電流指令を代入する演算によって前記制御値を求める、請求項１〜４のいずれか１項に記載の交流電動機の制御装置。
7. 前記電流指令は、ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値を含み、
   前記制御値は、前記ｄ軸電流指令値および前記ｑ軸電流指令値のそれぞれに対する前記電流偏差に基づいて算出された、ｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値を含み、
   前記演算部は、前記ｑ軸電圧指令値が、前記交流電動機の現在の回転速度における逆起電圧を超えない範囲内に制限して、前記ｄ軸電圧指令値および前記ｑ軸電圧指令値を求める、請求項１〜４のいずれか１項に記載の交流電動機の制御装置。

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