JP5189097B2 - フィルタ、分波器、および分波器を含むモジュール、通信機器 - Google Patents

Description

本発明は、例えば、携帯電話に代表される通信機器のアンテナに接続されるフィルタ、分波器、および分波器を含むモジュール、および通信機器に関する。

図１４は、従来のアンテナ分波器の構成を示す図である。従来のアンテナ分波器８１は、共通端子Ａｎｔと送信端子Ｔｘの間に送信フィルタ８２が接続され、共通端子Ａｎｔと受信端子Ｒｘとの間に受信フィルタ８３が接続された構成となっている。アンテナ分波器８１が、例えば携帯電話で使われる場合には、共通端子Ａｎｔはアンテナに接続され、送信端子Ｔｘは送信回路に、受信端子Ｒｘは受信回路に接続される。

送信フィルタ８２の通過帯域と受信フィルタ８３の通過帯域とは異なるので、送信端子Ｔｘに入力された送信信号は、送信フィルタ８２を通過すると、受信フィルタ８３側には流れずに共通端子Ａｎｔからアンテナへ出力される。そして、送信信号はアンテナで電波に変換されて放射される。一方、アンテナが受信した受信信号は、受信フィルタ８３を通過し、受信端子Ｒｘから受信回路に入力される。これが理想的なアンテナ分波器内の信号の流れである。

しかし、実際のアンテナ分波器では、送信フィルタ８２から出力された送信信号の全てが共通端子Ａｎｔからアンテナへ出力されるわけではなく、その一部が受信フィルタ８３に流れ込んで受信端子Ｒｘに到達する。そのため、受信端子Ｒｘから受信回路に入力される受信信号はノイズを含むことに成り、その結果、受信性能を劣化するという問題があった。

ここで、送信回路から送信端子Ｔｘに入力された送信信号のうち、受信フィルタ８３側に漏れて受信端子Ｒｘへ到達する送信信号をどの程度抑えられるかを示す値として使用されるのが、送信−受信間アイソレーション（以下、単にアイソレーションと称する）である。通常、アンテナ分波器のアイソレーションは５０ｄＢ程度である。この５０ｄＢというアイソレーションの値は、アンテナ分波器に求められる性能を満たすには十分な値ではない。

従来、このような受信性能劣化を防ぐために、受信回路内にフィルタが追加されていたが、これにより、機器の増大、コスト高、複雑化を招いていた。したがって、アンテナ分波器のアイソレーション向上は、携帯電話設計において、業界共通の課題となっていた。

そこで、送信回路から受信回路への送信信号漏れの原因の一つであるアンテナ分波器内での不要な電磁結合を取り除くための構造が提案されている（例えば、下記特許文献１、および特許文献２参照）。特許文献１では、不要な電磁結合を取り除くためにシールド電極を設ける構成が開示されている。特許文献２では、アンテナ分波器パッケージのグランド端子の接続を工夫することによって、不要な電磁結合を防止する例が開示されている。
特開２００６−６０７４７号公報 特開２００２−７６８２９号公報

しかしながら、上記特許文献１および２に開示された構成は、不要な電磁結合を取り除くためだけのものであり、根本的に送信フィルタからの漏れ信号を減滅させ、アイソレーションを改善するものではなかった。このように漏れ信号を根本的に抑制するには、フィルタの抑圧帯域の抑圧度を高める必要がある。

そのため、本発明は、高い抑圧度を持つフィルタを実現することを目的とする。また、本発明は、送信フィルタから受信フィルタ側へ漏れる送信信号を根本的に減滅させ、アイソレーションを向上させることができる分波器、そのような分波器を含むモジュールおよび通信機器を提供することを目的とする。

本願に開示のフィルタは、入力信号のうち通過帯域の信号を通過させて出力するフィルタ部と、前記フィルタ部の入力側または出力側に接続され、信号の位相をシフトする移相回路と、前記移相回路および前記フィルタ部をまたいで設けられる橋絡容量とを備える。

上記構成では、橋絡容量が、移相回路および前記フィルタ部をまたいで設けられるので、橋絡容量値と移相回路の移相角を適切に設定することにより、橋絡容量を通過した信号と移相回路およびフィルタ部を通過した信号とが通過帯域外の周波数領域（抑圧帯域）において互いに打ち消しあうようにすることが可能になる。そのため、上記構成により、抑圧帯域における信号がさらに抑圧され、高い抑圧度を持つフィルタを実現することが可能になる。

本願に開示の分波器は、共通端子と、送信端子と、受信端子とを有する分波器であって、前記共通端子と前記送信端子との間に接続される送信フィルタと、前記共通端子と前記受信端子との間に接続される受信フィルタと、前記共通端子と前記受信端子との間に前記受信フィルタと直列に接続される移相回路とを備え、前記移相回路より前記共通端子または前記送信端子に至る線路の一部と、前記移相回路より前記受信端子に至る線路の一部とがリアクタンスを介して結合されている。

上記分波器において、送信端子に入力された送信信号は、送信フィルタを通って共通端子から出力される。この際、送信信号の一部は共通端子から出力されず、受信フィルタ側へ漏れる。このような受信フィルタ側に漏れてきた送信信号は、受信フィルタおよび移相回路を通って位相調整され受信端子に到達する。これと同時に、送信信号は、リアクタンスを介した結合により、移相回路より共通端子または送信端子に至る線路の一部から取り出され、受信端子へ到達する。したがって、移相回路の移相角が適切に設定されることによって、受信端子では、リアクタンスを介した結合によって取り出された送信信号と、受信フィルタおよび移相回路を通過して位相調整された送信信号とが互いに打ち消し合うことが可能になる。すなわち、上記分波器は、移相回路の移相角を適切に設定することにより、受信フィルタ側に漏れて受信端子に到達した送信信号を根本的に減滅させることができる構成となっている。その結果、アイソレーションが向上した分波器が得られる。

本発明によれば、送信フィルタから受信フィルタ側へ漏れる送信信号を根本的に減滅させ、アイソレーションを向上させることができる。

第１の実施形態にかかるアンテナ分波器の概略構成を示す図 共通端子側と受信端子とのリアクタンスを介した結合の他の構成例を示す図 第１の実施形態にかかるアンテナ分波器の概略構成の変形例を示す図 移相回路３の具体例を示す回路図 移相回路３の具体例を示す回路図 移相回路３の具体例を示す回路図 移相回路３の具体例を示す回路図 図１に示したアンテナ分波器の具体的な回路構成の例を示す図 アンテナ分波器における受信フィルタの周波数特性を示す図 アンテナ分波器における送信フィルタの周波数特性を示す図 第１の実施形態におけるアンテナ分波器の送信端子と受信端子とのアイソレーションを示すグラフ アンテナ分波器の回路構成を示す図 第２の実施形態におけるアンテナ分波器の周波数特性の一例を示す図 第２の実施形態におけるアンテナ分波器の周波数特性の一例を示す図 第２の実施形態におけるアンテナ分波器の送信端子と受信端子とのアイソレーションを示すグラフ パッケージで構成されたアンテナ分波器の概略構造を示す図 図３に示す回路構成のアンテナ分波器を含む通信機器の概略構成を示す図 図３に示す回路構成のアンテナ分波器を含むモジュールの一例を示す図 従来の分波器の構成を示す図 第３の実施形態におけるフィルタの回路構成図 容量ＣＢの回路構成を示す図 フィルタ部（ラダー型フィルタ）の回路構成を示す図 図１６Ａの容量ＣＢと、図１６Ｂのフィルタ部の通過特性および位相特性を示すグラフ 図１６Ａの容量ＣＢを、図１６Ｂのフィルタ部１７に橋絡した回路の構成を示す図 図１７Ａに示す回路の通過特性と位相特性を示すグラフ 移相回路の構成を示す図 図１８Ａの移相回路の通過特性および位相特性を示す図 フィルタ部の入力側に移相回路を付加した回路の構成を示す図 図１９Ａの回路の通過特性および位相特性を示すグラフ 図１９Ａに示す回路に橋絡容量ＣＢを付加した回路の通過特性を示すグラフ 移相回路の変形例を示す図 移相回路の変形例を示す図 移相回路の変形例を示す図 移相回路の変形例を示す図 移相回路の変形例を示す図 移相回路の変形例を示す図 移相回路の変形例を示す図 移相回路１６とフィルタ部１７の一部をまたぐように、容量ＣＢが付加された構成を示す図 ダブルモード型弾性表面波フィルタの構成例を示す図 橋絡容量が付加されていないバランスフィルタの構成を示す図 図２５Ａのバランスフィルタの位相特性を示すグラフ 第４の実施形態におけるバランスフィルタの構成を示す図 図２６のバランスフィルタにおける入力端子Ｉｎ−出力端子Ｏｕｔ１間の通過特性（実線ｇ５１）を計算した結果を示すグラフ 図２６のバランスフィルタにおける入力端子Ｉｎ−出力端子Ｏｕｔ２間の通過特性（実線ｇ５２）を計算した結果を示すグラフ 図２６のバランスフィルタをバランス合成し、シングルエンドフィルタとして解析した場合の通過特性（実線ｇ４）の計算結果を示すグラフ 第４の実施形態のバランスフィルタの変形例 図２６に示すバランスフィルタを備えるデュプレクサの構成例を示す図 図３０に示したバランスデュプレクサの特性（バランス合成後）の計算結果を示すグラフ 図３０に示したバランスデュプレクサのアイソレーション特性（実線ｆ６）を示すグラフ 図３０に示したバランスデュプレクサの実装形態を示す図 バランチップの構成を示す平面図 送信フィルタチップの構成を示す平面図 受信フィルタチップの構成を示す平面図 ダイアタッチ層の表面における配線レイアウトの一例を示す図 中間層の、表面における配線レイアウトの一例および、Ｘ―Ｘ線に沿う断面を示す図 フットパット層におけるフットパットの配置を示す図

本発明の実施形態において、前記移相回路は、前記橋絡容量を通じて出力される信号の位相と、前記移相回路および前記フィルタを通じて出力される信号の位相とが前記フィルタ部の前記通過帯域外において逆位相となるように、移相角が設定されることが好ましい。

これにより、フィルタ部の通過帯域外において、橋絡容量を通過した信号とフィルタ部を通過した信号は互いに逆位相となり、打ち消し合う。そのため、通過帯域外（抑圧帯域）における出力信号が小さくなる。すなわち、抑圧帯域に減衰極が生じる。その結果、フィルタの抑圧度が高くなる。

本発明の実施形態において、フィルタは、共通端子と、当該共通端子から入力した信号を、互いに逆移相の２つの信号に分けてそれぞれ出力する２つの出力端子を有する平衡―不平衡変換器を備え、前記フィルタ部は、前記平衡−不平衡変換器の出力される２つの出力端子にそれぞれ接続され、前記平衡−不平衡変換器の一部が前記移相回路となり、前記橋絡容量は、前記共通端子と前記２つ出力端子に接続されたフィルタ部のいずれか一方の出力側とを橋渡しするように設けられる態様とすることができる。

上記構成において、共通端子から入力された信号は、平衡―不平衡変換器により、互いに逆移相になるように移相調整されて、２つ出力端子それぞれから出力され、フィルタ部を通過する。２つの出力端子のうち一方から出力されフィルタ部を通過した信号は、共通端子から橋絡容量を通過してきた信号と合流する。そのため、上記構成は、橋絡容量値を適切に設定することにより、橋絡容量を通過した信号の位相と、いずれかのフィルタ部を通過した信号の位相とが互いに逆移相になって打ち消しあうように調整することが可能な構成となっている。

本発明の実施形態において、前記移相回路および前記フィルタ部はパッケージ内または基板上に形成されており、前記橋絡は、前記パッケージまたは前記基板に形成される態様とすることができる。

これにより、フィルタのサイズを小型に保ちながら抑圧度の向上が実現される。

本発明の実施形態において、前記移相回路は、前記移相回路より前記共通端子または前記送信端子に至る線路の前記一部から、前記リアクタンスを介した結合を通じて前記受信端子に到達した信号と、前記移相回路を通じて前記受信端子に到達した信号との位相の差が略１８０度になるように位相調整することが好ましい。

移相回路により、移相回路を通じて受信端子へ到達した送信信号と、リアクタンスを介した結合を通じて受信端子へ到達した送信信号との位相差は、略１８０度に調整される。そのため、受信端子において、リアクタンスを介した結合によって取り出された送信信号と、受信フィルタおよび移相回路を通過して位相調整された送信信号とが互いに打ち消し合う効果が高くなる。

本発明の実施形態において、前記移相回路は、前記受信フィルタより受信端子側に設けられ、前記受信フィルタより前記送信フィルタまたは前記共通端子へ至る線路の一部と、前記移相回路より受信端子側の線路の一部とがリアクタンスを介して結合される態様とすることができる。この構成により、より簡単な構成で、アイソレーションを向上させた分波器が得られる。

本発明の実施形態において、前記移相回路より前記共通端子または前記送信フィルタへ至る線路の一部と、前記移相回路より受信端子へ至る線路の一部とがリアクタンスを介して結合され、さらに、前記送信フィルタより前記送信端子へ至る線路の一部と、前記移相回路より受信端子へ至る線路の一部とがリアクタンスを介して結合されている態様とすることができる。

送信端子から入力された送信信号は、送信フィルタを通る前と後で若干位相がずれる傾向にある。この場合、位相のずれ幅は送信信号の周波数によって異なる。通常、送信フィルタを通過した送信信号は、送信フィルタの通過周波数帯域内の様々な周波数の成分を含んでいるので、送信信号には、様々なずれ幅でずれた位相の成分が含まれることになる。上記構成により、送信端子から入力され、送信フィルタに入る前の送信信号と、送信フィルタを通った後の送信信号が、リアクタンスを介した結合によって取り出され、受信端子へ到達する。これにより、位相が若干異なる送信信号がそれぞれ取り出され、受信端子に到達する。そのため、これらの位相が若干異なる送信信号が、受信フィルタおよび移相回路を通って受信端子へ到達した送信信号と打ち消しあうことになる。その結果、打ち消される送信信号の位相の範囲が広がることになる。

本発明の実施形態においては、前記リアクタンスを介した結合は容量結合である態様とすることができる。これにより、分波器の性能劣化の抑制、およびアイソレーションの向上が可能になる。

本発明の実施形態において、前記移相回路の少なくとも一部が、集中定数型の回路で構成される態様とすることができる。集中定数型の回路によって移相回路を構成することで、分波器のサイズを小型に保ちながら抑圧度の向上もしくはアイソレーション向上を実現できる。

本発明の実施形態において、少なくとも一部が集中定数型の回路で構成された前記移相回路は、インダクタとキャパシタを備え、インダクタは信号線に対して並列に接続される態様とすることができる。

移相回路において、キャパシタよりも相対的にＱが低いインダクタを信号線に対して並列に接続にすることで、その移相回路を追加したことによる分波器の損失劣化が抑制される。そのため、低損失を保ちながら分波器におけるアイソレーション向上もしくはフィルタの抑圧度の向上を実現できる。

本発明の実施形態において、前記送信フィルタおよび前記受信フィルタはパッケージに収容されており、前記リアクタンスを介した結合は、前記パッケージの配線により形成される態様とすることができる。上記構成により、分波器のサイズを小型に保ちながらアイソレーションの向上が実現される。

前記分波器を含むモジュールであって、前記分波器の前記受信フィルタおよび前記送信フィルタは、前記モジュールが備える基板に搭載され、前記リアクタンスを介した結合は、前記基板における配線により形成されるモジュールも本発明の実施形態に含まれる。上記構成により、サイズを小型に保ちながらも、アイソレーションが向上した分波器を備えるモジュールが得られる。また、このようなモジュールを備えた通信機器も本発明の実施形態に含まれる。

［第１の実施形態］
図１は、第１の実施形態にかかるアンテナ分波器の概略構成を示す図である。アンテナ分波器１０は、共通端子Ａｎｔに、通過周波数帯域が互いに異なる送信フィルタ１と受信フィルタ２とが並列に接続された構成になっている。共通端子Ａｎｔと送信端子Ｔｘとの間に送信フィルタ１が接続されている。共通端子Ａｎｔと受信端子Ｒｘとの間に受信フィルタ２および移相回路３が直列に接続されている。そして、送信フィルタ１から共通端子Ａｎｔに至るまでの線路上の一点と、移相回路３と受信端子Ｒｘとの間の線路上の一点とがコンデンサ４を介して結合されている。

アンテナ分波器１０は、例えば、携帯電話に代表される無線通信機器のアンテナ分波器に用いられる。この場合、アンテナ分波器１０の共通端子Ａｎｔは、無線通信機器のアンテナに接続され、送信端子Ｔｘはアンテナから送出する送信信号を処理する送信回路に、受信端子Ｒｘはアンテナで受信した受信信号を処理する受信回路に接続される。

送信回路から送信端子Ｔｘに入力された送信信号は、送信フィルタ１を通って共通端子Ａｎｔからアンテナへ出力される。また、アンテナから共通端子Ａｎｔへ入力された受信信号は、受信フィルタ２および移相回路３を通って受信端子Ｒｘから受信回路へ出力される。このとき、送信フィルタ１の通過周波数帯域（送信周波数帯域）と、受信フィルタ２の通過周波数帯域（受信周波数帯域）とは異なるため、送信フィルタ１を通った送信信号は、受信フィルタ２へは流れず、共通端子Ａｎｔの方へ流れる。

しかし、実際には、送信信号の一部は、受信フィルタ２に流れ込んで受信端子Ｒｘに到達し、ノイズを発生させる。このように受信フィルタ２へ漏れた送信信号は、受信フィルタ２および移相回路３を通ることにより、位相がシフトした状態で受信端子Ｒｘへ到達する。

一方で、送信フィルタ１を通って共通端子Ａｎｔへ向う送信信号の一部は、共通端子Ａｎｔに至るまでの線路上の一点で取り出され、コンデンサ４を通って受信端子Ｒｘへ到達する。これにより、受信フィルタおよび移相回路３を通った送信信号と、受信フィルタおよび移相回路３を通っていない送信信号とが受信端子Ｒｘへ到達することになる。

これら双方の送信信号の位相差が略１８０度になるように、移相回路３の移相角が設定されることが好ましい。すなわち、受信フィルタ２および移相回路３を通って受信端子Ｒｘに到達した送信信号の位相と、送信フィルタ１から共通端子Ａｎｔに至る線路上の一点（以下、「共通端子Ａｎｔ側」と称する）からコンデンサ４を通って受信端子Ｒｘに到達した送信信号の位相差が１８０度になるように、移相回路３の移相角が設定される。これにより、双方の送信信号が互いに打ち消し合う効果が大きくなり、送信フィルタ１から受信フィルタ２へ漏れてきた送信信号は根本的に減滅する。

このような効果を得るための移相回路３における移相角の適切な値は、アンテナ分波器１０の回路構成に依存する。例えば、受信フィルタ２自体が移相機能を有する場合、受信フィルタ２を通った信号の位相はシフトする。そのため、共通端子Ａｎｔ−受信端子Ｒｘ間に受信フィルタ２および移相回路３が接続される場合には、受信フィルタ２による位相シフト分と移相回路３による位相シフト分とが合わせたシフト量と、共通端子Ａｎｔ側からコンデンサ４を介して受信端子Ｒｘへ到達した送信信号のシフト量との位相差が１８０度になるように、移相回路３の移相角が設定されることが好ましい。なお、上記位相差は、正確に１８０度になる必要はなく、１２０度〜２４０度の範囲内であれば、送信信号の打ち消し効果が得られる。

また、上記の受信フィルタ２および移相回路３の移相機能以外の他の様々な要素も考慮して上記移相角が決定されることが好ましい。そのため、アンテナ分波器１０の回路構成が決定した後、例えば、市販の回路シミュレータを使用することにより、上記位相差が得られる移相回路３の移相角を計算することもできる。具体的には、回路シミュレータの最適化機能を用いることで、最適移相角を探索することができる。また、あらかじめ受信フィルタ２およびコンデンサ４による移相分を測定することにより、移相回路３に必要な移相角を計算することもできる。なお、アンテナ分波器１０の回路構成の具体例については後述する。

また、コンデンサ４の容量結合により、共通端子Ａｎｔ側から取り出されて受信端子Ｒｘの方へ送られる送信信号のパワーは、受信フィルタ２へ漏れていく送信信号と同じ程度の大きさであることが望ましい。なぜなら、共通端子Ａｎｔ側からコンデンサ４の方へ取り出される送信信号のパワーが大きすぎると、アンテナ分波器１０の本来の性能を低下させる可能性があり、逆に小さすぎると、Rx端子に到達した送信信号を完全には打ち消すことができないからである。

このように漏れ送信信号と同程度のパワーの信号を取り出すことを可能にする静電容量Ｃの小さなコンデンサ４を、実際に実装するのは困難な場合もある。そのような場合にとり得る、共通端子Ａｎｔ側と受信端子Ｒｘとのリアクタンスを介した結合の構成例を図２に示す。

図２では、共通端子Ａｎｔ側と受信端子Ｒｘを結合する線路上に直列に設けられた２つのコンデンサ４ａ、４ｂと、前記線路とグランドとの間に接続されたコイル５とで共通端子Ａｎｔ側と受信端子Ｒｘが結合されている。図２に示すように２つのコンデンサ４ａ、４ｂとコイル５で、図１に示すコンデンサ４のみによるリアクタンスと同程度のリアクタンスを得ようとすると、コンデンサ４ａ、４ｂの静電容量Ｃは、コンデンサ４の静電容量より大きくなる。そのため、図１のように１つの静電容量Ｃの小さいコンデンサ４を実装するのが困難な場合は、図２に示すように、比較的静電容量Ｃの大きなコンデンサ４ａ、４ｂを用いて同程度のリアクタンスによる結合を実現することができる。

ところで、上記図１および図２に示す回路構成では、共通端子Ａｎｔ側と受信端子Ｒｘがコンデンサ４またはコンデンサ４ａ、４ｂとコイル５の組み合わせによるリアクタンスを介して結合されるが、このリアクタンスを介した結合の位置はこれに限られない。この結合は、移相回路３よりも共通端子Ａｎｔ側または送信端子Ｔｘ側の線路上と、移相回路３よりも受信端子Ｒｘ側の線路上とを結合するものであればよい。例えば、図３に示すアンテナ分波器１０ｂのように、受信端子Ｒｘと送信端子Ｔｘが、コンデンサ４を介して結合されてもよい。

次に、図１に示す移相回路３の回路構成の例を説明する。図４Ａ〜図４Ｄは、移相回路３の具体例を示す回路図である。図４Ａに示す移相回路では、入力端子Ｉｎと出力端子Ｏｕｔとの間にコイル６が接続され、コイル６の両側の線路は、コンデンサ７ａ、７ｂを介して接地されている。図４Ａに示す移相回路は、例えば、入力端子Ｉｎから入った信号の位相を遅らせて出力端子Ｏｕｔから出力する遅れ移相型の移相回路として用いることができる。

図４Ｂに示す移相回路は、図４Ａに示す移相回路を多段縦続接続した構成であり、この移相回路も遅れ移相型の移相回路として用いることができる。図４Ｂに示す構成では、入力端子Ｉｎと出力端子Ｏｕｔとの間に複数のコイル６ａ、６ｂが接続され、入力端子Ｉｎとコイル６ａとの間、コイル６ａとコイル６ｂとの間、およびコイル６ｂと出力端子Ｏｕｔとの間の線路には、他方の端子が接地されたコンデンサ７ａ、７ｂおよび７ｃがそれぞれ接続されている。すなわち、コイル６ａ、６ｂは入力端子Ｉｎおよび出力端子Ｏｕｔを結ぶ信号線に対して直列に接続され、コンデンサ７ａ、７ｂおよび７ｃは信号線に対して並列に接続されている。

図４Ａに示す移相回路は、位相の遅れ（遅れ移相角）が９０度までの場合に適しており、図４Ｂに示す移相回路は、移相の遅れが９０度以上の場合に適している。

図４Ｃおよび図４Ｄに示す移相回路は、入力端子Ｉｎから入った信号の位相を進ませて出力端子Ｏｕｔから出力する進み移相型の移相回路として用いることができる。図４Ｃに示す構成では、入力端子Ｉｎと出力端子Ｏｕｔを結ぶ信号線にはコンデンサ７が接続され、コンデンサ７の両側の線路はコイル６ｃ、６ｄを介して接地されている。図４Ｄに示す構成は、図４Ｃに示す移相回路を多段縦続接続した構成である。図４Ｄに示す構成では、入力端子Ｉｎと出力端子Ｏｕｔとの間に複数のコンデンサ７ｆ、７ｇが接続され、入力端子Ｉｎとコンデンサ７ｆとの間、コンデンサ７ｆとコンデンサ７ｇとの間、およびコンデンサ７ｇと出力端子Ｏｕｔとの間の線路は、それぞれ、コイル６ｅ、６ｆおよび６ｇを介して接地されている。すなわち、コンデンサ７ｆおよび７ｇが入力端子Ｉｎと出力端子Ｏｕｔを結ぶ信号線に直列に接続され、コイル６ｅ、６ｆおよび６ｇは、信号線に対して並列に接続されている。

図４Ｃに示す移相回路は、位相の進み（進み移相角）が−９０度までの場合に適しており、図４Ｄに示す移相回路は、移相の進みが−９０度程度以下の場合に適している。

図４Ａ〜図４Ｄに示した移相回路は、例えば、集中定数型の素子（コンデンサやコイル等）により構成することができる。この場合、図４Ｃおよび図４Ｄに示すように、入力端子Ｉｎと出力端子Ｏｕｔとを結ぶ信号線に対して直列にコンデンサを接続し、信号線に対して並列にコイルを接続する方が、図４Ａおよび図４Ｂに示すように、信号線に対して直列にコイル、並列にコンデンサを接続するよりも、入力端子Ｉｎと出力端子Ｏｕｔとの間の信号の損失が少なくなる傾向にある。これは、コイルの方がコンデンサよりもＱ値が低いからである。

なお、移相回路の具体的構成は、図４Ａ〜図４Ｄに限定されず、その他、公知の移相回路の構成であってもよい。また、図４Ａ〜図４Ｄに示す移相回路は、コイル、コンデンサ等の集中定数型素子により構成されてもよいし、集中定数型素子と、ストリップ線路や、マイクロストリップ線路等の分布定数型の素子と組み合わせにより構成されてもよい。また、図４Ａ〜図４Ｄに示す移相回路は、チップコンデンサとチップコイルにより構成されてもよいし、ＩＰＤ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｐａｓｓｉｖｅ Ｄｅｖｉｃｅ）を用いて構成されてもよい。

次に、図１に示したアンテナ分波器１０の具体的な回路構成の例を、図５を用いて説明する。図５に示す例では、アンテナ分波器１０の送信フィルタ１は、６段接続のラダー型フィルタの構成をとっている。すなわち、送信フィルタ１は、共通端子Ａｎｔと送信端子Ｔｘとを結ぶ線路（直列腕）に接続された直列共振器１１と、前記線路とグランド間を結ぶ線路上（並列腕）に接続された並列共振器１２とで構成されるフィルタが多段に接続されたものである。受信フィルタ２も、同様に、直列共振器２１と並列共振器２２とで構成される６段接続のラダー型フィルタである。

直列共振器１１、２１および並列共振器１２、２２には、例えば、圧電薄膜共振器（Ｆｉｌｍ Ｂｕｌｋ Ａｃｏｕｓｔｉｃ ｗａｖｅ Ｒｅｓｏｎａｔｏｒ：ＦＢＡＲ）、ＳＭＲ（Ｓｏｌｉｄｌｙ Ｍｏｕｎｔｅｄ Ｒｅｓｏｎａｔｏｒ）あるいは弾性表面波（Ｓｕｒｆａｃｅ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｗａｖｅ：ＳＡＷ）共振器を用いることができる。

また、送信フィルタ１および受信フィルタ２より共通端子Ａｎｔ側の線路上には、整合回路８が設けられる。整合回路８は、共通端子Ａｎｔから送信フィルタ１および受信フィルタ２へ至る線路上とグランド間に接続されたコイル８１により構成されている。なお、移相回路３は、図４Ｂに示した回路構成を採用したものである。

図５に示すアンテナ分波器１０の用途として、例えば、Ｗ−ＣＤＭＡ方式（Ｂａｎｄ Ｉ）の携帯電話を想定すると、送信周波数帯域は１９２０〜１９８０ＭＨｚ、受信周波数帯域は２１１０〜２１７０ＭＨｚとされる。ここで、このような周波数帯域を達成するように送信フィルタ１、受信フィルタ２における共振器１１、１２、２１、２２それぞれの共振周波数を設定した場合のアンテナ分波器１０の周波数特性について説明する。

図６Ａおよび図６Ｂは、一例として、コンデンサ４の値を１５ｆＦ、移相回路の移相角を１９１度とした場合の、アンテナ分波器１０の周波数特性を示す図である。図６Ａ、図６Ｂに示すグラフにおいて縦軸は挿入損失、横軸は周波数を示す。また、図７は、上記アンテナ分波器１０において、送信端子Ｔｘから入力される送信信号のうち受信フィルタ２へ漏れて受信端子Ｒｘへ到達する送信信号がどの程度抑えられているかを示すアイソレーションを示すグラフである。図６Ａおよび図６Ｂに示す周波数特性、および図７に示すアイソレーションは、回路シミュレータにより得られたものである。

図６Ａは、アンテナ分波器１０における受信フィルタ２の周波数特性Ｒ１を示すグラフである。図６Ｂは、アンテナ分波器１０における送信フィルタ１の周波数特性Ｔ１を示すグラフである。図６Ａ、図６Ｂに示すグラフ中に、図５に示す回路構成から、移相回路３およびコンデンサ４による容量結合を取り除いた従来の構成のアンテナ分波器（以下、従来のアンテナ分波器と称する）についての、受信フィルタの周波数特性Ｒ０および送信フィルタの周波数特性Ｔ０がそれぞれ点線で示されている。

図６Ｂに示すように、送信フィルタ１の周波数特性Ｔ１は、従来のアンテナ分波器の送信フィルタの周波数特性Ｔ０と略同じである。これに対して、図６Ａに示す受信フィルタ２の周波数特性Ｒ１では、非通過周波数帯域において、従来のアンテナ分波器における受信フィルタより挿入損失が低くなっている。そのため、図７に示すように、特に送信周波数帯域（１９２０〜１９８０ＭＨｚ）において、アイソレーションＴＲ１が従来のアンテナ分波器のアイソレーションＴＲ０に比べて、約２５ｄＢ以上改善されている。なお、図７に示すアイソレーションは、送信端子Ｔｘに入力された送信信号のパワーＡと、受信フィルタ２側に漏れて受信端子Ｒｘに到達した送信信号のパワーＢを用いて、下記式１のように計算される値Ｘ（単位はｄＢ）である。
Ｘ＝（１０）×ｌｏｇ（Ｂ／Ａ） ・・・（式１）

［第２の実施形態］
第２の実施形態は、上記第１の実施形態にかかるアンテナ分波器１０の回路構成を変形した例である。図８は、本実施形態にかかるアンテナ分波器１００の回路構成を示す図である。図８において、図５と同じ部分には同じ番号を付している。

図８に示すアンテナ分波器１００においては、送信フィルタ１ａは、４段接続のラダー型フィルタ、受信フィルタ２ａは、５段接続のラダー型フィルタである。整合回路８ａは、送信フィルタ１ａおよび受信フィルタ２ａそれぞれにおいて、線路上に直列接続されたコイル６ｆと、線路とグランド間に配置されたコンデンサ７ｆ、７ｇで構成されている。

図８に示すアンテナ分波器１００においては、共通端子Ａｎｔと受信端子Ｒｘはコンデンサ４を介して結合されている。さらに、送信端子Ｔｘと受信端子Ｒｘとの間が、コンデンサ４ｃ、コンデンサ４ｄおよびコイル５ａを含む回路によって結合されている。この回路は、送信端子Ｔｘと受信端子Ｒｘとを結ぶ線路上に２つのコンデンサ４ｃ、４ｄが直列に接続され、それらのコンデンサ４ｃ、４ｄ間の線路とグランドとの間にコイル５ａが配置された構成となっている。

これにより、アンテナ分波器１００においては、送信端子Ｔｘおよび共通端子Ａｎｔそれぞれから送信信号が取り出され、受信端子Ｒｘへ到達する。そのため、送信端子Ｔｘおよび共通端子Ａｎｔの双方から取り出された送信信号が、受信フィルタ２ａへ漏れ、移相回路３を通って受信端子Ｒｘへ到達した送信信号と打ち消しあうことになる。送信フィルタ１ａを通過した後に共通端子Ａｎｔから取り出される送信信号は、送信端子Ｔｘから取り出される送信信号に対して位相が若干ずれている。そのため、若干ずれた２つの位相を含む送信信号と、受信フィルタ２ａへ漏れてきた送信信号と打ち消しあうことになる。その結果、打ち消される送信信号の位相の幅が広がることになる。

例えば、送信フィルタ１ａから受信フィルタ２ａ側へ漏れる送信信号は、送信フィルタ１ａ、整合回路８ａおよび受信フィルタ２ａを通るうちに、位相がずれる場合がある。そのずれ幅は、送信信号の周波数によって異なる傾向がある。そのため、受信フィルタ２ａへ漏れてきた送信信号は、様々なずれ幅でずれた位相の成分を含んだ状態で受信端子Ｒｘへ到達する場合がある。このような漏れ送信信号と、送信端子Ｔｘと共通端子Ａｎｔの双方から取り出された送信信号とが、打ち消しあうことで、打ち消される信号の位相の幅が広がることになる。そのため、図８に示す回路構成において移相回路の移相角を適切に設定することにより、例えば、送信周波数帯域全体において漏れ送信信号を打ち消すことが可能になる。

図９Ａおよび図９Ｂは、一例として、アンテナ分波器１００の送信周波数帯域を１９２０〜１９８０ＭＨｚ、受信周波数帯域を２１１０〜２１７０ＭＨｚとし、コンデンサ４ｃおよびコンデンサ４ｄの静電容量を０．３７ｐＦ、コンデンサ４の静電容量を０．８ｆＦ、コイル５ａのインダクタンスを０．１４ｎＨ、移相回路の移相角を１５８度とした場合の、アンテナ分波器１００の周波数特性を示す図である。図９Ａ、図９Ｂに示すグラフにおいて縦軸は挿入損失、横軸は周波数を示す。また、図１０は、上記アンテナ分波器１０において、送信端子Ｔｘと受信端子Ｒｘとのアイソレーションを示すグラフである。図９Ａおよび図９Ｂに示す周波数特性、および図１０に示すアイソレーションは、回路シミュレータにより得られたものである。

図９Ａは、アンテナ分波器１００における受信フィルタ２ａの周波数特性Ｒ２を示すグラフである。図９Ｂは、アンテナ分波器１００における送信フィルタ２ｂの周波数特性Ｔ２を示すグラフである。図９Ａ、図９Ｂに示すグラフ中に、図８に示す回路構成から、移相回路３、コンデンサ４による共通端子Ａｎｔ−受信端子Ｒｘ間の容量結合、および送信端子Ｔｘ−受信端子Ｒｘ間の結合を取り除いた構成、すなわち従来構成のアンテナ分波器についての、受信フィルタの周波数特性Ｒ０ａおよび送信フィルタの周波数特性Ｔ０ａがそれぞれ点線で示されている。

図９Ｂに示すように、送信フィルタ１ａの周波数特性Ｔ２は、従来のアンテナ分波器の送信フィルタの周波数特性Ｔ０ａと略同じである。これに対して、図９Ａに示す受信フィルタ２ａの周波数特性Ｒ２では、送信周波数帯域（１９２０〜１９８０ＭＨｚ）において、従来のアンテナ分波器における受信フィルタより挿入損失が低くなっている。さらに、図１０に示すように、送信周波数帯域（１９２０〜１９８０ＭＨｚ）において、アイソレーションＴＲ１が従来のアンテナ分波器のアイソレーションＴＲ０ａに比べて、約１０ｄＢ以上改善されている。

以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明の適用可能な範囲は、上記実施形態に限られない。例えば、アンテナ分波器の受信フィルタおよび／または送信フィルタとして、誘電体フィルタを用いても同様の効果が得られる。また、第１の実施形態における容量結合に用いるコンデンサ４や、第２の実施形態におけるコンデンサ４、４ｃ、４ｄおよびコイル５は、ＩＰＤを用いて構成することができる。

また、上記実施形態では、移相回路３が、受信フィルタ２、２ａより受信端子Ｒｘ側の線路上の設けられる例を説明したが、移相回路３の位置はこれに限られない。例えば、受信端子Ｒｘより共通端子Ａｎｔ側に設けられてもよいし、整合回路８または８ａの一部として設けられてもよい。

また、リアクタンスを介した結合の例として、第１の実施形態では、共通端子Ａｎｔ側−受信端子Ｒｘ間の結合、第２の実施形態では、共通端子Ａｎｔ−受信端子Ｒｘ間の結合および、送信端子Ｔｘ−受信端子Ｒｘ間の結合の組み合わせを説明したが、結合位置は、これに限られない。移相回路３よりも共通端子Ａｎｔまたは送信端子Ｔｘの側の線路上と、移相回路３より受信端子Ｒｘ側の線路上とを結合するものであればよい。

また、例えば、送信フィルタおよび受信フィルタをパッケージに収納してアンテナ分波器を構成する場合、上述の共通端子Ａｎｔ−受信端子Ｒｘ間や送信端子Ｔｘ−受信端子Ｒｘ間の結合に使用されるコンデンサ４、４ａ〜４ｄ、およびコイル５、５ａの少なくとも一部をパッケージに内蔵することができる。

図１１は、送信フィルタおよび受信フィルタが収納されたパッケージで構成されたアンテナ分波器の概略構造を示す図である。図１１に示すアンテナ分波器１０ｂは、図３に示す回路構成のアンテナ分波器１０ｂをパッケージで構成したものである。図１１に示す構成要素において、図３に示す回路の構成要素と対応する部分には、同じ番号を付す。

図１１に示すように、パッケージ２０の底面上に送信フィルタ１、受信フィルタ２、移相回路３が設けられている。また、パッケージ２０の底面には配線パターンが形成される。この配線パターンにより、送信フィルタ１および受信フィルタ２と共通端子Ａｎｔとの接続、送信フィルタ１と送信端子Ｔｘとの接続、および受信フィルタ２と受信端子Ｒｘとの移相回路３を介した接続がなされている。さらに、送信端子Ｔｘおよび受信端子Ｒｘとのコンデンサ４を介した結合（容量結合）も、パッケージの底面における配線パターンにより形成されている。なお、この容量結合は、パッケージの底面における配線パターンにより形成される場合に限られず、例えば、上部電極と下部電極の間に誘電体を挟んだ構造の集中定数型コンデンサとワイヤにより形成されてもよい。

また、上記の実施形態で示したアンテナ分波器１０、１０ａ、１０ｂまたは１００を備える通信機器も本発明の実施形態に含まれる。

図１２は、図３に示す回路構成のアンテナ分波器１０ｂを含む通信機器３０の概略構成を示す図である。図１２に示す構成要素において、図３に示す回路の構成要素と対応する部分には、同じ番号を付す。図１２に示す通信機器３０においては、モジュール基板３１上に、送信フィルタ１、受信フィルタ２、移相回路３、パワーアンプ３２、ＲＦＩＣ３３、ベースバンドＩＣが設けられている。

モジュール基板３１に形成された配線パターンにより、送信フィルタ１および受信フィルタ２と共通端子Ａｎｔとの接続、送信フィルタ１と送信端子Ｔｘとの移相回路３を介した接続、および受信フィルタ２と受信端子Ｒｘとの接続がなされている。さらに、送信端子Ｔｘおよび受信端子Ｒｘとのコンデンサ４を介した結合（容量結合）も、パッケージの底面における配線パターンにより形成されている。なお、共通端子Ａｎｔは通信機器３０が備えるアンテナ（図示せず）に接続される。

送信端子Ｔｘはパワーアンプ３２を介してＲＦＩＣ３３に接続され、受信端子ＲｘもＲＦＩＣ３３に接続されている。ＲＦＩＣ３３はベースバンドＩＣ３４に接続されている。ＲＦＩＣ３３は、半導体チップおよびその他の部品により構成されている。ＲＦＩＣ３３には、受信端子から入力された受信信号を処理するための受信回路および、パワーアンプ３２を介して共通端子Ａｎｔに出力する送信信号を処理するための送信回路を含む回路を集積している。なお、パワーアンプ３２は、ＲＦＩＣ３３の送信回路から出力された送信信号を増幅して送信フィルタ１の送信端子Ｔｘへ入力する回路である。

また、ベースバンドＩＣ３４も半導体チップおよびその他の部品により構成されている。ベースバンドＩＣ３４には、ＲＦＩＣ３３に含まれる受信回路から受け取った受信信号を、音声信号やパッケットデータに変換するための回路と、音声信号やパッケットデータを送信信号に変換してＲＦＩＣ３３に含まれる送信回路に出力するため回路とが集積される。

図示しないが、ベースバンドＩＣ３４には、例えば、スピーカ、ディスプレイ等の出力機器が接続されており、ベースバンドＩＣ３４で受信信号から変換された音声信号やパケットデータを出力し、通信機器３０のユーザに認識させることができる。また、マイク、ボタン等の通信機器３０が備える入力機器もベースバンドＩＣ３４に接続されており、ユーザから入力された音声やデータをベースバンドＩＣ３４が送信信号に変換することができる構成になっている。

なお、通信機器３０の構成は、図１２に示す例に限られない。また、通信機器３０の一部に用いられる部品の集合であるモジュールであって、上記実施形態のアンテナ分波器１０、１０ａ、１０ｂまたは１００を含むモジュールも本発明の実施形態に含まれる。

図１３は、図３に示す回路構成のアンテナ分波器１０ｂを含むモジュールの一例を示す図である。図１３に示す例では、モジュール基板３１ａ上に、送信フィルタ１、受信フィルタ２、移相回路３、整合回路３５、パワーアンプ３２が設けられている。共通端子Ａｎｔ、送信フィルタ１、受信フィルタ２、移相回路３、コンデンサ４、受信端子Ｒｘおよび送信端子Ｔｘの接続関係は図１２に示す通信機器と同様である。送信端子Ｔｘには、整合回路３５を介してパワーアンプ３２が接続されている。なお、どの部品または回路を１つのモジュールにするかは任意であり、図１３に示す例に限られない。

上記実施形態のアンテナ分波器１０、１０ａ、１０ｂ、１００に示すように、本発明によれば、受信回路に漏れる送信信号を、アンテナ分波器内部からとりだした別の送信信号を用いて打ち消すことで、アイソレーションが大幅に向上するという効果が得られる。さらには、小型・低損失を保った状態でアイソレーションを向上することができ、高性能なアンテナ分波器を提供することも可能となる。

本発明は、アイソレーションが向上したアンテナ分波器、またはそれを用いた通信機器およびモジュールとして有用である。

［第３の実施形態］
（本実施形態の構成）
図１５は、第３の実施形態におけるフィルタの回路構成図である。図１５に示すフィルタ１５の入力端子Ｉｎ側と出力端子Ｏｕｔの間には、移相回路１６およびフィルタ部１７が接続されている。また、フィルタ１５には、入力端子Ｉｎ−移相回路１６間のノードと、フィルタ部１７−出力端子Ｏｕｔ間のノードとを、橋渡しにより連結する橋絡容量ＣＢが設けられている。

移相回路１６は、直列に接続されたコイルＬ１と並列に接続されたコンデンサＣ１とを含んでいる。フィルタ部１７は、４段のフィルタ素子Ｄ１〜Ｄ４が接続されて構成されるラダー型フィルタである。各フィルタ素子Ｄ１〜Ｄ４は、直列共振器Ｓ１〜４および並列共振器Ｐ１〜Ｐ４を備えている。

（本実施形態の原理）
フィルタ１５のようにフィルタを構成することにより、抑圧帯域における抑圧度の向上が可能になり、良好なフィルタ特性が得ることが可能になる。以下、その原理について説明する。

図１６Ａは、容量ＣＢを、入力端子Ｉｎと出力端子Ｏｕｔとの間に直列に接続した場合の回路構成を示す図である。図１６Ｂは、フィルタ部１７（ラダー型フィルタ）を、入力端子Ｉｎと出力端子Ｏｕｔとの間に直列に接続した場合の回路構成を示す図である。図１６Ｃは、図１６Ａに示す容量ＣＢの通過特性および位相特性と、図１６Ｂに示すフィルタ部の通過特性および位相特性とを示すグラフである。

図１６Ｃに示すグラフにおいて、横軸の目盛りは周波数を表し、左側の縦軸の目盛りは減衰量［ｄＢ］を、右側の縦軸の目盛りは位相［°］をそれぞれ表す。図１６Ｃにおいて、実線ｇ１は図１６Ｂに示すフィルタ部１７の通過特性を、実線ｈ１はフィルタ部１７の位相特性をそれぞれ示す。破線ｉは、図１６Ａに示す容量ＣＢの通過特性を、破線ｊは容量ＣＢの位相特性をそれぞれ示す。図１６Ｃに示す例では、通過帯域低周波側の抑圧帯域（約１７００ＭＨｚ〜約１９２０ＭＨｚ）に注目すると、フィルタ部１７の位相は約−２０°〜−５０°くらいになっていることがわかる。一方、容量ＣＢの位相は、約８５°である。

図１７Ａは、図１６Ａの容量ＣＢを、図１６Ｂのフィルタ部１７の入力端子Ｉｎと出力端子Ｏｕｔ間に橋絡した場合の回路構成を示す図である。すなわち、図１７Ａは、ラダー型フィルタの入出力端子間に、静電容量＝0.05pFの橋絡容量ＣＢを付加した場合の回路構成を示している。

図１７Ｂは、図１７Ａに示す回路の通過特性と位相特性を示すグラフである。図１７Ｂにおいては、実線ｇ２が通過特性を、実線ｈ２が位相特性をそれぞれ示す。参考のため、図１６Ａの容量ＣＢの位相容量も破線ｊで示されている。図１７Ｂでは、橋絡容量ＣＢを通過した電流と、フィルタ部１７を通過した電流の位相差は、通過帯域低周波側の抑圧帯域で１０５°〜１３５°くらいとなっている。

ここで、この抑圧帯域における前記位相差を１８０°にすれば、これら橋絡容量ＣＢの電流とフィルタ部１７の電流とが互いに打ち消し合い、抑圧帯域での抑圧度が改善されると予想される。そこで、フィルタ部１７を通過する電流の位相を、橋絡容量ＣＢを通過する電流の位相と逆位相になるように変化させることを考える。

例えば、図１８Ａに示すような移相回路（位相遅延回路）１６をフィルタ部１７に接続すれば、出力位相を変化させることができる。移相回路１６は、入力端子Ｉｎと出力端子Ｏｕｔとの間に直列に接続されたコイルＬ１（直列インダクタ）と、並列に接続されたコンデンサＣ１（並列キャパシタ）を備える。ここで、図１８Ｂは、コイルＬ１のインダクタンスが５．７４ｎＨ、コンデンサＣ１の静電容量が１．１５ｐＦの場合の、移相回路１６の通過特性（実線ｋ）および位相特性（実線ｍ）を示すグラフである。位相特性は、約−６０°である。この移相回路１６をフィルタ部１７に接続すれば、フィルタ部１７を通過する電流の位相を−６０°くらい変化できると予想できる。

図１９Ａは、フィルタ部１７の入力側に移相回路１６を付加した回路の構成を示す図である。図１９Ｂは、図１９Ａの回路の通過特性（実線ｇ３）および位相特性（実線ｈ３）を示すグラフである。なお、図１９Ｂにおける破線ｊは、図１６Ａの容量ＣＢの位相特性を示す。図１９Ｂから、移相回路１６がフィルタ部１７に付加されることにより、位相は約−６０°変化し、通過帯域低周波側の抑圧帯域の位相は−８０°〜−１１０°くらいとなっていることがわかる。

図１９Ｂのグラフの１７９０ＭＨｚ付近において、実線ｇ３で示される移相回路１６およびフィルタ部１７の位相と、破線ｊで示される橋絡容量ＣＢの位相との差Ｄは、略１８０°になっている。すなわち、通過帯域低周波側の抑圧帯域での両者の位相差Ｄは略１８０°（逆位相）となっている。

この結果から、図１９Ａに示す回路に、入力端子Ｉｎと出力端子Ｏｕｔとの間を橋渡しする橋絡容量ＣＢを付加して図１５に示す構成とすることによって、抑圧帯域における出力信号が小さくなることが予想される。すなわち、抑圧帯域おいて、橋絡容量ＣＢを通過した電流と移相回路１６およびフィルタ部１７を通過した電流とが、互いに逆位相となって打ち消し合い、出力信号が小さくなる（減衰極となる）ことが予想できる。

図２０は、図１９Ａに示す回路に橋絡容量ＣＢを付加して図１５と同様に構成した回路の通過特性（実線ｇ４）を示すグラフである。図２０に示すグラフでは、予想どおり、１７９０ＭＨｚ付近に減衰極が発生し、通過帯域低周波側のフィルタの抑圧度が改善することが示されている。このように、図１５に示すように回路を構成することで、抑圧帯域に減衰極を発生させ、高い抑圧度を持つフィルタを実現することができる。

なお、橋絡容量ＣＢの静電容量の値を変化させると、橋絡容量ＣＢを通過する電流の位相が変化する。そのため、橋絡容量ＣＢの静電容量の値を変化させることで、減衰極の周波数を任意に制御することができる。

（移相回路の変形例）
本実施形態で用いる移相回路（位相変化素子）１６は、図１８Ａに示した回路構成以外に、例えば、図２１Ａ〜２１Ｃに示す回路構成とすることができる。図２１Ａおよび２１Ｂに示す移相回路は、いずれも直列にコイルＬ、並列にコンデンサＣを接続した構成である。図２１Ｂの回路は、いわゆるＬＣＬ―Ｔ型回路である。コイルＬやコンデンサＣは、例えば、チップ部品や集積受動素子（IPD）などで実現できる。また、図２１Ｃに示すように、分布定数型のストリップ線路やマイクロストリップ線路等の伝送線路（Transmission line）１８により移相回路が構成されてもよい。

フィルタの抑圧帯域における初期位相によっては、移相回路は、位相を遅らせる場合も、位相を進ませる場合もあり得る。位相を進ませる場合は、例えば、図２２Ａ〜２２Ｄに示す移相回路を用いることができる。図２２Ａ〜２２Ｃの移相回路は、いずれも、直列にコンデンサＣ、並列にコイルＬが接続された構成である。図２２Ｄの移相回路は、伝送線路１８により構成されている。

なお、上記の移相回路の変形例は、他の実施形態に適用することもできるし、図４Ａ〜図４Ｄに示す移相回路を本実施形態の移相回路として採用することもできる。

（フィルタ部１７の変形例）
橋絡容量ＣＢは、移相回路１６とフィルタ部１７の最も外側に付加しなくても、例えば図２３に示すように、移相回路１６の入力端子Ｉｎ側とフィルタ部１７の中間部とを橋渡しするように、橋絡容量ＣＢが付加されてもよい。図２３の例では、ラダー型フィルタを構成する多段のフィルタ素子の一部と、移相回路１６とをまたぐように橋絡容量ＣＢが設けられる。このように、移相回路１６と、フィルタ部１７の一部とをまたいで設けられても、前述と同様の原理により、フィルタの抑圧度を高めることができる。

本実施形態では、フィルタ部１７は、一例として、ラダー型フィルタで構成されているが、フィルタ部１７は、他のいかなる種類のフィルタであってもよい。例えば、ダブルモード型弾性表面波フィルタを用いることができる。図２４は、ダブルモード型弾性表面波フィルタの構成例を示す図である。図２４のダブルモード型弾性表面波フィルタは、入力端子Ｉｎが接続された入力ＩＤＴ１９と、その両側に設けられた出力ＩＤＴ２１ａ、２１ｂと、出力ＩＤＴ２１ａ、２１ｂの外側に設けられた反射器２２ａ、２２ｂを備える。出力ＩＤＴ２１ａ、２１ｂには出力端子Ｏｕｔが接続されている。

なお、橋絡容量ＣＢは、チップ部品やIPDで実現されてもよいし、フィルタチップ上に作製されてもよい。また、後述するように、フィルタを実装するパッケージや基板に橋絡容量ＣＢを形成することもできる。

［第４の実施形態］
第４の実施形態は、上記第３の実施形態におけるフィルタを、バランスフィルタに適用した形態である。

図２５Ａは、橋絡容量ＣＢが付加されていないバランスフィルタの構成を示す図である。当該バランスフィルタは、バラン２３およびフィルタ部（ラダー型フィルタ）１７ａ、１７ｂを用いて構成される。ここで、バラン２３は、共通端子（入力端子Ｉｎ）と、共通端子に入力した信号の位相を約９０°遅らせて出力する出力端子２４ａと、共通端子に入力した信号の位相を約９０°進ませて出力する出力端子２４ｂとを有する平衡−不平衡変換器である。図２５Ａに示す例では、バラン２３は、コイルＬ２、Ｌ３とコンデンサＣ２、Ｃ３を用いて構成される。バランの２つの出力端子２４ａ、２４ｂに、それぞれ、ラダー型フィルタであるフィルタ部１７ａ、１７ｂが接続され、不平衡入力−平衡出力のバランスフィルタが構成される。フィルタ部１７ａ、１７ｂは、上記第３の実施形態におけるフィルタ部１７と同様である。

図２５Ａに示すタイプのバランスフィルタにおいて、入力端子Ｉｎと一方の出力端子Ｏｕｔ１間の経路、および、入力端子Ｉｎと他方の出力端子Ｏｕｔ２間の経路それぞれは、移相回路に、フィルタ部１７ａまたは１７ｂが接続された構成になっている。そのため、第３の実施形態の橋絡容量ＣＢをいずれかの経路に付加することで、抑圧度改善効果を得ることができると考えられる。

図２５Ｂは、図２５Ａのバランスフィルタの入力端子Ｉｎ−出力端子Ｏｕｔ１間の位相特性（実線ｈ４１）と、入力端子Ｉｎ−出力端子Ｏｕｔ２間の位相特性（実線ｈ４２）を示すグラフである。図２５Ｂのグラフは、バラン２３のコイルＬ２、Ｌ３のインダクタンスが５．７４ｎＨ、コンデンサＣ２、Ｃ３の静電容量が１．１５ｐＦである場合の計算結果である。また、図１６Ａに示した容量ＣＢ（静電容量＝０．０５ｐＦ）の位相特性（破線ｊ）も上記グラフに示している。通過帯域より低周波側の位相特性に注目すると、１７９０ＭＨｚ辺りで容量ＣＢの位相と、入力端子Ｉｎ−出力端子Ｏｕｔ１間の位相の差Ｄが略１８０°（逆位相）になっている。したがって、入力端子Ｉｎと出力端子Ｏｕｔ１間に、０．０５ｐＦ程度の橋絡容量ＣＢを付加した構成（図２６に示す構成）にすることで、入力端子Ｉｎ−出力端子Ｏｕｔ１間の抑圧特性に減衰極を発生することができ、抑圧度を改善できると考えられる。

すなわち、図２６は、本実施形態におけるバランスフィルタの構成を示す図である。図２７Ａは、図２６に示す構成のバランスフィルタにおける入力端子Ｉｎ−出力端子Ｏｕｔ１間の通過特性（実線ｇ５１）を計算した結果を示すグラフである。このグラフには、橋絡容量ＣＢを付加しない構成（図２５Ａに示す構成）のバランスフィルタの通過特性（実線ｇ４１）も示されている。このグラフによれば、橋絡容量ＣＢを付加することで、入力端子Ｉｎ−出力端子Ｏｕｔ１間の通過特性において、１７９０ＭＨｚ辺りに減衰極が発生していることがわかる。この結果、通過帯域よりも低周波側の抑圧度が向上している。一方、図２７Ｂは、入力端子Ｉｎ−出力端子Ｏｕｔ２間の通過特性（実線ｇ５２）を示すグラフである。実線ｇ５２は、橋絡容量ＣＢを設けない場合の通過特性（実線ｇ４２）と重なっている。すなわち、橋絡容量ＣＢを付加する場合もしない場合も同じ通過特性となっている。図２８は、図２６のバランスフィルタをバランス合成し、シングルエンドフィルタとして解析した場合の通過特性（実線ｇ４）の計算結果を示すグラフである。バランス合成すると減衰極が高周波側に移動し、１８６０ＭＨｚ辺りに減衰極が発生することがわかる。このように、バランス合成した解析からも、橋絡容量ＣＢを付加することで通過帯域より低周波側の抑圧度を高めることができることがわかる。

図２９は、本実施形態のバランスフィルタの変形例を示す図である。当該変形例においては、バランスフィルタは、バラン２３ａと、バラン２３ａの出力端子２４ａ、２４ｂに接続されたバランス入力−バランス出力型のラダー型フィルタ１７ｃとを備える。ラダー型フィルタ１７ｃは、直列共振器Ｓ１〜４がそれぞれ接続された二つの経路間を繋ぐように、並列共振器Ｐ１〜Ｐ４が接続された構成になっている。また、バラン２３ａでは、一例として、ＣＬＣのπ型回路とＬＣＬのπ型回路が用いられている。

（デュプレクサの構成例）
図３０は、図２６に示すバランスフィルタを備えるデュプレクサの構成例を示す図である。当該デュプレクサにおいては、アンテナ端子Ａｎｔに、受信フィルタ２５および送信フィルタ２６が接続されている。受信フィルタ２５の出力側の端子が受信端子Ｒｘ１、Ｒｘ２であり、送信フィルタ２６の入力側の端子が送信端子Ｔｘである。すなわち、当該デュプレクサは、図２６に示すバランスフィルタを、受信フィルタ（Ｒｘフィルタ）２５として用いている。そのため、受信端子Ｒｘ１、Ｒｘ２はバランス出力端子である。送信フィルタ２６はラダー型フィルタで構成されている。

図３１Ａは、図３０に示したバランスデュプレクサの特性（バランス合成後）の計算結果を示すグラフである。グラフにおいて、実線ｇ６Ｒｘは受信フィルタ２５の特性を、実線ｇ６Ｔｘは送信フィルタ２６の特性をそれぞれ示す。また、破線ｇ７Ｒｘ、ｇ７Ｔｘは、橋絡容量ＣＢがない構成（図２５Ａに示す構成）のバランスフィルタを受信フィルタに用いたバランスデュプレクサの、受信フィルタおよび送信フィルタそれぞれの特性を示す。（実線ｇ６Ｔｘと破線ｇ７Ｔｘとは略重なっている。）図３１Ａから、橋絡容量ＣＢを付加することで、受信端子Ｒｘの一方において出力信号が相殺され、受信フィルタの通過帯域よりも低周波側の抑圧度が改善していることがわかる。

図３１Ｂは、図３０に示したバランスデュプレクサの送信端子Ｔｘ−受信端子Ｒｘ間のアイソレーション特性（実線ｆ６）を示すグラフである。なお、実線ｆ７は、橋絡容量ＣＢがない構成（図２５Ａに示す構成）のバランスフィルタを用いたバランスデュプレクサのアイソレーション特性を示す。図３１Ｂから、送信端子Ｔｘ−受信端子Ｒｘ間のアイソレーション特性も、受信フィルタ２５の抑圧特性を反映して大幅に改善していることが確認できる。なお、第３の実施形態のフィルタを用いてデュプレクサを構成しても、同様に効果を得ることができる。

（デュプレクサの実装例）
図３２は、図３０に示したバランスデュプレクサの実装形態を示す図である。図３２に示す例では、キャビティ２９を有するセラミックパッケージ３６に、バランチップ２８、送信フィルタチップ３３、および受信フィルタチップ３４がフリップチップ実装される。バランチップ３２は、図３０におけるバラン２３を形成するＩＰＤチップである。送信フィルタチップ３３は送信フィルタ２６を形成するチップであり、受信フィルタチップ３４はフィルタ部１７ａ、１７ｂを形成するチップである。これらの各チップとセラミックパッケージ３６とは、例えば、Ａｕバンプにより導通される。これらのチップが実装されたセラミックパッケージ３６の上部には、メタルリッド２７がキャップとして設けられる。これにより、キャビティ２９は気密封止される。

セラミックパッケージ３６は、例えば、チップが実装されるダイアタッチ層、およびその下の中間層を含む積層パッケージとすることができる。この場合、中間層の裏側にはフットパットが設けられ、フットパット層が形成される。なお、アンテナ端子Ａｎｔ−受信端子Ｒｘ１間を橋渡しする橋絡容量ＣＢは、例えば、後述するようにセラミックパッケージ３６に形成することができる。

図３３は、バランチップ２８の構成を示す平面図である。図３３に示す例では、石英の基板３７上のアンテナ端子Ａｎｔと出力端子２４ａとの間にコイルＬ２、出力端子２４ｂとＧＮＤ端子との間にコイルＬ３が形成される。コイルＬ２、Ｌ３は、例えば、銅等の金属膜を用いたスパイラルコイルにより形成することができる。また、アンテナ端子Ａｎｔと出力端子２４ｂとの間にコンデンサＣ３、出力端子２４ａとＧＮＤ端子との間にコンデンサＣ２が形成される。コンデンサＣ２、Ｃ３は、例えば、ＭＩＭキャパシタで形成される。

図３４は、送信フィルタチップ３３の構成を示す平面図である。図３４に示す例では、圧電基板３８上に設けられた弾性表面波素子により、ラダー型フィルタの直列共振器および並列共振器が形成されている。弾性表面波素子は、線路パターンを介して、アンテナ端子Ａｎｔ、送信端子Ｔｘまたはグランド端子ＧＮＤに接続される。

図３５は、受信フィルタチップ３４の構成を示す平面図である。図３５に示す例では、圧電基板３９上に設けられた弾性表面波素子により、ラダー型フィルタの直列共振器Ｓ１〜Ｓ４および並列共振器Ｐ１〜Ｐ４が形成されている。弾性表面波素子は、線路パターンを介して、出力端子２４ａ、２４ｂ、受信端子Ｒｘ１、Ｒｘ２またはグランド端子ＧＮＤに接続される。なお、図３３〜図２５において示される各部の符号は、図３０に示す各部の符号の対応している。

次に、セラミックパッケージ３６において、橋絡容量ＣＢが形成される場合の構成例を説明する。図３６Ａは、セラミックパッケージ３６のダイアタッチ層の表面における配線レイアウトの一例を示す図である。図３６Ｂは、ダイアタッチ層の下層である中間層の、表面における配線レイアウトの一例および、Ｘ―Ｘ線に沿う断面を示す図である。図３６Ｃは、ダイアタッチ層の下層であるフットパット層におけるフットパットの配置を示す図である。

図３６Ａ〜図３６Ｃにおいては、白抜きの長方形または正方形は、チップとセラミックパッケージ３６とをつなぐバンプを示している。また、白抜きの丸は、他の層と導通するビアを示している。線路パターンは、バンプ間、ビア間またはバンプ−ビア間を繋いでいる。なお、図３６Ａ〜図３６Ｃにおける線路パターンの符号は、その符号によって示される線路パターンが接続される各端子の符号である。各端子の符号は、図３０に示す符号に対応している。また、図３６Ａ〜図３６Ｃにおいては、橋絡容量ＣＢに関係する線路および端子のレイアウトを少なくとも示し、その他のレイアウトは省略している。

例えば、図３６Ａに示すダイアタッチ層では、バランチップ２８のアンテナ端子Ａｎｔは線路パターンによりビアに接続され、送信フィルタ３３のアンテナ端子Ａｎｔも線路パターンによりビアに接続されている。これらのビアは、図３６Ｂに示す中間層に導通しており、中間層において、線路パターン（Ａｎｔ端子に接続される線路パターン）により互いに接続されている。なお、図３６Ｂに示す例では、中間層の裏側に設けられたフットパットを点線で示している。この中間層のＡｎｔ端子に接続される線路パターンの一方の端部が、受信端子Ｒｘ１のフットパットの上方に配置されている。このように、アンテナ端子Ａｎｔに繋がる線路パターン（配線）が、受信端子Ｒｘ１のフットパッドの直上まで伸びる構成とすることにより、この線路パターンと受信端子Ｒｘ１のフットパッドとが、セラミックを誘電帯層とする平行平板型のキャパシタを形成することになる（図３６Ｂの断面図参照）。そのため、線路パターンとフットパッドの重なり部分Ｗを調整することで所望のキャパシタンス値を得ることができる。ひいては、線路パターンにより減衰極周波数を任意に制御することが可能になる。

このように、橋絡容量ＣＢは、簡単な構成により実現することができる。そのため、例えば、パッケージの大型化や、配線構造の複雑化による干渉等の問題を引き起こすことなく、容易に、所望のフィルタ抑圧特性を得ることが可能になる。

Claims (8)

1. 入力信号のうち通過帯域の信号を通過させて出力するフィルタ部と、
   前記フィルタ部の入力側または出力側に接続され、信号の位相をシフトする移相回路と、
   前記移相回路および前記フィルタ部をまたいで設けられる橋絡容量と、
   共通端子と、当該共通端子から入力した信号を、互いに逆移相の２つの信号に分けてそれぞれ出力する２つの出力端子を有する平衡―不平衡変換器を備え、
   前記フィルタ部は、前記平衡−不平衡変換器の出力される２つの出力端子にそれぞれ接続され、
   前記平衡−不平衡変換器の一部が前記移相回路となり、
   前記橋絡容量は、前記共通端子と前記２つの出力端子に接続されたフィルタ部のいずれか一方の出力側とを橋渡しするように設けられる、フィルタ。
2. 前記移相回路および前記フィルタ部はパッケージ内または基板上に形成されており、
   前記橋絡容量は、前記パッケージまたは前記基板に形成される、請求項１に記載のフィルタ。
3. 前記移相回路は、キャパシタとインダクタを備え、インダクタは信号線に対して並列に接続されている、請求項１または２に記載のフィルタ。
4. 共通端子と、送信端子と、受信端子とを有する分波器であって、
   前記共通端子と前記送信端子との間に接続される送信フィルタと、
   前記共通端子と前記受信端子との間に接続される受信フィルタと、
   前記共通端子と前記受信端子との間に前記受信フィルタと直列に接続される移相回路とを備え、
   前記移相回路より前記共通端子または前記送信端子に至る線路の一部と、前記移相回路より前記受信端子に至る線路の一部とがリアクタンスを介して結合されており、
   前記移相回路により、前記移相回路より前記共通端子または前記送信端子に至る線路の前記一部から、前記リアクタンスを介した結合を通じて前記受信端子に到達した信号と、前記移相回路を通じて前記受信端子に到達した信号との位相の差が略１８０度になるように位相調整され、
   前記受信フィルタは、
   当該共通端子から入力した信号を、互いに逆移相の２つの信号に分けてそれぞれ出力する２つの出力端子を有する平衡―不平衡変換器と、
   前記平衡−不平衡変換器の出力される２つの出力端子にそれぞれ接続されるフィルタ部とを備え、
   前記平衡−不平衡変換器の一部が前記移相回路となり、
   前記リアクタンスを介した結合は、前記共通端子と前記２つの出力端子に接続されたフィルタ部のいずれか一方の出力側とを橋渡しするように設けられる、分波器。
5. 前記移相回路は、キャパシタとインダクタを備え、インダクタは信号線に対して並列に接続されている、請求項４に記載の分波器。
6. 前記移相回路より前記共通端子または前記送信フィルタへ至る線路の一部と、前記移相回路より受信端子へ至る線路の一部とがリアクタンスを介して結合され、
   さらに、前記送信フィルタより前記送信端子へ至る線路の一部と、前記移相回路より受信端子へ至る線路の一部とがリアクタンスを介して結合されている、請求項４または５に記載の分波器。
7. 前記リアクタンスを介した結合は容量結合である、請求項４〜６のいずれか１項に記載の分波器。
8. 請求項４〜７のいずれか１項に記載の分波器を含むモジュールであって、
   前記分波器の前記受信フィルタおよび前記送信フィルタは、前記モジュールが備える基板に搭載され、
   前記リアクタンスを介した結合は、前記基板における配線により形成されるモジュールを備えた通信機器。

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