JP5337746B2 - Ｏｆｄｍ信号合成用受信装置及び中継装置 - Google Patents

Description

本発明は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式を用いるデジタル放送やデジタル伝送のＯＦＤＭ信号合成用受信装置に関し、特にデジタル放送や無線ＬＡＮなどにおいて電波を受信する際に問題となるフェージングや干渉波の対策にアダプティブアレーアンテナ技術やダイバーシティ受信技術を適用するＯＦＤＭ信号合成用受信装置及び中継装置に関する。

従来、アダプティブアレーアンテナ技術やダイバーシティ受信技術を適用し、アレーアンテナの各アレー素子が出力する各受信ＯＦＤＭ信号のサブキャリアに対して重み係数を算出するＯＦＤＭ信号合成用受信装置が知られている（例えば、特許文献１乃至３参照）。

特開２００３−１７４４２７号公報 特開２００５−２９５５０６号公報 特開２００８−６６９８２号公報

しかし、特許文献１記載の技法では、重み係数が直接算出されるのはＳＰ（Scattered Pilot）信号が伝送されるサブキャリアのみに限られ、その他のサブキャリアについてはＳＰ信号が伝送されるサブキャリアについて算出した重み係数を補間することによって得ている。重み係数の補間結果が正しい値を与えるためには、ＳＰ信号による重み係数の算出が標本化定理を満足している場合、つまり重み係数が算出されるサブキャリア間隔(ＳＰ信号が挿入されるサブキャリア方向の間隔)が重み係数のサブキャリア方向の変化に対するナイキスト間隔以下である場合に制限される。遅延時間の長いマルチパス波を受信している場合や干渉波の到来角度及びアレー素子間隔といった受信条件によっては、重み係数のサブキャリア方向の変化に対するナイキスト間隔が、重み係数を算出するサブキャリア間隔より狭くなることがあり、この場合にはＳＰ信号が伝送されるサブキャリアについての重み係数が正確に算出されていても、データのみが伝送されるサブキャリアについての重み係数は補間処理では正しく算出できず、結果として最適な合成信号を得ることができなかった。

また、特許文献２に記載の技法では、全てのサブキャリアにおいて、ＳＰ信号を用いて求める伝送路応答を入力ベクトル、無歪み応答を参照信号として最適化することにより重み係数を得ている。しかし、ＳＰ信号が伝送されないサブキャリアにおいても重み係数を最適化するためには、多くの演算が必要であった。

また、特許文献２及び特許文献３に記載の技法では、シンボル判定値を参照信号として全てのサブキャリアにおいて重み係数を得ている。しかし、シンボル判定に軽減困難な誤りがある場合には、重み係数が最適値へ収束しないことにより、干渉波を充分抑圧できないことがあった。

本発明の目的は、干渉波とともに、遅延時間が長く、レベルが大きい希望波のマルチパスが受信される環境においても、干渉波を抑圧して希望波を受信することができるＯＦＤＭ信号合成用受信装置及び中継装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、本発明に係るＯＦＤＭ信号合成用受信装置は、複数のアレー素子で構成される受信アンテナによってＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ信号合成用受信装置であって、受信アンテナによって受信したＯＦＤＭ信号を周波数領域の受信キャリアシンボルに変換するＦＦＴ部と、ＯＦＤＭ信号を構成するサブキャリアごとに、前記受信キャリアシンボルを第１重み係数により重み付け合成してアレー合成信号を生成するアレー合成部と、送信シンボルを推定した参照信号を生成し、該参照信号と前記アレー合成信号との誤差が最小となるように第２重み係数を生成する重み係数最適化部と、前記第２重み係数の逆数に対してフィルタ処理した後、該フィルタ処理した第２重み係数の逆数の再度逆数を前記第１重み係数として生成するフィルタ処理部とを備えることを特徴とする。

また、本発明に係るＯＦＤＭ信号合成用受信装置において、前記重み係数最適化部は、前記受信キャリアシンボルから、所定のサブキャリア番号のサブキャリアによって伝送される所定のシンボル番号のＳＰ信号を受信ＳＰ信号として抽出する受信ＳＰ信号抽出部と、前記アレー合成信号から、アレー合成後のＳＰ信号を抽出する合成ＳＰ信号抽出部と、既知のＳＰ信号の真値を前記参照信号（送信ＳＰ信号）として生成する送信ＳＰ信号生成部と、前記参照信号から前記アレー合成後のＳＰ信号を減じた誤差信号を算出する誤差算出部と、前記受信ＳＰ信号を用いて前記誤差信号が最小となるように前記ＳＰ信号が伝送されるサブキャリアに対する前記第２重み係数を算出する重み係数制御部とを備え、前記フィルタ処理部は、前記第２重み係数の逆数を算出する第１逆数算出部と、前記第２重み係数の逆数を内挿補間し、かつ、フィルタ処理した補正逆数重み係数を生成する補間ＬＰＦ部と、前記補正逆数重み係数の逆数を前記第１重み係数として算出する第２逆数算出部とを備えることを特徴とする。

また、本発明に係るＯＦＤＭ信号合成用受信装置において、前記重み係数最適化部は、前記受信キャリアシンボルから送信シンボルを推定して前記参照信号を生成する参照信号生成部と、前記参照信号から前記アレー合成信号を減じた誤差信号を算出する誤差算出部と、前記受信キャリアシンボルを用いて前記誤差信号が最小となるように前記サブキャリアに対する前記第２重み係数を算出する重み係数制御部とを備え、前記フィルタ処理部は、前記第２重み係数の逆数を算出する第１逆数算出部と、前記第２重み係数の逆数をフィルタ処理した補正逆数重み係数を生成するＬＰＦ部と、前記補正逆数重み係数の逆数を前記第１重み係数として算出する第２逆数算出部とを備えることを特徴とする。

また、本発明に係るＯＦＤＭ信号合成用受信装置において、前記参照信号生成部は、前記受信キャリアシンボルを、処理対象となるサブキャリアにおける前記第１重み係数を用いて重み付け合成を行い、第１参照アレー合成信号を生成する第１参照アレー合成部と、処理対象となるサブキャリアに隣接するサブキャリアにおける前記第１重み係数を逆数補間した補間重み係数を生成する逆数補間部と、前記受信キャリアシンボルを、前記補間重み係数を用いて重み付け合成を行い、第２参照アレー合成信号を生成する第２参照アレー合成部と、前記第１参照アレー合成信号及び前記第２参照アレー合成信号をそれぞれシンボル判定したシンボル判定信号を生成するシンボル判定部と、前記各シンボル判定信号の変調誤差比を算出する変調誤差比算出部と、前記各変調誤差比のうち大きいほうの変調誤差比を特定する指示信号を生成する最大値検出部と、前記各シンボル判定信号のうち、前記指示信号が示す変調誤差比が大きい値であるシンボル判定信号を選択し、前記参照信号とする選択部とを備えることを特徴とする。

さらに、本発明に係る中継装置は、上述したＯＦＤＭ信号合成用受信装置を備えることを特徴とする。

本発明によれば、干渉波とともに、遅延時間が長くレベルが大きい希望波のマルチパスが受信される環境においても、干渉波を抑圧して希望波を受信することができるＯＦＤＭ信号合成用受信装置及び中継装置を提供することができるようになる。

本発明による実施例１のＯＦＤＭ信号合成用受信装置の構成を示すブロック図である。 本発明による実施例１のＯＦＤＭ信号合成用受信装置の重み最適化部の構成を示すブロック図である。 本発明による実施例１のＯＦＤＭ信号合成用受信装置のフィルタ処理部の構成を示すブロック図である。 本発明による実施例１のＯＦＤＭ信号合成用受信装置のフィルタ処理部の動作を説明する図である。 本発明による実施例２のＯＦＤＭ信号合成用受信装置の構成を示すブロック図である。 本発明による実施例２のＯＦＤＭ信号合成用受信装置の重み最適化部の構成を示すブロック図である。 本発明による実施例２のＯＦＤＭ信号合成用受信装置の参照信号生成部の構成を示すブロック図である。 本発明による実施例２のＯＦＤＭ信号合成用受信装置のフィルタ処理部の構成を示すブロック図である。 本発明による実施例２のＯＦＤＭ信号合成用受信装置のフィルタ処理部の動作を説明する図である。 本発明による実施例２のＯＦＤＭ信号合成用受信装置のマルチパス環境における干渉除去特性を示す図である。 本発明によるＯＦＤＭ信号合成用受信装置を備える中継装置の構成を示すブロック図である。 ＳＰ信号の配置を説明する図である。

以下の説明において、アレー素子数をＬ、任意のアレー素子に付したアレー素子番号をｌ（０≦ｌ≦Ｌ−１）とする。また、ＯＦＤＭ信号を構成するサブキャリア数をＫ、任意のサブキャリアに付したキャリア番号をｋ（０≦ｋ≦Ｋ−１）、ＳＰ（Scattered Pilot）信号が伝送されるサブキャリア数をＫ(ＳＰ)、ＳＰ信号が伝送される任意のサブキャリアに付したキャリア番号をｋ(ＳＰ)（０≦ｋ(ＳＰ)≦Ｋ(ＳＰ)−１）とする。さらに、ＯＦＤＭ信号を構成する任意のシンボルに付したシンボル番号をｉとする。

本発明による実施例１のＯＦＤＭ信号合成用受信装置について図面を参照して詳細に説明する。図１は、本発明による実施例１のＯＦＤＭ信号合成用受信装置１の構成を示すブロック図である。ＯＦＤＭ信号合成用受信装置１は、複数のアレー素子で構成される受信アンテナ１０（１０_０〜１０_Ｌ−１）と、アレー素子数分の受信フィルタ２０（２０_０〜２０_Ｌ−１）と、アレー素子数分の受信変換部３０（３０_０〜３０_Ｌ−１）と、アレー素子数分のＦＦＴ部４０（４０_０〜４０_Ｌ−１）と、サブキャリア数分のアレー合成部５０（５０_０〜５０_Ｋ−１）と、重み係数算出部６０とを備える。重み係数算出部６０は、ＳＰ信号が伝送されるサブキャリア数分の重み係数最適化部６１（６１_０〜６１_{Ｋ(ＳＰ)−１}）と、アレー素子数分のフィルタ処理部６２（６２_０〜６２_Ｌ−１）とを備える。

受信アンテナ１０は、ＯＦＤＭ信号を受信して受信フィルタ２０に出力する。

受信フィルタ２０は、受信アンテナ１０から入力される信号のうち、希望波の周波数帯域外の不要な信号成分を除去し、受信変換部３０に出力する。

受信変換部３０は、受信フィルタ２０から入力される信号を周波数変換してＩＦ（Intermediate Frequency）信号を生成する。続いて、ＩＦ信号をＡ／Ｄ変換したデジタルＩＦ信号を直交復調し、等価ベースバンド信号をＦＦＴ部に出力する。

ＦＦＴ部４０は、受信変換部３０から入力される等価ベースバンド信号をＦＦＴ（Fast Fourier Transform；高速フーリエ変換）処理して周波数領域信号のキャリアシンボル（以下、「受信キャリアシンボル」という。）に変換し、アレー合成部５０及び重み係数最適化部６１に出力する。

アレー合成部５０は、次式（１）〜（３）示すように、ＯＦＤＭ信号を構成するサブキャリアごとに、ＦＦＴ部４０から入力される受信キャリアシンボルを、フィルタ処理部６２から入力される重み係数（すなわち、後述する補正重み係数）により重み付け合成してアレー合成信号（以下、「合成キャリアシンボル」ともいう。）を生成し、重み係数最適化部６１及び外部に出力する。

重み係数最適化部６１は、ＦＦＴ部４０から入力される受信キャリアシンボルを用いて送信シンボルを推定した参照信号を生成し、この参照信号とアレー合成部５０から入力されるアレー合成信号との誤差が最小となるように最適化した重み係数を生成し、フィルタ処理部６２に出力する。この重み係数最適化部６１の詳細は後述する。

フィルタ処理部６２は、重み係数最適化部６１から入力される重み係数に対して内挿補間及びフィルタ処理を施して補正し、補正後の重み係数（以下、「補正重み係数」という。）をアレー合成部５０に出力する。このフィルタ処理部６２の詳細は後述する。

図２は、本発明による実施例１の重み最適化部６１の構成を示すブロック図である。重み最適化部６１は、アレー素子数分の受信ＳＰ信号抽出部６１１（６１１_０〜６１１_Ｌ−１）と、送信ＳＰ信号生成部６１２と、合成ＳＰ信号抽出部６１３と、誤差算出部６１４と、重み係数制御部６１５とを備える。

受信ＳＰ信号抽出部６１１は、ＦＦＴ部４０から入力される受信キャリアシンボルのうち、予め決められたサブキャリア番号のサブキャリアによって伝送される、予め決められたシンボル番号のＳＰ信号を受信ＳＰ信号として抽出し、抽出した受信ＳＰ信号ｘ’_ｋ(ＳＰ)を重み係数制御部６１５に出力する。図１２は、ＳＰ信号の配置を説明する図であり、ＳＰ信号を黒丸で、その他のキャリアシンボルを白丸で示している。ＳＰ信号とは、信号生成時における振幅及び位相が予め決められた値の信号であり、例えば、地上デジタルテレビジョン放送の放送方式であるＩＤＳＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial）方式やＤＶＢ−Ｔ（Digital Video Broadcasting-Terrestrial）方式においては、基準信号として挿入されている。ＩＤＳＢ−Ｔ方式の場合では、受信ＳＰ信号抽出部６１１は、ＦＦＴ部４０から入力されるキャリアシンボルのうち、次式（４）を満たすキャリアシンボルを受信ＳＰ信号として抽出する。

ｋ ｍｏｄ１２＝３（ｉ ｍｏｄ４） （４）
ここで、ｍｏｄは剰余を表す。なお、以下では、簡単のためシンボル番号ｉを省略する。

ＳＰ信号は送信側において振幅及び位相が予め定められているため、受信側であるＯＦＤＭ信号合成用受信装置１においても、送信側と同じＳＰ信号（以下、「送信ＳＰ信号」という。）を生成することができる。送信ＳＰ信号生成部６１２は、式（４）を満たす真値の送信ＳＰ信号を生成し、誤差算出部６１４に出力する。

合成ＳＰ信号抽出部６１３は、アレー合成部５０から入力される合成キャリアシンボルのうち、式（４）を満たすキャリアシンボルを合成ＳＰ信号として抽出し、抽出した合成ＳＰ信号を誤差算出部６１４に出力する。

誤差算出部６１４は、次式（５）に示すように、送信ＳＰ信号生成部６１２から入力される送信ＳＰ信号から、合成ＳＰ抽出部６１３から入力される合成ＳＰ信号を減じた誤差信号を算出し、重み係数制御部６１５に出力する。

ｅ_{ｋ（ＳＰ）}＝ｒ_{k（ＳＰ）}−ｄ_{k（ＳＰ）} （５）
ここで、ｒ_{k（ＳＰ）}はキャリア番号ｋ（ＳＰ）の送信ＳＰ信号であり、ｄ_{k（ＳＰ）}はキャリア番号ｋ（ＳＰ）の合成ＳＰ信号であり、ｅ_{ｋ（ＳＰ）}はキャリア番号ｋ（ＳＰ）の誤差信号である。

重み係数制御部６１５は、受信ＳＰ信号抽出部６１１から入力される受信ＳＰ信号ｘ’_ｋ(ＳＰ)を用いて、誤差算出部６１４から入力される誤差信号ｅ_{ｋ（ＳＰ）}が最小となるように重み係数ｗ_{ｋ（ＳＰ）}を最適化し、フィルタ処理部６２に出力する。最適化手法としては、最小２乗誤差法であるＬＭＳ（Least Mean Square）やＲＬＳ（Recursive Least-Squares）といったアルゴリズムを用いることができる。ＬＭＳアルゴリズムでは、時刻ｎの重み係数ｗ(ｎ)を用いて、重み係数ｗ(ｎ＋１)を次式（６）で示すように更新していくことにより、誤差信号ｅ_{ｋ（ＳＰ）}を最小化することができる。

ここで、μは更新前後の変化量を規定するステップサイズであり、上付きの＊は複素共役を表す。

また、ＲＬＳアルゴリズムでは、次式（７）〜（９）を用いて重み係数を更新する。

ここで、ｇ(ｎ)はゲインベクトル、Ｐ(ｎ)は相関逆行列、λは忘却係数である。ＬＭＳやＲＬＳは公知の技法であるため、説明は省略する。

図３は、本発明による実施例１のフィルタ処理部６２の構成を示すブロック図である。フィルタ処理部６２は、ＳＰ信号が伝送されるサブキャリア数分の第１逆数算出部６２１（６２１_０〜６２１_{Ｋ(ＳＰ)−１}）と、補間ＬＰＦ（Low Pass Filter）部６２２と、サブキャリア数分の第２逆数算出部６２３（６２３_０〜６２３_Ｋ−１）とを備える。

第１逆数算出部６２１は、次式（１０）に示すように、重み係数制御部６１５から入力される重み係数ｗ_ｋ(ＳＰ)の逆数（以下、「逆数重み係数」という。）ｖ_ｋ(ＳＰ)を算出し、補間ＬＰＦ部６２２に出力する。

ここで、↑はアップサンプリングを表し、↑３は３倍のアップサンプリングを意味する。また、ＬＰＦはＬＰＦ処理を表す。

図４は、遅延時間が長くレベルが大きい希望波のマルチパスが受信される環境における、フィルタ処理部６２の動作を説明する図である。図４（ａ）は、第１逆数算出部６２１に入力される重み係数ｗ_ｋ(ＳＰ)の複素共役値をＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform：逆高速フーリエ変換）処理したときの値を示しており、図４（ｂ）は、第１逆数算出部６２１から出力される逆数重み係数ｖ_ｋ(ＳＰ)の複素共役値をＩＦＦＴ処理したときの値を示している。図４（ａ）では、受信信号に含まれる希望波のマルチパス成分が巡回的に出現しているのに対し、図４（ｂ）では、非巡回的に出現する。そして、逆数重み係数ｖ_ｋ(ＳＰ)を内挿補間処理し、第２逆数算出部６２３により再度逆数を取ることで、ＳＰ信号が伝送されないサブキャリアの重み係数を正しく求めることができるようになる。

したがって、実施例１のＯＦＤＭ信号合成用受信装置１によれば、少ない演算量、少ない処理回路で、干渉波を抑圧して希望波を受信することができるようになる。

次に、本発明による実施例２のＯＦＤＭ信号合成用受信装置２について、図面を参照して詳細に説明する。なお、実施例１と同じ構成要素には同一の参照番号を付して説明を省略する。

図５は、本発明による実施例２のＯＦＤＭ信号合成用受信装置２の構成を示すブロック図である。実施例２のＯＦＤＭ信号合成用受信装置２は、複数のアレー素子で構成される受信アンテナ１０（１０_０〜１０_Ｌ−１）と、アレー素子数分の受信フィルタ２０（２０_０〜２０_Ｌ−１）と、アレー素子数分の受信変換部３０（３０_０〜３０_Ｌ−１）と、アレー素子数分のＦＦＴ部４０（４０_０〜４０_Ｌ−１）と、サブキャリア数分のアレー合成部５０（５０_０〜５０_Ｋ−１）と、重み係数算出部６０とを備える。重み係数算出部６０は、サブキャリア数分の重み係数最適化部６３（６３_０〜６３_Ｋ−１）と、アレー素子数分のフィルタ処理部６４（６４_０〜６４_Ｌ−１）とを備える。実施例２のＯＦＤＭ信号合成用受信装置２は、実施例１のＯＦＤＭ信号合成用受信装置１（図１参照）と比較して、重み係数算出部６０の内部の処理が相違するため、以下に実施例２の重み係数算出部６０について説明する。

重み係数最適化部６３は、ＦＦＴ部４０から入力される受信キャリアシンボル及びフィルタ処理部６４から入力される補正重み係数を用いて送信シンボルを推定した参照信号を生成し、この参照信号とアレー合成部５０から入力されるアレー合成信号との誤差が最小となるように最適化した重み係数を生成し、フィルタ処理部６４に出力する。この重み係数最適化部６３の詳細は後述する。

フィルタ処理部６４は、重み係数最適化部６３から入力される重み係数に対してフィルタ処理を施して補正し、補正後の重み係数（以下、「補正重み係数」という。）をアレー合成部５０に出力する。このフィルタ処理部６４の詳細は後述する。

図６は、本発明による実施例２の重み最適化部６３の構成を示すブロック図である。重み最適化部６３は、参照信号生成部６３１と、誤差算出部６３２と、重み係数制御部６３３とを備える。

参照信号生成部６３１は、ＦＦＴ部４０から入力される受信キャリアシンボル及びフィルタ処理部６４から入力される重み係数（すなわち、後述する補正重み係数）を用いて、受信キャリアシンボルから送信シンボルを推定した参照信号を生成し、誤差算出部６３２へ出力する。

誤差算出部６３２は、誤差算出部６１４は、次式（１３）に示すように、参照信号生成部６３１から入力されるキャリア番号ｋの参照信号ｒ_ｋから、アレー合成部５０から入力されるキャリア番号ｋの合成キャリアシンボルｄ_kを減じ、キャリア番号ｋの誤差信号ｅ_ｋを算出し、重み係数制御部６３３に出力する。

ｅ_ｋ＝ｒ_k−ｄ_k （１３）

ここで、μは更新前後の変化量を規定するステップサイズであり、上付きの＊は複素共役を表す。

また、ＲＬＳアルゴリズムでは、次式（１５）〜（１７）を用いて重み係数を更新する。

ここで、ｇ(ｎ)はゲインベクトル、Ｐ(ｎ)は相関逆行列、λは忘却係数である。

図７は、本発明による実施例２のＯＦＤＭ信号合成用受信装置２の参照信号生成部６３１の構成を示すブロック図である。参照信号生成部６３１は、逆数補間部６３１１と、２つの参照アレー合成部６３１２（６３１２−１及び６３１２−２）と、２つのシンボル判定部６３１３（６３１３−１及び６３１３−２）と、２つの変調誤差比（ＭＥＲ：Modulation Error Ratio）算出部６３１４（６３１４−１及び６３１４−２）と、最大値検出部６３１５と、選択部６３１６とを備える。

シンボル判定部６３１３−１は、次式（２１）に示すように、参照アレー合成部６３１２から入力されるアレー合成信号をデマッピング、再マッピングし、シンボル判定を行い、シンボル判定信号ｄ_k ¹を変調誤差比算出部６３１４及び選択部６３１６に出力する。同様に、シンボル判定部６３１３−２は、次式（２２）に示すように、シンボル判定したシンボル判定信号ｄ_k ²を変調誤差比算出部６３１４及び選択部６３１６に出力する。シンボル判定は、与えられた合成キャリアシンボルと送信キャリアシンボルとを比較し、ノルムが最も小さい送信キャリアシンボルをシンボル判定信号とする。

ここで、ｄｅｃはシンボル判定を行う関数を表す。

変調誤差比算出部６３１４−１は、参照アレー合成部６３１２−１から入力されるアレー合成信号ｙ_k ¹及びシンボル判定部６３１３−１から入力されるシンボル判定値ｄ_k ¹を用い、次式（２３）により変調誤差比Ｒ¹を算出し、最大値検出部６３１５に出力する。同様に、変調誤差比算出部６３１４−２は、参照アレー合成部６３１２−２から入力されるアレー合成信号ｙ_k ²及びシンボル判定部６３１３−２から入力されるシンボル判定値ｄ_k ²を用い、次式（２４）により変調誤差比Ｒ²を算出し、最大値検出部６３１５に出力する。なお、変調誤差比の算出については、例えば、ETR 290: “Measurement guidelines for DVB Systems”, ETSI Technical Report, may 1997に記載されているように、公知の技法なので説明を省略する。

最大値検出部６３１５は、次式（２５）に示すように、変調誤差比算出部６３１４から入力される変調誤差値Ｒ¹及びＲ²のうち、大きいほうの変調誤差比を特定する指示信号を選択部６３１５へ出力する。

ここで、arg maxは変調誤差値Ｒ^mのうち、変調誤差比が最大であるｍの値を返す関数である。

選択部６３１６は、次式（２６）に示すように、シンボル判定部６３１３から入力されるシンボル判定信号のうち、最大値検出部６３１５から入力される指示信号に基づき、指示信号が示す変調誤差比が大きい値であるシンボル判定信号を選択し、参照信号ｒ_kとして誤差算出部６３２に出力する。

図８は、本発明による実施例２のＯＦＤＭ信号合成用受信装置のフィルタ処理部６４の構成を示すブロック図である。フィルタ処理部６４は、サブキャリア数分の第１逆数算出部６４１（６４１_０〜６４１_Ｋ−１）と、ＬＰＦ部６４２と、サブキャリア数分の第２逆数算出部６４３（６４３_０〜６４３_Ｋ−１）とを備えている。

第１逆数算出部６４１は、次式（２７）により、重み係数制御部６３３から入力される重み係数ｗ_ｋの逆数（以下、「逆数重み係数」という。）ｖ_ｋを算出し、ＬＰＦ部６４２に入力する。

ここで、ＬＰＦはＬＰＦ処理を表す。

図９は、遅延時間が長くレベルが大きい希望波のマルチパスが受信される環境における、フィルタ処理部６４の動作を説明する図である。図９（ａ）は、第１逆数算出部６４１に入力される重み係数ｗ_ｋの複素共役値をＩＦＦＴ処理したときの値を示しており、図９（ｂ）は、第１逆数算出部６４１から出力される逆数重み係数ｖ_ｋの複素共役値をＩＦＦＴ処理したときの値を示している。図９（ａ）では、受信信号に含まれる希望波のマルチパス成分が巡回的に出現しているのに対し、図９（ｂ）では、非巡回的に出現する。そして、ＬＰＦ処理により高周波成分を除去することにより、収束していない重み係数を最適解に引き込むことができるようになる。

図１０は、計算機シミュレーションにより求めた、マルチパス環境における干渉除去特性を示す図であり、横軸にマルチパスのＤ／Ｕ比（desired to undesired ratio）、縦軸にＢＥＲ（Bit Error Rate）を示している。比較のため本発明によるＯＦＤＭ信号合成用受信装置と、特許文献２に記載の受信装置に特許文献３に記載の位相補正値算出部を組み合わせたＯＦＤＭ信号合成用受信装置の干渉除去特性を合わせて示している。伝送パラメータは、地上デジタル放送の放送方式であるＩＳＤＢ−Ｔのモード３、ＧＩ比１／８（１２６μs）、キャリア変調は６４ＱＡＭ、内符号の符号化率は３/４である。特に、マルチパスのＤ／Ｕ比が小さい（レベルが大きい）場合に、本発明ＯＦＤＭ信号合成用受信装置で良好な干渉除去効果が得られていることが分かる。

次に、本発明によるＯＦＤＭ信号合成用受信装置を備える中継装置について、図面を参照して詳細に説明する。

図１１は、実施例１のＯＦＤＭ信号合成用受信装置１又は実施例２のＯＦＤＭ信号合成用受信装置２を備える中継装置３の構成を示すブロック図である。中継装置３は、外部の受信アンテナ１０と、ＯＦＤＭ信号合成用受信装置１又は２と、ＩＦＦＴ部７０と、ＧＩ付加部８０と、送信変換部９０と、パワーアンプ１００と、送信フィルタ１１０と、送信アンテナ１２０とを備える。

受信アンテナ１０は、親局から送信されるＯＦＤＭ信号を受信してＯＦＤＭ信号合成用受信装置１又２に出力する。

ＯＦＤＭ信号合成用受信装置１又は２は、ＦＦＴ後のキャリアシンボルをアレー合成処理することにより、マルチパス歪みや希望波と同一周波数帯域内の妨害波を除去し、ＩＦＦＴ部７０に出力する。

ＩＦＦＴ部７０は、ＯＦＤＭ信号合成用受信装置１又は２から入力されるアレー合成信号をＩＦＦＴ処理して時間領域の信号に変換し、ＧＩ付加部８０に出力する。

ＧＩ付加部８０は、ＩＦＦＴ部７０から入力される時間領域の信号に対して、ＯＦＤＭシンボルの先頭にＧＩを付加し、入力信号と同じ周波数のＩＦ信号として送信変換部９０に出力する。

送信変換部９０は、ＧＩ付加部５０８から入力されるＩＦ信号を周波数変換してＲＦ（Radio Frequency）信号を生成し、一定レベルになるように増幅してパワーアンプ１００に出力する。

パワーアンプ１００は、送信変換部９０から入力されるＲＦ信号を所望の出力の送信信号を得るため電力増幅し、送信フィルタ１１０に出力する。

送信フィルタ１１０は、パワーアンプ１００から入力される送信信号に対して、帯域外の不要輻射成分を除去し、送信アンテナ１２０に出力する。

送信アンテナ１２０は、送信フィルタ１１０により帯域外の不要な成分が除去された送信信号を放射する。

上述の各実施例は、個々に代表的な例として説明したが、本発明の趣旨及び範囲内で、多くの変更及び置換ができることは当業者に明らかである。従って、本発明は、上述の実施例によって制限するものと解するべきではなく、特許請求の範囲から逸脱することなく、種々の変形や変更が可能である。

このように、本発明によれば、干渉波とともに、遅延時間が長くレベルが大きい希望波のマルチパスが受信される環境においても、干渉波を抑圧し希望波を受信することができるので、ＯＦＤＭ信号を複数のアレーアンテナで受信する任意の用途に有用である。

１，２ ＯＦＤＭ信号合成用受信装置
１０ 受信アンテナ
２０ 受信フィルタ
３０ 受信変換部
４０ ＦＦＴ部
５０ アレー合成部
６０ 重み係数算出部
６１，６３ 重み係数最適化部
６１１ 受信ＳＰ信号抽出部
６１２ 送信ＳＰ信号生成部
６１３ 合成ＳＰ信号抽出部
６１４，６３２ 誤差算出部
６１５，６３３ 重み係数制御部
６２，６４ フィルタ処理部
６２１，６４１ 第１逆数算出部
６２２ 補間ＬＰＦ部
６２３，６４３ 第２逆数算出部
６３ 重み係数最適化部
６３１ 参照信号生成部
６３１１ 逆数補間部
６３１２ 参照アレー合成部
６３１３ シンボル判定部
６３１４ 変調誤差比算出部
６３１５ 最大値検出部
６３１６ 選択部
６４２ ＬＰＦ部
３ 中継装置
７０ ＩＦＦＴ部
８０ ＧＩ付加部
９０ 送信変換部
１００ パワーアンプ
１１０ 送信フィルタ
１２０ 送信アンテナ

Claims (5)

1. 複数のアレー素子で構成される受信アンテナによってＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ信号合成用受信装置であって、
   受信アンテナによって受信したＯＦＤＭ信号を周波数領域の受信キャリアシンボルに変換するＦＦＴ部と、
   ＯＦＤＭ信号を構成するサブキャリアごとに、前記受信キャリアシンボルを第１重み係数により重み付け合成してアレー合成信号を生成するアレー合成部と、
   送信シンボルを推定した参照信号を生成し、該参照信号と前記アレー合成信号との誤差が最小となるように第２重み係数を生成する重み係数最適化部と、
   前記第２重み係数の逆数に対してフィルタ処理した後、該フィルタ処理した第２重み係数の逆数の再度逆数を前記第１重み係数として生成するフィルタ処理部と、
   を備えることを特徴とするＯＦＤＭ信号合成用受信装置。
2. 前記重み係数最適化部は、
   前記受信キャリアシンボルから、所定のサブキャリア番号のサブキャリアによって伝送される所定のシンボル番号のＳＰ信号を受信ＳＰ信号として抽出する受信ＳＰ信号抽出部と、
   前記アレー合成信号から、アレー合成後のＳＰ信号を抽出する合成ＳＰ信号抽出部と、
   既知のＳＰ信号の真値を前記参照信号として生成する送信ＳＰ信号生成部と、
   前記参照信号から前記アレー合成後のＳＰ信号を減じた誤差信号を算出する誤差算出部と、
   前記受信ＳＰ信号を用いて前記誤差信号が最小となるように前記ＳＰ信号が伝送されるサブキャリアに対する前記第２重み係数を算出する重み係数制御部とを備え、
   前記フィルタ処理部は、
   前記第２重み係数の逆数を算出する第１逆数算出部と、
   前記第２重み係数の逆数を内挿補間し、かつ、フィルタ処理した補正逆数重み係数を生成する補間ＬＰＦ部と、
   前記補正逆数重み係数の逆数を前記第１重み係数として算出する第２逆数算出部とを備える
   ことを特徴とする、請求項１に記載のＯＦＤＭ信号合成用受信装置。
3. 前記重み係数最適化部は、
   前記受信キャリアシンボルから送信シンボルを推定して前記参照信号を生成する参照信号生成部と、
   前記参照信号から前記アレー合成信号を減じた誤差信号を算出する誤差算出部と、
   前記受信キャリアシンボルを用いて前記誤差信号が最小となるように前記サブキャリアに対する前記第２重み係数を算出する重み係数制御部とを備え、
   前記フィルタ処理部は、
   前記第２重み係数の逆数を算出する第１逆数算出部と、
   前記第２重み係数の逆数をフィルタ処理した補正逆数重み係数を生成するＬＰＦ部と、
   前記補正逆数重み係数の逆数を前記第１重み係数として算出する第２逆数算出部とを備える
   ことを特徴とする、請求項１に記載のＯＦＤＭ信号合成用受信装置。
4. 前記参照信号生成部は、
   前記受信キャリアシンボルを、処理対象となるサブキャリアにおける前記第１重み係数を用いて重み付け合成を行い、第１参照アレー合成信号を生成する第１参照アレー合成部と、
   処理対象となるサブキャリアに隣接するサブキャリアにおける前記第１重み係数を逆数補間した補間重み係数を生成する逆数補間部と、
   前記受信キャリアシンボルを、前記補間重み係数を用いて重み付け合成を行い、第２参照アレー合成信号を生成する第２参照アレー合成部と、
   前記第１参照アレー合成信号及び前記第２参照アレー合成信号をそれぞれシンボル判定したシンボル判定信号を生成するシンボル判定部と、
   前記各シンボル判定信号の変調誤差比を算出する変調誤差比算出部と、
   前記各変調誤差比のうち大きいほうの変調誤差比を特定する指示信号を生成する最大値検出部と、
   前記各シンボル判定信号のうち、前記指示信号が示す変調誤差比が大きい値であるシンボル判定信号を選択し、前記参照信号とする選択部と、
   を備えることを特徴とする、請求項３に記載のＯＦＤＭ信号合成用受信装置。
5. 請求項１から４のいずれか一項に記載のＯＦＤＭ信号合成用受信装置を備えることを特徴とする中継装置。

Images