JP5225816B2 - 半導体装置 - Google Patents

Description

本発明は、通信制御用の半導体装置及び通信装置に関し、例えば搬送波を使用し、電磁誘導による通信を行うＩＣカードやその他のＮＦＣ（Near Field Communication）端末に適用して有効な技術に関する。

現在実施されている非接触インタフェースを有するＩＣカードシステムの仕様としては、ＩＳＯ規格で制定されているＩＳＯ１４４４３−Ａ（タイプＡ方式）と、ＩＳＯ１４４４３−Ｂ（タイプＢ方式）や、日本ICカード利用促進協議会（ＪＩＣＳＡＰ）で規定されている高速処理用ＩＣカード方式(「高速タイプ」と称される）等複数の方式がある。

タイプＡ方式は、リーダ／ライタからＩＣカードへのデータ転送には、例えばＲＦ(Radio Frequency)動作磁界を瞬断(ポーズ)させてＡＳＫ（amplitude shift keying）１００％変調する方式を用いる。変調信号の符号にはモディファイ・ミラー（Modifide Miller）符号を用いる。

タイプＢ方式は、リーダ/ライタからＩＣカードへのデータ転送には、例えばＲＦ動作磁界をＡＳＫ１０％変調する方式を用いる。変調信号の符号にはＮＲＺ（Non Return to Zero）符号を用いる。

高速タイプ方式は、リーダ／ライタとＩＣカードとの間のデータ転送には、例えばＲＦ動作磁界をＡＳＫ１０％変調する方式を用いる。変調信号の符号にはマンチェスタ（Manchester）符号を用いる。

それら複数の通信方式で通信するためにＩＣカード等の通信端末はそれぞれの通信方式に対応するデコーダを備え、更に、複数のデコーダが正常にデコードできたかを判定回路で判別し、正常にデコードできたデコーダの出力を選択回路で選択する必要がある。特許文献１にはリーダ／ライタにおいて通信方式に応じた複数の復元回路と選択回路を設けたれが示される。

特開２００２−３４２７２５

上記複数の通信方式に対応するコンビネーションカード等の近接通信用の端末がそれぞれの通信方式に応じた通信手段を複数用意して複数の通信方式に対応すると、回路規模が大きくなってしまう。この点は、据え置き型のリーダ／ライタでは問題にはならないが、ＩＣカードや通信携帯端末等の携帯機器においては小型軽量化の要請より大きな課題である。リーダ／ライタに関する特許文献１でも、２値化された信号の立ち上がり・立ち下がりエッジの期間を計測し、通信方式を判定することが記載されているが、具体的な判定方式に言及されていないことはもとより、それを受信データの再生に応用することは何ら着眼されていない。タイプ判定に時間計測を行うという着想が単に示されているに過ぎない。

本発明の目的は、異なる符号を用いて符号化された受信信号の符号タイプを判別して復号する回路の規模を縮小することができるようにすることにある。

本発明の前記並びにその他の目的と新規な特徴は本明細書の記述及び添付図面から明らかになるであろう。

本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を簡単に説明すれば下記の通りである。

すなわち、異なる符号を用いて符号化された受信信号の符号タイプの判別と復号を行う受信ロジック回路は、受信信号の復調信号に対して、復調信号に現れる変調期間又は無変調期間の符号間での相違に基づいてその符号タイプを複数の符号タイプの中から判別し、判別された符号タイプに応じて復調信号に交互に現れる変調期間又は無変調期間の状態に基づいて復号を行って、受信データを再生する。符号毎に固有のデコーダを備えることを要しない。

本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記のとおりである。

すなわち、異なる符号を用いて符号化された受信信号の符号タイプを判別して復号する回路の規模を縮小することができる。

１．実施の形態の概要
先ず、本願において開示される発明の代表的な実施の形態について概要を説明する。代表的な実施の形態についての概要説明で括弧を付して参照する図面中の参照符号はそれが付された構成要素の概念に含まれるものを例示するに過ぎない。

〔１〕本発明に係る半導体装置は、所定の符号タイプで符号化され、アンテナで受信された変調信号を、復調する復調回路と、前記復調回路から出力された復調信号を復号する受信ロジック回路と、を有する。前記受信ロジック回路は、前記復調信号に対して、その符号タイプを複数の符号タイプの中から判別し、判別した符号タイプに応じた復号を行って、受信データを再生する。前記符号タイプの判別は、復調信号に現れる変調期間又は無変調期間の符号間での相違に基づいて行う。前記復調信号の復号は、判別された符号タイプに応じて復調信号に交互に現れる変調期間又は無変調期間の状態に基づいて行う。

これにより、受信ロジック回路は符号タイプ毎に固有のデコーダを備えることを要しない。したがって、異なる符号タイプを用いて符号化された受信信号の符号タイプを判別して復号する回路の規模を縮小することができる。

〔２〕項１の半導体装置において、前記受信ロジック回路は、復調信号に現れる変調期間又は無変調期間の所要の期間を計測するタイマと、前記タイマで計測された計測値に基づいて符号を判別する判別部と、判別した符号に応じて前記タイマで計測した結果を用いることにより前記復調信号の復号を行って受信データを再生するデコード部とを有する。タイマによる計測結果に基づいて符号タイプの判別と復号を行うことができる。

〔３〕項２の半導体装置において、前記タイマは変調信号から抽出した搬送波クロック信号に同期するクロック信号を計数して期間を計測する。受信信号から搬送クロックを抽出できる場合に便利である。

〔４〕項２の半導体装置において、前記複数の符号タイプは、モディファイ・ミラー、ＮＲＺ、及びマンチェスタに大別される。

〔５〕項４の半導体装置において、前記判別部は、前記タイマによる復調信号の変調期間において当該変調期間の計測値がモディファイ・ミラーとＮＲＺの夫々のエンコードタイムユニットの半分に相当する値を超えたことを検出したときＮＲＺと判別する。前記半分に相当する値を超える前に復調信号が無変調期間に遷移したとき当該無変調期間において無変調期間の計測値が前記エンコードタイムユニットの半分に相当する値を超えたことを検出したときモディファイ・ミラーと判別する。前記無変調期間の計測値が前記エンコードタイムユニットの半分に相当する値を超える前に復調信号が変調期間に再度遷移したときはマンチェスタと判別する。これにより、モディファイ・ミラー、ＮＲＺ、及びマンチェスタを容易に判別することができる。

〔６〕項５の半導体装置において、前記マンチェスタ符号にはデータの伝送レートが異なる複数の符号タイプがあり、前記判別部は、前記マンチェスタと判別したとき、変調期間の計測値の増加に応じて前記マンチェスタにおける伝送レートの相違を判別する。伝送レートの異なるマンチェスタの判別も可能になる。

〔７〕項５の半導体装置において、前記タイマは、判別された符号タイプがモディファイ・ミラーのとき、無変調期間毎にその期間を計測する。前記デコード部は、判別された符号タイプがモディファイ・ミラーのとき、タイマの計測値が閾値を越える毎に論理値を反転して、その反転タイミングを前記エンコードタイムユニットに同期化させたデコード信号を生成する。モディファイ・ミラーに対して容易に復号することができる。

〔８〕項７の半導体装置において、前記閾値は前記エンコードタイムユニットの半分を超える期間に相当する。エンコードタイムユニットにおける復調信号波形のデューティーの変動の影響を受けて復号の誤りを生ずる虞を低減することができる。

〔９〕項５の半導体装置において、前記タイマは、判別された符号タイプがＮＲＺのとき、無変調期間の開始からエンコードタイムユニットの１／ｎの期間を計測し、次の変調期間の開始からエンコードタイムユニットの１／ｎの期間を計測する動作を繰り返す。前記デコード部は、判別された符号タイプがＮＲＺのとき前記タイマの計測値が閾値を越える毎に論理値を反転して、その反転タイミングを前記エンコードタイムユニットに同期化させたデコード信号を生成する。ＮＲＺに対して容易に復号することができる。

〔１０〕項９の半導体装置において、前記閾値は前記エンコードタイムユニットの半分の期間に相当する。復調信号波形のデューティーの変動の影響を受けて復号の誤りを生ずる虞を低減することができる。

〔１１〕項５の半導体装置において、前記タイマは、判別された符号タイプがマンチェスタのとき、エンコードタイムユニットの境界を挟む前後所定期間毎に、無変調期間とオーバーラップする期間と、変調期間とオーバーラップする期間とを夫々計測する。前記デコード部は、判別された符号タイプがマンチェスタのとき前記タイマの計測値が閾値を越える毎に論理値を反転して、その反転タイミングを前記エンコードタイムユニットに同期化させたデコード信号を生成する。これによりマンチェスタに対して容易に復号することができる。

〔１２〕項１１の半導体装置において、前記エンコードタイムユニットの境界を挟む前後所定期間は、前後夫々にエンコードタイムユニットの１／４の期間を有する。復調信号波形のデューティーの変動の影響を受けて復号の誤りを生ずる虞を低減することができる。

〔１３〕項１の半導体装置は更に、前記受信ロジック回路から出力される受信データを一時的に蓄える受信データバッファと、送信データを一時的に蓄える送信データバッファと、前記送信データバッファから出力される送信データを、前記受信ロジック回路で判別された符号タイプに対応して符号化する送信ロジック回路と、前記送信ロジック回路で生成された符号化信号に基づいて搬送波をデータ信号に変調する変調回路と、前記受信ロジック回路及び送信ロジック回路の動作を制御し、前記受信データバッファ及び前記送信データバッファをアクセス制御する中央処理装置と有する。半導体装置をマイクロコントローラ若しくはマイクロコンピュータとして構成することができる。

〔１４〕本発明に係る通信装置は、搬送波を使用し、電磁誘導による通信を行い、データ処理装置を有する。前記データ処理装置は、所定の符号タイプで符号化され、アンテナで受信された変調信号を、復調する復調回路と、前記復調回路から出力された復調信号を復号する受信ロジック回路と、を有する。前記受信ロジック回路は、前記復調信号に対して、その符号タイプを複数の符号タイプの中から判別し、判別した符号タイプに応じた復号を行って、受信データを再生する。前記符号タイプの判別は、復調信号に現れる変調期間又は無変調期間の符号間での相違に基づいて行われる。前記復調信号の復号は、判別された符号タイプに応じて復調信号に交互に現れる変調期間又は無変調期間の状態に基づいて行行われる。

これにより、受信ロジック回路は符号毎に固有のデコーダを備えることを要せず、異なる符号タイプを用いて符号化された受信信号の符号タイプを判別して復号する回路の規模を縮小することができる。したがって、通信装置の小型化に寄与する。

〔１５〕項１４の通信装置において、前記受信ロジック回路は、復調信号に現れる変調期間又は無変調期間の所要の期間を計測するタイマと、前記タイマで計測された計測値に基づいて符号タイプを判別する判別部と、判別した符号タイプに応じて前記復調信号の復号を行って受信データを再生するデコード部とを有する。タイマによる計測結果に基づいて符号タイプの判別と復号を行うことができる。

２．実施の形態の詳細
実施の形態について更に詳述する。

図２には本発明に係る通信装置の一例として非接触ＩＣカードが例示される。１は非接触ＩＣカード（ＣＲＤ）である。非接触ＩＣカード1はカード基板にアンテナ３とＩＣカード用のマイクロコンピュータ（ＭＣＵ）４とを備える。マイクロコンピュータ４は本発明に係る半導体装置の一例であり、単結晶シリコン等の１個の半導体基板に相補型ＭＯＳ集積回路製造技術等を用いて形成される。マイクロコンピュータ４は、非接触通信アナログ部（ＣＦＣＡＬＧ）１１、非接触通信ロジック部（ＣＦＣＬＧＣ）１２、中央処理装置（ＣＰＵ）１３、ＲＡＭのようなメモリ（ＭＲＹ）１４、タイマや不揮発性メモリ等のその他の回路（ＯＴＨＣ）１５、及びバス（ＢＵＳ）１６を備える。

非接触通信アナログ部１１は受信回路（ＲＣＶＣ）２０、復調回路（ＤＭＤＬＣ）２１、及び変調回路（ＭＤＬＣ）２２を有する。

非接触通信ロジック部１２は、受信ロジック回路（ＲＸＬＧＣ）３０、受信データバッファ（ＲＸＤＢＵＦ）３１、送信ロジック回路（ＴＸＬＧＣ）３２、送信データバッファ（ＴＸＤＢＵＦ）３３及び制御ロジック部（ＣＮＴＬＧＣ）３４を有する。

前記アンテナ３は、閉ループのコイルを構成しており、このコイルに流れる電流が変化することで、電磁波を出力する。また、アンテナ３としてのコイルを通る磁束が変化することで、アンテナ３に電流が流れる。

受信回路２０は、アンテナ３に流れる電流を受信し、同調と検波を行い、復調回路２１に出力する。復調回路２１は、受信回路２０から供給される復調信号２３を復調し、受信ロジック回路３０に供給する。受信ロジック回路３０は、復調回路２１から供給される復調信号２３の符号タイプを判別すると共に、判別した符号タイプに応じて復調信号２３をデコード（復号）し、そのデコードの結果得られる受信データ３５を、受信データバッファ３１に供給し、また、判別された符号タイプの種別等は制御ロジック部３４に与えられる。３６は受信ロジック回路３０と制御ロジック部３４との間で入出力される信号を総称する。ＣＰＵ１３は受信データバッファ３１に蓄積された受信データをメモリ１４に転送し、順次そのデータに基づいて、所定のデータ処理を行なう。また、ＣＰＵ１３はリーダ／ライタ等の他の装置に送信すべきデータを、メモリ１４から送信データバッファ３３に転送する。

送信ロジック回路３２は、制御ロジック３４から前記判別された符号タイプの情報を受取り、送信データバッファ３３から出力される送信データ３７を、その符号タイプに従ってエンコード（符号化）し、変調制御信号３８を変調回路２２に供給する。信号３９は送信ロジック回路３２と制御ロジック部３４との間で入出力される信号を総称する。変調回路２２は、外部からアンテナ３としてのコイルを見たときのインピーダンスを、送信ロジック回路３２からの変調制御信号３８にしたがって変化させる。リーダ／ライタが搬送波としての電磁波を出力することにより、アンテナ３の周囲に高周波による磁界が形成されている場合、アンテナ３としてのコイルのインピーダンスが変化することにより、アンテナ３の周囲の磁界が変化する。これにより、リーダ／ライタが出力している電磁波としての搬送波が、変調制御信号３８にしたがって変調され、ＣＰＵ１３が送信データバッファ３３に供給したデータが、電磁波を出力しているリーダ／ライタに送信される。また、制御ロジック３４から前記判別された符号タイプの情報に含まれる伝送レートの情報をもとに、アンテナ３から送信される信号の伝送レートを制御することが可能となります。ここで、電磁誘導による近接通信を行う場合、最初に電磁波を出力して通信を開始する装置を、イニシエータと呼ぶ。イニシエータは、通信相手にコマンドを送信し、その通信相手は、そのコマンドに対するレスポンスを返す形態で、近接通信が行われるが、イニシエータからのコマンドに対するレスポンスを返す通信相手を、ターゲットと呼ぶ。本実施の形態では、リーダ／ライタはイニシエータとなり、ＩＣカードがターゲットになる場合を一例とする。

ここで、ＩＣカード１が利用する伝送符合の仕様は、前記タイプＡ，タイプＢ、及び高速タイプとする。タイプＡでは、リーダ／ライタからＩＣカードへのデータ伝送には、符号タイプとしてモディファイ・ミラー（Modifide Miller）によるエンコード（符号化）が行われ、ＩＣカードからリーダ／ライタへのデータ伝送には、符号タイプとしてマンチェスタによりデータのエンコードが行われる。タイプＢでは、リーダ／ライタからＩＣカードへのデータ伝送には、符号タイプとしてＮＲＺによるエンコードが行われ、ＩＣカードからリーダ／ライタへのデータ伝送には、符号タイプとしてＮＲＺ−Ｌ（Non Return to Zero-Level）によるデータのエンコードが行われる。タイプＡ、タイプＢのデータの伝送レートには１０６ｋｂｐｓ（kilo bit per second）、２１２ｋｂｐｓ、４２４ｋｂｐｓ、又は８４７ｋｂｐｓが採用される。タイプＢのデータの伝送レートには１０６ｋｂｐｓが採用される。タイプＡとタイプＢはリーダ／ライタとの最初の通信は１０６ｋｂｐｓで行う。高速タイプでは、リーダ／ライタとＩＣカードとの間のデータ伝送には符号タイプとしてマンチェスタによるエンコードが行われる。高速タイプのデータの伝送レートには、２１２ｋｂｐｓ、４２４ｋｂｐｓ、又は８４７ｋｂｐｓが採用され、採用された伝送レートで最初から通信が行われる。図３にはタイプＡ、図４にタイプＢ、図５には高速タイプのそれぞれの変調符号が例示される。図３及び図４は伝送レートが１０６ｋｂｐｓの場合の１ｅｔｕ（エンコードタイムユニット）における搬送波の１２８パルス期間を示している。図中、”H”の期間が無変調期間、”L”の期間が変調期間を示している。

受信ロジック回路３０は、復調回路２１で復調され復調信号２３の符号タイプが、タイプＡ、タイプＢ、又は高速タイプの何れであるかを反別し、その判別結果に従って復調信号２３をデコードすると共に、その判別結果を信号３６によって制御ロジック部３４に与える。制御ロジック部は、前記判別結果を信号３９によって送信ロジック回路３２に与え、送信ロジック回路３２はこれによって指示された符号タイプを用いて送信データ３７をエンコードして変調制御信号３８を生成する。以下において、受信制御ロジック部３０による符号の判別とデコードのための構成を詳述する。

図１には受信ロジック回路３０の具体例が示される。

非接触通信アナログ部１１に配置されたクロック抽出回路（ＣＫＥＸＴ）２４は受信回路の出力を受けて搬送波から搬送波抽出クロック信号２５を生成する。クロックパルスジェネレータ（ＣＰＧ）２６はその搬送波抽出クロック信号２５に基づいて、搬送周波数に等しい動作クロック信号２７を生成する。動作クロック信号２７は受信ロジック回路３０やその他の回路の動作基準クロックとして利用される。搬送波抽出クロック信号２５は例えば１３．５６ＭＨｚの周波数を持つ。

受信ロジック回路３０は、復調信号２３に現れる変調期間又は無変調期間の所要の期間を計測するタイマ４０と、前記タイマ４０で計測された計測値に基づいて復調信号２３の符号タイプを判別する判別部（判別回路）４５と、判別された符号タイプに応じて前記タイマで計測した結果を用いることにより前記復調信号２３の復号を行って受信データを再生するデコード部５０とを有する。判別部４５による符号タイプの判別結果は、とりも直さず、そのときの電磁波通信における伝送符合の仕様である前記タイプＡ，タイプＢ、又は高速タイプの何れの通信方式を用いるものであるかの判定結果となっている。したがって、本明細書において判別部４５で得られる符号タイプの判別結果は通信方式の判別結果及び伝送レートの判別結果にもなる。この通信は所定のフォーマットによるパケット通信で行われ、その先頭のプリアンブルに対して判定部４５が符号タイプの判定を行う。制御ロジック部３４は通信が途切れているとき信号５２によって判別部４５を初期化し、これによって信号５１も初期値にされる。これによってタイマ４０は符号タイプの判別を行うための動作モードが設定され、変調信号２３の入力によって符号タイプの判別動作を開始する。プリアンブルに続くシンクコード及びデータ部に対しては、タイマ４０及びデコード部５０が符号タイプの判定結果を信号５１で受取って、それに対応するタイマ動作とデコード動作を行うことにより、対応する復調信号の復号を行う。

タイマ４０は、例えば無変調期間計測タイマ（ＴＭＲＮ）４１と変調期間計測タイマ（ＴＭＲＭ）４２を有する。無変調期間計測タイマ（ＴＭＲＮ）４１は、信号５１によって指示される、符号タイプの判別動作モード、タイプＡの通信方式に応ずる第１タイマ動作モード、タイプＢの通信方式に応ずる第２タイマ動作モード、又は高速タイプの通信方式に応ずる第３タイマ動作モードに従って、復調信号２３における無変調期間の所定期間を計測する。無変調期間計測タイマ（ＴＭＲＮ）４１は、信号５１によって指示される、符号タイプの判別動作モード、タイプＡの通信方式に応ずる第１タイマ動作モード、タイプＢの通信方式に応ずる第２タイマ動作モード、又は高速タイプの通信方式に応ずる第３タイマ動作モードに従って、復調信号２３における変調期間の所定期間を計測する。

デコード部５０は、タイマ値比較回路（ＣＭＰＴＢＬ）４６、トグル回路（ＴＧＧＬ）４８、ラッチ回路（ＬＡＴ）４９、及びｅｔｕクロック生成回路（ＥＴＵＧＮＲ）４７を有する。判別部４５からの判別信号５１に基づいて選択された閾値をもとに、タイマ値比較回路４６は測定タイマ４０，４１による測定値４３，４２を閾値と比較し、比較結果に応じた制御信号５３をトグル回路４８に出力する。判定対象をどの測定値４３，４２とするか、比較にどの閾値を用いるか等は、信号５１による判別結果、及びラッチ回路４９から帰還入力される直前ビットの値等によって決定される。トグル回路４８はラッチ回路４９がラッチして出力する値（直前ビットの値）を信号３５として帰還入力し、入力値を選択的に反転してラッチ回路４９に出力する。選択的な反転動作は、前記制御信号５３が変化されたとき行う。ラッチ回路４９のラッチタイミングはｅｔｕクロック信号５４のサイクル毎に行われる。ｅｔｕクロック信号は、信号５１によって与えられる判別結果に基づいてｅｔｕクロック生成回路４７が出力する。ｅｔｕクロック信号は受信データの1ビット分の周期を有し、前記通信方式によって相違される。

符号タイプの判別動作、即ち通信方式の判別動作について説明する。

タイプＡの通信方式における通信フレームの開始を表すＳＯＣ、タイプＢの通信方式における通信フレームの開始を表すＳＯＦ、高速タイプの通信方式における通信フレームの開始を表すプリアンブル、いずれも通信フレームの最初は“０”となっている。判定部４５は、リーダ／ライタから送信された“０”の信号の特徴を計測値４３，４４からとらえて通信方式を判定する。なお、各通信方式の通信フレーム構造に関してはＩＳＯ１４４４３−Ａと、ＩＳＯ１４４４３−Ｂや、日本ＩＣカード利用促進協議会（ＪＩＣＳＡＰ）で規定されている高速処理用ＩＣカード方式に記載されている。

図６にはパケット受信開始時の復調信号波形が示される。ＴＹＰＥ−Ａ（タイプＡの通信方式）、ＴＹＰＥ−Ｂ（タイプＡの通信方式）は１ビット、ＦＬＣ−２１２ｋｂｐｓ（２１２ｋｂｐｓの高速タイプの通信方式）は２ビット、ＦＬＣ−４２４ｋｂｐｓ（４２４ｋｂｐｓの高速タイプの通信方式）は４ビット、ＦＬＣ−８４７ｋｂｐｓ（８４７ｋｂｐｓの高速タイプの通信方式）は８ビットを示している。受信開始時に受信するデータは全て“０”である。

図７には符号タイプの判別動作、即ち通信方式の判別動作のフローチャートが例示される。判別動作は受信待ち状態から“Ｌ”の復調信号を受信することで開始される（Ｓ１）。“Ｌ”の復調信号２３を受信した時点で変調期間計測タイマのカウンタ値ｎ１を０にクリアする（Ｓ２）。その後、復調信号２３の変調部分（“Ｌ”）を受信しているあいだ変調期間計測タイマをカウントアップする（Ｓ３）。カウント対象にされるカウンタクロック（fc）は、搬送波抽出クロック信号（13.56MHz)２５を入力するＰＬＬ回路のようなクロック発生回路４５で生成された動作クロック信号２７とされる。特に制限されないが、動作クロック信号２７の周波数は搬送波抽出クロック信号２５の周波数１３．５６ＭＨｚに等しくされる。変調期間計測タイマ４２による計測値n１と比較される値ｎｂを６４とすると、ステップＳ４でｎ１＞ｎｂ＝６４であるかを判別し、ｎ１＞ｎｂ＝６４のとき、通信方式がＴＹＰＥ−Ｂ（１０６ｋｂｐｓ）であること、即ち符号タイプがＮＲＺであることを判別することができる（Ｓ１７）。受信データの１ビット目で６４／ｆｃ以上の変調期間は通信方式がＴＹＰＥ−Ｂ（１０６ｋｂｐｓ）以外にないからである。

ステップＳ４においてｎ１＞ｎｂ＝６４を満足しないとき、復調信号２３の無変調部分（“Ｈ”）を受信した場合（Ｓ５）、無変調部分を受信した時点で無変調期間計測タイマ４１のカウンタ値ｎ２を０にクリアする（Ｓ６）。その後、復調信号２３の無変調部分を受信している間、無変調期間計測カウンタをカウントアップする（Ｓ７）。カウンタクロックfcは上記同様に、搬送波抽出クロック（13.56MHz)２５に基づいてクロック発生回路４５で生成された動作クロック信号２７とされる。無変調期間計測タイマ４１による計測値n２と比較される値ｎａを６４とすると、ステップＳ８でｎ２＞ｎａ＝６４であるかを判別し、ｎ２＞ｎａ＝６４のとき、通信方式がＴＹＰＥ−Ａ（１０６ｋｂｐｓ）であること、即ち符号タイプがモディファイ・ミラーであることを判別することができる（Ｓ１６）。受信データの１ビット目で６４／ｆｃ以上の無変調期間は通信方式がＴＹＰＥ−Ａ（１０６ｋｂｐｓ）以外にないからである。ｎａ，ｎｂ＝６４はある程度のマージンを採っているから、その値は６４に限定されない。ＴＹＰＥ−Ａは１００％変調なので通常は変調期間では搬送波からクロックを抽出できない。クロック発生回路４５においてＰＬＬ回路等で変調期間にクロックを補完しない場合はステップＳ１からステップＳ４の動作は行われず、ステップＳ５から開始されればよい。

ステップＳ８においてｎ２＞ｎａ＝６４を満足しないとき、復調信号２３の変調部分（“Ｈ”）を再度受信した場合（Ｓ９）、変調部分を受信した時点で変調期間計測タイマ４０のカウンタ値ｎ１を０にクリアしてから、復調信号２３の変調部分を受信している間、変調期間計測タイマ４０をカウントアップする（Ｓ１０）。そのカウント値ｎ１に対して、ｎ１＞ｎｆ２＝２４（ｎｆ２＝２４は４２４ｋｂｐｓの“Ｌ”期間である変調期間の１．５倍）を判別し（Ｓ１１）、満足すれば、通信方式がＦＬＣ−２１２ｋｂｐｓであることを判別することができる（Ｓ１３）。そうでない場合にはｎ１＞ｎｆ８＝１２（ｎｆ８＝２４は４２４ｋｂｐｓの“Ｌ”期間である変調期間の０．７５倍）を判別し（Ｓ１２）、満足すれば、通信方式がＦＬＣ−８４７ｋｂｐｓであることを判別することができる（Ｓ１４）。そうでない場合には通信方式がＦＬＣ−４２４ｋｂｐｓであることを判別することができる（Ｓ１５）。ＦＬＣの高速タイプ通信においては、先頭から４８ビットのデータは連続して論理値“０”にされるから、判定確度を上げるためには再度ステップＳにもどって繰り返し判定することも可能である。特に図示はしないが、ステップＳ９で変調部分を受信した時点で変調期間計測タイマ４０のカウンタ値ｎ１を０にクリアしてから、ステップＳ７で計測した無変調期間計測タイマの値を保持し、保持した無変調期間計測タイマの値ｎ２を閾値ｎｆ２と比較してｎ２＞ｎｆ２であれば、ＦＬＣ−２１２ｋｂｐｓと判定し、その条件を満たさない場合は同様に前記保持したタイマ値ｎ２と適当に設定した閾値ｎｆ８を比較し、ｎ２＜ｎｆ８であればＦＬＣ−８４７と判定し、さらにその条件も満たさない場合はＦＬＣ−４２４ｋｂｐｓと判定してもよい。この方法は、ステップＳ１１のように計数動作新たに行わなくて良いから、判定フローを簡略化することができる。

次に通信方式の判別結果に応じたデコード動作について説明する。

図８にはタイプＡ方式、図９にタイプＢ方式、図１０にはＦＬＣ方式のそれぞれの変調符号で符号化した２ビット分の信号を示す。

タイプＡ方式ではデータが”０”から”１”、”１”から”０”へ変化する場合は”０”から”０”、”１”から”１”とデータが変化しない場合にくらべて無変調期間（“Ｈ”期間）の連続期間が長くなる。

タイプＢ方式ではデータが”０”から”１”、”１”から”０”へ変化する場合は変調から無変調、無変調から変調に変化し、”０”から”０”、”１”から”１”とデータが変化しない場合は無変調の連続、変調の連続となる。

ＦＬＣ方式ではデータが”０”から”１”、”１”から”０”へ変化する場合は”０”から”０”、”１”から”１”とデータが変化しない場合にくらべて変調期間、無変調期間の連続期間が長くなる。

また、タイプＡ方式、タイプＢ方式、ＦＬＣ方式いずれもリーダ／ライタから最初に受信するデータは”０”である。

タイプＡ方式による受信信号をデコードする場合は、通信方式判定で使用した無変調期間計測タイマ４１を、通信方式判定に継続して使用する。タイプA方式による通信では前述したようにデータが”０”から”１”、”１”から”０”へ変化する場合は無変調期間の連続期間が、データに変化のないときに比べて長くなる。タイマ値比較回路４６に判定閾値を適当に設定し、無変調期間計測タイマのカウント値が判定閾値と一致したときにデータ反転制御信号５３を生成する。リーダ／ライタから最初に受信するデータは”０”なので、予めラッチ回路４９にデータ”０”をラッチしておく。データ反転制御信号５３をデータ反転回路としてのトグル回路４８で受けると、トグル回路４８はラッチ回路４９から受けている直前のデコード信号を反転してラッチ回路４９に送る。ラッチ回路４９はｅｔｕクロック信号サイクルに同期してトグル回路４８の出力信号をラッチする。以上によりタイプＡ方式による受信信号をデコードすることができる。

タイプＢ方式による受信信号をデコードする場合は、通信方式の判定で使用した無変調期間計測タイマ４１と変調期間計測タイマ４２を通信方式の判定に継続して使用する。タイプＢ方式による通信では前述したようにデータが”０”から”１”、”１”から”０”へ変化する場合は変調から無変調、無変調から変調に変化し、”０”から”０”、”１”から”１”とデータが変化しない場合は無変調の連続、変調の連続となる。タイマ値比較回路４６に判定閾値を適当に設定し、無変調期間計測タイマ４１の計測値が判定閾値と一致し、且つラッチ回路４９の直前のデコード信号が”０”であったときと、変調期間計測タイマ４２の計測値が判定閾値と一致し、且つラッチ回路４９の直前のデコード信号が”１”であったときに、データ反転制御信号５３を活性化する。リーダ／ライタから最初に受信するデータは”０”なので、予めラッチ回路４９にデータ”０”をラッチしておく。データ反転制御信号５３をトグル回路４８で受けると、トグル回路４８はラッチ回路４９から受けている直前のデコード信号を反転してラッチ回路４９に送る。ラッチ回路４９はｅｔｕクロック信号サイクルに同期してトグル回路４８の出力信号をラッチする。以上によりタイプＢ方式による受信通信をデコードすることができる。

高速タイプのＦＬＣ方式による受信信号をデコードする場合は、通信方式の判定で使用した無変調期間計測タイマ４１と変調期間計測タイマ４２を通信方式の判定に継続して使用する。ＦＬＣ方式による通信では前述したようにデータが”０”から”１”、”１”から”０”へ変化する場合はデータが変化しない場合にくらべて変調期間、無変調期間の連続期間が長くなる。タイマ値比較回路４６に判定閾値を適当に設定し、無変調期間計測タイマ４１による計測値が判定閾値と一致したときと、変調期間計測タイマ４２による計測値が判定閾値と一致したときに、データ反転制御信号５３を生成する。リーダ／ライタから最初に受信するデータは”０”なので、予めラッチ回路４９にデータ”０”をラッチしておく。データ反転制御信号５３をトグル回路４８が受けると、トグル回路４８はラッチ回路４９から先に受けている直前のデコード信号を反転してラッチ回路４９に送る。ラッチ回路４９はｅｔｕクロック信号５４に同期してトグル回路４８からのデータをラッチする。以上によりＦＬＣによる受信通信をデコードすることができる。

タイプＡ方式、タイプＢ方式、ＦＬＣ方式のそれぞれの判定閾値をタイマ値比較回路４６に用意し、判定部４５の信号５１を用いて通信方式および伝送レートに適した判定閾値を選択し、ラッチ回路４９の出力をタイマ値比較回路４６に帰還させることにより、通信方式判定結果に応じてデコード方式を可変可能なデコーダとしてデコード部５０を機能させることができ、この一つのデコード機能回路で複数の通信方式に対応して受信データをデコードすることが可能になる。なお、タイプＡ方式、タイプＢ方式では１０６ｋｂｐｓでの最初の通信の後に、リーダ／ライタとの通信に従って伝送レートを２１２ｋｂｐｓ、４２４ｋｂｐｓ、８４７ｋｂｐｓに設定することが可能である。通信方式や通信レートが予め分かっている場合には、例えばＣＰＵ１３等の制御により判定部４５の動作を停止し、ＣＰＵ１３等から通信方式や通信レートをデコード部５０に伝達し、タイマ値比較回路４６にタイプＡ方式、タイプＢ方式の２１２ｋｂｐｓ、４２４ｋｂｐｓ、８４７ｋｂｐｓ用の判定閾値を設定することで、タイプＡ方式、タイプＢ方式の２１２ｋｂｐｓ、４２４ｋｂｐｓ、８４７ｋｂｐｓの伝送レートによる受信データのデコードも可能である。

通信方式の判別結果に応じたデコード動作の具体的な動作タイミングを説明する。

図１１はタイプＡのデコード動作を例示するタイミングチャートである。タイプＡのデコード動作において、無変調期間測定タイマ４１が夫々の無変調期間である“Ｈ”期間において搬送波抽出クロックの周波数（１３．５６ＭＨｚ）に匹敵する動作クロック信号２７を計数し、変調期間である“Ｌ”期間の開始によって計数地を０にクリアする。計数値（カウント値）、即ち期間の計測値４３は図１１においてｃ．ｕとして図示される。データ伝送レートは１０６ｋｂｐｓ（データ１ビットのサイクルは搬送波の１２８周期）である。タイマ値比較回路４６は計数値と判定閾値を比較する。計数値ｃ．ｕが判定閾値を超えることによって、トグル回路４８の出力５６を反転させ、これをｅｔｕクロック信号に同期してラッチ回路４９にラッチすることによってデコード信号３５が得られる。判定閾値は直前のデコード値によって変化され、前のデコード値が“１”のときはカウント値が１１２でトグル回路４８の出力を反転し（ｔ２、ｔ４）、これに続けてカウント値が１９２に達したときは更にトグル回路４８の出力を反転し（ｔ３）、また、前のデコード値が“０”のときはカウント値が１１２でトグル回路４８の出力を反転する（ｔ１）。判定閾値は１ｅｔｕにおけるデューティーの変動度合いに応じて適切に決めれば良い。

図１２にはタイプＢのデコード動作を例示するタイミングチャートである。タイプＢのデコード動作において、無変調期間測定タイマ４１は無変調期間である“Ｈ”期間の開始に同期して搬送波抽出クロックの周波数（１３．５６ＭＨｚ）に匹敵する動作クロック信号２７の計数を開始し（ｔ１）、計数値が判定閾値に達したとき（ｔ２）、トグル回路４８の出力を反転させると共に、無変調期間測定タイマ４１の計数動作を停止させ、且つ、変調期間測定タイマ４２の計数値を０にクリアする。変調期間測定タイマ４２は変調期間である“Ｌ”期間の開始に同期して搬送波抽出クロックの周波数（１３．５６ＭＨｚ）に匹敵する動作クロック信号２７の計数を開始し（ｔ３）、計数値が判定閾値に達したとき（ｔ４）、トグル回路４８の出力を反転させると共に、変調期間測定タイマ４２の計数動作を停止させ、且つ、無変調期間測定タイマ４１の計数値を０にクリアする。判定閾値は例えば計数値に対して６４である。判定閾値はデューティーの変動を考慮して決めればよい。

図１３は高速タイプ（ＦＬＣ）のデコード動作を例示するタイミングチャートである。高速タイプのデコード動作では、タイマ値比較回路４６が生成するタイマネーブル信号ＥＮＢ−ＴＭＲＭ，ＥＮＢ−ＴＭＲＮを用いて測定タイマ４２，４１のカウント動作を制御する。イネーブルＥＮＢ−ＴＭＲＭ，ＥＮＢ−ＴＭＲＮを生成するためにウインドウクロックＷＣＬＫを用いる。例えばデータ伝送レートを２１２ｋｂｐｓ（データ１ビットのサイクルは搬送波の６４周期）とし、その場合に、ウインドウクロックＷＣＬＫはｅｔｕクロック信号５４に対して１／４周期遅延した信号とされる。無変調期間のタイマイネーブル信号ＥＮＢ−ＴＭＲＮは、ラッチ回路４９から帰還される直前のデコード値が“０”のときにウインドウクロックＷＣＬＫと復調信号２３の論理積信号とされ、帰還される直前のデコード値が“１”のときはローレベルにされる。変調期間のタイマイネーブル信号ＥＮＢ−ＴＭＲＭは、ラッチ回路４９から帰還される直前のデコード値が“１”のときにウインドウクロックＷＣＬＫと復調信号２３の論理積信号とされ、帰還される直前のデコード値が“０”のときはローレベルにされる。無変調期間測定タイマ４１は無変調期間のタイマイネーブル信号ＥＮＢ−ＴＭＲＮが“Ｈ”のとき計数動作を行い、変調期間測定タイマ４２は変調期間のタイマイネーブル信号ＥＮＢ−ＴＭＲＭが“Ｈ”のとき係数数動作を行う。タイマ値比較回路４６は計数値４３，４４が判定閾値を超えたとき、トグル回路４８の出力を反転させる（ｔ１，ｔ２，ｔ３，ｔ４）。ウインドウクロックＷＣＬＫを用いているから判定閾値は計数値に対して３２でよい。ウインドウクロックＷＣＬＫはデューティーの変動に対処する一つの手段である。

以上説明した受信ロジック回路３０によれば、符号タイプ毎に固有のデコーダを備えることを要しない。したがって、異なる符号タイプを用いて符号化された受信信号の符号タイプを判別して復号する回路の規模を縮小することができる。ＩＣカードのように小型化が要請される機器において好適である。

図１４には受信ロジック回路の別の例が示される。同図に示される受信ロジック回路３０Ａは、無変調期間測定タイマと変調期間測定タイマを期間測定タイマ（ＴＭＲ）６０によって兼用させ、また、復調回路２１で復調した受信信号を判別部４５とタイマ値比較回路４６に入力している点が、図１と相違される。この例では、無変調期間、変調期間のそれぞれを必要に応じて時分割で期間計測タイマ６０により計測する。無変調期間の計測値か変調期間の計測値かを判定するために、復調回路２１で復調した受信信号を入力する判別部４５とタイマ値比較器テーブル４６は、タイマ４０Ａから出力される計測値が無変調期間のものであるのか変調期間のものであるのかをしることができる。これにより、図１と同等の機能を、少ない構成部品によって得る事ができる。

図１５には受信ロジック回路の更に別の例が示される。同図に示される受信ロジック回路３０Ｂは、無変調期間測定タイマと変調期間測定タイマをデータデコードと通信方式判定で個別化したものであり、通信方式の判別の専用化された、無変調期間測定タイマ４１Ａと変調期間測定タイマ４１Ｂを新たに追加した。これによれば、タイマのカウントアップ間隔やカウントアップのタイミング等をデータデコード用と通信方式判別用にそれぞれが個別に行うことができ、設計の容易化等に寄与することができる。

図１６にはＮＦＣシステムを備えた携帯電話機（ＭＢＬＰＨＮ）７０に本発明を適用した場合が例示される。ＣＦＣＤＧＬは図２のマイクロコンピュータ４における非接触通信アナログ１１を除くディジタル回路部分を総称する。図２のＩＣカードに適用したマイクロコンピュータ（ＭＣＵ）４を携帯電話機に搭載し、このマイクロコンピュータ４をホストコントローラ（ＨＳＴＣＮＴ）７１、セキュアモジュール（ＳＣＲＭＤＬ）７２に接続する。ホストコントローラ（ＨＳＴＣＮＴ）７１は携帯電話機のための操作部（ＯＰＲＴＮ）７３、表示部（ＤＳＰ）７４、及び移動体通信部（ＭＢＬＣＯＭ）７５に接続される。セキュアモジュール７２は認証処理などに用いられる。ホストコントローラ７１は全体的な制御を行う。これによれば、携帯電話機７０に非接触ＩＣカードと同じインタフェース機能を搭載する場合に、追加回路の小型化に寄与することができる。

以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。

例えば、符号タイプは上記説明に限定されない。通信に用いられる変調方式は振幅変調(ASK(Amplitude Shift Keying))に限定されず、PSK(Phase Shift Keying)やQAM(Quadrature Amplitude Modulation)その他であってもよい。本発明はＩＣカードや携帯電話器への適用に限定されず、その他の携帯端末等に広く適用することができる。

図１は受信ロジック回路の具体例を示すブロック図である。 図２は本発明に係る通信装置の一例として非接触ＩＣカードを例示するブロック図である。 図３はタイプＡの変調符号を例示する説明図である。 図４はタイプＢの変調符号を例示する説明図である。 図５は高速タイプの変調符号を例示する説明図である。 図６はパケット受信開始時の復調信号波形を示す波形図である。 図７は符号タイプの判別動作、即ち通信方式の判別動作のフローチャートである。 図８はタイプＡ方式の変調符号で符号化した２ビット分の信号を示す波形図である。 図９はタイプＢ方式の変調符号で符号化した２ビット分の信号を示す波形図である。 図１０はＦＬＣ方式の変調符号で符号化した２ビット分の信号を示す波形図である。 図１１はタイプＡのデコード動作を例示するタイミングチャートである。 図１２はタイプＢのデコード動作を例示するタイミングチャートである。 図１３は高速タイプ（ＦＬＣ）のデコード動作を例示するタイミングチャートである。 図１４は受信ロジック回路の別の例を示すブロック図である。 図１５は受信ロジック回路の更に別の例を示すブロック図である。 図１６はＮＦＣシステムを備えた携帯電話機に本発明を適用した場合を例示する概略ブロック図である。

符号の説明

１ 非接触ＩＣカード（ＣＲＤ）
３ アンテナ
４ マイクロコンピュータ（ＭＣＵ）
１１ 非接触通信アナログ部（ＣＦＣＡＬＧ）
１２ 非接触通信ロジック部（ＣＦＣＬＧＣ）
１３ 中央処理装置（ＣＰＵ）
２０ 受信回路（ＲＣＶＣ）
２１ 復調回路（ＤＭＤＬＣ）
２２ 変調回路（ＭＤＬＣ）
３０，３０Ａ，３０Ｂ 受信ロジック回路（ＲＸＬＧＣ）
３１ 受信データバッファ（ＲＸＤＢＵＦ）
３２ 送信ロジック回路（ＴＸＬＧＣ）
３３ 送信データバッファ（ＴＸＤＢＵＦ）
３４ 制御ロジック部（ＣＮＴＬＧＣ）
２４ クロック抽出回路（ＣＫＥＸＴ）
２５ 搬送波抽出クロック信号
２６ クロックパルスジェネレータ（ＣＰＧ）
２７ 動作クロック信号
４０ タイマ
４５ 判別部
５０ デコード部
４１ 無変調期間計測タイマ（ＴＭＲＮ）
４２ 変調期間計測タイマ（ＴＭＲＭ）
４６ タイマ値比較回路（ＣＭＰＴＢＬ）
４７ ｅｔｕクロック生成回路（ＥＴＵＧＮＲ）
４８ トグル回路（ＴＧＧＬ）
４９ ラッチ回路（ＬＡＴ）

Claims (6)

1. 所定の符号タイプで符号化され、アンテナで受信された変調信号を、復調する復調回路と、前記復調回路から出力された復調信号を復号する受信ロジック回路と、を有する半導体装置であって、
   前記受信ロジック回路は、前記復調信号に対して、その符号タイプを複数の符号タイプの中から判別し、判別した符号タイプに応じた復号を行って、受信データを再生し、
   前記符号タイプの判別は、復調信号に現れる変調期間又は無変調期間の符号間での相違に基づいて行われ、
   前記復調信号の復号は、判別された符号タイプに応じて復調信号に交互に現れる変調期間又は無変調期間の状態に基づいて行われ、
   前記受信ロジック回路は、復調信号に現れる変調期間又は無変調期間の所要の期間を計測するタイマと、前記タイマで計測された計測値に基づいて符号タイプを判別する判別部と、判別した符号タイプに応じて、前記復調信号に現れる変調期間又は無変調期間の所要の期間を用いることにより前記復調信号の復号を行って受信データを再生するデコード部とを有し、
   前記複数の符号タイプは、モディファイ・ミラー、ＮＲＺ、及びマンチェスタに大別され、
   前記判別部は、前記タイマによる復調信号の変調期間において当該変調期間の計測値がモディファイ・ミラーとＮＲＺの夫々のエンコードタイムユニットの半分に相当する値を超えたことを検出したときＮＲＺと判別し、
   前記半分に相当する値を超える前に復調信号が無変調期間に遷移したとき当該無変調期間において無変調期間の計測値が前記エンコードタイムユニットの半分に相当する値を超えたことを検出したときモディファイ・ミラーと判別し、
   前記無変調期間の計測値が前記エンコードタイムユニットの半分に相当する値を超える前に復調信号が変調期間に再度遷移したときはマンチェスタと判別し、
   前記タイマは、判別された符号タイプがモディファイ・ミラーのとき、無変調期間毎にその期間を計測し、
   前記デコード部は、判別された符号タイプがモディファイ・ミラーのとき、タイマの計測値が閾値を越える毎に論理値を反転して、その反転タイミングを前記エンコードタイムユニットに同期化させたデコード信号を生成する、半導体装置。
2. 前記閾値は前記エンコードタイムユニットの半分を超える期間に相当する、請求項１記載の半導体装置。
3. 所定の符号タイプで符号化され、アンテナで受信された変調信号を、復調する復調回路と、前記復調回路から出力された復調信号を復号する受信ロジック回路と、を有する半導体装置であって、
   前記受信ロジック回路は、前記復調信号に対して、その符号タイプを複数の符号タイプの中から判別し、判別した符号タイプに応じた復号を行って、受信データを再生し、
   前記符号タイプの判別は、復調信号に現れる変調期間又は無変調期間の符号間での相違に基づいて行われ、
   前記復調信号の復号は、判別された符号タイプに応じて復調信号に交互に現れる変調期間又は無変調期間の状態に基づいて行われ、
   前記受信ロジック回路は、復調信号に現れる変調期間又は無変調期間の所要の期間を計測するタイマと、前記タイマで計測された計測値に基づいて符号タイプを判別する判別部と、判別した符号タイプに応じて、前記復調信号に現れる変調期間又は無変調期間の所要の期間を用いることにより前記復調信号の復号を行って受信データを再生するデコード部とを有し、
   前記複数の符号タイプは、モディファイ・ミラー、ＮＲＺ、及びマンチェスタに大別され、
   前記判別部は、前記タイマによる復調信号の変調期間において当該変調期間の計測値がモディファイ・ミラーとＮＲＺの夫々のエンコードタイムユニットの半分に相当する値を超えたことを検出したときＮＲＺと判別し、
   前記半分に相当する値を超える前に復調信号が無変調期間に遷移したとき当該無変調期間において無変調期間の計測値が前記エンコードタイムユニットの半分に相当する値を超えたことを検出したときモディファイ・ミラーと判別し、
   前記無変調期間の計測値が前記エンコードタイムユニットの半分に相当する値を超える前に復調信号が変調期間に再度遷移したときはマンチェスタと判別し、
   前記タイマは、判別された符号タイプがＮＲＺのとき、無変調期間の開始からエンコードタイムユニットの１／ｎの期間を計測し、次の変調期間の開始からエンコードタイムユニットの１／ｎの期間を計測する動作を繰り返し、
   前記デコード部は、判別された符号タイプがＮＲＺのとき、前記タイマの計測値が閾値を越える毎に論理値を反転して、その反転タイミングを前記エンコードタイムユニットに同期化させたデコード信号を生成する、半導体装置。
4. 前記閾値は前記エンコードタイムユニットの半分の期間に相当する、請求項３記載の半導体装置。
5. 所定の符号タイプで符号化され、アンテナで受信された変調信号を、復調する復調回路と、前記復調回路から出力された復調信号を復号する受信ロジック回路と、を有する半導体装置であって、
   前記受信ロジック回路は、前記復調信号に対して、その符号タイプを複数の符号タイプの中から判別し、判別した符号タイプに応じた復号を行って、受信データを再生し、
   前記符号タイプの判別は、復調信号に現れる変調期間又は無変調期間の符号間での相違に基づいて行われ、
   前記復調信号の復号は、判別された符号タイプに応じて復調信号に交互に現れる変調期間又は無変調期間の状態に基づいて行われ、
   前記受信ロジック回路は、復調信号に現れる変調期間又は無変調期間の所要の期間を計測するタイマと、前記タイマで計測された計測値に基づいて符号タイプを判別する判別部と、判別した符号タイプに応じて、前記復調信号に現れる変調期間又は無変調期間の所要の期間を用いることにより前記復調信号の復号を行って受信データを再生するデコード部とを有し、
   前記複数の符号タイプは、モディファイ・ミラー、ＮＲＺ、及びマンチェスタに大別され、
   前記判別部は、前記タイマによる復調信号の変調期間において当該変調期間の計測値がモディファイ・ミラーとＮＲＺの夫々のエンコードタイムユニットの半分に相当する値を超えたことを検出したときＮＲＺと判別し、
   前記半分に相当する値を超える前に復調信号が無変調期間に遷移したとき当該無変調期間において無変調期間の計測値が前記エンコードタイムユニットの半分に相当する値を超えたことを検出したときモディファイ・ミラーと判別し、
   前記無変調期間の計測値が前記エンコードタイムユニットの半分に相当する値を超える前に復調信号が変調期間に再度遷移したときはマンチェスタと判別し、
   前記タイマは、判別された符号タイプがマンチェスタのとき、エンコードタイムユニットの境界を挟む前後所定期間毎に、無変調期間とオーバーラップする期間と、変調期間とオーバーラップする期間とを夫々計測し、
   前記デコード部は、判別された符号タイプがマンチェスタのとき、前記タイマの計測値が閾値を越える毎に論理値を反転して、その反転タイミングを前記エンコードタイムユニットに同期化させたデコード信号を生成する、半導体装置。
6. 前記エンコードタイムユニットの境界を挟む前後所定期間は、前後夫々にエンコードタイムユニットの１／４の期間を有する、請求項５記載の半導体装置。

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