JP5340199B2 - マルチキャリア変調装置及び復調装置 - Google Patents

Description

本発明は、マルチキャリア伝送方式を用いた変調装置及び復調装置に関し、特に、プリアンブルを用いて等化係数を求める技術に関するものである。

従来、デジタル放送の分野では、大容量伝送への要求が高まるにつれてマルチキャリア伝送方式が注目されている。マルチキャリア伝送方式は、高速の信号を複数の低速の信号に分割し、直交性を利用することにより周波数軸上にて信号のオーバーラップを許容し、複数のサブチャネルにてデータを伝送するものである。このマルチキャリア伝送方式には、例えば、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）、ＦＢＭＣ（Filter Bank based Multicarrier）がある。

ＯＦＤＭ（直交波周波数分割多重方式）では、サブチャネルの信号を多重するためにＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform：高速逆フーリエ変換）を用いており、分離するためにＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）を用いている。また、サブチャネルの信号を等化するためにＣＰ（Cyclic Prefix：サイクリックプレフィックス、ＧＩ（Guard Interval：ガードインターバル）ともいう。）を用いており、等化は１タップの周波数領域において行われるから、マルチパス妨害に対して非常にロバストである。すなわち、ＣＰ期間以下の遅延波であれば、シンボル間干渉は発生しないため、各サブチャネルの信号はフラットフェージングの状態になったものとみなすことができ、複素係数を乗算してレベル及び位相を補正することにより、等化（１タップの周波数領域等化）を行うことが可能となる。

一方、ＦＢＭＣ（フィルターバンクを用いたマルチキャリア方式）にはＯＦＤＭでは得られないメリットがある。ＦＢＭＣの第１のメリットは、サブチャネルの信号を多重及び分離するためにフィルターバンク（ＦＢ）を用いており、各サブチャネルの阻止域での減衰量を任意に設定したフィルターを設計することができる点にある。ＯＦＤＭでは、阻止域の減衰量は１３ｄＢであり、任意に設計することができない。このため、ＦＢＭＣでは、他の信号との間に必要なガードバンドを狭い範囲で生成することができ、周波数利用効率を良くすることができる。フィルターバンクとしてＣＭＦＢ（Cosine-Modulated Filter Bank：コサイン変調フィルターバンク）を用いる場合、プロトタイプフィルターを設計すればよく、各サブチャネルのフィルターを個別に設計する必要がない（非特許文献１を参照）。

また、ＦＢＭＣでは、等化のために、例えば、復調側でオーバーサンプルした分析フィルターバンクの出力信号（変調側に備えた合成フィルターバンクへの入力信号に対して２倍のサンプル数で処理を行う分析フィルターバンクの出力信号）に対し、サブチャネル毎に等化を行う等化器を用いている（非特許文献２を参照）。ＦＢＭＣの第２のメリットは、等化のためにＣＰを必要としないため、周波数利用効率を良くすることができる点にある。

変調側に比べ２倍のサンプル数の信号に対しサブチャネル毎に等化を行う等化器の例として、ＦＩＲ（Finite Impulse Response：有限インパルス応答）形式の等化器がある。このＦＩＲ形式の等化器を用いて、平均二乗誤差の観点から等化係数を求める手法が開示されている（非特許文献３を参照）。しかし、この手法では、特にタップ数が大きくなるにつれて、実装コストが高くなるという問題があった。

また、各サブチャネルのうちの複数ポイントについて伝送路の周波数特性を求め、複数ポイントの周波数特性から各サブチャネルの等化係数を求める手法が開示されている（特許文献１、非特許文献４を参照）。この手法は、各サブチャネルについて複素３タップの等化係数を求める場合に、各サブチャネルの中心周波数に対する１ポイントと、隣接するサブチャネルとの境界にあたる中間地点の周波数に対する２ポイントとの合計３ポイントの周波数特性を用いて、等化係数を求めるものである。この手法によれば、等化係数を求める処理の複雑度を低減させながら、劣化の少ない等化を実現することができる。

しかし、この手法では、各サブチャネルの等化係数を求めるために、３ポイントの周波数特性が必要であるから、等化器は、フィルターバンクの周波数分解能よりも高い分解能で処理を行うことになる。このため、等化を行う手段とは別に周波数特性を求める手段が必要になり、全体として構成が複雑になるという問題があった。例えば、時間領域にて伝送路の伝達関数を求め、周波数特性を求める手法が開示されているが（非特許文献５を参照）、全体として構成が複雑になり実効コストが高くなるという問題があった。

一方、前述の非特許文献４を基本にして改良を加えた手法も開示されている（非特許文献６を参照）。この手法は、周波数特性を求める処理を簡略化するため、各サブチャネルに対して１タップの複素数乗算を行う等化器の等化係数を、既知のプリアンブルを用いてＭＳＥ（Mean Squared Error：平均自乗誤差）基準により求め、これをサブチャネルにおける中心周波数の等化器の周波数特性とする。そして、隣接サブチャネルの境界にあたる中間地点の等化器の周波数特性については、隣接サブチャネルの中心周波数における等化器の周波数特性を用いて内挿により求めるものである。

（従来の等化手法の例）
以下、従来技術における等化手法の例について、等価低域系モデルを用いて具体的に説明する。前述の非特許文献４と同様に、合成用のＣＭＦＢ及びＳＭＦＢ（Sine-Modulated Filter Bank：サイン変調フィルターバンク）を備えたマルチキャリア変調装置、及び分析用のＣＭＦＢ及びＳＭＦＢを備えたマルチキャリア復調装置によるシステム構成において、図１に示すように、ＦＢＭＣによりマルチキャリア伝送を行うものとする。図１に示す構成の詳細については後述する。サブチャネル毎の等化器は、複素３タップの等化係数を用いるものとする。また、ＦＢのサイズＭを１２８とし、プロトタイプフィルターについては、タップ長Ｌ_ｈ＝５１２、阻止域端周波数ｆ_Ｓ＝１．５／Ｍとして、前述の非特許文献１に記載のアルゴリズムを用いて設計することとする。

（従来のマルチキャリア変調装置）
ガードバンドを確保するため、この等化手法では、ＰＡＭ信号ｘ_k[ｍ]，ｘ_2M-1-k[ｍ]（ｍはシンボル番号を示し、ｋは対応するサブチャネルの位置をＤＣに近い方から数えた番号を示す。０≦ｋ≦（Ｍ−１）＝１２７である。） のうち、７７＜ｋ＜Ｍ＝１２８についてはガードバンドとし、ｘ_k[ｍ]＝０，ｘ_2M-1-k[ｍ]＝０とする。サブチャネル番号は、０〜２５５であり、０〜１２７をｋで表し、１２８〜２５５を２Ｍ−１−ｋで表す。

このようなＰＡＭ信号は、ＣＭＦＢ及びＳＭＦＢにて処理され直交変調されることにより、マルチキャリアの信号として、マルチキャリア変調装置から伝送路を介してマルチキャリア復調装置へ送信される。

ここで、伝送路のインパルス応答を［１ ０ ０ ０ ０ ０ ０ ０．３＊ｅｘｐ（ｊφ）］の（つまり遅延７サンプル、レベル０．３倍の遅延波のある）２波モデルとし、各サブチャネルの等化係数をＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Errors）規範に基づいて推定する手法（以下、ｍｍｓｅ−ＡＳＣＥＴという。）と、各サブチャネルにおける複数ポイント（ここでは３ポイント）の周波数特性から、各サブチャネルの等化係数を求める手法（以下、ｐｏｉｎｔｗｉｓｅ−ＡＳＣＥＴという。）との間で比較を行う。具体的には、プリアンブル長を１０，２０，３０シンボルと変化させ、それぞれの等化手法を用いた場合のＣ／Ｎ対ＢＥＲ特性をシミュレーションにより求める。尚、プリアンブルを含む１０００シンボルを周期とするフレームがマルチキャリアの信号として送信されるものとし、反射波の位相φについては、０から２０度ずつ変化させ、ＢＥＲ特性の悪いものを選択することとする。

図１５は、従来技術を用いた場合のシミュレーション結果（１）を示すグラフである。このシミュレーション結果（１）は、入力データが１６−ＰＡＭの信号であり、２波モデルの場合を示している。図中、「ｐｔｗｓ−３０」は、プリアンブル長を３０シンボルとし、ｐｏｉｎｔｗｉｓｅ−ＡＳＣＥＴにより等化係数を求めたときのＣ／Ｎ対ＢＥＲ特性を表しており、「ｍｍｓｅ−３０」は、プリアンブル長を３０シンボルとし、ｍｍｓｅ−ＡＳＣＥＴにより等化係数を求めたときのＣ／Ｎ対ＢＥＲ特性を表している。「ｐｔｗｓ−２０」「ｐｔｗｓ−１０」は、プリアンブル長をそれぞれ２０，１０シンボルとし、ｐｏｉｎｔｗｉｓｅ−ＡＳＣＥＴにより等化係数を求めたときのＣ／Ｎ対ＢＥＲ特性を表しており、「ｍｍｓｅ−２０」「ｍｍｓｅ−１０」は、プリアンブル長をそれぞれ２０，１０シンボルとし、ｍｍｓｅ−ＡＳＣＥＴにより等化係数を求めたときのＣ／Ｎ対ＢＥＲ特性を表している。

図１５のシミュレーション結果（１）によれば、「ｍｍｓｅ−３０」の特性が「ｐｔｗｓ−２０」に近いから、ｍｍｓｅ−ＡＳＣＥＴにより３０シンボルのプリアンブルを用いた場合の特性が、ｐｏｉｎｔｗｉｓｅ−ＡＳＣＥＴにより２０シンボルのプリアンブルを用いて得られることがわかる。また、「ｍｍｓｅ−２０」の特性が「ｐｔｗｓ−１０」に近いから、ｍｍｓｅ−ＡＳＣＥＴにより２０シンボルのプリアンブルを用いた場合の特性が、ｐｏｉｎｔｗｉｓｅ−ＡＳＣＥＴにより１０シンボルのプリアンブルを用いて得られることがわかる。また、「ｐｔｗｓ−１０」「ｍｍｓｅ−１０」の特性から、１０シンボルのプリアンブルを用いた場合であっても、ｐｏｉｎｔｗｉｓｅ−ＡＳＣＥＴの方がｍｍｓｅ−ＡＳＣＥＴよりも劣化が少ないことがわかる。したがって、ｐｏｉｎｔｗｉｓｅ−ＡＳＣＥＴによる等化手法（各サブチャネルにおける複数ポイントの周波数特性から等化係数を求める手法）の方がｍｍｓｅ−ＡＳＣＥＴよりも、少ないプリアンブルにより良好な特性を得ることができるから、有効であるといえる。

（従来のマルチキャリア復調装置）
一方、マルチキャリア復調装置としては、ダイレクトコンバージョン方式の受信回路を用いたものが多くの無線システムにて実用化されている。ダイレクトコンバージョン方式では、ヘテロダイン方式にて必要な中間周波数帯のＢＰＦ（ＳＡＷフィルター等）が不要であり、全半導体集積化に適した構成とすることができる。しかし、受信周波数と局部発振周波数が同じであるため、漏洩した局部発振波が自己検波によってＤＣオフセットとなってしまう。このため、ＤＣオフセットが大きな課題になっている。そこで、広帯域な信号のシステムでは、ＨＰＦ（High Pass Filter：高域通過ＲＣフィルター）を用いてＤＣオフセットを除去する簡易な手法が用いられている。この手法は、Ｗ−ＣＤＭＡ用受信機等で実用化されている。例えば、遮断周波数がベースバンドＩＱ信号帯域の１％程度のＨＰＦ（ＡＣ結合なので１次ＲＣフィルターの特性を有するフィルター）を用いている（非特許文献７を参照）。

（ｋ＝０（０番目及び２５５番目）のサブチャネル）
前述の従来技術における等化手法の例に挙げたシステムには、ｋ＝０（０番目及び２５５番目）のサブチャネルは使用しないこととし、前述のダイレクトコンバージョン方式の受信回路を適用して構成した場合を想定する。

図１４は、従来技術において、ｋ＝０（０番目及び２５５番目）のサブチャネルは使用しない場合におけるフレーム内のデータ配置を示す図である。図１４に示すように、マルチキャリア変調装置において構成されるフレームは、プリアンブル及びデータシンボルからなる。縦軸は時間（シンボル）の方向を示し、横軸は周波数（サブチャネル）の方向を示している。尚、横軸はｋ＝０〜１２７であり、左から右へ向けて、０番目から１２７番目のサブチャネルのデータが配置されており、右から左へ向けて、１２８番目から２５５番目のサブチャネルのデータが配置されている。プリアンブル及びデータシンボルにおいて、最もＤＣ寄りのサブチャネル（ｋ＝０（０番目及び２５５番目）のサブチャネル）のデータは０である（ｘ₀[ｍ]＝０，ｘ₂₅₅[ｍ]＝０）。ガードバンドは、ｋ＝７８〜１２７，１２８〜１７７のサブチャネルに配置されている。

図１６は、ｋ＝０（０番目及び２５５番目）のサブチャネルを使用しない従来技術におけるシミュレーション結果（２）を示すグラフである。このシミュレーション結果（２）は、入力データが１６−ＰＡＭの信号であり、２波モデルの場合を示している。（ａ）は、マルチキャリア復調装置に備えたＨＰＦの遮断周波数がサブチャネル間隔の０．５倍の場合、（ｂ）は、ＨＰＦの遮断周波数がサブチャネル間隔の１倍の場合をそれぞれ示している。図中、「ｐｔｗｓ−３０」「ｍｍｓｅ−３０」「ｐｔｗｓ−２０」「ｍｍｓｅ−２０」「ｐｔｗｓ−１０」「ｍｍｓｅ−１０」は、図１５と同様の等化手法及びプリアンブル長を示している。

図１６のシミュレーション結果（２）によれば、ＨＰＦの遮断周波数がサブチャネル間隔の０．５倍の場合（ａ）も１倍の場合（ｂ）も、ｐｏｉｎｔｗｉｓｅ−ＡＳＣＥＴによる等化手法の方がｍｍｓｅ−ＡＳＣＥＴによる等化手法よりも、ＢＥＲ特性が大きく劣化していることがわかる。これは、ｐｏｉｎｔｗｉｓｅ−ＡＳＣＥＴによる等化手法では、ＤＣオフセットを除去するＨＰＦが影響して、ＤＣ寄りの領域において内挿（ｋ＝０のサブチャネルとｋ＝１のサブチャネルとの間の中間地点の周波数特性については外挿、またはｋ＝１のサブチャネルにおける中心周波数の周波数特性で代用）による周波数特性の推定が正しく行われないため、等化係数の誤差が大きくなり、ＤＣ寄りのサブチャネルのＢＥＲ特性が劣化するからである。

図１７は、図１６（ａ）の「ｐｔｗｓ−３０」において、Ｃ／Ｎ＝４５ｄＢのときのシミュレーション結果（３）を示すグラフである。このシミュレーション結果（３）は、入力データが１６−ＰＡＭの信号、２波モデル、ＨＰＦの遮断周波数がサブチャネル間隔の０．５倍の場合において、「ｐｔｗｓ−３０」のＣ／Ｎ＝４５ｄＢにおけるサブチャネル毎の誤り率を示している。横軸はサブチャネル番号に対応したｋ、縦軸はｘ_k［ｍ］，ｘ_2M-1-k［ｍ］の平均シンボル誤り率である。図１７のシミュレーション結果（３）によれば、ｋの小さいＤＣ付近のサブチャネルの領域（０番目及び２５５番目付近のサブチャネルの領域）で、シンボル誤り率が大きくなっていることがわかる。

図１８は、ｋ＝０，１（０番目、１番目、２５４番目及び２５５番目）のサブチャネルは使用しない従来技術におけるシミュレーション結果（４）を示すグラフである。このシミュレーション結果（４）は、入力データが１６−ＰＡＭの信号、２波モデル、ＨＰＦの遮断周波数がサブチャネル間隔の２倍の場合を示している。図中、「ｐｔｗｓ−３０」「ｍｍｓｅ−３０」「ｐｔｗｓ−２０」「ｍｍｓｅ−２０」「ｐｔｗｓ−１０」「ｍｍｓｅ−１０」は、図１５及び図１６と同様の等化手法及びプリアンブル長を示している。

図１８のシミュレーション結果（４）によれば、ＨＰＦの遮断周波数がサブチャネル間隔の２倍の場合には、ｋ＝０に加えてｋ＝１（０番目及び２５５番目に加えて１番目及び２５４番目）のサブチャネルを使用しなくても、ＢＥＲ＝１０^−４において図１５に示した特性と比較すると、ＢＥＲ特性が劣化していることがわかる。

国際公開第２００５／０９１５８３号

L Lin, et al.," Cosine-Modulated Multitone for Very-High-Speed Digital Subscriber Lines", EURASIP Journal on Advances in Signal Processing, Volume 2006, Article ID 19329 J Alhava, et al.,"Adaptive Sine-Modulated/Cosine-Modulated Filter Bank Equalizer for Transmultiplexers", ECCTD’01 - European Conference on Circuit Theory and Design, August 28-31, 2001, Espoo, Finland 広崎,"An analysis of automatic equalizers for orthogonally multiplexed QAM systems", IEEE Trans. Commun., vol. 28, pp. 73-83, January 1980 T Ihalainen, et al.,"Channel Equalization in Filter Bank Based Multicarrier Modulation for Wireless Communications", EURASIP Journal on Advances in Signal Processing Volume 2007, Article ID 49389 Y Yuan, et al.,"Frequency domain equalization in single carrier transmission: filter bank approach", EURASIP Journal on Applied Signal Processing, Vol. 2007 (2007) K Izumi, et al.," Performance Evaluation of Wavelet OFDM Using ASCET", 11th IEEE International Symposium on Power Line Communications and its Applications (ISPLC 2007), pp. 245-250, MAR 26-28, 2007 Pisa ITALY J Ryynanen, et al.,"A single-chip multimode receiver for GSM900, DCS1800, PCS1900, and WCDMA", IEEE Journal of Solid-State Circuits Vol. 38, Issue. 4, pp.594-602, (Apr. 2003)

このように、従来技術の等化手法は、プリアンブルデータから、各サブチャネルにおける中心周波数の周波数特性を求め、サブチャネル間の中間地点については、線形補間等の内挿により周波数特性を求め、内挿により求められない中間地点については、外挿または代用により求め、これらの周波数特性からサブチャネルの等化係数を求めるものである。

しかしながら、マルチキャリア復調装置にはＤＣオフセットを除去するためにＨＰＦ等が用いられることから、ＨＰＦ等が影響して、ＤＣ寄りの領域では周波数特性が大きく変化してしまう。このため、ＤＣ寄りの領域では等化係数の誤差が大きくなり、ＢＥＲ特性が劣化してしまうという問題があった。

そこで、本発明はかかる問題を解決するためになされたものであり、その目的は、プリアンブルデータを用いて周波数特性を求め、周波数特性から等化係数を求める際に、フィルター等により周波数特性が変化する場合であっても、精度の高い周波数特性を算出し、等化係数の誤差を軽減することが可能なマルチキャリア変調装置及びマルチキャリア復調装置を提供することにある。

上記目的を達成するために、本発明によるマルチキャリア変調装置は、サブチャネルの等化係数を算出するために用いるプリアンブルデータが配置されたプリアンブル、及び、ビット列のデータが実データとして配置されたデータシンボルを用いてフレームを構成し、マルチキャリアの信号として伝送路を介して送信するマルチキャリア変調装置と、前記マルチキャリアの信号を受信し、所定周波数の信号をフィルター処理により除去し、前記プリアンブルデータに基づいてサブチャネルにおける伝送路の周波数特性を算出し、前記周波数特性に基づいて等化係数を算出し、前記等化係数に基づいて、前記受信した信号を等化し、元のビット列に復元するマルチキャリア復調装置と、を備えたシステムの前記マルチキャリア変調装置において、前記実データが配置されたサブチャネルに、前記プリアンブルデータを配置すると共に、前記実データが配置されていないサブチャネルのうち、前記実データが配置されたサブチャネルに隣接するサブチャネルに、前記プリアンブルデータを配置し、プリアンブルを生成するプリアンブル生成部と、前記プリアンブル生成部により生成されたプリアンブル及び前記データシンボルを用いてフレームを構成するフレーム構成部と、前記フレーム構成部により構成されたフレームのサブチャネル毎の信号を合成するフィルターバンクと、前記フィルターバンクにより多重された信号を直交変調する直交変調部と、を備えたことを特徴とする。

さらに、本発明によるマルチキャリア復調装置は、前記マルチキャリア変調装置からマルチキャリアの信号を受信し、元のビット列に復元するマルチキャリア復調装置において、前記マルチキャリアの信号を直交復調する直交復調部と、前記直交復調部により直交復調された信号から所定周波数の信号を除去するフィルターと、前記フィルターからの信号をサブチャネル毎の信号に分離するフィルターバンクと、前記フィルターバンクにより分離された信号を等化する等化部と、を備え、前記等化部が、前記実データが配置されたサブチャネルのプリアンブルデータ、及び、前記実データが配置されていないサブチャネルのうち、前記実データが配置されたサブチャネルに隣接するサブチャネルのプリアンブルデータに基づいて、前記プリアンブルデータが配置されたサブチャネルにおける中心周波数の伝送路周波数特性を算出し、前記プリアンブルデータが配置されたサブチャネルのうち、隣接する２つのサブチャネルにおける中心周波数の伝送路周波数特性に基づいて、前記隣接する２つのサブチャネルにおける中間地点の伝送路周波数特性を算出する周波数特性算出部と、前記周波数特性算出部により算出された伝送路周波数特性に基づいて、前記実データが配置されたサブチャネルの等化係数を算出する等化係数算出部と、前記等化係数算出部により算出された等化係数に基づいて、前記フィルターバンクにより分離された信号を等化する等化処理部と、を備えたことを特徴とする。

また、本発明によるマルチキャリア復調装置は、前記等化部に備えた周波数特性算出部が、前記プリアンブルデータに基づいて、前記プリアンブルデータが配置されたサブチャネルにおける中心周波数の伝送路周波数特性を算出し、前記プリアンブルデータが配置されたサブチャネルの領域のうち、前記フィルターの影響を受けるとして予め設定された所定領域について、前記所定領域内の隣接する２つのサブチャネルにおける中間地点の第１の伝送路周波数特性を内挿により求め、前記中間地点の第２の伝送路周波数特性を外挿により求め、前記第１の伝送路周波数特性及び前記第２の伝送路周波数特性を重み付けにより平均化し、前記中間地点の伝送路周波数特性を算出し、前記プリアンブルデータが配置されたサブチャネルの領域のうち、前記所定領域を含まない領域について、前記所定領域を含まない領域内の隣接する２つのサブチャネルにおける中間地点の伝送路周波数特性を内挿により算出する、ことを特徴とする。

また、本発明によるマルチキャリア復調装置は、前記内挿の重み及び外挿の重みが、前記内挿の重みと外挿の重みとの合計が２のべき乗の値になるように予め設定されている、ことを特徴とする。

また、本発明によるマルチキャリア復調装置は、前記フィルターを、抵抗及びコンデンサからなる１次フィルターとし、前記等化部に備えた周波数特性算出部が、前記プリアンブルデータが配置されたサブチャネルの領域のうち、前記所定領域について、前記１次フィルターによる周波数除去の特性に対応した周波数特性に近似するように、予め設定された内挿の重み及び外挿の重みに基づいて、前記所定領域内の隣接する２つのサブチャネルにおける中間地点の伝送路周波数特性を算出する、ことを特徴とする。

また、本発明によるマルチキャリア復調装置は、前記伝送路周波数特性の代わりに等化部周波数特性とする、ことを特徴とする。

以上のように、本発明によれば、実データが配置されたサブチャネルに隣接したサブチャネルにも、プリアンブルデータが配置される。これにより、マルチキャリア復調装置は、実データが配置されたサブチャネルに隣接したサブチャネルについても、中心周波数の周波数特性を算出することができ、実データが配置された全てのサブチャネルについて、中間地点の周波数特性を内挿により算出することができる。したがって、実データが配置された全てのサブチャネルにおける中間地点の周波数特性を、内挿により求めた値を用いて算出することにより、精度の高い値とすることができる。つまり、等化係数の誤差を軽減することができ、ＢＥＲ特性の劣化を緩和することができる。また、例えばＤＣオフセットを除去するＨＰＦをそのまま用いながら、本発明による少ない演算量の簡易な処理を追加するのみで、ＢＥＲ特性の劣化を改善することができる。

本発明の実施形態によるマルチキャリア変調装置及びマルチキャリア復調装置を含む全体システムの構成を等価低域系モデルにより示したブロック図である。 マルチキャリア変調装置に備えたフレーム化部の構成を示すブロック図である。 マルチキャリア復調装置に備えた等化器の構成を示すブロック図である。 フレーム内のデータ配置を示す図である。 フレーム化部の処理を示すフロー図である。 等化器に備えた周波数特性算出部の処理を示すフロー図である。 周波数特性算出部により算出される周波数特性を説明する図である。 周波数特性をｙ＝（ａ／ｘ）＋ｂの式で近似した場合における中間地点の周波数特性を算出する手法を説明する図である。 本発明の実施形態によるマルチキャリア変調装置及びマルチキャリア復調装置を用いた場合のシミュレーション結果（１）を示すグラフである。 本発明の実施形態によるマルチキャリア変調装置及びマルチキャリア復調装置を用いた場合のシミュレーション結果（２）を示すグラフである。 本発明の実施形態によるマルチキャリア変調装置及びマルチキャリア復調装置を用いた場合のシミュレーション結果（３）を示すグラフである。 本発明の実施形態によるマルチキャリア変調装置及びマルチキャリア復調装置を用いた場合のシミュレーション結果（４）を示すグラフである。 本発明の実施形態によるマルチキャリア変調装置及びマルチキャリア復調装置を用いた場合のシミュレーション結果（５）を示すグラフである。 従来技術におけるフレーム内のデータ配置を示す図である。 従来技術を用いた場合のシミュレーション結果（１）を示すグラフである。 従来技術を用いた場合のシミュレーション結果（２）を示すグラフである。 従来技術を用いた場合のシミュレーション結果（３）を示すグラフである。 従来技術を用いた場合のシミュレーション結果（４）を示すグラフである。

本発明は、プリアンブル及びデータシンボルによりフレームを構成し、フレームを構成するサブチャネル毎のデータをＦＢにより多重し、直交変調してマルチキャリアの信号として送信するマルチキャリア変調装置と、マルチキャリア変調装置からマルチキャリアの信号を受信して直交復調し、フレームを構成するサブチャネル毎のデータに、ＦＢにより分離し、プリアンブルデータを用いて伝送路の周波数特性を求め、周波数特性から等化係数を求めるマルチキャリア復調装置とを備えたシステムを前提にしている。マルチキャリア変調装置は、データシンボルにより実データが伝送されるサブチャネルに加え、それよりも外側のサブチャネルにもプリアンブルデータを配置する。マルチキャリア復調装置は、実データが伝送されるサブチャネルにおける中心周波数の周波数特性については、そのサブチャネルのプリアンブルデータを用いて算出し、実データが伝送されるサブチャネルよりも外側のサブチャネルにおける中心周波数の周波数特性についても、そのサブチャネルのプリアンブルデータを用いて算出する。実データが伝送されるサブチャネル間の中間地点における周波数特性については、隣接する２つのサブチャネルにおける中心周波数の周波数特性を用いて線形補間等の内挿により算出する。ＨＰＦ等が影響して周波数特性が変化する領域のサブチャネルの中間地点における周波数特性については、隣接する２つのサブチャネルにおける中心周波数の周波数特性を用いて内挿により算出した値と、外挿により算出した値とを用いて、所定の重み付き平均を算出する。

ここで、プリアンブルデータは、データシンボルにより実データが伝送されるサブチャネルに加え、それよりも外側のサブチャネルにも与えられるため、実データが伝送されるサブチャネル及びその外側のサブチャネルにおける全ての中間地点における周波数特性は、内挿により算出することができる。これにより、ＨＰＦ等が影響して周波数特性が変化する領域のサブチャネルにおける中間地点の周波数特性は、隣接する２つのサブチャネルにおける中心周波数の周波数特性を用いた内挿による値及び外挿による値に基づいて算出することができるから、精度の高い値となる。したがって、等化係数の誤差を軽減することができ、ＢＥＲ特性の劣化を緩和することができる。つまり、ＤＣオフセットを除去するＨＰＦ等をそのまま用いながら、本発明による少ない演算量の簡易な処理を追加するのみで、ＢＥＲ特性の劣化を改善することができる。

以下、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照して説明する。
〔システム〕
まず、本発明の実施形態によるマルチキャリア変調装置及びマルチキャリア復調装置を含む全体システムについて説明する。図１は、全体システムの構成を等価低域系モデルにより示したブロック図である。このシステムは、パスバンド伝送を実現するマルチキャリア変調装置１及びマルチキャリア復調装置２により構成される。マルチキャリア変調装置１は、ビット列をフレーム化してプリアンブル及びデータシンボルからなるフレームを構成し、ＦＢによりサブチャネル毎の信号を多重して直交変調し、マルチキャリアの信号を、伝送路３を介してマルチキャリア復調装置２へ送信する。マルチキャリア復調装置２は、マルチキャリア変調装置１から送信されたマルチキャリアの信号を、伝送路３を介して受信し、直交変調してＦＢによりサブチャネル毎の信号に分離し、等化を行ってデフレーム化し、元のビット列に復元する。

尚、図１は、等価低域系モデルにより示しているため、マルチキャリア変調装置１においてパスバンドの信号に変換する処理、マルチキャリア復調装置２においてパスバンドの信号をベースバンドＩＱ信号に変換する処理、周波数同期処理及びクロック同期処理等は省略してある。マルチキャリア復調装置２において、同期は確立されているものとする。また、マルチキャリア変調装置１及びマルチキャリア復調装置２において、ＣＭＦＢ及びＳＭＦＢのサイズをＭとし、Ｍ＝１２８とする。ｋは、対応するサブチャネルの位置をＤＣに近い方から数えた番号（サブチャネル番号に対応した番号）を示し、ｍは、シンボル番号を示す。

〔マルチキャリア変調装置〕
次に、図１に示したマルチキャリア変調装置１の構成について詳細に説明する。このマルチキャリア変調装置１は、フレーム化部１０、減算器２０−１、加算器２０−２、乗算器３０−１，３０−２、合成ＣＭＦＢ４０−１、合成ＳＭＦＢ４０−２及び直交変調器５０を備えている。

フレーム化部１０は、ビット列を入力し、シリアル信号のビット列を、１フレームのデータシンボルに収容されるデータ毎にパラレル信号に変換し、プリアンブル及びデータシンボルを生成してフレームを構成する。そして、フレーム化部１０は、２Ｍ個のＰＡＭ信号の両端から（ｋ＋１）番目（０≦ｋ＜Ｍ）のデータであるＰＡＭ信号ｘ_k［ｍ］，ｘ_2M-1-k［ｍ］を組にして、減算器２０−１及び加算器２０−２に出力する。ここで、フレーム化部１０は、プリアンブルを生成する際に、データシンボルにより実データが伝送されるサブチャネルにプリアンブルデータを配置し、それ以外のサブチャネルにもプリアンブルデータを配置する。フレーム化部１０の詳細については後述する。以下、フレーム長を１０００シンボルとする。

減算器２０−１は、フレーム化部１０からＰＡＭ信号ｘ_k［ｍ］，ｘ_2M-1-k［ｍ］を入力し、ＰＡＭ信号ｘ_k［ｍ］からＰＡＭ信号ｘ_2M-1-k［ｍ］を減算し、減算結果を乗算器３０−１に出力する。乗算器３０−１は、減算器２０−１から減算結果を入力し、減算結果に１／２を乗算し、差分の乗算結果（（ｘ_k［ｍ］−ｘ_2M-1-k［ｍ］）／２）を合成ＣＭＦＢ４０−１に出力する。

加算器２０−２は、フレーム化部１０からＰＡＭ信号ｘ_k［ｍ］，ｘ_2M-1-k［ｍ］を入力し、ＰＡＭ信号ｘ_k［ｍ］及びＰＡＭ信号ｘ_2M-1-k［ｍ］を加算し、加算結果を乗算器３０−２に出力する。乗算器３０−２は、加算器２０−２から加算結果を入力し、加算結果に１／２を乗算し、和の乗算結果（（ｘ_k［ｍ］＋ｘ_2M-1-k［ｍ］）／２）を合成ＳＭＦＢ４０−２に出力する。

合成ＣＭＦＢ４０−１は、乗算器３０−１から差分の乗算結果（（ｘ_k［ｍ］−ｘ_2M-1-k［ｍ］）／２）を入力し、段階的なフィルター処理を施し、入力したサブチャネル毎の信号を合成して多重する。合成ＣＭＦＢ４０−１により多重された信号は、直交変調器５０に出力される。合成ＳＭＦＢ４０−２は、乗算器３０−２から和の乗算結果（（ｘ_k［ｍ］＋ｘ_2M-1-k［ｍ］）／２）を入力し、段階的なフィルター処理を施し、入力したサブチャネル毎の信号を合成して多重する。合成ＳＭＦＢ４０−２により多重された信号は、直交変調器５０に出力される。

直交変調器５０は、合成ＣＭＦＢ４０−１及び合成ＳＭＦＢ４０−２からＦＢを通過した信号をそれぞれ入力し、入力した信号を直交変調し、直交変調後のマルチキャリアの信号を、伝送路３を介してマルチキャリア復調装置２へ送信する。直交変調器５０は、直交変調の処理を等価低域系の複素数で表現すると、乗算器５１及び加算器５２を備えている。乗算器５１は、合成ＳＭＦＢ４０−２からの信号にｊ（＝√−１）を乗算し、加算器５２は、乗算器５１からの乗算結果の信号と、合成ＣＭＦＢ４０−１からの信号とを加算する。加算器５２による加算結果の信号は、マルチキャリアの信号として送信される。

（フレーム化部の構成）
次に、図１に示したマルチキャリア変調装置１のフレーム化部１０について詳細に説明する。図２は、フレーム化部１０の構成を示すブロック図である。このフレーム化部１０は、プリアンブル生成部１１、データシンボル生成部１２及びフレーム構成部１３を備えている。前述のとおり、フレーム化部１０は、ビット列を入力し、シリアル信号のビット列を１フレーム毎のパラレル信号に変換し、プリアンブル及びデータシンボルからなるフレームを構成し、ＰＡＭ信号ｘ_k［ｍ］，ｘ_2M-1-k［ｍ］を組にして出力する。

フレーム化部１０のプリアンブル生成部１１は、予め設定されたサブチャネル番号及びシンボル番号の位置に、データシンボルにより実データが伝送されるサブチャネルに加え、それよりも外側のサブチャネルにもプリアンブルデータを与えるように、マルチキャリア復調装置２においてサブチャネルにおける中心周波数の周波数特性を算出するための有効データであるプリアンブルデータを配置し、それ以外の位置に無効データである“０”を配置してガードバンドを生成し、１フレーム毎にプリアンブルを生成する。プリアンブルデータは、予め設定されたデータが用いられる。そして、プリアンブル生成部１１は、生成したプリアンブルをフレーム構成部１３に出力する。

図４は、フレーム化部１０により構成されるフレーム内のデータ配置を説明する図であり、従来技術におけるフレーム内のデータ配置を示す図１４に対応している。プリアンブル生成部１１は、図４に示すように、プリアンブルデータを配置し、プリアンブルを生成する。具体的には、プリアンブル生成部１１は、データシンボルの領域に実データが配置されるｋ＝１〜７７（１番目から７７番目及び１７８番目から２５４番目）のサブチャネルに、プリアンブルデータを配置し、さらに、実データが配置されるサブチャネルよりも外側のｋ＝０（０番目及び２５５番目）のサブチャネル、すなわち、最もＤＣ寄りのサブチャネルにもプリアンブルデータを配置する。また、プリアンブル生成部１１は、ｋ＝７８〜１２７（７８番目から１７７番目）のサブチャネルに“０”を配置し、ガードバンドを生成する。

尚、プリアンブル生成部１１は、実データが配置されるサブチャネルに加え、ｋ＝０（０番目及び２５５番目）のサブチャネルである最もＤＣ寄りのサブチャネルにもプリアンブルデータを配置するようにしたが、これは、マルチキャリア復調装置２に備えたＨＰＦを想定しているからである。本発明では、必ずしもＤＣ寄りのサブチャネルにプリアンブルデータを配置する必要はなく、周波数特性が変化する原因となるフィルター等に応じて、必要な位置のサブチャネルにプリアンブルデータを配置すればよい。例えば、マルチキャリア復調装置２がＬＰＦ（Low Pass Filter）を備えている場合、プリアンブル生成部１１は、実データが配置されるサブチャネルに加え、ｋ＝７８，１２７（７８番目、１２７番目、１２８番目及び１７７番目）のサブチャネルにもプリアンブルデータを配置するようにしてもよい。

図２に戻って、データシンボル生成部１２は、ビット列を入力し、ビット列のシリアル信号をパラレル信号に変換し、例えば、８−ＰＡＭ信号にグレイ（Ｇｒａｙ）符号化し、予め設定されたサブチャネル番号及びシンボル番号の位置にグレイ符号列及び“０”を配置し、ガードバンドを生成し、１フレーム毎にデータシンボルを生成する。そして、データシンボル生成部１２は、生成したデータシンボルをフレーム構成部１３に出力する。

図４を参照して、データシンボル生成部１２は、入力したビット列をグレイ符号化し、ｋ＝１〜７７（１番目から７７番目及び１７８番目から２５４番目）のサブチャネルにグレイ符号列を実データとして配置し、ｋ＝０（０番目及び２５５番目）のサブチャネルに“０”を配置する。また、データシンボル生成部１２は、ｋ＝７８〜１２７（７８番目から１７７番目）のサブチャネルに“０”を配置し、ガードバンドを生成する。ここで、各シンボルに対する制限として、ｋ＝０（０番目及び２５５番目）のサブチャネルでは、ＤＣオフセットを除去するために用いられるＨＰＦの影響があるため、実データの伝送は行わない。すなわち、データシンボルについては、ＰＡＭ信号ｘ₀［ｍ］，ｘ₂₅₅［ｍ］＝０とする。また、ガードバンドを確保するため、ｋが大きい部分でＰＡＭ信号ｘ_k［ｍ］，ｘ_2M-1-k［ｍ］＝０（７７＜ｋ＜１２８）とする。ここでの計算例では、サブチャネル間隔を０．７５ＭＨｚとし、変調波の帯域が１２０ＭＨｚに収まるようにするため、７７＜ｋ＜１２８の範囲でＰＡＭ信号ｘ_k［ｍ］，ｘ_2M-1-k［ｍ］＝０としている。

図２に戻って、フレーム構成部１３は、プリアンブル生成部１１からプリアンブルを入力し、データシンボル生成部１２からデータシンボルを入力し、図４に示すように、プリアンブル及びデータシンボルからなるフレームを構成する。そして、フレーム化部１０は、２Ｍ個のＰＡＭ信号の両端から（ｋ＋１）番目（０≦ｋ＜Ｍ）のデータに相当するＰＡＭ信号ｘ_k［ｍ］，ｘ_2M-1-k［ｍ］を組にして、減算器２０−１及び加算器２０−２に出力する。

（フレーム化部の処理）
次に、図１及び図２に示したフレーム化部１０の処理について詳細に説明する。図５は、フレーム化部１０の処理を示すフロー図である。フレーム化部１０のデータシンボル生成部１２は、ビット列を入力してシリアル／パラレル変換し、８−ＰＡＭ信号にグレイ符号化し、グレイ符号列を生成する（ステップＳ５０１）。ここで、シリアル信号のビット列は、１フレームのデータシンボルに収容されるデータの数である（１０００−１０）×２×（１２８−５１）×３ビット毎にパラレル信号に変換される。

データシンボル生成部１２は、グレイ符号列の所定位置に“０”を挿入し、２５６個単位のデータシンボルを生成する（ステップＳ５０２）。具体的には、データシンボル生成部１２は、ｋ＝１〜７７（１番目から７７番目及び１７８番目から２５４番目）のサブチャネルにグレイ符号列である実データを配置し、ｋ＝０（０番目及び２５５番目）のサブチャネルである最もＤＣ寄りのサブチャネルに“０”を配置し（ステップＳ５０３）、ｋ＝７８〜１２７（７８番目から１７７番目）のサブチャネルに“０”を配置してガードバンドを生成する（ステップＳ５０４）。このようにして、データシンボル生成部１２により、１フレームを構成する１０００シンボルのうち９９０シンボル長のデータシンボルが生成される。

一方、プリアンブル生成部１１は、データシンボルの領域に実データが配置されるｋ＝１〜７７（第１番目から７７番目及び１７８番目から２５４番目）のサブチャネルに、プリアンブルデータを配置し、実データが配置されるサブチャネルよりも外側のｋ＝０（０番目及び２５５番目）のサブチャネル、すなわち、最もＤＣ寄りのサブチャネルにも、プリアンブルデータを配置する（ステップＳ５０５）。また、プリアンブル生成部１１は、ｋ＝７８〜１２７（７８番目から１７７番目）のサブチャネルに“０”を配置し、ガードバンドを生成する（ステップＳ５０６）。このようにして、プリアンブル生成部１１により、１フレームを構成する１０００シンボルのうち１０シンボル長のプリアンブルが生成される。ここで生成したプリアンブルは毎フレーム同じものを使用する。

フレーム構成部１３は、データシンボル生成部１２により生成されたデータシンボルの前に、プリアンブル生成部１１により生成されたプリアンブルを挿入し、フレームを構成する（ステップＳ５０７）。このようにして、フレーム構成部１３により、１０００シンボル長のフレームが構成される。

以上のように、本発明の実施形態によるマルチキャリア変調装置１によれば、フレーム化部１０のプリアンブル生成部１１が、データシンボルにより実データが伝送されるサブチャネルに加え、それよりもＤＣ寄りのサブチャネルにもプリアンブルデータを配置し、フレーム構成部１３が、所定のサブチャネルに実データが配置されたデータシンボルと、プリアンブルデータが配置されたプリアンブルとによりフレームを構成するようにした。このように構成されたフレームは、サブチャネル毎にＦＢにて多重され直交変調され、マルチキャリアの信号としてマルチキャリア復調装置２へ送信される。これにより、マルチキャリア復調装置は、マルチキャリア変調装置１から送信されたマルチキャリアの信号を受信し、データシンボルにより実データが伝送される所定のサブチャネルのプリアンブルデータに加え、それよりもＤＣ寄りのサブチャネルにも配置されたプリアンブルデータも用いることにより、ＨＰＦ等が影響して周波数特性が変化する部分について、精度の高い周波数特性を算出することができる。マルチキャリア復調装置２の処理の詳細については後述する。したがって、等化係数の誤差を軽減することができ、ＢＥＲ特性の劣化を緩和することができる。

〔マルチキャリア復調装置〕
次に、図１に示したマルチキャリア復調装置２の構成について詳細に説明する。このマルチキャリア復調装置２は、直交復調器６０、分析ＣＭＦＢ７０−１，７０−３、分析ＳＭＦＢ７０−２，７０−４、減算器８０−１，８０−４、加算器８０−２、加算反転器８０−３、等化器９０−１，９０−２、実部抽出部１００−１，１００−２及びデフレーム化部１１０を備えている。

マルチキャリア復調装置２は、マルチキャリア変調装置１により送信されたマルチキャリアの信号を、伝送路３を介して受信する。そして、直交復調器６０は、受信したマルチキャリアの信号を入力し、ベースバンドＩＱ信号に変換する。直交復調の処理を等価低域系の複素数で表現すると、直交復調器６０は、実部抽出部６１（Ｒｅ｛・｝）及び虚部抽出部６２（Ｉｍ｛・｝）を備えている。直交復調器６０は、入力した信号を直交復調し、実部抽出部６１において、入力した信号を実部判定して実部の信号を抽出し、虚部抽出部６２において、入力した信号を虚部判定して虚部の信号を抽出する。すなわち、伝送路３を通過した信号を、等価低域系モデルにおいて実部の信号及び虚部の信号に分ける。

直交復調器６０の出力である実部の信号及び虚部の信号は、図示しないＨＰＦにより、ＤＣオフセットが除去される。ここで、ＨＰＦは、例えば、抵抗及びコンデンサからなる１次ＲＣフィルターを想定したＩＩＲ（Infinite Impulse Response：無限インパルス応答）フィルターである。そして、実部の信号は、分析ＣＭＦＢ７０−１及び分析ＳＭＦＢ７０−２に入力され、虚部の信号は、分析ＣＭＦＢ７０−３及び分析ＳＭＦＢ７０−４に入力される。

分析ＣＭＦＢ７０−１は、直交復調器６０から実部の信号を入力し、プロトタイプフィルターとコサイン変調行列から得られるフィルターバンクを用いて段階的なフィルター処理を施し、入力した信号を分析してサブチャネル毎の信号に分離する。分析ＣＭＦＢ７０−１により分離された信号は、減算器８０−１，８０−４に出力される。分析ＳＭＦＢ７０−２は、直交復調器６０から実部の信号を入力し、プロトタイプフィルターとサイン変調行列から得られるフィルターバンクを用いて段階的なフィルター処理を施し、入力した信号を分析してサブチャネル毎の信号に分離する。分析ＳＭＦＢ７０−２により分離された信号は、加算器８０−２及び加算反転器８０−３に出力される。

分析ＣＭＦＢ７０−３は、直交復調器６０から虚部の信号を入力し、プロトタイプフィルターとコサイン変調行列から得られるフィルターバンクを用いて段階的なフィルター処理を施し、入力した信号を分析してサブチャネル毎の信号に分離する。分析ＣＭＦＢ７０−３により分離された信号は、加算器８０−２及び加算反転器８０−３に出力される。分析ＳＭＦＢ７０−４は、直交復調器６０から虚部の信号を入力し、プロトタイプフィルターとサイン変調行列から得られるフィルターバンクを用いて段階的なフィルター処理を施し、入力した信号を分析してサブチャネル毎の信号に分離する。分析ＳＭＦＢ７０−４により分離された信号は、減算器８０−１，８０−４に出力される。

減算器８０−１は、サブチャネル毎に、分析ＣＭＦＢ７０−１により分析ＣＭＦＢ処理された実部の信号から、分析ＳＭＦＢ７０−４により分析ＳＭＦＢ処理された虚部の信号を減算し、減算結果Ｉ１を等化器９０−１に出力する。加算器８０−２は、サブチャネル毎に、分析ＳＭＦＢ７０−２により分析ＳＭＦＢ処理された実部の信号、及び分析ＣＭＦＢ７０−３により分析ＣＭＦＢ処理された虚部の信号を加算し、加算結果Ｑ１を等化器９０−１に出力する。加算反転器８０−３は、サブチャネル毎に、分析ＳＭＦＢ７０−２により分析ＳＭＦＢ処理された実部の信号、及び分析ＣＭＦＢ７０−３により分析ＣＭＦＢ処理された虚部の信号を加算して反転し、反転結果Ｑ２を等化器９０−２に出力する。減算器８０−４は、サブチャネル毎に、分析ＳＭＦＢ７０−４により分析ＳＭＦＢ処理された虚部の信号から、分析ＣＭＦＢ７０−１により分析ＣＭＦＢ処理された実部の信号を減算し、減算結果Ｉ２を等化器９０−２に出力する。

等化器９０−１は、減算器８０−１から信号Ｉ１を、加算器８０−２から信号Ｑ１をそれぞれ入力し、信号Ｉ１，Ｑ１を組の信号（Ｉ１，Ｑ１）として扱い、プリアンブルデータを用いて、サブチャネルにおける中心周波数の周波数特性及び隣接するサブチャネルの中間地点における周波数特性を算出し、これらの周波数特性に基づいてサブチャネルの等化係数を算出し、等化係数を用いて実データの信号（Ｉ１，Ｑ１）を等化し、等化信号を実部抽出部１００−１に出力する。等化器９０−２は、減算器８０−４から信号Ｉ２を、加算反転器８０−３から信号Ｑ２をそれぞれ入力し、信号Ｉ２，Ｑ２を組の信号（Ｉ２，Ｑ２）として扱い、プリアンブルデータを用いて、サブチャネルにおける中心周波数の周波数特性及び隣接するサブチャネルの中間地点における周波数特性を算出し、サブチャネルの等化係数を算出し、等化係数を用いて実データの信号（Ｉ２，Ｑ２）を等化し、等化信号を実部抽出部１００−２に出力する。等化器９０−１，９０−２の詳細については後述する。

実部抽出部１００−１は、等化器９０−１から等化信号を入力し、等化信号を実部判定して実部の信号を抽出し、抽出した実部の信号を元のＰＡＭ信号ｘ_k［ｍ］に相当する受信信号としてデフレーム化部１１０に出力する。実部抽出部１００−２は、等化器９０−２から等化信号を入力し、等化信号を実部判定して実部の信号を抽出し、抽出した実部の信号を元のＰＡＭ信号ｘ_2M-1-k［ｍ］に相当する受信信号としてデフレーム化部１１０に出力する。

デフレーム化部１１０は、実部抽出部１００−１から受信信号ｘ_k［ｍ］を、実部抽出部１００−２から受信信号ｘ_2M-1-k［ｍ］をそれぞれ入力し、２Ｍ個のサブチャネルの信号を１シンボルとしたフレームをデフレーム化し、プリアンブルとデータシンボルとに分けてデータシンボルから実データを抽出し、実データのグレイ符号列を復号し、復号した１フレーム毎のパラレル信号をシリアル信号に変換し、シリアル信号のビット列を出力する。

（等化器の構成）
次に、図１に示したマルチキャリア変調装置２の等化器９０−１，９０−２について詳細に説明する。図３は、等化器９０−１の構成を示すブロック図である。この等化器９０−１は、周波数特性算出部９１、等化係数算出部９２及び等化処理部９３を備えている。前述のとおり、等化器９０−１は、入力した信号Ｉ１，Ｑ１を組の信号（Ｉ１，Ｑ１）として扱い、プリアンブルデータを用いて、サブチャネルにおける中心周波数の周波数特性及び隣接するサブチャネルにおける中間地点の周波数特性を算出し、サブチャネルの等化係数を算出し、組の信号（Ｉ１，Ｑ１）を等化する。等化器９０−２の構成は、等化器９０−１の構成と同様である。

等化器９０−１の周波数特性算出部９１は、減算器８０−１から信号Ｉ１を、加算器８０−２から信号Ｑ１をそれぞれ入力し、１タップの複素数乗算を行う等化器の等化係数を、入力したプリアンブルデータの信号（Ｉ１，Ｑ１）と既知のプリアンブルデータを用いてＭＳＥ（Mean Squared Error：平均自乗誤差）基準により求め、その等化係数の逆数を算出し、サブチャネルにおける中心周波数の伝送路の周波数特性（伝送路周波数特性）η_k,i（ｉ＝１）を求める。図４に示したように、ｋ＝０〜７７（０番目から７７番目及び１７８番目から２５５番目）のサブチャネルにはプリアンブルデータが配置されているから、周波数特性算出部９１は、プリアンブルデータを用いて、各サブチャネルにおける中心周波数の周波数特性を算出する。

そして、周波数特性算出部９１は、サブチャネルにおける中心周波数の周波数特性に基づいて、隣接するサブチャネルにおける中間地点の周波数特性η_k,i（ｉ＝０，２）を算出する。具体的には、周波数特性算出部９１は、ＨＰＦ等によっても周波数特性がさほど変化しない周波数帯域について、隣接する２つのサブチャネルにおける中心周波数の周波数特性を用いて、線形補間等の内挿により、隣接するサブチャネルにおける中間地点の周波数特性を算出する。また、周波数特性算出部９１は、ＨＰＦ等によって周波数特性が変化する周波数帯域について、隣接する２つのサブチャネルにおける中心周波数の周波数特性を用いて、線形補間等の内挿により算出した値と、外挿により算出した値とに基づいて、所定の重み付きにて、隣接するサブチャネルにおける中間地点の周波数特性を算出する。尚、周波数特性算出部９１の処理の詳細については後述する。

これにより、周波数特性算出部９１は、サブチャネルにおける中心周波数の周波数特性に加え、隣接するサブチャネルにおける中間地点の周波数特性も算出するようにしたから、合成ＣＭＦＢ４０−１、合成ＳＭＦＢ４０−２、分析ＣＭＦＢ７０−１，７０−３、分析ＳＭＦＢ７０−２，７０−４の周波数分解能よりも高い分解能で、伝送路の周波数特性を算出することができる。

等化係数算出部９２は、周波数特性算出部９１から周波数特性η_k,i（ｉ＝０，１，２）、すなわち、サブチャネルにおける中心周波数の周波数特性η_k,i（ｉ＝１）及び隣接するサブチャネルにおける中間地点の周波数特性η_k,i（ｉ＝０，２）を入力し、これらの周波数特性η_k,i（ｉ＝０，１，２）に基づいて等化係数ｅ_kを算出し、等化処理部９３に出力する。

等化処理部９３は、減算器８０−１から信号Ｉ１を、加算器８０−２から信号Ｑ１をそれぞれ入力し、ガードバンドを除去し、実データの信号Ｉ１，Ｑ１を１つのサブチャネルの受信信号（Ｉ１，Ｑ１）として扱い、等化係数算出部９２から等化係数ｅ_kを入力し、受信信号（Ｉ１，Ｑ１）及び等化係数ｅ_kに基づいてＦＩＲにより等化信号を算出し、ＰＡＭ信号ｘ_k［ｍ］の複素データとして実部抽出部１００−１に出力する。

（周波数特性と等化係数の関係）
次に、図３に示した等化器９０−１における等化係数算出部９２の処理について詳細に説明する。等化器９０−２における等化係数算出部９２の処理も同様である。

ここで、等化器９０−１の等化処理部９３による等化処理が、各サブチャネルについて、複素３タップの等化係数により行われるものとすると、ｋ番目のサブチャネルにおける等化器９０−１の伝達関数は以下の式で表される。

ｚはｚ変換の変数であり、ｃ_k（−１），ｃ_k（０），ｃ_k（１）はそれぞれ等化係数ｅ_k（−１），ｅ_k（０），ｅ_k（１）の実部データ、ｓ_k（−１），ｓ_k（０），ｓ_k（１）はそれぞれ等化係数ｅ_k（−１），ｅ_k（０），ｅ_k（１）の虚部データである。カッコ内の−１，０，１は、複素３タップの等化係数におけるタップ番号に対応している。

伝送路の伝達関数をＨ_ch（ｚ）、伝送路の雑音のスペクトル密度をＮ₀とすると、ｋのサブチャネルの等化器の周波数特性及び隣接するサブチャネルとの中間地点における等化器の周波数特性（等化器周波数特性）χ_k,iは、ＭＳＥ基準では以下の式で表される。

＊は複素共役を表す。ｉ＝０，１，２であり、ｉ＝１のときのχ_k,1は、ｋのサブチャネルにおける中心周波数の等化器の周波数特性である。ｉ＝０のときのχ_k,0は、ｋ−１のサブチャネルにおける中心周波数とｋのサブチャネルにおける中心周波数との間における中間地点の等化器の周波数特性である。ｉ＝２のときのχ_k,2は、ｋのサブチャネルにおける中心周波数とｋ＋１のサブチャネルにおける中心周波数との間における中間地点の等化器の周波数特性である。偶数番目のサブチャネルに対してω = 0、π/2、π、奇数のサブキャリアに対してω = π、3π/2、2πでのＥ_ｋ（ｅｘｐ（ｊω））の値が、ｉ＝０，１，２のときのχ_k,ｉの値となるように、等化係数ｅ_k（−１），ｅ_k（０），ｅ_k（１）を定めることとする。

ｋのサブチャネルにおいて、等化係数ｅ_k（−１），ｅ_k（０），ｅ_k（１）と等化器の周波数特性χ_k,i（ｉ＝０，１，２）との間の関係は、偶数番目のサブチャネルの場合、以下の式で表される。

また、奇数番目のサブチャネルの場合、以下の式で表される。

ここで、伝送路の周波数特性η_k,1をｋのサブチャネルにおける中心周波数の周波数特性、η_k,0をｋ−１のサブチャネルにおける中心周波数の周波数特性η_k-1,1とｋのサブチャネルにおける中心周波数の周波数特性η_k,1との間における中間地点の周波数特性、η_k,2をｋのサブチャネルにおける中心周波数の周波数特性η_k,1とｋ＋１のサブチャネルにおける中心周波数の周波数特性η_k+1,1との間における中間地点の周波数特性とする。伝送路の周波数特性η_k,i（ｉ＝０，１，２）と等化器の周波数特性χ_k,i（ｉ＝０，１，２）とを、以下の式により近似する。

以上の関係から、等化係数算出部９２は、ｋのサブチャネルにおける中心周波数の周波数特性及びｋのサブチャネル前後における中間地点の周波数特性、すなわち伝送路の周波数特性η_k,i（ｉ＝０，１，２）を用いて、ｋの等化係数ｅ_k（−１），ｅ_k（０），ｅ_k（１）を算出することができ、周波数特性η_k,i（ｉ＝０，１，２）は、周波数特性算出部９１により算出される。以下、周波数特性算出部９１が周波数特性を算出する処理について説明する。

（等化器に備えた周波数特性算出部の処理）
図３に示した等化器９０−１における周波数特性算出部９１の処理について詳細に説明する。図６は、周波数特性算出部９１の処理を示すフロー図であり、図７は、周波数特性算出部９１により算出される周波数特性を説明する図である。等化器９０−２における周波数特性算出部９１の処理も同様である。図６を参照して、まず、周波数特性算出部９１は、サブチャネルに配置されたプリアンブルデータを用いて、サブチャネルにおける中心周波数の周波数特性η_k,i（ｉ＝１）を算出する（ステップＳ６０１）。具体的には、周波数特性算出部９１は、プリアンブルデータに基づいて、非特許文献２に記載された、１タップの等化係数を用いる等化器により等化係数を求める手順に従って、ｋのサブチャネルに配置された全てのプリアンブルデータを用いて、ＭＭＳＥによってｋのサブチャネルにおける等化係数を求め、この値を、伝送路の伝達関数の逆数に対応する周波数特性χ_k,i＝１／η_k,i （ｉ＝１）の近似値とする。これにより、ｋのサブチャネルにおける中心周波数の周波数特性η_k,i（ｉ＝１）が算出される。同様に、周波数特性算出部９１は、隣接するｋ−１のサブチャネル及びｋ＋１のサブチャネルについても、その中心周波数の周波数特性η_k-1,i，η_k+1,i（ｉ＝１）の近似値を算出する。このようにして、プリアンブルデータが配置されたサブチャネルについて（ｋ＝０〜７７（０番目から７７番目及び１７８番目から２５５番目）のサブチャネル、図４を参照）、図７の黒塗りの丸印に示すように、中心周波数の周波数特性が算出される。

周波数特性算出部９１は、隣接するサブチャネルにおける中間地点の周波数特性を算出するにあたり、その中間地点が、ＨＰＦ等の影響を受けて周波数特性が変化する領域であるか否かを判定する（ステップＳ６０２）。具体的には、ＨＰＦ等の影響を受けて周波数特性が変化する周波数領域が予め設定されており、周波数特性算出部９１は、予め設定された領域に基づいて、周波数特性を算出する中間地点の周波数が、予め設定された領域に含まれる場合、周波数特性が変化する領域であると判定し、中間地点の周波数が、予め設定された領域に含まれない場合、周波数特性が変化する領域でないと判定する。

図７では、ＨＰＦ等の影響を受けて周波数特性が変化する領域であるか否かを判定するために予め設定される領域は、ｋ＜２の周波数帯域とする。図７から、ｋ＜２の範囲の周波数帯域において、ＤＣオフセットを除去するＨＰＦ等の影響が現れており、他の範囲の周波数帯域よりも周波数特性が下がっていることがわかる。

図６に戻って、周波数特性算出部９１は、ステップＳ６０２において、周波数特性が変化する領域でないと判定した場合（ステップＳ６０２：Ｎ）、図７に示すように、ｋのサブチャネルにおける中心周波数の周波数特性η_k,1、及び隣接するｋ−１，ｋ＋１のサブチャネルにおける中心周波数の周波数特性η_k-1,1，η_k+1,1を用いて、以下の式により内挿を行い、中間地点の周波数特性η_k,0，η_k,2を算出する（ステップＳ６０３）。

一方、周波数特性算出部９１は、ステップＳ６０２において、周波数特性が変化する領域であると判定した場合（ステップＳ６０２：Ｙ）、ｋのサブチャネルにおける中心周波数の周波数特性η_k,1、及び隣接するｋ−１，ｋ＋１のサブチャネルにおける中心周波数の周波数特性η_k-1,1，η_k+1,1を用いて、前記式（６）により内挿を行い、中間地点の内挿による周波数特性を算出し、以下の式により外挿を行い、中間地点の外挿による周波数特性を算出する。

そして、周波数特性算出部９１は、内挿により算出した中間地点の周波数特性と、外挿により算出した中間地点の周波数特性とを用いて、予め設定された内挿の重み及び外挿の重みにより重み付き平均を算出し、中間地点の周波数特性η_k,0，η_k,2を求める（ステップＳ６０４）。このようにして、図７に示すように、中間地点の周波数特性η_k,0，η_k,2が、図７の黒抜きの丸印が示す内挿により算出した中間地点の周波数特性と、バツ印が示す外挿により算出した中間地点の周波数特性とを用いて、重み付き平均により算出される。

図６に戻って、周波数特性算出部９１は、ステップＳ６０１〜ステップＳ６０４において算出した周波数特性η_k,i（ｉ＝０，１，２）を等化係数算出部９２に出力する（ステップＳ６０５）。そして、等化係数算出部９２が周波数特性η_k,i（ｉ＝０，１，２）を用いて等化係数を算出し、等化処理部９３が等化係数を用いて等化信号を算出する。

（内挿及び外挿の重み）
ここで、内挿により算出された周波数特性と、外挿により算出された周波数特性とを用いて、中間地点の周波数特性を算出する際の重みについて説明する。図８は、周波数特性をｙ＝（ａ／ｘ）＋ｂの式で近似した場合における中間地点の周波数特性を算出する手法を説明する図である。ＤＣ寄りの所定領域の周波数特性は、１次ＲＣフィルターの特性を有するＨＰＦの影響によって変化する。このＤＣ寄りの所定領域において変化する周波数特性が、図８に示すように、以下の式で表す曲線で近似できるものと仮定する。つまり、１次ＲＣフィルターによる周波数除去特性が、以下の式に示す曲線に対応しているものと仮定する。

ｙは周波数特性であり、ｘはサブチャネル番号に対応した番号でありｋに相当する。ａ，ｂは定数とする。

ｋ−１，ｋ，ｋ＋１の周波数特性をそれぞれｙ_１，ｙ_２，ｙ_３とし、隣接するｋ−１，ｋのサブチャネルにおける中間地点の周波数特性をｙ_４とする。また、周波数特性ｙ_１，ｙ_２を用いて内挿により算出した周波数特性をｚ_１とし（黒抜きの丸印）、周波数特性ｙ_２，ｙ_３を用いて外挿により算出した周波数特性をｚ_２とする（バツ印）。これらのデータは以下の式により表される。

前記式（１０）が示す中間地点の周波数特性ｙ_４を、前記式（１１）が示す内挿により算出した周波数特性ｚ_１及び前記式（１２）が示す外挿により算出した周波数特性ｚ_２から求める。外挿に対する内挿の重み付けをＡ（０≦Ａ≦１）、すなわち、内挿の重みをＡ、外挿の重みを１−Ａとして、ｙ_４との差をとると以下の式となる。

式（１３）が０になるようにＡを決定するものとする。ｋ＝０，１のサブチャネルにおける中間地点の周波数特性を算出する場合は、（ｋ＝０のときの周波数）：（ｋ＝１のときの周波数）＝１：３であるから、ｘ：Δｘ＝３：２となる。したがって、式（１３）が０になるのはＡ＝３／８のときである。また、ｋ＝１，２のサブチャネルにおける中間地点の周波数特性を算出する場合は、（ｋ＝１のときの周波数）：（ｋ＝２のときの周波数）＝３：５であるから、ｘ：Δｘ＝５：２となる。したがって、式（１３）が０になるのはＡ＝９／１６のときである。

このように、１次ＲＣフィルターの特性を有するＨＰＦの影響によって変化する、ＤＣ寄りの領域における周波数特性が、式（８）の曲線で近似できるとすると、ｋ＝０，１のサブチャネルにおける中間地点の周波数特性を算出する場合、重みは、内挿の重み：外挿の重み＝３：５に設定されるのが望ましい。また、ｋ＝１，２のサブチャネルにおける中間地点の周波数特性を算出する場合、重みは、内挿の重み：外挿の重み＝９：７に設定されるのが望ましい。尚、本発明では、内挿の重み及び外挿の重みを前記の値に限定するものではなく、これ以外の値であってもよい。

以上のように、本発明の実施形態によるマルチキャリア復調装置２によれば、データシンボルにより実データが伝送されるサブチャネルよりもＤＣ寄りのサブチャネルにもプリアンブルデータが配置されたマルチキャリアの信号をマルチキャリア変調装置１から受信する。そして、等化器９０−１，９０−２の周波数特性算出部９１が、実データが伝送されるサブチャネル及びその外側のサブチャネルにおける中心周波数の周波数特性を、プリアンブルデータを用いて算出する。また、周波数特性算出部９１が、ＨＰＦ等の影響を受けない領域のサブチャネルの中間地点における周波数特性を、サブチャネルにおける中心周波数の周波数特性を用いて内挿により算出する。さらに、周波数特性算出部９１が、ＨＰＦ等の影響を受ける領域のサブチャネルの中間地点における周波数特性を算出する際に、サブチャネルにおける中心周波数の周波数特性を用いて内挿により算出すると共に外挿により算出した後、内挿の結果と外挿の結果とを重み付き平均によって算出するようにした。ここで、プリアンブルデータは、データシンボルにより実データが伝送されるサブチャネルに加え、それよりも外側のサブチャネルにも配置されているから、これらの全てのサブチャネルにおける中間地点の周波数特性は内挿により算出することができる。これにより、ＨＰＦ等が影響して周波数特性が変化するサブチャネルの中間地点における周波数特性は、隣接するサブチャネルにおける中心周波数の周波数特性を用いた内挿による値と外挿による値とに基づいて算出されるから、外挿または代用により求めた従来技術に比べ、精度の高い値となる。したがって、等化係数の誤差を軽減することができ、ＢＥＲ特性の劣化を緩和することができる。

また、本発明の実施形態によるマルチキャリア復調装置２によれば、ＨＰＦ等の影響を受けて周波数特性が変化する周波数帯域における中間地点の周波数特性の算出を、式（６）による内挿処理及び式（７）による外挿処理にて行うようにした。ここで、式（６）による内挿処理及び式（７）による外挿処理は、簡単な加減算、乗算及び除算にて演算することができる。これにより、ＤＣオフセットを除去する簡易なＨＰＦ等をそのまま用いながら、少ない演算量の簡易な処理を追加するのみで、ＢＥＲ特性の劣化を改善することができる。

また、本発明によるマルチキャリア復調装置２によれば、ＨＰＦ等の影響を受けて周波数特性が変化する周波数帯域における中間地点の周波数特性を算出する際に、内挿及び外挿の重みとして、ｋ＝０，１のサブチャネルにおける中間地点の周波数特性を算出する場合、内挿の重み：外挿の重み＝３：５を用いるようにした。また、ｋ＝１，２のサブチャネルにおける中間地点の周波数特性を算出する場合、内挿の重み：外挿の重み＝９：７を用いるようにした。この場合、１次ＲＣフィルターの特性を有するＨＰＦの影響によって変化するＤＣ寄りの領域における周波数特性が、前記式（８）で表す曲線で近似できる場合、算出される中間地点の周波数特性は前記式（８）に近い値になる。これにより、算出される中間地点の周波数特性は、精度の高い値になる。したがって、等化係数の誤差を一層軽減することができ、ＢＥＲ特性の劣化も一層緩和することができる。

また、本発明によるマルチキャリア復調装置２によれば、前述のとおり、内挿及び外挿の重みとして、ｋ＝０，１のサブチャネルにおける中間地点の周波数特性を算出する場合、内挿の重み：外挿の重み＝３：５を用いるようにし、ｋ＝１，２のサブチャネルにおける中間地点の周波数特性を算出する場合、内挿の重み：外挿の重み＝９：７を用いるようにした。内挿の重み及び外挿の重みの合計は８，１６であるから、それぞれ２のべき乗になっている。したがって、内挿処理及び外挿処理は、加減算、定数倍及びビットシフト（（１／２）のべき乗倍の演算）にて演算することができる。つまり、内挿の重み及び外挿の重みの合計を２のべき乗の値にすることにより、ＤＣオフセットを除去する簡易なＨＰＦ等をそのまま用いながら、一層少ない演算量の簡易な処理を追加するのみで、ＢＥＲ特性の劣化を改善することができる。

（シミュレーション結果）
以下、図１に示した本発明の実施形態によるマルチキャリア変調装置１及びマルチキャリア復調装置２を用いた場合のシミュレーション結果について説明する。以下に示す図９〜図１３のシミュレーション結果（１）〜（５）は、プロトタイプフィルターのタップ長Ｌ_ｈ＝５１２、阻止域端周波数ｆ_Ｓ＝１．５／Ｍとし、非特許文献１に記載のアルゴリズムにより求められたものである。また、以下に示す図９〜図１１のシミュレーション結果（１）〜（３）において、本発明の実施形態によるマルチキャリア復調装置２の等化器９０−１，等化器９０−２に備えた周波数特性算出部９１により、内挿及び外挿の重み付き平均が算出される際に、ｋ＝０，１のサブチャネルにおける中間地点の周波数特性は、内挿の重み：外挿の重み＝１：４にて算出されたものである。また、ｋ＝１，２及びｋ＝２，３のサブチャネルにおける中間地点の周波数特性は、内挿の重み：外挿の重み＝１：１の均等にて算出されたものであり、それ以外の中間地点の周波数特性は、両側のサブチャネルにおける中心周波数の周波数特性から内挿により算出されたものである。

図９は、シミュレーション結果（１）を示すグラフである。このシミュレーション結果（１）は、入力データが１６−ＰＡＭの信号、伝送路のインパルス応答が［１ ０ ０ ０ ０ ０ ０ ０．３＊ｅｘｐ（ｊφ）］の（つまり遅延７サンプル、レベル０．３倍の遅延波のある）２波モデル、ＨＰＦの遮断周波数がサブチャネル間隔の０．５倍及び１倍の場合を示している。反射波の位相φについては、０から２０度ずつ変化させ、ＢＥＲ特性の悪いものを選択することとする。（ａ）はプリアンブル長１０の場合、（ｂ）はプリアンブル長３０の場合をそれぞれ示している。図中、「ｐｒｏｐ．−ｆｃ：０．５」は、本発明の実施形態を用いた場合において、ＨＰＦの遮断周波数がサブチャネル間隔の０．５倍のときのＣ／Ｎ対ＢＥＲ特性を表している。「ｃｏｎｖ．−ｆｃ：０．５」は、従来技術を用いた場合において、ＨＰＦの遮断周波数がサブチャネル間隔の０．５倍のときのＣ／Ｎ対ＢＥＲ特性を表している。「ｐｒｏｐ．−ｆｃ：１」は、本発明の実施形態を用いた場合において、ＨＰＦの遮断周波数がサブチャネル間隔の１倍のときのＣ／Ｎ対ＢＥＲ特性を表している。「ｃｏｎｖ．−ｆｃ：１」は、従来技術を用いた場合において、ＨＰＦの遮断周波数がサブチャネル間隔の１倍のときのＣ／Ｎ対ＢＥＲ特性を表している。

図９のシミュレーション結果（１）によれば、本発明の実施形態を用いることにより、（ａ）プリアンブル長が１０の場合も（ｂ）３０の場合も、エラーフロア部分のＢＥＲが２／３程度に抑えられていることがわかる。また、組み合わせる誤り訂正の種類に依存するが、例えば、誤り訂正前の所要ＢＥＲを１０^−４とすると、ＨＰＦの遮断周波数がサブチャネル間隔の０．５倍の場合、（ａ）プリアンブル長１０のときは４ｄＢ以上、（ｂ）プリアンブル長３０のときは０．５ｄＢ程度の所要Ｃ／Ｎを改善できることがわかる。

図１０は、図９（ｂ）のプリアンブル長３０において、「ｐｒｏｐ．−ｆｃ：０．５」のＣ／Ｎ＝４５ｄＢにおけるシミュレーション結果（２）を示すグラフである。図１０のグラフは、入力データが１６−ＰＡＭの信号、２波モデル、ＨＰＦの遮断周波数がサブチャネル間隔の０．５倍の場合において、「ｐｒｏｐ．−ｆｃ：０．５」のＣ／Ｎ＝４５ｄＢにおけるサブチャネル毎の誤り率を示している。横軸はサブチャネル番号に対応したｋ、縦軸はｘ_k［ｍ］，ｘ_2M-1-k［ｍ］の平均シンボル誤り率である。

図１０のシミュレーション結果（２）によれば、図１７に示した従来技術のシミュレーション結果（３）に比べ、シンボル誤り率が２／３程度に改善できることがわかる。

図１１は、シミュレーション結果（３）を示すグラフである。このシミュレーション結果（３）は、入力データが８−ＰＡＭの信号、２波モデル、ＨＰＦの遮断周波数がサブチャネル間隔の１倍、プリアンブル長１０の場合を示している。図中、「ｐｒｏｐ．−ｆｃ：１」は、本発明の実施形態を用いた場合において、ＨＰＦの遮断周波数がサブチャネル間隔の１倍のときのＣ／Ｎ対ＢＥＲ特性を表している。「ｃｏｎｖ．−ｆｃ：１」は、従来技術を用いた場合において、ＨＰＦの遮断周波数がサブチャネル間隔の１倍のときのＣ／Ｎ対ＢＥＲ特性を表している。

図１１のシミュレーション結果（３）によれば、組み合わせる誤り訂正の種類に依存するが、例えば、誤り訂正前の所要ＢＥＲを１０^−４とすると、０．５ｄＢ程度の所要Ｃ／Ｎを改善できることがわかる。

また、以下に示す図１２、図１３のシミュレーション結果（４）（５）において、本発明の実施形態によるマルチキャリア復調装置２の等化器９０−１，等化器９０−２に備えた周波数特性算出部９１により、内挿及び外挿の重み付き平均が算出される際に、ｋ＝０，１のサブチャネルにおける中間地点の周波数特性は、内挿の重み：外挿の重み＝３：５にて算出されたものである。また、ｋ＝１，２のサブチャネルにおける中間地点の周波数特性は、内挿の重み：外挿の重み＝９：７にて算出されたものであり、ｋ＝２，３のサブチャネルにおける中間地点の周波数特性は、内挿の重み：外挿の重み＝１：１の均等にて算出されたものである。また、それ以外の中間地点の周波数特性は、両側のサブチャネルにおける中心周波数の周波数特性から内挿により算出されるものとする。

図１２は、シミュレーション結果（４）を示すグラフである。このシミュレーション結果（４）は、前述した非特許文献７のように、ＨＰＦの遮断周波数をベースバンド帯域の１％で設計し、ＲＣの誤差により遮断周波数が１．３％にずれた場合（「渡辺、外４名、“ WCDMAダイレクトコンバージョン受信機に適したカットオフ周波数オートチューニングの高速化”、電子情報通信学会技術研究報告ICD 2006-148、（Dec 2006）」で想定されているのと同様、ＲＣのばらつきを±３０％と想定した場合）のＢＥＲ特性への影響を示している。また、このシミュレーション結果（４）は、入力データが８−ＰＡＭの信号、２波モデル、プリアンブル長１０の場合を示している。（ａ）は反射の遅延が７サンプル、レベルが−１０ｄＢの場合、（ｂ）は反射の遅延が４６サンプル、レベルが−２６ｄＢの場合をそれぞれ示している。図中、「ｐｒｏｐ．−１．３％」は、本発明の実施形態を用いた場合において、ＨＰＦの遮断周波数がベースバンド帯域の１．３％のときのＣ／Ｎ対ＢＥＲ特性を表している。「ｃｏｎｖ．−１．３％」は、従来技術を用いた場合において、ＨＰＦの遮断周波数がベースバンド帯域の１．３％のときのＣ／Ｎ対ＢＥＲ特性を表している。「ｐｒｏｐ．−１％」は、本発明の実施形態を用いた場合において、ＨＰＦの遮断周波数がベースバンド帯域の１％のときのＣ／Ｎ対ＢＥＲ特性を表している。「ｃｏｎｖ．−１％」は、従来技術を用いた場合において、ＨＰＦの遮断周波数がベースバンド帯域の１％のときのＣ／Ｎ対ＢＥＲ特性を表している。

図１２のシミュレーション結果（４）によれば、組み合わせる誤り訂正の種類に依存するが、例えば、誤り訂正前の所要ＢＥＲを１０^−４とすると、ＲＣの誤差によりＨＰＦの遮断周波数がベースバンド帯域の１．３％になったとしても、（ａ）の場合０．５ｄＢ以上、（ｂ）の場合３ｄＢ以上の所要Ｃ／Ｎを改善できることがわかる。

図１３は、シミュレーション結果（５）を示すグラフである。このシミュレーション結果（５）は、図１２に示したシミュレーション結果（４）と同様に、入力データが８−ＰＡＭの信号、２波モデル、プリアンブル長１０の場合を示している。（ａ）は、図１２（ａ）に対応しており、反射の遅延が７サンプル、レベルが−１０ｄＢの場合を示している。また、（ｂ）は、図１２（ｂ）に対応しており、反射の遅延が４６サンプル、レベルが−２６ｄＢの場合を示している。横軸はベースバンド帯域幅で規格化したＨＰＦの遮断周波数であり、縦軸は固定劣化量である。

図１３のシミュレーション結果（５）によれば、（ａ）（ｂ）のいずれの場合も、ＨＰＦの遮断周波数がずれたときの劣化量が改善されることがわかる。

尚、図３に示した等化器９０−１の周波数特性算出部９１は、ＨＰＦ等の影響を受けるＤＣ寄りの周波数帯域について、サブチャネルの中心周波数における伝送路の周波数特性を用いて、内挿処理、外挿処理及び重み付き処理を行うことにより、サブチャネルの中間地点における伝送路の周波数特性を求めるようにしたが、等化器の周波数特性を用いるようにしてもよい。すなわち、周波数特性算出部９１は、各サブチャネルに対して１タップの複素数乗算を行う等化器の等化係数を、入力したプリアンブルデータと既知のプリアンブルデータとを用いてＭＳＥ基準により求め、これをサブチャネルの中心周波数における等化器の周波数特性とする。そして、ＨＰＦ等の影響を受けるＤＣ寄りの周波数帯域について、サブチャネルの中心周波数における等化器の周波数特性を用いて、伝送路の周波数特性と同様の内挿処理、外挿処理及び重み付き処理を行う。また、ＨＰＦ等の影響を受けない周波数帯域については内挿処理を行うことにより、サブチャネルの中間地点における等化器の周波数特性を求める。そして、式（３）、（４）の関係から等化係数が導かれる。

前述したとおり、伝送路の周波数特性は、図７に示したように、ＤＣ寄りの周波数帯域ではＨＰＦ等の影響を受けて徐々小さくなる。これに対し、等化器の周波数特性は、前記式（５）のように伝送路の周波数特性との間で逆数の関係にあるから、ＤＣ寄りの周波数帯域では徐々に大きくなる。この徐々に大きくなる特性領域において、内挿処理、外挿処理及び重み付き処理が行われる。これにより、伝送路の周波数特性を求める場合と同様に、周波数特性を精度高く求めることができる。また、等化係数の誤差を軽減し、ＢＥＲ特性の劣化を緩和することができる

１ マルチキャリア変調装置
２ マルチキャリア復調装置
３ 伝送路
１０ フレーム化部
１１ プリアンブル生成部
１２ データシンボル生成部
１３ フレーム構成部
２０−１，８０−１，８０−４ 減算器
２０−２，５２，８０−２ 加算器
３０−１，３０−２，５１ 乗算器
４０−１ 合成ＣＭＦＢ
４０−２ 合成ＳＭＦＢ
５０ 直交変調器
６０ 直交復調器
６１，１００−１，１００−２ 実部抽出部
６２ 虚部抽出部
７０−１，７０−３ 分析ＣＭＦＢ
７０−２，７０−４ 分析ＳＭＦＢ
８０−３ 加算反転器
９０−１，９０−２ 等化器
９１ 周波数特性算出部
９２ 等化係数算出部
９３ 等化処理部
１１０ デフレーム化部

Claims (6)

1. サブチャネルの等化係数を算出するために用いるプリアンブルデータが配置されたプリアンブル、及び、ビット列のデータが実データとして配置されたデータシンボルを用いてフレームを構成し、マルチキャリアの信号として伝送路を介して送信するマルチキャリア変調装置と、前記マルチキャリアの信号を受信し、所定周波数の信号をフィルター処理により除去し、前記プリアンブルデータに基づいてサブチャネルにおける伝送路の周波数特性を算出し、前記周波数特性に基づいて等化係数を算出し、前記等化係数に基づいて、前記受信した信号を等化し、元のビット列に復元するマルチキャリア復調装置と、を備えたシステムの前記マルチキャリア変調装置において、
   前記実データが配置されたサブチャネルに、前記プリアンブルデータを配置すると共に、前記実データが配置されていないサブチャネルのうち、前記実データが配置されたサブチャネルに隣接するサブチャネルに、前記プリアンブルデータを配置し、プリアンブルを生成するプリアンブル生成部と、
   前記プリアンブル生成部により生成されたプリアンブル及び前記データシンボルを用いてフレームを構成するフレーム構成部と、
   前記フレーム構成部により構成されたフレームのサブチャネル毎の信号を合成するフィルターバンクと、
   前記フィルターバンクにより多重された信号を直交変調する直交変調部と、
   を備えたことを特徴とするマルチキャリア変調装置。
2. 請求項１のマルチキャリア変調装置からマルチキャリアの信号を受信し、元のビット列に復元するマルチキャリア復調装置において、
   前記マルチキャリアの信号を直交復調する直交復調部と、
   前記直交復調部により直交復調された信号から所定周波数の信号を除去するフィルターと、
   前記フィルターからの信号をサブチャネル毎の信号に分離するフィルターバンクと、
   前記フィルターバンクにより分離された信号を等化する等化部と、を備え、
   前記等化部は、
   前記実データが配置されたサブチャネルのプリアンブルデータ、及び、前記実データが配置されていないサブチャネルのうち、前記実データが配置されたサブチャネルに隣接するサブチャネルのプリアンブルデータに基づいて、前記プリアンブルデータが配置されたサブチャネルにおける中心周波数の伝送路周波数特性を算出し、
   前記プリアンブルデータが配置されたサブチャネルのうち、隣接する２つのサブチャネルにおける中心周波数の伝送路周波数特性に基づいて、前記隣接する２つのサブチャネルにおける中間地点の伝送路周波数特性を算出する周波数特性算出部と、
   前記周波数特性算出部により算出された伝送路周波数特性に基づいて、前記実データが配置されたサブチャネルの等化係数を算出する等化係数算出部と、
   前記等化係数算出部により算出された等化係数に基づいて、前記フィルターバンクにより分離された信号を等化する等化処理部と、を備えたことを特徴とするマルチキャリア復調装置。
3. 請求項２に記載のマルチキャリア復調装置において、
   前記等化部に備えた周波数特性算出部は、
   前記プリアンブルデータに基づいて、前記プリアンブルデータが配置されたサブチャネルにおける中心周波数の伝送路周波数特性を算出し、
   前記プリアンブルデータが配置されたサブチャネルの領域のうち、前記フィルターの影響を受けるとして予め設定された所定領域について、前記所定領域内の隣接する２つのサブチャネルにおける中間地点の第１の伝送路周波数特性を内挿により求め、前記中間地点の第２の伝送路周波数特性を外挿により求め、前記第１の伝送路周波数特性及び前記第２の伝送路周波数特性を重み付けにより平均化し、前記中間地点の伝送路周波数特性を算出し、
   前記プリアンブルデータが配置されたサブチャネルの領域のうち、前記所定領域を含まない領域について、前記所定領域を含まない領域内の隣接する２つのサブチャネルにおける中間地点の伝送路周波数特性を内挿により算出する、ことを特徴とするマルチキャリア復調装置。
4. 請求項３に記載のマルチキャリア復調装置において、
   前記内挿の重み及び外挿の重みは、前記内挿の重みと外挿の重みとの合計が２のべき乗の値になるように予め設定されている、ことを特徴とするマルチキャリア復調装置。
5. 請求項３に記載のマルチキャリア復調装置において、
   前記フィルターを、抵抗及びコンデンサからなる１次フィルターとし、
   前記等化部に備えた周波数特性算出部は、
   前記プリアンブルデータが配置されたサブチャネルの領域のうち、前記所定領域について、前記１次フィルターによる周波数除去の特性に対応した周波数特性に近似するように、予め設定された内挿の重み及び外挿の重みに基づいて、前記所定領域内の隣接する２つのサブチャネルにおける中間地点の伝送路周波数特性を算出する、ことを特徴とするマルチキャリア復調装置。
6. 請求項２から５までのいずれか一項に記載のマルチキャリア復調装置において、
   前記伝送路周波数特性の代わりに等化部周波数特性とする、ことを特徴とするマルチキャリア復調装置。

Images