JP5141564B2

JP5141564B2 - robot

Info

Publication number: JP5141564B2
Application number: JP2009004512A
Authority: JP
Inventors: 聡文榎本
Original assignee: Denso Wave Inc
Current assignee: Denso Wave Inc
Priority date: 2009-01-13
Filing date: 2009-01-13
Publication date: 2013-02-13
Anticipated expiration: 2029-01-13
Also published as: JP2010162617A

Description

本発明は、交流電源の各相の電圧をサンプリングするサンプリング手段と、このサンプリング手段により交流電源の第１および第２の相の電圧を検出して交流電源の電圧監視を行う制御手段とを備えたロボットに関する。 The present invention includes sampling means for sampling the voltage of each phase of the AC power supply, and control means for detecting the voltage of the first and second phases of the AC power supply by this sampling means and monitoring the voltage of the AC power supply. Related to the robot.

交流電源から電力供給を受けて動作する機器、例えばロボットを制御するコントローラには、交流電源におけるいわゆる瞬時停電や過電圧などを監視するため、交流電源の電圧を検出する構成が設けられていることが多い。例えば、特許文献１には、ＣＰＵなどからなる制御回路により、交流電源の各相のうち２相の電圧をそれぞれ検出する構成が開示されている。 Devices that operate by receiving power supply from an AC power source, such as a controller that controls a robot, may be configured to detect the voltage of the AC power source in order to monitor so-called instantaneous power outages or overvoltages in the AC power source. Many. For example, Patent Document 1 discloses a configuration in which two phases of voltages of an AC power supply are detected by a control circuit including a CPU.

特開２０００−３３８１４７号公報JP 2000-338147 A

交流電源の電圧（アナログ信号）をＣＰＵで検出するためには、ＣＰＵに入力可能なデジタル値への変換を行う必要がある。従って、上記従来技術のように交流電源の２相の電圧をＣＰＵで検出するためには、サンプリング回路を含むＡ／Ｄ変換器を２つ設けて２相の電圧を個別にサンプリングしてＡ／Ｄ変換する構成や、サンプリング回路を含むＡ／Ｄ変換器は各相共通で１つだけ設けて各相の電圧を交互にサンプリングして順次Ａ／Ｄ変換を行う構成を採用することが考えられる。前者の構成によれば、同時刻における各相の電圧をＣＰＵに入力することができるため電圧値の検出精度は向上するが、回路構成部品が増えてコスト高となってしまう。一方、後者の構成によれば、回路構成は簡単化できるが、先にサンプリングした相と後からサンプリングする相との間に時間的なずれが生じてしまい、その結果、電圧値の検出精度が低下してしまう。 In order to detect the voltage (analog signal) of the AC power supply by the CPU, it is necessary to convert it into a digital value that can be input to the CPU. Therefore, in order to detect the two-phase voltage of the AC power supply by the CPU as in the above prior art, two A / D converters including a sampling circuit are provided, the two-phase voltages are individually sampled, and the A / D It is conceivable to adopt a configuration for performing D conversion and a configuration in which only one A / D converter including a sampling circuit is provided in common for each phase and the voltage of each phase is alternately sampled to perform A / D conversion sequentially. . According to the former configuration, the voltage of each phase at the same time can be input to the CPU, so that the accuracy of voltage value detection is improved, but the number of circuit components increases and the cost increases. On the other hand, according to the latter configuration, the circuit configuration can be simplified, but a time lag occurs between the phase sampled first and the phase sampled later, and as a result, the detection accuracy of the voltage value is improved. It will decline.

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、回路構成を簡単化しつつ、制御手段により検出される交流電源の第１の相の電圧と第２の相の電圧との間における時間的なずれに起因した電圧値の検出精度の低下を抑制することができるロボットを提供することにある。 The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to provide a circuit between the first phase voltage and the second phase voltage detected by the control means while simplifying the circuit configuration. It is an object of the present invention to provide a robot capable of suppressing a decrease in voltage value detection accuracy caused by a time lag in.

請求項１記載の手段によれば、制御手段は、低電位側の直流電源線の電位を基準として三相の交流電源の各相の電圧をサンプリングするサンプリング手段を介して交流電源の第１の相および第２の相の電圧を検出し、これら各相の電圧値に基づいて交流電源の電圧監視を行う。このように、制御手段が同じサンプリング手段を介して２つの相の電圧を検出する構成では、２つの相の電圧のうち先にサンプリングした相と後からサンプリングする相との間に時間的なずれ（検出時刻のずれ）が生じる。この時間的なずれにより、後からサンプリングして検出した相の電圧値は、先のサンプリング時点での同相の電圧値つまり本来検出すべき電圧値とは異なる値となり、その結果、制御手段による電圧検出精度ひいては電圧監視の精度が低下してしまう。この電圧値の検出精度の低下度合つまり電圧値の検出誤差は、後からサンプリングする相の電圧の傾き（変化率）に比例して大きくなる。本手段では、このような点に着目し、以下のように、第１および第２の相のうちどちらを先にサンプリングするかを決定している。 According to the means of the first aspect, the control means uses the sampling means for sampling the voltage of each phase of the three-phase AC power supply with reference to the potential of the DC power supply line on the low potential side. The voltages of the phase and the second phase are detected, and the voltage of the AC power supply is monitored based on the voltage value of each phase. As described above, in the configuration in which the control unit detects the voltages of the two phases via the same sampling unit, the time lag between the phase sampled first and the phase sampled later among the voltages of the two phases. (Detection time shift) occurs. Due to this time lag, the voltage value of the phase sampled and detected later becomes a value different from the voltage value of the in-phase at the time of the previous sampling, that is, the voltage value to be detected originally, and as a result, the voltage by the control means The detection accuracy, and thus the voltage monitoring accuracy, is reduced. The degree of decrease in the detection accuracy of the voltage value, that is, the detection error of the voltage value increases in proportion to the slope (change rate) of the voltage of the phase to be sampled later. This means pays attention to such points, and determines which of the first and second phases is to be sampled first as follows.

すなわち、経過時間取得手段は、交流電圧の周期に等しい間隔でこの周期毎の起点を定めた上で現周期の起点から現時点までの経過時間を取得する。前周期記憶手段は、現周期の１つ前の前周期において順次サンプリングされた各相の電圧値と前周期の起点から各サンプリング時点までの経過時間とを対応付けた各相のサンプリングデータを記憶する。データ取得手段は、このサンプリングデータのうち、現周期における最新のサンプリングデータの経過時間に最も近い経過時間を持つサンプリングデータと、その１サンプリング後のサンプリングデータとを各相毎に取得する。傾き推定手段は、各相毎に取得された２つのサンプリングデータの電圧値の差に基づいて、現時点における第１の相および第２の相の電圧の傾きを推定する。つまり、１周期前の同じ経過時間における電圧の傾きから現時点の電圧の傾きを推定する。そして、制御手段は、第１の相および第２の相の電圧のうち、推定された傾きが大きい相の電圧を先にサンプリングし、続いて他方の相の電圧をサンプリングする。 In other words, the elapsed time acquisition means acquires the elapsed time from the start point of the current cycle to the present time after setting the start point for each cycle at an interval equal to the cycle of the AC voltage. The previous cycle storage means stores the sampling data of each phase in which the voltage value of each phase sequentially sampled in the previous cycle immediately before the current cycle is associated with the elapsed time from the starting point of the previous cycle to each sampling time point. To do. The data acquisition means acquires, for each phase, sampling data having an elapsed time closest to the elapsed time of the latest sampling data in the current cycle, and the sampling data after one sampling. The slope estimation means estimates the current slope of the voltage of the first phase and the second phase based on the difference between the voltage values of the two sampling data acquired for each phase. That is, the current voltage gradient is estimated from the voltage gradient at the same elapsed time one cycle before. Then, the control means samples the voltage of the phase with the large estimated slope first among the voltages of the first phase and the second phase, and then samples the voltage of the other phase.

このような構成によれば、後からサンプリングする相の電圧の傾きは、先にサンプリングした相の電圧の傾きと比較して小さくなるから、後からサンプリングした相の電圧値の検出誤差が小さくなる。従って、回路構成を簡単化しつつ、制御手段により検出される交流電源の第１の相の電圧と第２の相の電圧との間における時間的なずれに起因する電圧値の検出精度の低下を抑制することができる。 According to such a configuration, the slope of the voltage of the phase to be sampled later is smaller than the slope of the voltage of the phase sampled earlier, so that the detection error of the voltage value of the phase sampled later is reduced. . Therefore, the detection accuracy of the voltage value is reduced due to the time lag between the first phase voltage and the second phase voltage of the AC power source detected by the control means while simplifying the circuit configuration. Can be suppressed.

請求項２記載の手段によれば、制御手段は、傾きが大きい相の電圧を先にサンプリングする時点から他方の相の電圧をサンプリングする時点までの時間ｔ_Ｄの間に、この他方の相の電圧が変化する分の電圧をキャンセルするような補正式に基づいて後からサンプリングした他方の相の電圧値を補正する。つまり、制御手段は、後からサンプリングした他方の相の電圧における上記時間的なずれに起因した電圧値の変化をキャンセルするような補正を行う。そして、制御手段は、このような補正を行った後の補正電圧値Ｖ_Ｐ’に基づいて電圧監視を行う。 According to the second aspect of the present invention, the control means is configured to control the other phase during a time t _D from the time when the voltage of the phase having a large slope is first sampled to the time when the voltage of the other phase is sampled. The voltage value of the other phase sampled later is corrected based on a correction formula that cancels the voltage corresponding to the voltage change. In other words, the control means performs correction so as to cancel the change in the voltage value caused by the time lag in the voltage of the other phase sampled later. Then, the control means performs voltage monitoring based on the corrected voltage value V _P ′ after performing such correction.

請求項１記載の手段を採用した場合、後からサンプリングした相の電圧値の検出誤差は小さくなるものの若干の誤差が生じる可能性がある。その場合に本手段を採用することにより、後からサンプリングした相の電圧値として用いる補正電圧値Ｖ_Ｐ’は、先のサンプリング時点での同相の電圧値つまり本来検出すべき電圧値に一層近い値とすることができる。従って、第１の相の電圧と第２の相の電圧との間における時間的なずれに起因する電圧値の検出精度の低下をさらに抑制することができる。 When the means described in claim 1 is employed, although the detection error of the voltage value of the phase sampled later becomes small, a slight error may occur. In this case, by adopting this means, the correction voltage value V _P ′ used as the voltage value of the phase sampled later is a value closer to the voltage value of the same phase at the previous sampling time point, that is, the voltage value to be detected originally. It can be. Therefore, it is possible to further suppress a decrease in the detection accuracy of the voltage value caused by the time lag between the voltage of the first phase and the voltage of the second phase.

本発明の一実施形態を示すロボットシステムの電気構成図The electric block diagram of the robot system which shows one Embodiment of this invention ロボットシステムの構成を示す斜視図Perspective view showing the configuration of the robot system Ｒ相電圧およびＳ相電圧の波形図Waveform diagram of R phase voltage and S phase voltage Ｒ相電圧およびＳ相電圧の検出制御の内容を示すフローチャートFlow chart showing contents of detection control of R phase voltage and S phase voltage

以下、本発明の一実施形態について図面を参照しながら説明する。
図２は、一般的な産業用ロボットのシステム構成を示している。この図２に示すロボットシステム１（ロボットに相当）は、ロボット本体２と、このロボット本体２を制御するコントローラ３と、このコントローラ３に接続されたティーチングペンダント４とから構成されている。 Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 2 shows a system configuration of a general industrial robot. A robot system 1 (corresponding to a robot) shown in FIG. 2 includes a robot body 2, a controller 3 that controls the robot body 2, and a teaching pendant 4 connected to the controller 3.

ロボット本体２は多関節型として構成され、ベース５と、このベース５に水平方向に旋回可能に支持されたショルダ部６と、このショルダ部６に上下方向に旋回可能に支持された下アーム７と、この下アーム７に上下方向に旋回可能に支持された上アーム８と、この上アーム８に上下方向に旋回可能に支持された手首９とから構成されている。手首９は、先端部に回転（捻り動作）可能なフランジ１０を備えている。ロボット本体２に設けられる各軸はモータ１１などにより駆動される。なお、図示しないが、ワークを把持するハンドはフランジ１０に取り付けられるようになっている。 The robot body 2 is configured as an articulated type, and includes a base 5, a shoulder portion 6 supported by the base 5 so as to be turnable in the horizontal direction, and a lower arm 7 supported by the shoulder portion 6 so as to be turnable in the vertical direction. The upper arm 8 is supported on the lower arm 7 so as to be pivotable in the vertical direction, and the wrist 9 is supported on the upper arm 8 so as to be pivotable in the vertical direction. The wrist 9 includes a flange 10 that can be rotated (twisted) at the tip. Each axis provided in the robot body 2 is driven by a motor 11 or the like. Although not shown, a hand for gripping the work is attached to the flange 10.

図１は、ロボットシステム１における本発明に関連した部分の電気構成を示すブロック図である。この図１において、ロボット本体２には、例えばＡＣサーボモータであるモータ１１が設けられている。コントローラ３には、三相の交流電源２１より供給される交流を整流および平滑して出力する直流電源装置２２、交流電源２１のＲ相電圧Ｖｒ、Ｓ相電圧Ｖｓをそれぞれ検出する電圧検出回路２３ｒ、２３ｓ、モータ１１を駆動するインバータ装置２４、電圧検出回路２３ｒ、２３ｓの検出電圧をサンプリングしてＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器２５およびこれら各装置および各回路の制御などを行う制御回路２６が設けられている。 FIG. 1 is a block diagram showing an electrical configuration of a part related to the present invention in the robot system 1. In FIG. 1, the robot body 2 is provided with a motor 11 which is, for example, an AC servomotor. The controller 3 includes a DC power supply 22 that rectifies and smoothes the AC supplied from the three-phase AC power supply 21, and a voltage detection circuit 23r that detects the R-phase voltage Vr and the S-phase voltage Vs of the AC power supply 21, respectively. , 23 s, inverter device 24 for driving the motor 11, A / D converter 25 for sampling and A / D converting the voltage detected by the voltage detection circuits 23 r, 23 s, and a control circuit for controlling these devices and circuits. 26 is provided.

直流電源装置２２は、整流回路２７と平滑用のコンデンサ２８とから構成されている。整流回路２７は、ダイオードを三相ブリッジの形態に接続してなる周知構成のものである。例えば三相２００Ｖの交流電源２１のＲ、Ｓ、Ｔの各相出力は、整流回路２７の交流入力端子２７ｒ、２７ｓ、２７ｔにそれぞれ接続されている。整流回路２７の直流出力端子は、それぞれ直流電源線２９、３０に接続されている。これら直流電源線２９、３０間にはコンデンサ２８が接続されている。 The DC power supply device 22 includes a rectifier circuit 27 and a smoothing capacitor 28. The rectifier circuit 27 has a known configuration in which a diode is connected in the form of a three-phase bridge. For example, the R, S, and T phase outputs of the three-phase 200V AC power supply 21 are connected to the AC input terminals 27r, 27s, and 27t of the rectifier circuit 27, respectively. The DC output terminals of the rectifier circuit 27 are connected to DC power supply lines 29 and 30, respectively. A capacitor 28 is connected between the DC power supply lines 29 and 30.

インバータ装置２４は、直流電源線２９、３０間に６つのスイッチング素子例えばＩＧＢＴ（図１には２つのみ示す）を三相フルブリッジ接続して構成されたインバータ主回路と、その駆動回路とを備えている。ＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間には還流ダイオードが接続されている。また、ＩＧＢＴのゲートには、駆動回路からゲート信号が与えられている。駆動回路は、制御回路２６から与えられる指令信号Ｓａに基づいてパルス幅変調されたゲート信号を出力して各ＩＧＢＴを駆動する。 The inverter device 24 includes an inverter main circuit configured by three-phase full-bridge connection of six switching elements such as IGBTs (only two are shown in FIG. 1) between the DC power supply lines 29 and 30, and a drive circuit thereof. I have. A free-wheeling diode is connected between the collector and emitter of the IGBT. The gate signal is given to the gate of the IGBT from the drive circuit. The drive circuit outputs a gate signal that is pulse-width modulated based on the command signal Sa given from the control circuit 26 to drive each IGBT.

電圧検出回路２３ｒ、２３ｓは、それぞれ抵抗Ｒ１、Ｒ２の直列回路、抵抗Ｒ３、Ｒ４の直列回路から構成されている。これら直列回路は、交流入力端子２７ｒ、２７ｓと直流電源線３０との間にそれぞれ接続されている。抵抗Ｒ１、Ｒ２の相互接続点と、抵抗Ｒ３、Ｒ４の相互接続点は、それぞれＲ相電圧Ｖｒに応じた検出電圧Ｖdr、Ｓ相電圧Ｖｓに応じた検出電圧Ｖdsの出力端子とされている。抵抗Ｒ１、Ｒ２の各抵抗値の比および抵抗Ｒ３、Ｒ４の各抵抗値の比は、検出電圧Ｖdr、ＶdsがＡ／Ｄ変換器２５に入力可能な範囲（例えば０Ｖ〜＋５Ｖ）の電圧値となるように設定されている。 The voltage detection circuits 23r and 23s are respectively composed of a series circuit of resistors R1 and R2 and a series circuit of resistors R3 and R4. These series circuits are connected between the AC input terminals 27 r and 27 s and the DC power supply line 30, respectively. The interconnection points of the resistors R1 and R2 and the interconnection points of the resistors R3 and R4 are output terminals of the detection voltage Vdr corresponding to the R phase voltage Vr and the detection voltage Vds corresponding to the S phase voltage Vs, respectively. The ratio of the resistance values of the resistors R1 and R2 and the ratio of the resistance values of the resistors R3 and R4 are the voltage values in a range in which the detection voltages Vdr and Vds can be input to the A / D converter 25 (for example, 0 V to +5 V). It is set to be.

Ａ／Ｄ変換器２５は、マルチプレクサ３１とＡ／Ｄ変換回路３２とから構成されている。マルチプレクサ３１の各入力端子には、それぞれ検出電圧Ｖdr、Ｖdsが与えられている。マルチプレクサ３１の出力端子は、Ａ／Ｄ変換回路３２のアナログ入力端子に接続されている。マルチプレクサ３１の切り替えは、制御回路２６から与えられる制御信号Ｓｂに基づいて制御される。 The A / D converter 25 includes a multiplexer 31 and an A / D conversion circuit 32. Detection voltages Vdr and Vds are applied to the input terminals of the multiplexer 31, respectively. The output terminal of the multiplexer 31 is connected to the analog input terminal of the A / D conversion circuit 32. Switching of the multiplexer 31 is controlled based on a control signal Sb supplied from the control circuit 26.

Ａ／Ｄ変換回路３２は、アナログ入力端子に与えられるアナログ信号をサンプリングしてＡ／Ｄ変換を行うことによりデジタル値に変換するものであり、本発明で言うサンプリング手段に相当する。Ａ／Ｄ変換回路３２は、直流電源線３３、３０から電源電圧ＶDD（例えば＋５Ｖ）の供給を受けて動作する。従って、Ａ／Ｄ変換回路の基準電位（グランド）は、直流電源線３０の電位となっている。なお、この電源電圧ＶDD（＋５Ｖ）は、直流電源線２９、３０の直流電圧Ｖdcを図示しない電源回路により降圧して生成されている。 The A / D conversion circuit 32 samples an analog signal given to an analog input terminal and performs A / D conversion to convert it into a digital value, and corresponds to sampling means in the present invention. The A / D conversion circuit 32 operates by receiving a power supply voltage VDD (for example, +5 V) from the DC power supply lines 33 and 30. Therefore, the reference potential (ground) of the A / D conversion circuit is the potential of the DC power supply line 30. The power supply voltage VDD (+5 V) is generated by stepping down the DC voltage Vdc of the DC power supply lines 29 and 30 by a power supply circuit (not shown).

制御回路２６（制御手段に相当）は、ＣＰＵ、メモリ（ＲＯＭ、ＲＡＭなど）、Ｉ／Ｏなどを備えたマイクロコンピュータを主体として構成されている。制御回路２６は、直流電源線３３、３０から電源電圧ＶDD（例えば＋５Ｖ）の供給を受けて動作する。従って、制御回路２６の基準電位（グランド）は、直流電源線３０の電位となっている。なお、制御回路２６は、Ａ／Ｄ変換器２５を含むマイクロコンピュータにより構成してもよい。 The control circuit 26 (corresponding to the control means) is mainly composed of a microcomputer including a CPU, a memory (ROM, RAM, etc.), an I / O, and the like. The control circuit 26 operates by receiving power supply voltage VDD (for example, +5 V) from the DC power supply lines 33 and 30. Therefore, the reference potential (ground) of the control circuit 26 is the potential of the DC power supply line 30. The control circuit 26 may be constituted by a microcomputer including the A / D converter 25.

制御回路２６には、図示しないエンコーダなどからモータ１１の現在の回転位置または回転速度を示すパルス信号が与えられている。また、制御回路２６には、外部からモータ１１の回転位置指令値または回転速度指令値が与えられている。制御回路２６は、モータ１１の回転位置指令値または回転速度指令値に対する現在の回転位置または回転速度の偏差を演算し、この偏差をゼロに近づけるように指令信号Ｓａを出力してインバータ装置２４によるモータ１１の駆動をフィードバック制御する。 The control circuit 26 is provided with a pulse signal indicating the current rotational position or rotational speed of the motor 11 from an encoder (not shown) or the like. The control circuit 26 is given a rotational position command value or a rotational speed command value of the motor 11 from the outside. The control circuit 26 calculates a deviation of the current rotational position or rotational speed with respect to the rotational position command value or rotational speed command value of the motor 11, and outputs a command signal Sa so as to bring this deviation closer to zero. The drive of the motor 11 is feedback controlled.

制御回路２６には、Ａ／Ｄ変換回路３２から出力されるデジタル値が与えられている。制御回路２６は、マルチプレクサ３１の切り替えを制御することにより、検出電圧Ｖdr、Ｖdsを所定周期でサンプリングしてＡ／Ｄ変換したデジタル値を取得する。つまり、制御回路２６は、交流電源２１のＲ相電圧Ｖｒ、Ｓ相電圧Ｖｓに応じたデジタル値を取得する。制御回路２６は、取得したデジタル値に基づいてＲ相電圧Ｖｒ、Ｓ相電圧Ｖｓを検出し、交流電源２１における瞬時停電や過電圧の監視を行う。 The control circuit 26 is given a digital value output from the A / D conversion circuit 32. The control circuit 26 controls the switching of the multiplexer 31 to obtain a digital value obtained by A / D conversion by sampling the detection voltages Vdr and Vds at a predetermined period. That is, the control circuit 26 acquires digital values corresponding to the R phase voltage Vr and the S phase voltage Vs of the AC power supply 21. The control circuit 26 detects the R-phase voltage Vr and the S-phase voltage Vs based on the acquired digital value, and monitors an instantaneous power failure or overvoltage in the AC power supply 21.

制御回路２６は、図示しないタイマを備えており、Ｒ相電圧Ｖｒ、Ｓ相電圧Ｖｓに応じたデジタル値（電圧値）と、これらを取得した経過時間とを対応付けた電圧波形データ（サンプリングデータに相当）を順次メモリに記憶する。本実施形態における経過時間は次のように定めている。すなわち、Ｒ相電圧Ｖｒが０Ｖ（直流電源線３０の電位）から立ち上がる時点を起点とし、この起点から上記デジタル値取得の時点までを経過時間としている。 The control circuit 26 includes a timer (not shown), and voltage waveform data (sampling data) in which digital values (voltage values) corresponding to the R-phase voltage Vr and the S-phase voltage Vs are associated with the elapsed time when they are acquired. Are sequentially stored in the memory. The elapsed time in the present embodiment is determined as follows. That is, the time when the R-phase voltage Vr rises from 0 V (the potential of the DC power supply line 30) is set as the starting point, and the time from the starting point to the time when the digital value is acquired is set as the elapsed time.

図３は、Ｒ相電圧ＶｒとＳ相電圧Ｖｓを直流電源線３０の電位を基準に観測した波形を示している。この図３に示すように、起点Ｐは交流電源２１の電圧（Ｒ相電圧Ｖｒ）の１周期Ｔａ毎に存在する。このため、経過時間は、交流電源２１の電圧の１周期Ｔａ毎にリセットされるようになっている。なお、経過時間の起点は上記した時点に限らずともよく、交流電源の電圧の周期に等しい間隔で定めればよい。このように、制御回路２６は、本発明の経過時間取得手段および前周期記憶手段としての機能を有している。 FIG. 3 shows waveforms obtained by observing the R phase voltage Vr and the S phase voltage Vs with reference to the potential of the DC power supply line 30. As shown in FIG. 3, the starting point P exists every cycle Ta of the voltage (R-phase voltage Vr) of the AC power supply 21. For this reason, the elapsed time is reset every one cycle Ta of the voltage of the AC power supply 21. The starting point of the elapsed time is not limited to the above-described time point, and may be determined at an interval equal to the cycle of the voltage of the AC power supply. As described above, the control circuit 26 functions as the elapsed time acquisition unit and the previous cycle storage unit of the present invention.

制御回路２６のメモリには、交流電源２１の電圧の最新の２周期分の電圧波形データが記憶されるようになっている。つまり、メモリに記憶される電圧波形データは、上記２周期が経過したものから順に新しいものに更新されるようになっている。なお、このようにメモリに最新の２周期分の電圧波形データを記憶する構成に限らずともよく、例えば最新の３周期分以上の電圧波形データをメモリに記憶させるようにしてもよい。 The memory of the control circuit 26 stores voltage waveform data for the latest two cycles of the voltage of the AC power supply 21. That is, the voltage waveform data stored in the memory is updated to a new one in order from the one after the above two cycles. Note that the present invention is not limited to the configuration in which the voltage waveform data for the latest two cycles is stored in the memory as described above. For example, the voltage waveform data for the latest three cycles or more may be stored in the memory.

さて、このように１つのＡ／Ｄ変換回路３２を介して２つの電圧Ｖdr、ＶdsをＡ／Ｄ変換する構成では、２つの電圧のうち先にサンプリングした電圧と後からサンプリングする電圧との間に時間的なずれ（検出時刻のずれ）が生じる。この時間的なずれにより、後からサンプリングしてＡ／Ｄ変換した電圧の値は、先のサンプリング時点での同電圧の値つまり本来取得すべき電圧値とは異なる値となる。その結果、制御回路２６が取得する電圧値に誤差が生じ、これに基づいて行われる交流電源２１の電圧監視の精度が低下してしまう。この電圧値の検出誤差は、後からサンプリングする電圧の傾き（変化率）に比例して大きくなる。本実施形態では、このような点に着目し、以下のように、Ｒ相、Ｓ相に応じた検出電圧Ｖdr、Ｖdsのうちどちらを先にサンプリングするかを決定している。 Now, in the configuration in which the two voltages Vdr and Vds are A / D converted through one A / D conversion circuit 32 in this way, the voltage between the voltage sampled first and the voltage sampled later is out of the two voltages. Causes a time lag (detection time lag). Due to this time lag, the value of the voltage sampled and A / D converted later is different from the value of the same voltage at the previous sampling, that is, the voltage value to be originally acquired. As a result, an error occurs in the voltage value acquired by the control circuit 26, and the accuracy of voltage monitoring of the AC power supply 21 performed based on the error is reduced. This voltage value detection error increases in proportion to the slope (rate of change) of the voltage to be sampled later. In the present embodiment, paying attention to such points, it is determined which of the detection voltages Vdr and Vds according to the R phase and the S phase is sampled first as follows.

すなわち、制御回路２６は、所定のサンプリング周期毎にＲ相、Ｓ相のいずれかの検出電圧Ｖdr、Ｖdsを先にサンプリングするようにマルチプレクサ３１の切り替えを制御する。その際、制御回路２６は、メモリに記憶されたＲ相の電圧波形データのうち、現時点Ｔの周期（現周期）における最新の電圧波形データの経過時間Ｔ−１に最も近い経過時間を持つ電圧波形データｏＲ_{（Ｔ−１）}と、その１サンプリング後の電圧波形データｏＲ_（Ｔ）とを読み出す。制御回路２６は、Ｓ相の電圧波形データについても同様にして、電圧波形データｏＳ_{（Ｔ−１）}、ｏＳ_（Ｔ）を読み出す。つまり、制御回路２６は、現時点Ｔからほぼ１周期前の電圧波形データｏＲ_（Ｔ）、ｏＳ_（Ｔ）と、このデータよりさらに１サンプリング前の電圧波形データｏＲ_{（Ｔ−１）}、ｏＳ_{（Ｔ−１）}とをメモリから読み出す。 That is, the control circuit 26 controls the switching of the multiplexer 31 so as to sample the detection voltages Vdr and Vds of either the R phase or the S phase first every predetermined sampling period. At that time, the control circuit 26 has a voltage having an elapsed time closest to the elapsed time T-1 of the latest voltage waveform data in the current T period (current period) among the R-phase voltage waveform data stored in the memory. The waveform data oR _(T-1) and the voltage waveform data oR _(T) after one sampling are read out. The control circuit 26 reads the voltage waveform data oS _(T-1) and oS _(T) in the same manner for the S-phase voltage waveform data. That is, the control circuit 26 has voltage waveform data oR _(T) and oS _(T) almost one cycle before the current time T, and voltage waveform data oR _(T-1) and oS _(T ₎ one sampling before this data. _-1) from the memory.

制御回路２６は、読み出した各電圧波形データの電圧値に基づいて、現時点Ｔからほぼ１周期前の時点におけるＲ相およびＳ相の電圧の傾きを求める。このＲ相、Ｓ相の電圧の傾きｏΔＶＲ、ｏΔＶＳは、それぞれ下記（１）、（２）式で表される。ただし、ここでは、各電圧波形データｏＲ_（Ｔ）、ｏＲ_{（Ｔ−１）}、ｏＳ_（Ｔ）、ｏＳ_{（Ｔ−１）}の電圧値を、それぞれｏＶＲ_（Ｔ）、ｏＶＲ_{（Ｔ−１）}、ｏＶＳ_（Ｔ）、ｏＶＳ_{（Ｔ−１）}で表す。
ｏΔＶＲ＝ｏＶＲ_（Ｔ）−ｏＶＲ_{（Ｔ−１）} …（１）
ｏΔＶＳ＝ｏＶＳ_（Ｔ）−ｏＶＳ_{（Ｔ−１）} …（２） The control circuit 26 obtains the slopes of the R-phase and S-phase voltages at a time point approximately one cycle before the current time T based on the read voltage value of each voltage waveform data. The R-phase and S-phase voltage gradients oΔVR and oΔVS are expressed by the following equations (1) and (2), respectively. However, here, the voltage values of the voltage waveform data oR _(T) , oR _(T-1) , oS _(T) , oS _(T-1) are respectively represented by oVR _(T) , oVR _(T-1) , oVS _(T) and oVS _(T-1) .
oΔVR = oVR _(T) −oVR _(T−1) (1)
oΔVS = oVS _(T) −oVS _(T−1) (2)

通常、交流電源２１の各相の電圧は、それぞれ周期的に変動する波形となる。従って、現時点Ｔにおける各相の電圧の傾きΔＶＲ、ΔＶＳは、１周期前における同じ経過時間の同じ相の電圧の傾きｏΔＶＲ、ｏΔＶＳと同じであると仮定することができる。このようなことから、本実施形態の制御回路２６は、読み出した電圧波形データから上記（１）、（２）式に基づいて現時点Ｔにおける各相の電圧の傾きΔＶＲ、ΔＶＳを推定するようになっている。そして、制御回路２６は、推定した電圧の傾きが大きい相の電圧を先にサンプリングし、続いて他方の相の電圧をサンプリングするようにマルチプレクサ３１の切り替えを制御するようになっている。このように、制御回路２６は、本発明のデータ取得手段および傾き推定手段としての機能を有している。 Normally, the voltage of each phase of the AC power supply 21 has a waveform that varies periodically. Therefore, it can be assumed that the voltage gradients ΔVR and ΔVS of the respective phases at the current time T are the same as the voltage gradients oΔVR and oΔVS of the same phase at the same elapsed time one cycle before. For this reason, the control circuit 26 of the present embodiment estimates the voltage gradients ΔVR and ΔVS of each phase at the current time T from the read voltage waveform data based on the above equations (1) and (2). It has become. The control circuit 26 controls the switching of the multiplexer 31 so as to sample the voltage of the phase having a large gradient of the estimated voltage first and then sample the voltage of the other phase. Thus, the control circuit 26 has a function as the data acquisition unit and the inclination estimation unit of the present invention.

また、制御回路２６は、後からサンプリングする相の電圧に対して、同相における前述した時間的なずれに起因した電圧値の変化をキャンセルするような補正を行う。すなわち、制御回路２６は、傾きが大きい相を先にサンプリングする時点から他方の相をサンプリングする時点までの時間ｔ_Ｄの間に、この他方の相の電圧値が変化する分をキャンセルするような補正式に基づいて後からサンプリングした他方の相の電圧値を補正する。 Further, the control circuit 26 corrects the voltage of the phase to be sampled later so as to cancel the change in the voltage value caused by the above-described time lag in the same phase. That is, the control circuit 26 cancels the amount of change in the voltage value of the other phase during the time t _D from the time when the phase having a large slope is first sampled to the time when the other phase is sampled. Based on the correction formula, the voltage value of the other phase sampled later is corrected.

この補正式は、下記（３）式のように表される。ただし、ここでは、Ｒ相、Ｓ相のうち後からサンプリングした相の電圧値をＶ_Ｐとし、この電圧値Ｖ_Ｐより１サンプリング前の同相の電圧値をＶ_Ｐ−１とし、サンプリング間隔をｔ_Ｓとし、補正後の電圧値をＶ_Ｐ’として表している。
Ｖ_Ｐ’＝Ｖ_Ｐ＋（Ｖ_Ｐ−１−Ｖ_Ｐ）×ｔ_Ｄ／（ｔ_Ｓ＋ｔ_Ｄ） …（３） This correction formula is expressed as the following formula (3). However, here, R-phase, the voltage value of the phase sampled after out of S phase and V _P, the voltage value of the preceding sampling in-phase from the voltage value V _P and V _P-1, the sampling interval t _The corrected voltage value is represented as V _P ′.
_{_{_{V P '= V P + (}}} V P-1 -V P) × t D / (t S + t D) ... (3)

制御回路２６は、先にサンプリングした相についてはＡ／Ｄ変換回路３２から与えられるデジタル値（電圧値）をそのまま用い、後からサンプリングした相については上記補正後の電圧値Ｖ_Ｐ’を用いて電圧監視を行うようになっている。なお、前述した時間的なずれに起因する電圧値の検出誤差が電圧監視の精度に影響を及ぼさない程度に小さい場合には、上記（３）式による補正は行わなくてもよい。その場合、後からサンプリングした相についても、Ａ／Ｄ変換回路３２から与えられるデジタル値をそのまま用いて電圧監視を行えばよい。 The control circuit 26 uses the digital value (voltage value) given from the A / D conversion circuit 32 as it is for the previously sampled phase, and uses the corrected voltage value V _P ′ for the later sampled phase. Voltage monitoring is performed. Note that when the voltage value detection error due to the time lag described above is small enough not to affect the accuracy of voltage monitoring, the correction by the above equation (3) may not be performed. In that case, the voltage may be monitored using the digital value given from the A / D conversion circuit 32 as it is for the phase sampled later.

次に、上記構成の作用について図４も参照して説明する。
図４は、制御回路２６による各相電圧の検出制御の内容を示すフローチャートである。制御回路２６は、この図４に示す制御を実行する前、例えば電源投入後の所定期間において初期制御を実行する。この初期制御では、例えばＲ相を先にして各相の電圧を交互にサンプリングして取得し、取得した電圧値と経過時間とを対応付けた電圧波形データを順次メモリに記憶する動作が実行される。この初期制御は、交流電源２１の電圧の１周期分の電圧波形データがメモリに記憶されるまで実行される。 Next, the operation of the above configuration will be described with reference to FIG.
FIG. 4 is a flowchart showing the contents of detection control of each phase voltage by the control circuit 26. The control circuit 26 executes the initial control before executing the control shown in FIG. 4, for example, in a predetermined period after turning on the power. In this initial control, for example, an operation is performed in which the voltage of each phase is obtained by alternately sampling the R phase first, and voltage waveform data in which the acquired voltage value is associated with the elapsed time are sequentially stored in the memory. The This initial control is executed until voltage waveform data for one cycle of the voltage of the AC power supply 21 is stored in the memory.

上記初期制御の実行後は、所定のサンプリング周期毎に図４に示す内容の検出制御が実行される。まず、この検出制御が実行される現時点の周期における最新の電圧波形データの経過時間を取得する（ステップＳ１）。ここでは、現時点の経過時間をＴとし、最新の電圧波形データの経過時間をＴ−１とする。続いて、メモリに記憶された電圧波形データのうち、経過時間Ｔに最も近い経過時間を持つデータと、経過時間Ｔ−１に最も近い経過時間を持つデータとを、Ｒ相、Ｓ相毎に読み出す（ステップＳ２、Ｓ３）。 After execution of the initial control, detection control with the contents shown in FIG. 4 is executed every predetermined sampling period. First, the elapsed time of the latest voltage waveform data in the current cycle in which this detection control is executed is acquired (step S1). Here, the current elapsed time is T, and the latest voltage waveform data elapsed time is T-1. Subsequently, among the voltage waveform data stored in the memory, data having an elapsed time closest to the elapsed time T and data having an elapsed time closest to the elapsed time T-1 are obtained for each of the R phase and the S phase. Read (steps S2, S3).

読み出したＲ相の電圧波形データｏＲ_（Ｔ）、ｏＲ_{（Ｔ−１）}から前述した（１）式に基づいて、現時点におけるＲ相電圧の傾きΔＶＲを推定する（ステップＳ４）。また、読み出したＳ相の電圧波形データｏＳ_（Ｔ）、ｏＳ_{（Ｔ−１）}から前述した（２）式に基づいて、現時点におけるＳ相電圧の傾きΔＶＳを推定する（ステップＳ５）。その後、これら推定した各相電圧の傾きΔＶＲとΔＶＳとを比較する（ステップＳ６）。 Based on the read R-phase voltage waveform data oR _(T) and oR _(T-1) , the current R-phase voltage gradient ΔVR is estimated based on the aforementioned equation (1) (step S4). Further, based on the read S-phase voltage waveform data oS _(T) and oS _(T-1) , the current S-phase voltage gradient ΔVS is estimated based on the above-described equation (2) (step S5). Thereafter, the estimated slopes ΔVR and ΔVS of the respective phase voltages are compared (step S6).

ここで、Ｒ相電圧の傾きΔＶＲがＳ相電圧の傾きΔＶＳよりも大きい場合（ステップＳ６で［ＹＥＳ］）、検出電圧Ｖdrを先にサンプリングしてＲ相電圧Ｖｒに応じた電圧値として取得する（ステップＳ７）。その後、検出電圧Ｖdsをサンプリングし（ステップＳ８）、このサンプリングした電圧値を前述した（３）式に基づいて補正し、補正後の電圧値をＳ相電圧Ｖｓに応じた電圧値として取得する（ステップＳ９）。 Here, when the slope ΔVR of the R-phase voltage is larger than the slope ΔVS of the S-phase voltage (“YES” in step S6), the detection voltage Vdr is sampled first and obtained as a voltage value corresponding to the R-phase voltage Vr. (Step S7). Thereafter, the detection voltage Vds is sampled (step S8), the sampled voltage value is corrected based on the above-described equation (3), and the corrected voltage value is acquired as a voltage value corresponding to the S-phase voltage Vs ( Step S9).

ステップＳ６において、Ｓ相電圧の傾きΔＶＳがＲ相電圧の傾きΔＶＲよりも大きい場合（ＮＯ）、検出電圧Ｖdsを先にサンプリングしてＳ相電圧に応じた電圧値として取得する（ステップＳ１０）。その後、検出電圧Ｖdrをサンプリングし（ステップＳ１１）、このサンプリングした電圧値を前述した（３）式に基づいて補正し、補正後の電圧値をＲ相電圧Ｖｒに応じた電圧値として取得する（ステップＳ１２）。
制御回路２６は、所定サンプリング周期毎に上記検出制御を実行することにより、Ｒ相電圧Ｖｒ、Ｓ相電圧Ｖｓに応じた電圧値（デジタル値）を取得し、これら取得した電圧値に基づいて交流電源２１における瞬時停電や過電圧の監視を行う。 In step S6, when the slope ΔVS of the S phase voltage is larger than the slope ΔVR of the R phase voltage (NO), the detection voltage Vds is sampled first and obtained as a voltage value corresponding to the S phase voltage (step S10). Thereafter, the detection voltage Vdr is sampled (step S11), the sampled voltage value is corrected based on the above-described equation (3), and the corrected voltage value is acquired as a voltage value corresponding to the R-phase voltage Vr ( Step S12).
The control circuit 26 executes the detection control at predetermined sampling periods to acquire voltage values (digital values) corresponding to the R-phase voltage Vr and the S-phase voltage Vs, and AC based on these acquired voltage values. The instantaneous power failure and overvoltage in the power source 21 are monitored.

以上説明したように、本実施形態によれば次のような効果が得られる。
制御回路２６は、所定のサンプリング周期毎にメモリに記憶された電圧波形データのうち、現時点Ｔからほぼ１周期前の電圧波形データｏＲ_（Ｔ）、ｏＳ_（Ｔ）と、このデータよりさらに１サンプリング前の電圧波形データｏＲ_{（Ｔ−１）}、ｏＳ_{（Ｔ−１）}とを読み出し、各相毎の電圧波形データの電圧値の差に基づいて、現時点Ｔからほぼ１周期前の時点におけるＲ相およびＳ相の電圧の傾き（変化率）を求める。現時点Ｔにおける各相の電圧の傾きは、１周期前における同じ経過時間の同じ相の電圧の傾きと同じであると仮定して現時点Ｔにおける各相の電圧の傾きΔＶＲ、ΔＶＳを推定する。そして、制御回路２６は、推定した電圧の傾きが大きい相の電圧を先にサンプリングし、続いて他方の相の電圧をサンプリングするようにマルチプレクサ３１の切り替えを制御する。 As described above, according to the present embodiment, the following effects can be obtained.
The control circuit 26, among the voltage waveform data stored in the memory at every predetermined sampling period, voltage waveform data oR _(T) , oS _(T) almost one cycle before the current _T , and one more sampling from this data The previous voltage waveform data oR _(T-1) and oS _(T-1) are read, and the R phase at a time point approximately one cycle before the current T based on the voltage value difference of the voltage waveform data for each phase. And the slope (change rate) of the voltage of the S phase. Assuming that the slope of the voltage of each phase at the current time T is the same as the slope of the voltage of the same phase at the same elapsed time one cycle before, the slopes ΔVR and ΔVS of the voltages of each phase at the current time T are estimated. Then, the control circuit 26 controls the switching of the multiplexer 31 so as to sample the voltage of the phase with the large gradient of the estimated voltage first and then sample the voltage of the other phase.

このような構成によれば、後からサンプリングする相の電圧の傾きは、先にサンプリングした相の電圧の傾きと比較して小さくなるから、後からサンプリングした相の電圧値の検出誤差が小さくなる。従って、回路構成を簡単化しつつ、制御回路２６により検出される交流電源２１のＲ相の電圧とＳ相の電圧との間における時間的なずれに起因する電圧値の検出精度の低下ひいては交流電源２１の電圧監視精度の低下を抑制できる。 According to such a configuration, the slope of the voltage of the phase to be sampled later is smaller than the slope of the voltage of the phase sampled earlier, so that the detection error of the voltage value of the phase sampled later is reduced. . Accordingly, the detection accuracy of the voltage value caused by the time lag between the R-phase voltage and the S-phase voltage of the AC power supply 21 detected by the control circuit 26 is reduced and the AC power supply is simplified. 21 can suppress a decrease in voltage monitoring accuracy.

また、制御回路２６は、傾きが大きい電圧を先にサンプリングする時点から他方の電圧をサンプリングする時点までの時間ｔ_Ｄの間に、この他方の電圧が変化する分の電圧をキャンセルするような補正式に基づいて後からサンプリングした電圧の値を補正するようにした。つまり、制御回路２６は、後からサンプリングした電圧における上記時間的なずれに起因した電圧値の変化をキャンセルするような補正を行う。そして、制御回路２６は、このような補正を行った後の補正電圧値Ｖ_Ｐ’に基づいて電圧監視を行う。これにより、後からサンプリングした電圧の値として用いる補正電圧値Ｖ_Ｐ’は、先のサンプリング時点での同電圧の値つまり本来検出すべき電圧値に一層近い値とすることができる。従って、交流電源２１のＲ相、Ｓ相の電圧間における時間的なずれに起因する電圧値の検出精度の低下をさらに抑制することができる。 Further, the control circuit 26 corrects such that the voltage corresponding to the change of the other voltage is canceled during a time t _D from the time when the voltage with a large slope is first sampled to the time when the other voltage is sampled. The value of the voltage sampled later is corrected based on the equation. That is, the control circuit 26 performs correction so as to cancel the change in the voltage value caused by the time lag in the voltage sampled later. Then, the control circuit 26 performs voltage monitoring based on the corrected voltage value V _P ′ after performing such correction. Thereby, the correction voltage value V _P ′ used as the value of the voltage sampled later can be made closer to the value of the same voltage at the previous sampling time point, that is, the voltage value to be originally detected. Therefore, it is possible to further suppress a decrease in voltage value detection accuracy due to a time lag between the R-phase and S-phase voltages of the AC power supply 21.

なお、本発明は上記し且つ図面に記載した実施形態に限定されるものではなく、次のような変形または拡張が可能である。
上記実施形態では、Ｒ相電圧とＳ相電圧を検出して三相の交流電源２１の電圧監視を行う構成について説明したが、これに限らずともよい。すなわち、交流電源２１の各相電圧のうち２相の電圧を検出する構成であればよく、例えば、Ｒ相電圧とＴ相電圧を検出する構成やＳ相電圧とＴ相電圧を検出する構成でもよい。
モータ１１は、誘導電動機、ＤＣモータなど、他の形式のモータであってもよい。モータ１１にＤＣモータを用いる場合には、ＡＣ／ＤＣ変換器を搭載してＤＣモータに印加する直流電圧を生成すればよい。 The present invention is not limited to the embodiment described above and illustrated in the drawings, and the following modifications or expansions are possible.
In the above-described embodiment, the configuration in which the R-phase voltage and the S-phase voltage are detected and the voltage of the three-phase AC power supply 21 is monitored has been described. That is, any configuration that detects two-phase voltages among the phase voltages of the AC power supply 21 may be used. For example, a configuration that detects R-phase voltages and T-phase voltages or a configuration that detects S-phase voltages and T-phase voltages. Good.
The motor 11 may be another type of motor such as an induction motor or a DC motor. When a DC motor is used as the motor 11, an AC / DC converter may be mounted to generate a DC voltage that is applied to the DC motor.

図面中、１はロボットシステム（ロボット）、２はロボット本体、１１はモータ、２１は交流電源、２２は直流電源装置、２４はインバータ装置、２６は制御回路（制御手段、経過時間取得手段、前周期記憶手段、データ取得手段、傾き推定手段）、２９、３０は直流電源線、３２はＡ／Ｄ変換回路（サンプリング手段）を示す。 In the drawings, 1 is a robot system (robot), 2 is a robot body, 11 is a motor, 21 is an AC power supply, 22 is a DC power supply, 24 is an inverter device, 26 is a control circuit (control means, elapsed time acquisition means, front (Period storage means, data acquisition means, inclination estimation means), 29 and 30 are DC power supply lines, and 32 is an A / D conversion circuit (sampling means).

Claims

A robot body having a shaft driven by a motor;
A DC power supply device that rectifies an AC voltage applied from a three-phase AC power supply and outputs a DC voltage via a pair of DC power supply lines;
An inverter device for driving the motor by inputting the DC voltage;
Sampling means for sampling the voltage of each phase of the AC power supply with reference to the potential of the DC power supply line on the low potential side of the pair of DC power supply lines;
Control means for detecting the voltage of the first phase and the second phase of the AC power supply by the sampling means and monitoring the voltage of the AC power supply based on the voltage value of each phase;
An elapsed time acquisition means for acquiring an elapsed time from the start point of the current cycle to the present time after defining a start point for each cycle at an interval equal to the cycle of the AC voltage;
Pre-cycle storage means for storing sampling data of each phase in which the voltage value of each phase sequentially sampled in the previous cycle immediately before the current cycle and the elapsed time from the starting point of the previous cycle to each sampling time point are associated with each other; ,
Of the sampling data stored in the previous period storage means, the sampling data having the elapsed time closest to the elapsed time of the latest sampling data in the current period, and the sampling data after one sampling are acquired for each phase. Data acquisition means;
A slope estimating means for estimating a current slope of the voltage of the first phase and the second phase based on a difference between voltage values of two sampling data acquired for each phase by the data acquiring means; Prepared,
The control means samples the voltage of the phase having a large slope estimated by the slope estimation means among the voltages of the first phase and the second phase, and then samples the voltage of the other phase. A robot characterized by that.

The control means, the voltage value of the phase sampled after out of the first phase and the second phase and V _P, V _P-1 a voltage value before one sampling of the in-phase from the voltage value V _P When the time from the time when the voltage of the phase having a large slope is first sampled to the time when the voltage of the other phase is sampled is t _D and the sampling interval is t _S , the voltage value _VP is changed. The robot according to claim 1, wherein the voltage monitoring is performed based on a correction voltage value V _P ′ = V _P + (V _P−1 −V _P ) × t _D / (t _S + t _D ).