JP5310558B2 - 受信装置及びそれを備えた無線通信システム - Google Patents

Description

本発明は、超広帯域信号であるウルトラワイドバンド（ＵＷＢ：Ultra Wide Band）信号を受信する受信装置及びそれを備えた無線通信システムに関する。

ＵＷＢ信号を受信する受信装置としては、例えば図１に示す、低ノイズアンプ（ＬＮＡ）１３０１、信号発生器１００７、ダウンコンバージョンミキサ１３０２、Ａ／Ｄ変換器１３０３、乗算器１３０４、積分回路１３０５、サンプリング回路１３０６を備えた構成が知られている。図１に示す構成は特開２００４−２２１９３９号公報（以下、特許文献１と称す）に記載された、インパルス状の信号を受信するインパルス型のＵＷＢ信号を受信する受信装置の例である。

図１に示す受信装置では、インパルス状の信号を用いることで通信帯域が５００ＭＨｚ以上に拡散されている。また、位相が０°のインパルスと位相が１８０°のインパルスを用いて１１０１．．．等のコードを作成する。

アンテナから入力された受信信号（ＲＦ信号）は、ＬＮＡ１３０１で増幅され、ダウンコンバージョンミキサ１３０２に入力される。ダウンコンバージョンミキサ１３０２は、信号発生器１００７で生成されたローカル（ＬＯ）信号を用いてＧＨｚ帯のＲＦ信号をＤＣ近傍のベースバンド信号に周波数変換する。Ａ／Ｄ変換器１３０３は、ベースバンド信号をデジタル信号に変換する。乗算器１３０４は、デジタル信号に変換されベースバンドデジタル信号とテンプレートとを乗算する。

積分回路１３０５は、乗算器１３０４の乗算結果を積分する。サンプリング回路１３０６はシンボルタイミングの終わりで積分値を取得し、シンボルデータとして出力する。

また、他の広帯域信号を処理する受信装置として、ＩＥＥＥ ＪＳＳＣ,Ｖｏｌ.３９,Ｎｏ.１２,ｐｐ.２２７８−２２９１,２００４（以下、非特許文献１と称す）には、ＬＮＡ、スイッチ、キャパシタ及びリセット回路を備えた構成が記載されている。

非特許文献１に記載された受信装置では、ＬＮＡで増幅された信号がスイッチに入力され、スイッチがＲＦ信号をベースバンド信号に周波数変換するサブサンプリングミキサ動作を行う。周波数変換後のベースバンド信号はキャパシタに蓄積され、キャパシタで構成されるＦＩＲフィルタやＩＩＲフィルタによってフィルタリングされる。キャパシタに蓄積された電荷はベースバンド信号に対するフィルタリング処理が終了した時点で放電される。

また、特許第３３０２９８１号公報（以下、特許文献２と称す）には、インダクタとキャパシタで構成されるＬＣタンク、スイッチ及びキャパシタを備えた受信装置が記載されている。

特許文献２では、ＬＣタンクの共振周波数を信号の周波数付近に設定することで信号を選択的に通過させる。スイッチは、ＬＣタンクを通過した信号を上述したサブサンプリングミキサの原理に基づいて周波数変換し、周波数変換後の信号をキャパシタに蓄積する。

さらに、特開２００７−０９７１８６号公報（以下、特許文献３と称す）には、ＬＮＡ、ダウンコンバージョンミキサ、Ａ／Ｄ変換器、ＭＢ−ＯＦＤＭ（Multi-Band Orthogonal Frequency Division Multiplexing）モデム及びＤＳ−ＣＤＭＡ（Direct Spread Code Division Multiple Access）モデムを備えた受信装置が記載されている。

特許文献３に記載された受信装置では、非特許文献１や特許文献１、２に記載された受信装置と同様に、ＬＮＡ、ダウンコンバージョンミキサ及びＡ／Ｄ変換器によって受信したＲＦ信号からベースバンドデジタル信号を取得する。ベースバンドデジタル信号は、ＭＢ−ＯＦＤＭモデムまたはＤＳ−ＣＤＭＡモデムによって信号処理される。なお、特許文献３に記載の受信装置は、ＭＢ−ＯＦＤＭモデムまたはＤＳ−ＣＤＭＡモデムを選択するためのモードスイッチ及び制御部を備えている。

しかしながら上述した背景技術のうち、特許文献１に記載の受信装置は、ミキサによる周波数変換、Ａ／Ｄ変換及びデジタル信号によるベースバンド処理（乗算、積分）等の機能別に分かれた構成であるため、それぞれの回路規模（チップ面積）や消費電力が大きく、信号の復調に必要な回路の規模や消費電力が大きくなる問題がある。さらに、インパルス状の受信信号とテンプレートは、シンボル単位で同期させるだけでなく、チップ単位でも正確に同期させる必要がある。特許文献１では、ショートコードを用いて同期捕捉に必要な時間を短縮することが記載されているが、スライディング相関処理等のために時間を要し、そのための消費電力も大きくなる。

一方、非特許文献１には周波数変換及びフィルタリング処理については記載されているが、信号の復調処理については何も開示していないため、フィルタリング処理後に復調回路が必要であり、そのための回路規模や消費電力が大きくなる。

特許文献２は、ＬＣタンクによる周波数選択処理及びスイッチを用いた周波数変換処理については記載されているが、非特許文献１と同様に信号の復調処理については何も開示していないため、周波数変換後に復調回路が必要であり、そのための回路規模や消費電力が大きくなる。

特許文献３は、特許文献１と同様にミキサによる周波数変換、Ａ／Ｄ変換、デジタル信号による復調処理等の機能別に分かれた構成を示しているため、回路規模や消費電力が大きくなる。

そこで、本発明は、周波数変換や復調処理に要する回路の規模、コスト、消費電力を低減できる受信装置及びそれを備えた無線通信システムを提供することを目的とする。

上記目的を達成するため本発明の受信装置は、受信した広帯域信号を所定のレベルにまで増幅する増幅器と、
前記増幅器の出力信号をスイッチングする第１のスイッチと、
前記第１のスイッチのスイッチング動作を制御するための信号を生成する信号発生器と、
前記第１のスイッチの出力信号を積分する積分キャパシタと、
前記積分キャパシタの出力電圧と所定の電圧を比較する比較器と、
前記比較器の比較結果に基づいて、前記積分キャパシタに蓄積された電荷を放電するリセット回路と、
前記リセット回路に対して、所定の時間間隔で前記積分キャパシタに蓄積された電荷を放電させるためのリセット信号を供給するための第２のスイッチと、
前記第２のスイッチのスイッチング動作を制御する制御部と、
を有し、
前記広帯域信号はパルス無線信号またはＭＢ−ＯＦＤＭ信号であり、
前記信号発生器は前記リセット信号を生成する構成である。
または、受信した広帯域信号を所定のレベルにまで増幅する増幅器と、
前記増幅器の出力信号をスイッチングする第１のスイッチと、
前記第１のスイッチのスイッチング動作を制御するための信号を生成する信号発生器と、
前記第１のスイッチの出力信号を積分する積分キャパシタと、
前記積分キャパシタの出力電圧と所定の電圧を比較する比較器と、
前記比較器の比較結果に基づいて、前記積分キャパシタに蓄積された電荷を放電するリセット回路と、
前記リセット回路に対して、所定の時間間隔で前記積分キャパシタに蓄積された電荷を放電させるためのリセット信号を供給するための第２のスイッチと、
前記第２のスイッチのスイッチング動作を制御する制御部と、
を有し、
前記広帯域信号はパルス無線信号またはＭＢ−ＯＦＤＭ信号であり、
前記信号発生器は前記リセット信号を生成し、
前記増幅器は、
増幅動作を行うトランジスタと、
電源電位と前記トランジスタの間に接続されるインダクタと、
前記トランジスタと前記インダクタの接続部位に一端が接続され、前記増幅器の出力端子に他端が接続されるＤＣブロックキャパシタと、
を有する。

一方、本発明の無線通信システムは、広帯域信号を送信する送信装置と、
前記広帯域信号を受信する上記の受信装置と、
を有する。

本発明によれば、周波数変換や復調処理に要する回路の規模、コスト、消費電力を低減した受信装置及びそれを備えた無線通信システムが得られる。

図１は、広帯域信号を受信する受信装置の背景技術の構成例を示すブロック図である。 図２は、本発明の受信装置の一構成例を示すブロック図である。 図３は、第１の実施の形態の受信装置の構成を示す回路図である。 図４は、第１の実施の形態の受信装置が備えるＬＮＡ及び第１のスイッチの他の具体例を示す回路図である。 図５は、第１の実施の形態の受信装置が備えるＬＮＡの他の具体例を示す回路図である。 図６は、第１の実施の形態の受信装置が備えるＬＮＡ及び積分キャパシタの他の具体例を示す回路図である。 図７は、第１の実施の形態の受信装置が備えるＬＮＡの他の具体例を示す回路図である。 図８は、第１の実施の形態の受信装置の動作例を示すタイミングチャートである。 図９は、第１の実施の形態の受信装置が備える第１のスイッチ及び積分キャパシタによる積分動作を示すタイミングチャートである。 図１０Ａは、第１の実施の形態の受信装置が備える比較器に供給する比較電圧の調整例を示すタイミングチャートである。 図１０Ｂは、第１の実施の形態の受信装置が備える比較器に供給する比較電圧の調整例を示すタイミングチャートである。 図１０Ｃは、第１の実施の形態の受信装置が備える比較器に供給する比較電圧の調整例を示すタイミングチャートである。 図１１は、第２の実施の形態の受信装置の構成及び動作を示す模式図である。 図１２は、第３の実施の形態の受信装置の構成及び動作を示す模式図である。 図１３Ａは、第４の実施の形態の受信装置の動作例を示すタイミングチャートである。 図１３Ｂは、第４の実施の形態の受信装置の動作例を示すタイミングチャートである。

次に本発明について図面を用いて説明する。
（第１の実施の形態）
図２は本発明の受信装置の一構成例を示すブロック図である。

図２に示すように、本発明の受信装置は、受信した広帯域信号を所定のレベルにまで増幅するロウノイズアンプ（ＬＮＡ）３０１と、ロウノイズアンプ（ＬＮＡ）３０１の出力信号をスイッチングする第１のスイッチ３０２と、第１のスイッチ３０２のスイッチング動作を制御する信号発生器３０５と、第１のスイッチ３０２の出力信号を積分する積分キャパシタ３０３と、積分キャパシタ３０３の出力電圧と所定の電圧を比較する比較器３０６と、比較器３０６の比較結果に基づいて積分キャパシタ３０３に蓄積された電荷を放電するリセット回路３０４とを有する構成である。

図３に図２に示した受信装置の具体例を示す。

図３は第１の実施の形態の受信装置の構成を示す回路図である。

図３において、ＬＮＡ３０１の出力信号は第１のスイッチ３０２へ入力される。ここで、ＬＮＡ３０１に入力される電圧をｖｉ、ＬＮＡ３０１の相互コンダクタンスをｇｍ、キャパシタ３０３の容量をＣとすると、キャパシタ３０３の出力電圧ｖｏは、

で表される。

積分区間は時間０〜Ｔである。ｇｍ・ｖｉはＬＮＡ３０１の出力電流であり、積分キャパシタ３０３に電荷を蓄積するための積分電流でもある。

この積分動作が信号に対して効果的に行われるためには、ＬＮＡ３０１の出力インピーダンスＺｏｕｔが十分に大きい値である必要がある。Ｚｏｕｔが小さいと、積分電流が積分キャパシタ３０３に効果的に蓄積されずに不完全積分となって積分ゲインが低下する。

積分区間は、パルスの長さである期間Ｔｐｕｌｓｅであり、理想的に積分が行われた場合の積分ゲインはｇｍ・Ｔｐｕｌｓｅ／Ｃとなる。

一方、積分キャパシタ３０３と並列に抵抗器Ｒが存在する場合、不完全積分による積分ゲインはｇｍ・Ｒとなる。すなわち、理想的にはｇｍ・Ｔｐｕｌｓｅ／Ｃの積分ゲインが得られるのに対して、抵抗器Ｒが存在することでｇｍ・Ｒに積分ゲインが低下する。

例えば積分キャパシタ３０３の容量Ｃを１ｐＦ、Ｔｐｕｌｓｅを２ｎｓとすると、Ｔｐｕｌｓｅ／Ｃは２０００である。しかしながら、抵抗器Ｒが１００Ω程度の場合、不完全積分によって積分ゲインは約１／２０に低下する。

ところで、米国ＦＣＣ（連邦通信委員会）では３．１〜１０．６ＧＨｚをＵＷＢ方式における使用許可帯域と規定しているが、日本やヨーロッパ等の他の国ではロウバンドと呼ばれる３．１〜４．８ＧＨｚの周波数帯域を既に使用しているため、これらの周波数帯域については干渉回避技術を搭載する必要がある。

干渉回避技術は、コストや消費電力が上昇するだけでなく、周辺に被干渉無線装置が多く存在する場合は、頻繁に干渉回避処理を実行することになるため、干渉回避処理を実行している装置の通信スループットが大きく低下する問題がある。さらに、パルス信号を用いて通信を行うパルスＵＷＢ方式においては、占有帯域幅がパルス形状（ガウシャンやサイン等）あるいはパルスの周期や波数によって決まるため、ＯＦＤＭ方式のように占有帯域内の特定のトーンを取り出すことができない問題がある。そのため、図３に示すＬＮＡ３０１や第１のスイッチ３０２及びその周辺回路は６ＧＨｚ以上で動作する必要がある。

このようなＬＮＡ３０１の出力インピーダンスＺｏｕｔを大きくし、６ＧＨｚ以上で高いゲイン及び低いＮＦを得るために、本実施形態の受信装置は、ＬＮＡ３０１の電源電位と出力端子の間に負荷インダクタ１０３が接続され、接地電位と出力端子の間にカスコード構造のトランジスタが接続された構成である。

カスコード構造は、バイアス電流を決定するトランジスタ１０５と該トランジスタ１０５と直列に接続されたカスコードトランジスタ１０４を有する構成である。カスコード構造は、出力インピーダンスが大きく、ミラー容量を低減する効果があるため、入力インピーダンスを小さくできる。

出力インピーダンスを大きくできる効果は、特にＣＭＯＳ回路を用いて１０ＧＨｚ程度の周波数信号で動作させる場合に顕著に現れる。１０ＧＨｚ程度の周波数信号で動作させる場合、サブミクロンノードのＣＭＯＳプロセスを採用することで、トランジスタのゲート長は最小に設計される。そのため、酸化膜が極めて薄くなるため、チャネル長変調（バイポーラトランジスタにおけるアーリー効果）が起こり、出力抵抗が小さくなる。そのため、例えばカスコード構造を用いない構成では出力インピーダンスが１００Ω程度になってしまう。しかしながら、カスコード構造を用いた構成では出力インピーダンスを数百から数ＫΩ程度にできる。

トランジスタ１０５の入力には前段回路であるゲート接地型アンプが接続されている。図３に示すカスコードトランジスタ１０４及びトランジスタ１０５からなるカスコード構造は、ミラー容量を低減する効果によってトランジスタ１０５の入力容量が小さくなるため、前段のゲート接地型アンプの負荷容量を低減できる。このような負荷容量の低減は、１０ＧＨｚ程度の高周波信号で動作するアンプにとって非常に重要である。ゲート接地型アンプの負荷インダクタンスを小さくすることで、ある程度共振周波数は高くできるが、負荷容量の増大に伴って原理的にゲインが低下する問題があるからである。

第１のスイッチ３０２として、図３に示す例ではＩパス用とＱパス用のスイッチを備えている。すなわち、ＬＮＡ３０１はＩパス用とＱパス用の２つのスイッチをドライブする必要がある。これら２つのスイッチと、該スイッチの周辺に存在する寄生容量は、ＬＮＡ３０１と同様に１０ＧＨｚ程度の高周波信号で動作する際に問題となるが、負荷インダクタ１０３により容量性のリアクタンスを誘導性リアクタンスでキャンセルできるため、共振周波数付近でインピーダンスを大きくできる。

また、１つのＬＮＡ３０１でＩパス及びＱパスを駆動するのではなく、図４に示すようにＩパス及びＱパスにそれぞれ専用のＬＮＡを設けることで、ＬＮＡ３０１から見た負荷容量をさらに低減できる。この場合、ＬＮＡ３０１は、ゲート接地型アンプを共通にして、最終段のカスコード構造のみ２つ設けた構成でもよい。

通常、積分回路において、積分キャパシタの前段に接続されるのは電流出力アンプである。これは上記積分動作を示す式（１）からも明らかである。

電流出力アンプは、トランスコンダクタンスアンプ（ｇｍアンプ）と呼ばれ、ＮＭＯＳトランジスタとＰＭＯＳトランジスタを組み合わせて構成される。通常、このような１０ＧＨｚ程度の高周波信号が通過するパスに積分回路を配置することはなく、積分回路は背景技術でも示したように周波数変換した後に配置される。本実施形態では、上述した回路構成により１０ＧＨｚ程度の高周波信号でも動作する積分回路を実現できる。

ところで、ＵＷＢ方式では１０ＧＨｚ程度の高周波動作に加えて比帯域が広いという問題がある。そのため、例えば６〜１０ＧＨｚの広い帯域の信号を１つの回路で処理することになる。その場合、８ＧＨｚを中心に４ＧＨｚの帯域があるため、比帯域は５０％となる。米国ＦＣＣ（連邦通信委員会）では、ＵＷＢ方式を１０ｄＢ比帯域幅が中心周波数の２０％以上、または５００ＭＨｚ以上の帯域幅を使用する無線通信を指すと定義しているため、少なくとも比帯域が２０％程度以上になる。

無線ＬＡＮ等の通常の狭帯域無線通信では比帯域が１％程度であり、ＵＷＢ方式の比帯域は非常に大きいことが分かる。特に比帯域が大きいと、広帯域で動作するアンプ等の回路が帯域内で偏差を持つ問題も発生する。比帯域が２０％程度であれば図３に示したような回路でも対応できる場合があるが、比帯域が５０％程度になると何らかの対策が必要になる。図５の（ａ）は、このような問題に対処するため、負荷インダクタ１０３と並列に抵抗器１００１を設けた構成例を示している。

図５の（ａ）に示す回路は、抵抗器１００１を設けることで積分ゲインが低下するが、無線通信システムの仕様で要求される最低受信感度や所要のＣ／Ｎ値によっては問題なく使える場合がある。負荷インダクタ１０３のＱを低下させても同様の効果が得られる。

図５の（ｂ）は複数の負荷インダクタ１００２を備え、使用する周波数帯に応じて負荷インダクタ１００２を切り換える構成である。負荷インダクタ１００２を切り換えることで共振周波数を切り換えることができる。その場合、デジタルベースバンド処理を実行する制御部３０７にて周波数帯を判定し、該周波数帯に応じて負荷インダクタ１００２を選択すればよい。図５の（ｂ）では、負荷インダクタ１００２の電源電圧側に、負荷インダクタ１００２を切り換えるためのスイッチ１００３を直列に接続した例を示しているが、スイッチ１００３は負荷インダクタ１００２の出力端子側に直列に接続してもよい。

図５の（ｃ）は複数のキャパシタ１００４を備え、使用する周波数帯に応じてキャパシタ１００４を切り換えて共振周波数を変える構成である。

図５の（ｃ）に示す構成も図５の（ｂ）に示した構成と同様に制御部３０７により使用する周波数帯を判定し、該周波数帯に応じてキャパシタ１００４を選択すればよい。図５の（ｃ）では、キャパシタ１００４の接地電位側に、キャパシタ１００４を切り換えるためのスイッチ１００５を直列に接続した例を示しているが、スイッチ１００５はキャパシタ１００４の出力端子側に直列に接続してもよい。

第１のスイッチ３０２の制御端子には信号発生器３０５で生成された制御信号が入力される。ここで、Ｉパス用とＱパス用の第１のスイッチ３０２に入力する制御信号の位相差は９０°である。

第１のスイッチ３０２の出力には積分キャパシタ３０３及びリセットスイッチ３０４が接続される。この第１のスイッチ３０２及び積分キャパシタ３０３０に存在する寄生抵抗は可能な限り小さいことが望ましい。

積分キャパシタ３０３と寄生抵抗の値で決まるカットオフ周波数が信号周波数よりも低いと信号電力が低下する。すなわち、ゲインが低下する。例えば１０Ω程度の寄生抵抗と１ｐＦの容量を持つ積分キャパシタ３０３の場合、カットオフ周波数は約１６ＧＨｚとなるため、１０ＧＨｚ程度の高周波信号で動作させても問題となることはない。しかしながら、寄生抵抗が１００Ω程度になると、カットオフ周波数は約１．６ＧＨｚになるため、１０ＧＨｚ程度の信号の電力は約１／１０に低下する。したがって、１０ＧＨｚ程度の高周波信号で動作するためには、積分キャパシタ３０３の寄生抵抗は１０Ω程度よりも小さくする必要がある。したがって、積分キャパシタ３０３はＭＩＭ（メタル−絶縁体−メタル）構造であることが好ましい。また、第１のスイッチ３０２には、動作点にもよるが、ＮＭＯＳトランジスタとＰＭＯＳトランジスタとを組み合わせた構成を用いるとよい。但し、このような構成は寄生容量の増加を招くおそれがある。したがって、第１のスイッチ３０２は、単体のＮＭＯＳトランジスタで構成し、ＬＮＡ３０１の最終段と積分キャパシタ３０３の入力端子間にＤＣブロックキャパシタ１２０を配置した構成が好ましい。この場合、リセット電圧ＶＲＳＴ１１０を０Ｖ付近にすれば第１のスイッチ３０２の動作点も０Ｖ付近となるため、第１のスイッチ３０２を単体のＮＭＯＳトランジスタで構成しても問題なく動作する。

また、図３に示すリセットスイッチ３０４の寄生抵抗も小さくする必要がある。これはリセットスイッチ３０４の寄生抵抗をＲ、積分キャパシタ３０３の容量をＣとした場合、寄生抵抗Ｒと容量Ｃで積分キャパシタ３０３に蓄積された電荷の放電時の時定数が決まるからである。例えば８ＧＨｚ程度の高周波信号で動作する場合、８ＧＨｚの１周期である１２５ｐｓの半分以下の時間で積分キャパシタ３０３の放電が完了していることが好ましく、寄生抵抗Ｒは５０Ω程度以下、時定数は５０ｐｓ以下とすることが好ましい。

リセットスイッチ３０４は、このような小さな寄生抵抗であることが要求されるため、第１のスイッチ３０２と同様に単体のＮＭＯＳトランジスタで構成し、動作点を低い電圧に設定することが好ましい。但し、第１のスイッチ３０２と異なってリセットスイッチ３０４の寄生容量はそれほど問題にならないため、リセットスイッチ３０４にはＮＭＯＳトランジスタ及びＰＭＯＳトランジスタを組み合わせた構成を用いることもできる。

上述したようにＬＮＡ３０１の相互コンダクタンスｇｍや積分キャパシタ３０３の容量値Ｃは積分回路の積分ゲインを決定するが、積分ゲインを可変にするためにはＬＮＡ３０１のｇｍやＣの値を切り換えてもよい。図６に示すＬＮＡ３０１は、トランジスタのバイアス電圧Ｖｄを可変してＬＮＡ３０１の相互コンダクタンスｇｍの切り換えを可能にしている。

また、図６に示す積分キャパシタ３０３は、例えば容量値が異なる（バイナリの関係にある）、並列に接続された複数のキャパシタ要素を備え、各キャパシタ要素にスイッチを接続して、積分キャパシタ３０３の容量値の切り換えを可能にしている。

受信装置が備えるアンテナ端における受信電力は、送信機と受信機との距離によって、例えば−８０〜−２０ｄＢｍ程度に変化する。そのため、積分ゲインによっては積分キャパシタ３０３の出力電圧が飽和する可能性もある。その場合、図６に示すようなゲイン可変機構が必要になる。

可変ゲインアンプ１１４は、積分キャパシタ３０３の出力電圧を比較器３０６で判定できる程度の電圧まで増幅する。可変ゲインアンプ１１４は、積分ゲインや比較器３０６で識別可能な最小の電圧によっては省略することも可能である。

積分回路は、ＬＮＡ３０１を除いてアクティブ素子がないためノイズが小さい回路を容易に構成できる。しかしながら、可変ゲインアンプ１１４が必要な場合は、そのＮＦ（雑音指数）を小さくする必要がある。可変ゲインアンプ１１４で必要な動作帯域は、後述するＴｐｕｌｓｅ（例えば２ｎｓ）で決まる５００ＭＨｚ程度である。可変ゲインアンプ１１４には、比較器３０６の判定処理でノイズによる誤動作が少なくなるように、例えばロウパスフィルタ特性を持たせてもよい。

受信信号強度測定器（ＲＳＳＩ：Received Signal Strength Indicator）１１５は、可変ゲインアンプ１１４のゲインや積分ゲインを決定するために備えている。可変ゲインアンプ１１４や積分キャパシタ３０３で構成される積分回路のゲインは、ＲＳＳＩ１１５の出力信号で直接変更してもよく、ＲＳＳＩ１１５の出力信号に基づいて制御部３０７により制御することも可能である。

比較器３０６は、図３に示す例では２つのコンパレータ素子１１７によって構成されている。コンパレータ素子１１７には、積分キャパシタ３０３の出力電圧との比較に用いる基準電圧である比較電圧Ｖａ及び比較電圧Ｖｂが電圧供給源から入力され、各比較電圧は信号の上側判定値と下側判定値として用いられる。これら比較電圧は、Ｄ／Ａ変換器で生成することで可変できるようにしておくことが好ましい。その場合、電圧供給源が生成する比較電圧Ｖａ及び比較電圧Ｖｂの値は、比較器３０６の出力結果やＲＳＳＩ１１５の出力電圧に基づいて制御部３０７により制御すればよい。

図３において、比較器３０６は、さらに多くのコンパレータ素子１１７で構成することで信号に含まれる所望波を高速に検出できる。また、比較器３０６を多ビットのＡ／Ｄ変換器を用いて構成しても同様の効果を得ることができる。これらは消費電力や回路規模（チップ面積）と所望波の検出速度や精度とのトレードオフとなる。

比較器３０６の出力は、図３に示す例では制御部３０７に接続される。制御部３０７はリセットスイッチ３０４を制御することで積分キャパシタ３０３に蓄積された電荷を放電（リセット）させる。この経路に代わって、破線で示すようにＯＲ回路１１９を用いて比較器３０６が備える２つのコンパレータ素子１１７の出力信号の論理和でリセットスイッチ３０４を制御することも可能である。制御部３０７は、スイッチ等を駆動するためのドライバ回路、並びにプログラムにしたがって動作するＣＰＵやＤＳＰあるいは各種の論理回路を組み合わせることで実現できる。

図７はＬＮＡ３０１として１段のゲート接地型アンプ９０１を用い、ゲート接地型アンプ９０１で第１のスイッチ３０２を駆動する構成例である。

図７に示す回路は、積分ゲインを上げると共に１０ＧＨｚ程度の信号に対する出力インピーダンスを大きくするために、カスコード構造を採用しつつ負荷インダクタンスを備えた構成である。図７に示す回路は、あまり大きなゲインが必要でなく、消費電力の低減や回路規模を小さくしたい場合に用いることができる。

次に、図３を参照しつつ図８を用いて本実施形態の受信装置の動作について説明する。

図８は第１の実施の形態の受信装置の動作例を示すタイミングチャートである。

図８に示すＲＦｉｎはＬＮＡ３０１に入力されるＵＷＢ信号の例を示している。また、Ｔｐｕｌｓｅはパルス状のＵＷＢ信号の長さを示し、ＵＷＢ信号の占有帯域幅を決定する。ＵＷＢ信号は上述したように５００ＭＨｚ以上の帯域幅で拡散される必要があるため、Ｔｐｕｌｓｅは、例えば２ｎｓ程度かそれ以下となる。Ｔｐｕｌｓｅを小さくすることで帯域幅が拡がるが、広い帯域を占有するためにチャネル数が低減して通信可能な端末数が制限される。Ｔｐｕｌｓｅは、パルス信号の周波数（キャリア周波数）をｆ、パルスの波数をｎとすると、Ｔｐｕｌｓｅ＝ｎ／ｆで表される。また、占有帯域幅ＢＷはＢＷ＝１／Ｔｐｕｌｓｅで表される。例えばキャリア周波数（中心周波数）を８ＧＨｚ、Ｔｐｕｌｓｅを２ｎｓとすると、波数ｎは１６程度となる。

なお、この波数ｎが１程度であるものをインパルス無線（ＩＲ）と呼ぶことがあるが、ｎの大小よって本発明の効果が失われることはないため、本明細書ではｎが小さいものも含めてパルスＵＷＢまたはパルス無線と称す。

波数ｎからなるパルスクラスタ（Ｔｐｕｌｓｅ期間）では、パルス信号に所定のエンベロープを備えている。このエンベロープはＦＦＴ（Fast Fourier Transform）における窓関数に相当し、占有帯域内の周波数特性や占有帯域外のスプリアス特性等に影響する。

図８に示すパルスＵＷＢ信号ＲＦｉｎは、三角波状のエンベロープを備えている。三角波状のエンベロープは、エンベロープを生成するための回路規模や消費電力を低減でき、帯域内外での特性も比較的良好であるために好ましい。

ＬＯ信号は第１のスイッチ３０２に制御端子から入力される。ここではＬＯ信号としてデューティ比が約５０％のパルスを用いている。

入力信号ＲＦｉｎは、ＬＮＡ３０１で増幅され、第１のスイッチ３０２に入力される。第１のスイッチ３０２には入力信号ＲＦｉｎのキャリア周波数に等しい周波数のＬＯ信号２０２が制御端子１０７から入力される。第１のスイッチ３０２は、入力信号ＲＦｉｎとＬＯ信号とを乗算すると共に、積分電流を積分キャパシタ３０３に供給する。積分キャパシタ３０３には積分電圧∫（ＲＦｉｎ×ＬＯ）ｄｔが現れる。

第１のスイッチ３０２及び積分キャパシタ３０３による積分動作を時間軸方向に拡大した様子を図９に示す。

入力信号ＲＦｉｎはＢＰＳＫ変調された信号とする。ＢＰＳＫ変調された信号は、位相が０°と１８０°とに変化する。積分電圧は、第１のスイッチ３０２の乗算処理によって、位相が０°の期間では正方向に上昇し、位相が１８０°の期間では負方向に下降する。

積分キャパシタ３０３の積分電圧は、可変ゲインアンプ１１４で増幅され、比較器３０６に入力される。比較器３０６は、例えば２値の比較電圧Ｖａ、Ｖｂを備え、比較電圧Ｖａを用いて比較対象となる信号との正の相関を検出し、比較電圧Ｖｂを用いて比較対象となる信号との負の相関を検出する。正負の相関はそれぞれＢＰＳＫ変調された信号の位相０°と１８０°に対応する。

ＢＰＳＫ変調では、ＰＮ（擬似ランダムノイズ）系列等のコードを利用することが知られている。例えば図３に示す例では「１０１１」のコードを用い、コード「１」は位相０°に対応し、コード「０」は位相１８０°に対応する。ＰＮ系列として長い系列を用いることでノイズや干渉等による誤判定を減少できる。

比較器３０６が備える２つのコンパレータ素子１１７からは、信号Ｖｏａ、信号Ｖｏｂが出力される。信号Ｖｏａは入力信号ＲＦｉｎの位相が０°の期間で活性化し、信号Ｖｏｂは入力信号ＲＦｉｎの位相が１８０°の期間で活性化する。

信号Ｖｏａ及び信号Ｖｏｂは、制御部３０７またはＯＲ回路１１９に入力され、論理和処理等がなされた後、リセットスイッチ３０４にＲＳＴ信号として供給される。

積分キャパシタ３０３は、リセットスイッチ３０４の動作によって蓄積された電荷を放電する。また、同時に比較器３０６から出力される信号Ｖｏａ及びＶｏｂの活性化状態が解除される。

ＢＰＳＫ信号では、Ｉパスに電力が存在するか、Ｑパスに電力が存在するか最初の段階では分からない。また分かってもＬＯ信号を生成するＰＬＯ（位相ロックオシレータ）等に位相を調整する機能を備えていないと、どちらのパスに電力を通すかを制御することができない。図３に示した受信装置では、Ｉパス及びＱパスを備え、Ｑパスの出力信号でも相関検出を行っている。このような構成では、Ｉパスのみに相関出力が現れる場合、Ｑパスのみに相関出力が現れる場合、両方のパスに相関出力が現れる場合がある。

ここで、受信信号のＳ／Ｎを最大にするには、最大比合成（ＭＲＣ）の考え方から、２つのパスの信号のうち、Ｓ／Ｎの高い信号に対して大きい重みを付与して合成すればよい。制御部３０７は、このような演算を行って相関出力とリセットスイッチ３０４の制御を行う。

以上、本実施形態では、入力信号ＲＦｉｎがＢＰＳＫ変調された例で説明したが、入力信号ＲＦｉｎは、ＰＰＭ（パルス位置変調）やＱＰＳＫ変調、あるいはそれらを組み合わせた変調信号であってもよい。

ＰＰＭ変調の場合はパルス位置が変化する。図８ではパルスクラスタが等間隔に並んでいるが、パルスクラスタをこの等間隔の位置から所定の時間だけずらした信号がＰＰＭ変調された信号である。ＢＰＳＫ変調では、この等間隔の時間間隔（チップ周期）の逆数ＰＲＦ（パルス繰り返し周波数）を８〜６０ＭＨｚ程度に設定される。パルスの位置ずれは２ｎｓ程度に設定される。

ＱＰＳＫ変調では、最初に同期を確立する必要があり、同期を確立するプリアンブル期間ではＢＰＳＫ変調やＰＰＭ変調を用い、同期が確立した後、ＱＰＳＫ変調に移行する。その場合、ＩパスとＱパスの信号が混ざらないように周波数や位相を制御して同期を保持するＤＬＬ（遅延ロックループ）等を用いればよい。

比較器３０６は、積分キャパシタ３０３から出力された積分電圧ができるだけ大きな値のときに比較電圧を横切るように比較電圧Ｖａ、Ｖｂを設定する必要がある。そのため、比較器に対して、広帯域信号との正の相関を検出するための比較電圧Ｖａ及び広帯域信号との負の相関を検出するための比較電圧Ｖｂを供給する電圧供給源を備え、図１０Ａに示すように比較電圧Ｖａと比較電圧Ｖｂとを段階的に狭くなるように、例えば制御部３０７により制御することが好ましい。あるいは図１０Ｂに示すように周知の２分岐探索法（バイナリサーチ）にしたがって最適な比較電圧Ｖａ、Ｖｂを探索することも可能である。あるいは図１０Ｃに示すように比較器３０６を３つ以上のコンパレータ素子を備えた構成（多ビット比較器）とすることで、比較電圧を探索することなく、比較器３０６の出力から相関出力を得ることもできる。

上述したように、比較器３０６に入力される積分電圧は、最適な比較電圧を決定する前にＲＳＳＩ１１５等を用いて比較可能な値まで増幅されている必要があり、制御部３０７により積分ゲインや可変ゲインアンプ１１４が調整される。制御部３０７は、比較器３０６に入力される積分電圧がノイズに埋もれないように、または比較器３０６やその前段の回路で信号が飽和しないようにゲインを適切に設定する。

さらに、制御部３０７は、図１０Ａに示すように、比較電圧Ｖａ及び比較電圧Ｖｂを段階的に狭くなるように設定する。このように比較電圧Ｖａ、Ｖｂを段階的に狭くしていく場合、１つの段階の保持時間としては、シンボル長の時間かそれ以上であることが好ましい。１シンボルが４チップで構成される図１０Ａ〜Ｃに示した例では、１チップの長さを３０ｎｓとすると、各段階で１２０ｎｓかそれ以上の時間比較電圧を保持する。これによりシンボルを検出することが可能であり、最適な比較電圧を設定できる。図１０Ｂに示した比較電圧を探索する手法においても、各段階の比較電圧Ｖａ、Ｖｂの保持時間は上記と同じにする。

図１０Ｃに示した多ビット比較器を用いる構成では、いずれかの比較器で相関出力が得られる。図１０Ｃに示す例ではＶｏｃとＶｏｄに相関が出力されている。図１０Ｃでは４個の比較器を用いた例を示しているが、さらに多くの比較器を用いることもできる。その場合、複数の比較器から相関出力が得られる場合があるが、その場合は安定して相関を出力している比較器を制御部３０７が判断し、ゲイン設定等に利用する相関出力を決定することが好ましい。これは、比較電圧Ｖａ、Ｖｂが低い場合はノイズの影響を受ける可能性があり、比較電圧が高い場合は積分電圧の飽和値近傍に比較電圧がある可能性があるためである。

ＲＳＳＩ１１５等で信号のレベルが判断できる場合は、比較電圧の設定段階の数をそれほど多くする必要はない。段階数を多くするほど同期検出にかかる時間が長くなるため、段階数は２から８程度で良好な結果が得られるようにすることが好ましい。その場合、図１０Ｂに示した比較電圧を探索する手法においては、４段階以内で最適な比較電圧が得られる。

以上説明したように第１の実施の形態の受信装置では、第１のスイッチ３０２、積分キャパシタ３０３及び比較器３０６によって、周波数変換、量子化及び復調処理を行うことができるため、回路の小型化及び低消費電力化を実現できる。

背景技術の超広帯域信号を受信する受信装置では、ミキサを用いて周波数変換を行い、ベースバンド信号に変換してからＡ／Ｄ変換して量子化し、デジタル信号で復調を行っていた。そのため、通信レートが低いパルス無線通信では受信回路の小型化や低消費電力化が実現できていなかったが、本発明によりこれが達成できる。

図１に示した背景技術では、受信信号とテンプレートの相関を得る際にシンボルコードまで正確に合わないと相関が出ない。これはシンボル単位で相関を取っているためである。このときにスライディング相関器等を用いてシンボル単位の相関が得られるまで受信信号とテンプレートの時間差をずらしていくが、その際の時間刻みとしてチップ周期の何分の１かが必要になる。これはチップ単位で受信信号とテンプレートが合っていないと相関出力が大きくならないためである。

例えばチップ周期の１／３単位で８ビットのＰＮシンボルコードのスライディング相関処理を行う場合、相関出力を得るまでに最大で２４回のビットシフト処理を行う必要がある。このときＰＮコードのビット長が長ければそれに比例して同期捕捉に要する時間や消費電力が増大する。

一方、本実施形態ではチップ単位で相関出力が得られる。この場合の相関は、ＰＮコードの相関ではなく、キャリア周波数とその位相に対する相関である。また、積分回路の積分動作に起因して相関出力を得ている。また、チップ単位の相関を得ると同時に比較器の出力にシンボル出力が現れる。このシンボル出力をマッチドフィルタ回路等に入力することでＰＮコードの相関判定が行える。

また、本実施形態では、ＲＦ領域での乗算と積分動作とそれに続く比較器とによって、チップ単位の何分の一刻みによるスライディング相関処理がなくても、比較器の比較電圧を数回上下させるだけでチップからシンボルまで相関が得られる。または多ビットの比較器を用いることで直ぐに相関出力が得られる。よって、本実施形態の受信装置では同期捕捉に要する時間が短縮する。

パルス無線方式は、近年、ＩＥＥＥ８０２.１５．４ａとして標準化が進みつつあり、０．１Ｍｂｐｓから２４Ｍｂｐｓまでの比較的低レートで通信を行うＰＡＮ（近距離ネットワーク）無線通信が実現されつつある。

本実施形態の受信装置によれば、第１のスイッチ３０２、積分キャパシタ３０３、リセット回路３０４及び比較器３０６が、周波数変換、量子化及び復調処理を一括して行う。すなわち、積分キャパシタ３０３には周波数変換結果が電荷として蓄積されると共に、パルスＵＷＢ信号の０°または１８０°の位相情報を反映した相関量が電荷として蓄積される。

このような構成ではスライディング相関を行わなくとも積分キャパシタ３０３に相関量が蓄積され、比較器３０６で相関の正負を判定できる。

したがって、周波数変換と復調処理を一つの回路で実行できるため、回路規模が小さく（チップ面積が小さく）、低コストで、消費電力が少ない受信装置が得られる。

また、積分キャパシタ３０３による相関量の蓄積と、比較器３０６による相関の正負判定により、スライディング相関処理を不要にして、回路規模、消費電力を低減すると共に、同期捕捉に要する時間を短縮できる。
（第２の実施の形態）
次に本発明の第２の実施の形態について図面を参照して説明する。

図１１は第２の実施の形態の受信装置の構成及び動作を示す模式図である。

図１１は第１の実施の形態の主要部をそのまま示している。第２の実施の形態の受信装置はＭＢ−ＯＦＤＭ信号を周波数変換する構成である。

ＭＢ−ＯＦＤＭ信号は、ＵＷＢ方式で定義された比帯域が２０％以上、帯域が５００ＭＨｚ以上という特徴を備えると共に、ＯＦＤＭ（直交周波数多重）方式の特徴を備えている。

ＭＢ−ＯＦＤＭ方式は、約５００ＭＨｚのＯＦＤＭ帯域幅を備えると共に、約１０ｎｓ程度で周波数帯を高速に切り換える高速周波数ホッピングの特徴も備えている。また、ＭＢ−ＯＦＤＭ方式は、約５００ＭＨｚの帯域からなる３つのバンドを周波数ホッピングして、約１．５ＧＨｚの周波数を利用して通信を行う特徴も備えている。

図１１に示すように、第２の実施の形態の受信装置は、ＬＮＡ３０１、第１のスイッチ３０２、積分キャパシタ３０３及びリセットスイッチ３０４を備えたフロントエンド部５０４を有する構成である。

第２の実施の形態の受信装置では、リセット回路３０４による比較器３０６の比較結果に基づくリセット動作に代わって所定の時間間隔で積分キャパシタ３０に蓄積された電荷を放電させる。すなわち、第１のスイッチ３０２の制御端子には信号発生器５０１で生成されたＬＯ信号がリセット信号ＲＳＴとして入力される。ＬＯ信号は、第１の実施の形態と同様に、ＭＢ−ＯＦＤＭ信号のキャリア周波数に等しく、デューティが約５０％のパルス列である。

信号発生器５０１は、リセット信号ＲＳＴを生成してリセット回路３０４に供給する。リセット信号５０３は、ＬＯ信号５０２と周波数が等しく、位相が約１８０°異なる信号である。リセット信号５０３は、ＬＯ信号５０２を生成する信号発生器５０１とは異なる個別の信号発生器で発生してもよい。

これにより受信したＭＢ−ＯＦＤＭ信号は、第１のスイッチ３０２でベースバンド周波数へ周波数変換されると共に積分処理され、積分キャパシタ３０３に蓄積される。この場合、積分時間ｔｉｎｔはＬＯ信号の半周期の時間に等しくなる。

第１のスイッチ３０２及び積分キャパシタ３０３による周波数変換及び積分動作の様子を図１１に示す。図１１に示す５０７はＭＢ−ＯＦＤＭ信号、５０８はＤＣ付近に周波数変換されたベースバンド信号、５０６は積分動作における伝達関数特性を示している。伝達関数５０６は１／ｔｉｎｔにヌル点を持つｓｉｎｃ関数となる。

この伝達関数特性５０６により高域のノイズが低減され、サンプリング処理におけるアンチエイリアス効果を持たせることができる。すなわち、第１のスイッチ３０２、キャパシタ３０３及びリセット回路３０４は、アンチエイリアス関数を持った周波数変換回路として動作する。ＬＮＡ３０１は、負荷インダクタ１０３によって構成された共振回路や、その前段に設けられたゲート接地型アンプの負荷インダクタによる共振回路によって共振特性５１０を備えている。ＬＮＡ３０１が備える共振特性は、折り返し特性による高域ノイズの通過を防止する効果も備えている。

図１１の実線で示す波形５０９は、積分キャパシタが出力される積分電圧の様子を時間軸上で示している。波形５０９のエンベロープ５１１はベースバンド信号を示しているため、ベースバンド帯域の信号のみを取り出すフィルタリング処理を行うことで、ベースバンド信号が得られる。
（第３の実施の形態）
図１２は第３の実施の形態の受信装置の構成及び動作を示す模式図である。

図１２は第１の実施の形態の主要部をそのまま示している。第３の実施の形態の受信装置は、パルスＵＷＢ信号とＭＢ−ＯＦＤＭ信号の両方を信号処理できる超広帯域受信装置を実現する例である。

図１２に示すように、第３の実施の形態の受信装置は、ＬＮＡ３０１、第１のスイッチ３０２、積分キャパシタ３０３及びリセットスイッチ３０４を備えたフロントエンド部６０１を有する構成である。

第１のスイッチ３０２の制御端子には、第２の実施の形態と同様に信号発生器５０１で生成されたＬＯ信号５０２が入力される。信号発生器５０１は、第２の実施の形態と同様に、さらにリセット信号５０３を生成する。

ＭＢ−ＯＦＤＭ信号の受信時、第２のスイッチ６０６はリセット信号５０３を選択し、リセットスイッチ３０４にリセット信号５０３を供給する。

制御部３０７は、第２のスイッチ６０６の動作を制御すると共にＭＢ−ＯＦＤＭ信号の復調に必要なＭＢ−ＯＦＤＭ回路ブロック６０３を活性化させる。ＭＢ−ＯＦＤＭ回路ブロック６０３は、フィルタ、Ａ／Ｄ変換器及び復調回路等を備えている。

制御部３０７は、後述する各スーパーフレームにもとづいて、受信装置がＭＢ−ＯＦＤＭ信号を受信しているかパルスＵＷＢ信号を受信しているかを判断して制御を行う。

パルスＵＷＢ信号を受信している場合、第２のスイッチ６０６は、比較器３０６の比較結果を取得した制御部３０７またはＯＲ回路１１９からの信号を選択し、リセットスイッチ３０４の制御端子にリセット信号を供給する。このときのリセット動作は第１の実施の形態と同じである。

制御部３０７は、パルスＵＷＢ信号の復調に必要なパルスＵＷＢ回路ブロック６０４を活性化させる。パルスＵＷＢ回路ブロック６０４は、可変ゲインアンプ１１４及び比較器３０６を備えている。
（第４の実施の形態）
図１３Ａ及びＢは第４の実施の形態の受信装置の動作例を示すタイミングチャートである。

第４の実施の形態の受信装置は、ＭＢ−ＯＦＤＭ信号とパルスＵＷＢ信号とを適宜受信する例である。受信装置の構成は第３の実施の形態と同様であるため、ここではその説明を省略する。

一般に、ＭＢ−ＯＦＤＭ方式による通信は、数百Ｍｂｐｓから数Ｇｂｐｓの通信が可能であるが、消費電力が増大する問題がある。一方、パルスＵＷＢ方式は２４Ｍｂｐｓ程度までの低レートの通信を実現するが、消費電力が比較的少なく、さらに本発明を適用することでさらに少ない消費電力で通信が可能になる。

ＭＢ−ＯＦＤＭ方式では、スーパーフレーム（Superframe）を用いてビーコングループ（ピコネット）を形成する。スーパーフレームは６５ｍｓ程度の時間が割り当てられたフレームであり、ビーコングループに参加している端末を判別するために用いるビーコン期間を備えている。

参加端末はビーコン期間中にビーコン信号（Beacon）を送信する。また参加端末は休止したい期間を宣言して休止状態（スリープモード）に移行できる。

ＭＢ−ＯＦＤＭ方式による通信とパルスＵＷＢ方式による通信を切り換える方法は現在提案されていないが、以下に示すような方法によりこれら２つの通信方式を切り換えることができる。

図１３Ａに示すように、まずビーコングループに第３の実施の形態で示した受信装置及び広帯域信号を送信する送信装置を備えたホスト端末が参加していると仮定する。ここではホスト端末をビーコングループのホストとする。ＭＢ−ＯＦＤＭ方式では、ビーコングループに参加する端末は、スーパーフレームのビーコン期間にて順次ビーコン信号を送信する。このビーコン信号を送信することで参加端末はスーパーフレームに同期して情報を送受信できる。

スーパーフレームは、複数の（２５６程度の）ＭＡＳ（メディアアクセススロット）で構成され、各ユーザはこれら複数のＭＡＳを利用して情報を送受信する。

図１３Ａに示すホスト端末は、基本的にＭＢ−ＯＦＤＭ信号を受信（MB-OFDM RX）し、ビーコン期間はビーコン信号を送信する。さらに各ユーザに割り当てられるＭＡＳの期間ではパルスＵＷＢ信号を受信（Pulse RX）する。ホスト端末は、第３の実施の形態で示した受信装置を備えることで、このような機能を実現できる。また、ホスト端末は、パルスＵＷＢ信号の受信時、他の端末またはデバイスから呼びかけがあった場合、パルスＵＷＢ信号を送信（Pulse TX）し、ＡＣＫ（応答）の返送や情報を送信する。

図１３Ａに示すデバイス１は、ビーコングループに参加し、基本的にＭＢ−ＯＦＤＭ信号を受信（MB-OFDM RX）している。また、デバイス１は、ビーコン期間においてビーコン信号を送信する。デバイス１は、広帯域信号を送信する送信装置及び第３の実施の形態で示した受信装置を備えることで、ＭＢ−ＯＦＤＭ方式やパルスＵＷＢ方式の両方に対応することが可能であり、第２の実施の形態で示した受信装置を備えることでＭＢ−ＯＦＤＭ方式のみに対応できる。

例えばＡＣ電源から電力が供給される、消費電力に対する制限が少ないＡＶ機器に対してハイビジョン伝送を行う高速端末等は、第２の実施の形態で示した受信装置を備えた構成でもよい。

図１３Ａに示すデバイス２は、基本的に送信も受信も行わないスリープ状態を継続しているが、情報をホスト端末やサーバ等に送信する時に起動し（ウェイクアップ起動）、パルス無線方式により情報を送信する。他の局から応答があるまでこのパルス無線方式による送信（Pulse TX）と、ＡＣＫ等の有無を確認するためのパルス無線方式による受信（Pulse RX）を繰り返す。

ホスト端末は、上述したようにスーパーフレーム内で定期的にパルス無線方式による受信を行っており、デバイス２のパルス無線方式による送信を（ここでは２つめのスーパーフレーム）検出できる。ホスト端末は、パルス無線方式による送信の検出をデバイス２に知らせるためにパルス無線方式による送信を行う。デバイス２は、ホスト端末から送信されたパルス無線方式による信号を受信すると、ホスト端末と情報を交換できる。

デバイス２は、広帯域信号を送信する送信装置及び第３の実施の形態で示した受信装置を備える構成でよいが、パルスＵＷＢ信号を受信する第１の実施の形態で示した受信装置を備える構成でもよい。例えば、デバイス２は、小型のボタン電池等のバッテリーによって動作するセキュリティ関係のセンサであり、不審者の侵入を検知すると無線回路をスリープ状態から起動してホスト端末に侵入者の検知を送信する装置とする。その場合、デバイス２はホスト端末から返信されるＡＣＫを受信した段階で通信を終了する。デバイス２の送信と受信の繰り返し処理は、ホスト端末がＡＣＫを返信するまで継続する。ホスト端末は、スーパーフレーム内にてパルス無線方式による受信を行っているため、約６５ｍｓ以内でこの繰り返し処理は終了する。これによりバッテリーの電力消費を最小限に抑制できる。

一方、図１３Ｂに示すホスト端末は、当初はＭＢ−ＯＦＤＭ方式によるスーパーフレームを確立しておらず、パルス無線方式による通信を行っているものとする。ホスト端末はビーコングループへの参加を希望しているデバイスの有無を調べるために、ＭＢ−ＯＦＤＭ方式による受信（MB-OFDM RX）と送信（MB-OFDM TX）を繰り返す。この繰り返し周期はスーパーフレームの繰り返し周期でよく、ビーコン信号の受信と送信はビーコン期間で実施すればよい。スーパーフレーム内のビーコン期間を除く残りの期間は、基本的にパルス無線方式による受信モード（Pulse RX）を継続し、適宜パルス無線方式による送信（Pulse TX）に切り換えて通信を行う。

図１３Ｂに示すデバイス１はＭＢ−ＯＦＤＭ端末であるとする。

デバイス１は、当初はビーコングループへ参加していないが、途中からビーコングループに参加する。デバイス１は、ホスト端末から送信されるビーコン信号を受信し、さらにビーコン信号を返信することでビーコングループへの参加を確立してホスト端末と情報を交換できる。

図１３Ｂに示すデバイス２はパルスＵＷＢ端末であり、例えばバッテリーから電力が供給されるステレオ音響装置とする。また、デバイス２は、ネットワークやホストから音楽情報を入手して再生する装置とする。

デバイス２は、図１３Ｂの最初の期間ではホスト端末とパルス無線方式による送信（Pulse TX）と受信（Pulse RX）を繰り返し、比較的容量が大きいデータを送受信する。このとき、ホスト端末はＭＢ−ＯＦＤＭ方式によるビーコングループを構築していないため、上述したようにビーコン期間を除く期間ではパルスＵＷＢ方式による送受信が可能である。このパルスＵＷＢ方式を利用できる期間でデバイス２はホスト端末から音楽情報等を入手できる。なお、ＭＢ−ＯＦＤＭ方式によるビーコングループが形成されている場合、デバイス２で情報の送受信が可能な期間は短くなるが（ＭＡＳ期間）、図１３Ｂに示すような例ではかなりのスループットが得られる。音楽情報等を入手し終えたところでデバイス２はパルス無線方式による送受信を終了してスリープモードに移行できる。

このように、必要とする通信レートに応じてＯＦＤＭ方式を用いた通信、あるいはパルスＵＷＢやＣＤＭＡ方式を用いた通信に切り換えることで、消費電力を最小限に抑制した無線通信システムを実現できる。その場合、各通信方式に対応する回路を実装する必要があるため、これらの回路規模ができるだけ小さいことが望ましい。本発明の受信装置を備えた端末やデバイスは、高レート通信と低レート通信でフロントエンド部の主要な回路を兼用でき、さらには低レート通信のパルスＵＷＢ方式においては周波数変換、量子化、復調処理を１つの回路ブロックで実施できる。

すなわち、本実施形態の受信装置によれば、低レート通信であるパルスＵＷＢ信号の復調時は、比較器３０６の判定結果に基づいて積分キャパシタ３０３をリセット動作させ、高レート通信であるＭＢ−ＯＦＤＭ信号の周波数変換では積分キャパシタ３０３を定期的にリセット動作させることで、第１のスイッチ３０２、積分キャパシタ３０３及びリセット回路３０４はＭＢ−ＯＦＤＭ信号の周波数変換を行うため、低レートの通信と高レートの通信を一つのトランシーバで行えると共に、低レートにおいては周波数変換と復調処理を１つの回路で実行できるため少ない消費電力で通信できる。

将来のホームネットワーク環境では、家事や住居や娯楽に関わる家電（いわゆる白物家電と呼ばれる洗濯機や冷蔵庫、電子レンジや、エアコン、ステレオ音響措置、防犯装置、セキュリティカメラ、インターホン、さらにはハイビジョン無線伝送を扱うＡＶ機器その他）間の通信や、それらの家電とホームサーバとの無線通信環境が出現することが予想される。低レート通信から高レート通信まで対応するホームサーバと、その周辺に低レート通信専用の端末や高レート通信専用の端末、あるいは両方の通信方式に対応する端末等から構成される無線通信システムが予想される。

第３及び第４の実施の形態の受信装置を備えたホームサーバと、その周辺に、第１の実施の形態の受信装置を備えた低レート通信を行う白物家電等の低速端末、さらには第２の実施の形態の受信装置を備えた高レート通信を行うＡＶ伝送端末等が設置される無線通信システムが考えられる。本発明はそのような環境で、回路規模が小さく、低コストで、かつ低電力な無線通信システムを提供できる。

一般に、ＯＦＤＭ方式を利用した通信でも、ある程度伝送レートを変更することが可能であり、ＯＦＤＭ方式は、スケーラビリティ、すなわち伝送レートに比例して消費電力が変化する性能を備えた通信方式と考えられている。しかしながら、ＯＦＤＭ方式ではＦＦＴ処理やＩＦＦＴ処理が必要であり、２５０ＭＨｚ帯域で動作するアンプやフィルタ回路が必要であるため、ＯＦＤＭ方式に対応する無線装置では低電力化に限界が見えつつある。

本発明の受信装置を備えた無線通信装置では、低レート通信時に消費電力が少ないパルス無線方式への移行を可能にしているため、将来のホームネットワークシステム環境において、各機器の電力事情に応じた最適な通信方式が設定できる。

以上、実施形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記実施形態に限定されものではない。本願発明の構成や詳細は本願発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更が可能である。

この出願は、２００７年１０月５日に出願された特願２００７−２６１９８２号を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

Claims (7)

1. 受信した広帯域信号を所定のレベルにまで増幅する増幅器と、
   前記増幅器の出力信号をスイッチングする第１のスイッチと、
   前記第１のスイッチのスイッチング動作を制御するための信号を生成する信号発生器と、
   前記第１のスイッチの出力信号を積分する積分キャパシタと、
   前記積分キャパシタの出力電圧と所定の電圧を比較する比較器と、
   前記比較器の比較結果に基づいて、前記積分キャパシタに蓄積された電荷を放電するリセット回路と、
   前記リセット回路に対して、所定の時間間隔で前記積分キャパシタに蓄積された電荷を放電させるためのリセット信号を供給するための第２のスイッチと、
   前記第２のスイッチのスイッチング動作を制御する制御部と、
   を有し、
   前記広帯域信号はパルス無線信号またはＭＢ−ＯＦＤＭ信号であり、
   前記信号発生器は前記リセット信号を生成する受信装置。
2. 受信した広帯域信号を所定のレベルにまで増幅する増幅器と、
   前記増幅器の出力信号をスイッチングする第１のスイッチと、
   前記第１のスイッチのスイッチング動作を制御するための信号を生成する信号発生器と、
   前記第１のスイッチの出力信号を積分する積分キャパシタと、
   前記積分キャパシタの出力電圧と所定の電圧を比較する比較器と、
   前記比較器の比較結果に基づいて、前記積分キャパシタに蓄積された電荷を放電するリセット回路と、
   前記リセット回路に対して、所定の時間間隔で前記積分キャパシタに蓄積された電荷を放電させるためのリセット信号を供給するための第２のスイッチと、
   前記第２のスイッチのスイッチング動作を制御する制御部と、
   を有し、
   前記広帯域信号はパルス無線信号またはＭＢ−ＯＦＤＭ信号であり、
   前記信号発生器は前記リセット信号を生成し、
   前記増幅器は、
   増幅動作を行うトランジスタと、
   電源電位と前記トランジスタの間に接続されるインダクタと、
   前記トランジスタと前記インダクタの接続部位に一端が接続され、前記増幅器の出力端子に他端が接続されるＤＣブロックキャパシタと、
   を有する受信装置。
3. 前記制御部は、
   前記広帯域信号であるパルス無線信号の復調処理と前記広帯域信号であるＭＢ−ＯＦＤＭ信号の復調処理とを切り換え、
   前記パルス無線信号の復調処理時、前記第２のスイッチに、前記比較器の比較結果を前記リセット回路へ供給させ、
   前記ＭＢ−ＯＦＤＭ信号の復調処理時、前記第２のスイッチに、前記リセット信号を前記リセット回路へ供給させる請求項１または２記載の受信装置。
4. 前記制御部は、
   ＭＢ−ＯＦＤＭのビーコングループに参加している場合でも、所定の時間間隔でパルス無線信号を受信するための制御を行う請求項３記載の受信装置。
5. 前記制御部は、
   ＭＢ−ＯＦＤＭ信号のビーコングループを検知していない場合でも、所定の時間間隔でＭＢ−ＯＦＤＭ信号を受信するための制御を行う請求項３記載の受信装置。
6. 広帯域信号を送信する送信装置と、
   前記広帯域信号を受信する請求項１から５のいずれか１項記載の受信装置と、
   を有する無線通信システム。
7. 受信した広帯域信号を所定のレベルにまで増幅器によって増幅し、
   該増幅した信号をスイッチング素子によって所定の周波数でスイッチングし、
   該スイッチングした信号を、直接、積分キャパシタによって積分し、
   該積分した電圧を所定の電圧と比較器によって比較し、
   所定の時間間隔で前記積分キャパシタに蓄積された電荷を放電させるためのリセット信号を生成し、
   前記広帯域信号はパルス無線信号またはＭＢ−ＯＦＤＭ信号であり、
   前記パルス無線信号の復調処理時、前記比較器の比較結果に基づいて、前記積分動作によって蓄積された電荷に応じた電圧をリセットし、
   前記ＭＢ−ＯＦＤＭ信号の復調処理時、前記リセット信号にしたがって前記積分動作によって蓄積された電荷に応じた電圧をリセットする受信方法。

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