JP5347261B2

JP5347261B2 - 絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ

Info

Publication number: JP5347261B2
Application number: JP2007295846A
Authority: JP
Inventors: 匡彦松本
Original assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2007-11-14
Filing date: 2007-11-14
Publication date: 2013-11-20
Anticipated expiration: 2027-11-14
Also published as: JP2009124849A

Description

この発明は、主スイッチ素子のスイッチング制御を行う回路を備え、入出力間を直流的に絶縁した絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータに関するものである。

特許文献１に開示されている絶縁型スイッチング電源装置の回路図を図１に示す。
図１において、端子＋Ｖｉｎは直流入力電源の（＋）入力端子、端子−Ｖｉｎはその（−）入力端子である。また端子＋Ｖｏｕｔは（＋）出力端子、−Ｖｏｕｔはその（−）出力端子である。

この絶縁型スイッチング電源装置は、入力平滑コンデンサＣ１、１次巻線ｎ１および２次巻線ｎ２を有する主トランス（Ｔ１）、入力電源から主トランスＴ１の１次巻線ｎ１に印加される入力電圧をスイッチングする電力スイッチ素子Ｑ１、この電力スイッチ素子Ｑ１のゲートに与える矩形波信号を発生する方形波発振回路１、信号受信／電力スイッチ駆動回路２、主トランスＴ１の２次巻線ｎ２に生じる電圧を同期整流する整流側同期整流器Ｑ２および転流側同期整流器Ｑ３、両整流器を駆動する同期整流器駆動回路３、オフタイミング信号送信回路４、ランプ波発生回路５、オン期間制御回路６、チョークコイルトランスＬ１、および出力平滑コンデンサＣ２、を備えている。

また、オフタイミング信号送信回路４の出力信号を信号受信／電力スイッチ駆動回路２へ絶縁状態で伝送するパルストランスＴ２およびダイオードＤ５を備えている。

方形波発振回路１は、インバータＩＣ２，ＩＣ３およびＣＲ回路で構成したマルチバイブレータである。信号受信／電力スイッチ駆動回路２は、ＡＮＤゲートであるＩＣ４、スイッチ素子Ｑ４、ダイオードＤ９、抵抗Ｒ８、およびダイオードＤ９で構成している。

同期整流器駆動回路３は、整流側同期整流器駆動端子ＦＲＤおよび転流側同期整流器駆動端子ＦＬＹを備えている。オフタイミング信号送信回路４は、ＡＮＤゲートであるＩＣ５、コンデンサＣ７で構成している。オン期間制御回路６は、コンパレータＩＣ１と基準電源Ｖｒｅｆを備えている。

ランプ波発生回路５は、チョークコイルトランスＬ１とＣＲ回路によってランプ波形の電圧信号を発生し、オン期間制御回路６のコンパレータＩＣ１へ入力する。

この図１に示すスイッチング電源装置は共振リセットフォワードコンバータを構成していて、＋Ｖｉｎと−Ｖｉｎの間に加わる直流電力は、入力平滑コンデンサＣ１で平滑された後、電力スイッチ素子Ｑ１でスイッチングされて交流電力に変換される。この交流電力は、主トランスＴ１の１次巻線ｎ１から２次巻線ｎ２に伝送され、整流側同期整流器Ｑ２、転流側同期整流器Ｑ３で整流後、チョークコイルトランスＬ１、出力平滑コンデンサＣ２で平滑されて再度直流電力に変換される。

オン期間制御回路６のコンパレータＩＣ１は、（＋）入力の出力電圧と、（−）入力の基準電源Ｖｒｅｆの分圧電圧とを比較する。（−）入力の基準電源Ｖｒｅｆの分圧電圧にはランプ波発生回路５が発生したランプ波が重畳され、電力スイッチ素子Ｑ１のオン期間中に漸減する。（−）入力電圧の漸減によって、オン期間途中で（＋）入力が（−）入力より大きくなると、ＩＣ１の出力電圧はＬレベルからＨレベルに反転する。

ＡＮＤゲートＩＣ５はチョークコイルトランスＬ１から電力スイッチ素子Ｑ１のオン期間を検出していて、電力スイッチ素子Ｑ１のオン期間中にＩＣ１の出力電圧がＬレベルからＨレベルに反転すると、コンデンサＣ７を介してオフタイミング信号を発生し、パルストランスＴ２の２次巻線ｎ２から１次巻線ｎ１に伝送する。その際、ダイオードＤ５はオフタイミング信号の伝送で励磁されたパルストランスＴ２をリセットする。

方形波発振回路１はオンデューティ比最大の方形波を出力する。インバータＩＣ２の出力は、方形波発振回路１と逆のタイミングになるため、方形波発振回路のオフ期間にダイオードＤ９、抵抗Ｒ８を経由してスイッチ素子Ｑ４の出力容量に電荷が蓄えられ、Ｑ４のドレイン電圧がＨレベルになる。ＡＮＤゲートＩＣ４は方形波発振回路１の出力電圧がＨレベルで、かつＱ４ドレイン電圧がＨレベルであるときＨレベルになるので、方形波発振回路出力電圧がＬレベルからＨレベルに反転すると、ＡＮＤゲートＩＣ４の出力もＬレベルからＨレベルに反転して電力スイッチ素子Ｑ１がターンオンする。

Ｑ１のオン期間の途中で、パルストランスＴ２を介してオフタイミング信号がＱ４のゲートに入力されると、Ｑ４がターンオンして出力容量の蓄積電荷が放電され、Ｑ４のドレイン電圧がＨレベルからＬレベルに反転すると、ＩＣ４の出力もＨレベルからＬレベルに反転して電力スイッチ素子Ｑ１がターンオフする。

前記の動作に基づき、信号受信／電力スイッチ駆動回路２が方形波発振回路１のターンオンタイミングと同期して電力スイッチ素子Ｑ１のオンタイミングを決定し、オフタイミング信号と同期して電力スイッチ素子Ｑ１のオフタイミングを決定することでＰＷＭ制御が行われ、スイッチング電源の出力電圧が安定化する。そのため、フォトカプラや誤差アンプに起因する位相遅れがなく、極めて高速な応答性が実現できる。
国際公開２００７／０１８２２７号パンフレット

図１に示した、フォトカプラや誤差アンプを用いない従来の絶縁型スイッチング電源装置において、方形波発振回路１にはインバータ、信号受信／電力スイッチ駆動回路２にはＡＮＤゲートを備えているが、一般的な高速ロジックゲートＩＣは絶対最大定格電圧が通常７Ｖ程度であるので、電力スイッチ素子Ｑ１のゲート駆動電圧はそれより低い電圧になる。電力スイッチ素子Ｑ１がロジックレベルで駆動可能なＭＯＳＦＥＴでないとゲート駆動電圧が不足する。しかしドレイン耐圧１００Ｖ超のロジックレベル駆動可能なＭＯＳＦＥＴの入手は困難である。また、スイッチング電源装置の電力容量が大きい場合、電力スイッチ素子Ｑ１の入力容量が大きくなるのでゲート駆動能力も不足する。

これらの理由から、図１に示した従来の絶縁型スイッチング電源装置の構成は高電圧入力・大容量のスイッチング電源には適さない。

そこで、高速論理ゲートＩＣの出力で低耐圧のＦＥＴを駆動し、そのＦＥＴで高耐圧のＦＥＴを駆動するようにＦＥＴを２段のダーリントン接続する構成も考えられる。また、５Ｖ程度のロジック出力電圧を８〜１０Ｖ程度に昇圧して出力する高耐圧ＦＥＴ駆動用のＩＣを用いることも考えられる。

しかし、これらの構成では、高コストになり、ワッテージの高い抵抗が必要になるため回路効率が低下する、という問題が生じる。

そこで、この発明の目的は、上述の問題を解消して、低コスト且つ高効率な高電圧入力・大容量の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。

前記課題を解消するために、この発明の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは、少なくとも１次巻線および２次巻線を有する主トランス（Ｔ１）と、
スイッチング用パルス信号が入力されることにより、入力電源から前記主トランス（Ｔ１）の１次巻線に印加される入力電圧をスイッチングする電力スイッチ素子（Ｑ１）と、
フィードバック信号入力端子の入力電圧に応じたオンデューティ比の前記スイッチング用パルス信号を出力して前記電力スイッチ素子をオンし、前記電力スイッチ素子のオン期間に、過電流保護用のしきい値を超える電圧が電流検出端子に入力されたとき、前記電力スイッチ素子をターンオフするスイッチング電源回路用ＰＷＭ制御ＩＣから成るＰＷＭ制御回路（８）と、
前記主トランス（Ｔ１）の２次巻線に生じる電圧を整流平滑する整流平滑回路（Ｑ２，Ｑ３，Ｌ１，Ｃ２）と、
前記整流平滑回路の出力電圧を検出するとともに該出力電圧が基準電圧を超えたときに、前記電力スイッチ素子（Ｑ１）をオフさせるタイミング信号であるオフタイミング信号を発生するオン期間制御回路（１６）と、
前記オフタイミング信号を絶縁状態で１次側へ伝達するパルス信号伝達手段（Ｔ２）と、
前記パルス信号伝達手段（Ｔ２）により伝達されるオフタイミング信号を前記ＰＷＭ制御回路（８）の前記電流検出端子へ与えるオフタイミング信号入力回路（３２）と、
を備え、
前記フィードバック信号入力端子の入力電圧に応じたオンデューティ比の前記スイッチング用パルス信号のオン期間の途中で、前記電流検出端子に前記オフタイミング信号が入力されて前記電力スイッチ素子がターンオフすることによりＰＷＭ制御が行われ、出力電圧が制御される、
ことを特徴とする。

この構成により、ＰＷＭ制御回路からのスイッチング用パルス信号で電力スイッチ素子Ｑ１がターンオンし、オン期間制御回路から出力されるオフタイミング信号に同期してターンオフすることでＰＷＭ制御が行われるので、フォトカプラや誤差アンプに起因する位相遅れがなく、極めて高速な応答性が実現できる。

また、一般的な高速ロジックゲートＩＣを用いることなく、ＰＷＭ制御ＩＣから成るＰＷＭ制御回路を用いることによって、電力スイッチ素子を十分に駆動でき、高効率な高電圧入力・大容量の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータが構成できる。

さらに、パルス信号伝達手段（Ｔ２）により伝達される前記オフタイミング信号に基づいて電力スイッチ素子（Ｑ１）をターンオフさせる回路を外部に構成する必要がないので（ＰＷＭ制御回路がその回路を兼ねることになるので）、全体の回路構成が簡素化され、小型・軽量化が図れる。

この発明によれば、ＰＷＭ制御回路からのスイッチング用パルス信号で電力スイッチ素子Ｑ１がターンオンし、オン期間制御回路から出力されるオフタイミング信号に同期してターンオフすることでＰＷＭ制御が行われるので、フォトカプラや誤差アンプに起因する位相遅れがなく、極めて高速な応答性が実現できる。

さらに、スイッチング用パルス信号を発生する回路にＰＷＭ制御ＩＣを用いることによって、ＰＷＭ制御ＩＣの付属機能、例えば入力低電圧監視機能（ＵＶＬＯ）、過電流保護機能（ＯＣＰ）、過熱保護機能（ＯＴＰ）等をそのまま活用でき、ディスクリート部品で制御回路を構成する場合より集積度が上がり、スイッチング電源を小型化できる。

図２はこの発明の実施形態に係る絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図、図３はその各部の波形図である。

図２において、端子＋Ｖｉｎは直流入力電源の（＋）入力端子、端子−Ｖｉｎはその（−）入力端子である。また端子＋Ｖｏｕｔは（＋）出力端子、−Ｖｏｕｔはその（−）出力端子である。

この絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、入力平滑コンデンサＣ１、１次巻線ｎ１および２次巻線ｎ２を有する主トランスＴ１、入力電源から主トランスＴ１の１次巻線ｎ１に印加される入力電圧をスイッチングする電力スイッチ素子Ｑ１、この電力スイッチ素子Ｑ１のゲートに与えるスイッチング用パルス信号を発生するＰＷＭ制御回路８、主トランスＴ１の２次巻線ｎ２に生じる電圧を同期整流する整流側同期整流器Ｑ２および転流側同期整流器Ｑ３、両整流器を駆動する同期整流器駆動回路３、オフタイミング信号送信回路４、ランプ波発生回路５、オン期間制御回路１６、チョークコイルトランスＬ１、および出力平滑コンデンサＣ２、を備えている。

また、オフタイミング信号送信回路４の出力信号を１次側へ絶縁状態で伝送するパルストランスＴ２およびダイオードＤ５を備えている。

ＰＷＭ制御回路８は、フィードバック信号入力端子ＦＢの入力電圧に応じたオンデューティ比のスイッチング用パルス信号を出力するＰＷＭ制御ＩＣである。このフィードバック信号入力端子ＦＢの入力電圧は０Ｖ（−Ｖｉｎ端子の接地電位）としている。そのため、ＰＷＭ制御回路８は最大デューティーに相当するスイッチング用パルス信号（方形波信号）を出力しようとする。但し、後述するように、このＰＷＭ制御回路８はカレントモードＰＷＭ制御ＩＣであり、電力スイッチ素子Ｑ１のオン期間の途中で、電流検出端子ＣＳに過電流保護用のしきい値を超える電圧を入力すると、直ちに電力スイッチ素子Ｑ１をターンオフする。（図３（ｃ）参照）。

ＰＷＭ制御回路８のＯＵＴ端子電圧がｔ１のタイミングでＬレベルからＨレベルに反転すると、電力スイッチ素子Ｑ１の入力容量が充電され、ターンオンする。

電力スイッチ素子Ｑ１のオン期間の途中ｔ０で、パルストランスＴ２を介してオフタイミング信号が伝送されると、ダイオードＤ１を介してＰＷＭ制御回路８の電流検出端子ＣＳにオフタイミング信号が入力される。これにより、ＰＷＭ制御回路８のＯＵＴ端子から電力スイッチ素子Ｑ１のゲートへの充電電流が遮断されると共に、Ｑ１の入力容量蓄積電荷がＯＵＴ端子側へ放電され、電力スイッチ素子Ｑ１がターンオフする。（図３（ｂ）（ｃ）（ｄ）（ｈ）参照）。

同期整流器駆動回路３は、整流側同期整流器駆動端子ＦＲＤおよび転流側同期整流器駆動端子ＦＬＹを備えている。オフタイミング信号送信回路４は、ＡＮＤゲートであるＩＣ５、コンデンサＣ７で構成している。オン期間制御回路１６は、コンパレータＩＣ１、基準電源Ｖｒｅｆ、分圧抵抗Ｒ２，Ｒ３を備えている。

この図２に示す絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１００は共振リセットフォワードコンバータを構成していて、＋Ｖｉｎと−Ｖｉｎの間に加わる直流電力は、入力平滑コンデンサＣ１で平滑された後、電力スイッチ素子Ｑ１でスイッチングされて交流電力に変換される。この交流電力は、主トランスＴ１の１次巻線ｎ１から２次巻線ｎ２に伝送され、整流側同期整流器Ｑ２、転流側同期整流器Ｑ３で整流後、チョークコイルトランスＬ１、出力平滑コンデンサＣ２で平滑されて再度直流電力に変換される。

ランプ波発生回路５はコンデンサＣ８，Ｃ９および抵抗Ｒ８で構成していて、チョークコイルトランスＬ１の１次巻線の両端電圧を入力し、ＰＷＭ制御回路８が出力するスイッチング用パルス信号の立ち上がりに同期したランプ波を発生する。

オン期間制御回路１６のコンパレータＩＣ１は、抵抗Ｒ２，Ｒ３で分圧された出力電圧と、基準電源Ｖｒｅｆの電圧とを比較する。コンパレータＩＣ１の（−）端子に入力される、出力電圧の分圧電圧にはランプ波発生回路５が発生したランプ波が重畳され、電力スイッチ素子Ｑ１のオン期間中に漸増する。この（−）端子入力電圧の漸増によって、オン期間途中で（−）入力が（＋）入力より大きくなると、ＩＣ１の出力電圧はＨレベルからＬレベルに反転する（図３（ａ）（ｃ）参照）。

オフタイミング信号送信回路４のＡＮＤゲートＩＣ５はチョークコイルトランスＬ１の２次巻線の電圧とコンパレータＩＣ１の出力電圧とを入力し、電力スイッチ素子Ｑ１のオン期間中にＩＣ１の出力電圧がＨレベルからＬレベルに反転すると、コンデンサＣ７を介してオフタイミング信号を発生する。

このオフタイミング信号は、パルストランスＴ２の２次巻線ｎ２から１次巻線ｎ１に伝送される。その際、ダイオードＤ５はオフタイミング信号の伝送で励磁されたパルストランスＴ２をリセットする（図３（ｂ）参照）。

前述したとおり、ＰＷＭ制御回路８のＯＵＴ端子の立ち上がりタイミングに同期して電力スイッチ素子Ｑ１のオンタイミングが定まり、オフタイミング信号に同期して電力スイッチ素子Ｑ１のオフタイミングが定まる。このことによりＰＷＭ制御が行われ、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の出力電圧が安定化する。

図３のＡ点で出力電圧が増加すると、コンパレータＩＣ１のＨレベルからＬレベルへの反転タイミングが早まり、オフタイミング信号の送出タイミングが早まって、電力スイッチ素子Ｑ１のオンデューティ比が小さくなる。逆に、図３のＢ点で出力電圧が減少すると、コンパレータＩＣ１のＨレベルからＬレベルへの反転タイミングが遅くなり、オフタイミング信号の送出タイミングが遅くなって、電力スイッチ素子Ｑ１のオンデューティ比が大きくなる。

なお、ＰＷＭ制御回路８はＰＷＭ制御ＩＣで構成し、このＰＷＭ制御ＩＣが備える入力低電圧監視機能（ＵＶＬＯ）、過電流保護機能（ＯＣＰ）、過熱保護機能（ＯＴＰ）等の付属機能を活用する。すなわち、ＰＷＭ制御回路８に対して入力電圧を抵抗分割した電圧値等の、入力電圧に比例する電圧を入力することにより、入力電圧が所定値より低下したとき入力低電圧監視機能（ＵＶＬＯ）によって警告信号が出力される。また、ＰＷＭ制御回路８に対して１次側または２次側の電流検出信号を入力することにより、過電流状態になったとき過電流保護（ＯＣＰ）の作用により、それ以上の電流増大が抑制される。さらに、ＰＷＭ制御回路８に対して熱検出信号を入力することにより、過熱状態になったとき過熱保護（ＯＴＰ）の作用により、それ以上の温度上昇が抑制される。

このようにして、従来用いられていたフォトカプラや誤差アンプに起因する位相遅れがなく、極めて高速な応答性が実現できる。

また、一般的な高速ロジックゲートＩＣを用いることなく、ＰＷＭ制御ＩＣから成るＰＷＭ制御回路を用いることによって、電力スイッチ素子Ｑ１を十分に駆動でき、高効率な高電圧入力・大容量の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータが構成できる。

さらに、スイッチング用パルス信号（方形波信号）を発生する回路にＰＷＭ制御ＩＣを用いたので、ＰＷＭ制御ＩＣが備える入力低電圧監視機能（ＵＶＬＯ）、過電流保護機能（ＯＣＰ）、過熱保護機能（ＯＴＰ）等の付属機能を活用することで、ディスクリート部品で制御回路を構成するより集積度が上がり、スイッチング電源を小型化できる。

カレントモードＰＷＭ制御ＩＣであるＰＷＭ制御回路８は、具体的には、カレントモードＰＷＭ制御ＩＣ内に、電流検出端子ＣＳの入力電圧と過電流保護のしきい値とを比較し、その比較出力によってスイッチング用パルス信号をＬレベルにする高速コンパレータを内蔵している。そのため、電流検出端子ＣＳにオフタイミング信号（正のパルス電圧）が入力されたとき、スイッチング用パルス信号（ＯＵＴ端子の出力電圧）がＬレベル（０Ｖ）になる。

これにより、ＰＷＭ制御回路８の内部で生成されたスイッチング用パルス信号の立ち上がりでターンオンし、オフタイミング信号のタイミングで電力スイッチ素子Ｑ１がターンオフすることになる。

オン期間制御回路１６がオフタイミング信号を発生し、パルストランスＴ２の２次巻線ｎ２から１次巻線ｎ１に伝送された信号（オフタイミング信号）は、ダイオードＤ１で整流されてコンデンサＣ４を充電し、抵抗Ｒ５を介してＰＷＭ制御回路８の電流検出端子ＣＳに入力される。この電流検出端子ＣＳに入力されるオフタイミング信号を、ＰＷＭ制御回路８の過電流保護のしきい値を超える電圧に設定しているため、オフタイミング信号の入力直後に電力スイッチ素子Ｑ１がターンオフする。
ＰＷＭ制御回路８を構成するカレントモードＰＷＭ制御ＩＣは、スパイク電流による誤動作を防止するリーディングエッジブランキング機能を備える場合が多い。ダイオードＤ１，Ｄ２、コンデンサＣ４、抵抗Ｒ５で形成するオフタイミング信号入力回路３２は、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の出力電圧が規定値より増加して、スイッチング用パルス信号のオンデューティ比が最小になった場合に、オフタイミング信号が前記リーディングエッジブランキング機能で実質的に消滅して制御不能に陥る動作モードを回避するためのものである。

すなわち、カレントモードＰＷＭ制御ＩＣは、ＯＵＴ端子から出力したスイッチング用パルス信号で駆動される電力スイッチ素子Ｑ１がオンした時に、ＣＳ端子に入力される電流波形に乗ってしまう数ｎｓレベルのヒゲ状のスイッチングノイズを誤検出しないように、ＯＵＴ端子からの出力をＨにしてからしばらくのブランキング期間（数ｎｓ〜１０ｎｓ程度）は前記高速コンパレータの出力を受け付けない機能を備えている。これが上記リーディングエッジブランキング機能である。コンデンサＣ４および抵抗Ｒ５によるローパスフィルタは、このリーディングエッジブランキング機能によってオフタイミング信号がブランキングされないように、オフタイミング信号の尖頭値を多少潰し、平らな波形にすることで、上記ブランキング期間を超えさせ、オフタイミング信号を有効にする。

したがって、オンデューティ比が最小であっても、オフタイミング信号がブランキングされない条件であれば、パルストランスＴ２の１次巻線ｎ１をＰＷＭ制御回路８の電流検出端子ＣＳに直接接続する回路構成を採ることもできる。

なお、図２に示した例ではＰＷＭ制御回路８に対する制御回路用電源の供給元を示していないが、主トランスＴ１に３次巻線を設けるとともにバックコンバータ（非絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ）を構成し、このバックコンバータを制御回路用電源としてもよい。

また、実施形態では、ＰＷＭ制御回路８をカレントモードＰＷＭ制御ＩＣで構成したが、過電流保護用に電流検出端子ＣＳを設けたボルテージモードＰＷＭ制御ＩＣで構成してもよい。すなわち、電流がしきい値を超えた瞬間にＰＷＭパルスをＬレベルに落とす機能（カレントセンス機能）を有するＩＣであればカレントモードＩＣに限定されず、ボルテージモードＩＣでも可能である。

また、以上に示した実施形態では、電力変換回路をフォワードコンバータの構成としたが、これには様々な絶縁型スイッチング電力変換回路のトポロジーが適用可能であり、シングルエンドタイプだけでなく、ダブルエンドのプッシュプル、ハーフブリッジ、フルブリッジコンバータにも適用できる。ダブルエンド用カレントモードＰＷＭ制御ＩＣは、通常、内部に分周回路を備えているが、前記実施形態のように電流検出端子にオフタイミング信号を入力する回路構成にすれば、ＰＷＭ制御ＩＣの外部に分周回路を設ける必要がないので回路構成の簡略化が可能である。

また、パルストランスＴ２を、主トランスＴ１、またはチョークコイルトランスＬ１と同一のコアを共用する複合磁性部品として形成し、部品の小型化・低価格化を図ることもできる。このような複合磁性部品には特開２０００−２６０６３９に開示された構造および形成方法を採用できる。

特許文献１に示されている絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。実施形態に係る絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。同絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの各部の波形図である。

符号の説明

１−方形波発振回路
２−信号受信／電力スイッチ駆動回路
３−同期整流器駆動回路
４−オフタイミング信号送信回路
５−ランプ波発生回路
６，１６−オン期間制御回路
８−ＰＷＭ制御回路
３２−オフタイミング信号入力回路
１００−絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ
ＩＣ１−コンパレータ
ＩＣ２，ＩＣ３−インバータ
ＩＣ４，ＩＣ５−ＡＮＤゲート
Ｑ１−電力スイッチ素子Ｑ１
Ｑ２−整流側同期整流器
Ｑ３−転流側同期整流器
Ｔ１−主トランス
Ｔ２−パルストランス
Ｌ１−チョークコイルトランス
Ｃ１−入力平滑コンデンサ
Ｃ２−出力平滑コンデンサ

Claims

少なくとも１次巻線および２次巻線を有する主トランスと、
スイッチング用パルス信号が入力されることにより、入力電源から前記主トランスの１次巻線に印加される入力電圧をスイッチングする電力スイッチ素子と、
フィードバック信号入力端子の入力電圧に応じたオンデューティ比の前記スイッチング用パルス信号を出力して前記電力スイッチ素子をオンし、前記電力スイッチ素子のオン期間に、過電流保護用のしきい値を超える電圧が電流検出端子に入力されたとき、前記電力スイッチ素子をターンオフするスイッチング電源回路用ＰＷＭ制御ＩＣから成るＰＷＭ制御回路と、
前記主トランスの２次巻線に生じる電圧を整流平滑する整流平滑回路と、
前記整流平滑回路の出力電圧を検出するとともに該出力電圧が基準電圧を超えたときに、前記電力スイッチ素子をオフさせるタイミング信号であるオフタイミング信号を発生するオン期間制御回路と、
前記オフタイミング信号を絶縁状態で１次側へ伝達するパルス信号伝達手段と、
前記パルス信号伝達手段により伝達されるオフタイミング信号を前記ＰＷＭ制御回路の前記電流検出端子へ与えるオフタイミング信号入力回路と、
を備え、
前記フィードバック信号入力端子の入力電圧に応じたオンデューティ比の前記スイッチング用パルス信号のオン期間の途中で、前記電流検出端子に前記オフタイミング信号が入力されて前記電力スイッチ素子がターンオフすることによりＰＷＭ制御が行われ、出力電圧が制御される、
ことを特徴とする絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。