JP5364466B2 - 超音波モータの駆動回路装置 - Google Patents

Description

本発明は、超音波モータの駆動回路装置に関する。特に、リーケージトランスの出力を利用した超音波モータの駆動回路装置に関する。

最近はデジタル一眼レフカメラが安価になってきたことを受けてマニヤの間で流行している。このような一眼レフカメラの自動焦点位置合わせ装置に超音波モータが使用されている。さらには一般向けの一眼レフカメラも出現するなど価格が安いものにも超音波モータが使用されるようになってきた。このような超音波モータは、リング状の圧電性セラミック板の区間を区切って厚み方向に方向の異なる分極がされ、それぞれの分極ごとに電極が設けられている圧電振動子を回転源とするものである。この圧電振動子上の二組の電極に９０°位相の異なる交流駆動電圧をそれぞれ印加すると、厚み方向に楕円運動の振動が生じ、圧電振動子上に歯車の歯状突起が整列形成されたリング状の弾性体を介して、板バネなどで押圧された円盤状のロータを接触させると、ロータが回転駆動することを利用したものである。そこで、超音波モータ自体はもちろんのこと、その周辺の駆動回路装置も安価で制御精度の高いものが要求されるようになってきている。

現在の超音波モータの駆動回路装置は、基準周波数発振回路、駆動信号発生回路（パルス幅変調回路）、ドライバ回路、検出回路、などの基本回路を有する装置構成が一般的である。このような装置の技術開発は、約二十年の歴史があり時代の要求に応じてきているが、まだまだ改良の余地があり、新しい時代の要求に対応していく必要がある。改善・改良の歴史の中で生まれた本発明に関連する特許文献を以下に紹介する。

例えば、図１６に示す特許文献１には、次のような駆動回路が開示されている。すなわち、基準周波数の発振回路である超音波モータ駆動用の高周波を発生する発振器１００と、発振器の高周波を受けて駆動回路を構成する各スイッチングトランジスタを駆動するためのバッファー１０２の群と、バッファーを介して高周波の導通をオン・オフするフル・ブリッジ方式のスイッチングトランジスタ１０４，１０５と、駆動用高周波電力の低電圧を昇圧するためにトランス１０７と、トランスの出力波形を整形するためのコイル１０９と、からなる超音波モータの駆動回路装置が示されている。まだ、パルス幅変調回路がなく、周波数の変動、駆動電圧の変動のコントロールについては考慮されていない初期の回路装置である。

また、図１７に示す特許文献２には、超音波モータの回転駆動源である圧電振動子１１４に印加する高周波電力のデューティ比の可変制御手段１２０を設け、負荷変動による速度変化を補償することで電圧制御用のチョッパ回路（ＤＣ−ＤＣ変換回路）を不要とする駆動回路１１２が開示されている。すなわち、圧電体１１４に高周波電力を供給するインバータ回路１１６は、電源分離型のハーフ・ブリッジを組み合わせ出力する回路が示されている。また、インバータ回路１１６の出力パルスは昇圧用のトランスＴａ、Ｔｂを介して圧電体１１４に印加されている。この圧電体１１４に印加する高周波電力は降圧トランスを介して帰還させ、インバータ回路１１６の出力周波数を可変制御し、負荷の外乱に対する変動補正をする周波数制御手段１１８が設けられている。さらに、この周波数制御手段１１８の出力と圧電体１１４の振動状態検出手段１１４ａの検出電圧とから方形波パルスの幅を可変するパルス幅制御手段１２０の出力をインバータ回路１１６に入力するものが開示されている。回転速度が下がったときは方形波のパルス幅を大きくし、回転速度が上がったときは方形波のパルス幅を小さくするようになっていることが記載されている。

そして、図１８に示す特許文献３には、パルス列からなる基準信号を出力する発信器２１０と、この発信器２１０から出力される基準信号の周波数が超音波モータの最適駆動周波数になるように制御する周波数追尾回路２２８と、超音波モータ２１２の回転部の回転速度を検出するフォトセンサ２２６と、このフォトセンサ２２６によって検出された回転速度が目標の回転速度となるように基準信号のパルス幅を変調するパルス幅変調手段２１４と、このパルス幅変調手段２１４のパルス幅の変調に応じた振幅の駆動信号を圧電体の電極に供給する電力増幅器２６２、２６４と、を有する駆動回路２１０が開示されている。この開示の駆動回路２１０は、基準信号のパルス幅を変調することにより電力増幅器２６２、２６４すなわち昇圧トランスから出力される超音波モータ駆動電圧の振幅が変化し、回転数の制御を正確にするため、フォトセンサ２２６と周波数追尾回路２２８のフィードバック信号で、パルス幅の制御と、発振周波数の制御とを行い細やかに精度の高い制御を行う超音波モータの回転速度を制御する駆動回路装置が紹介されている。

特開平１−１０７６８０号公報 特開平４−２２２４７７号公報 特開平５−２２２２６７号公報

超音波モータの駆動は、入力側の高周波電力が変動しても回転制御を確実に行えるようにすることが求められる。しかしながら、バッテリが使われる機器などは、使用時間が経過してくると、例えば６．５Ｖの電源が時間とともに２．６Ｖのように降圧してくる。このような場合、アダプタ電源の例えば７Ｖに切り替えることなどがよく行なわれる。このような状況により入力側の電圧が変動すると、超音波モータの高周波駆動電圧も入力側の高周波電力に応じ、出力側に電圧変動が生じる。上述の先行公知技術において、超音波モータの駆動電圧が変動しないようにスイッチング回路などを使用して、超音波モータの回転変動がしないように、発信器の基準周波数や出力電圧の変動に応じた制御信号のパルス幅を変調してスイッチング制御している。

しかしながら、たとえ出力側の電圧変動に応じたフィードバック信号によってスイッチング回路の駆動信号が正確に制御されたとしても、直流の入力電源Ｖｉｎの低下があれば、パルス電圧のＥＴ積、すなわち、電力量は変動してしまうのである。このような交流電力をトランスの一次側へ供給すると、トランスの二次側の超音波モータの駆動電圧はパルス幅が異なった分に応じた電圧の変化として現れることになる。このような電圧の変化は回転速度に影響し、入力側の正確なスイッチング制御の信号に関係のない回転速度の変化になって現れる。特に、電源を切り替えたときなど電圧が上昇したときはパルス幅を小さく制御することになるが、パルス幅が小さくなるに従い波形歪みが増加し、超音波モータの駆動エネルギーの変換効率が悪くなる。このように、スイッチング回路を使用して出力側の電圧を一定にする制御だけでは、新たな問題を生むことになる。すなわち、複数のフィードバック信号回路で細やかなスイッチング制御をしても、トランスでパルス電圧を電力増幅する以上、一次側の回路における制御では制御しきれない問題となり、パルス電圧のＥＴ積から生じる二次側の電圧変動の解決は、今日までの発想のままでは困難となるのである。

そこで本発明は、入力側の電圧安定化のためのパルス幅変調回路を具備することを前提として、昇圧トランスにリーケージトランスを使用し、超音波モータの駆動電力供給側にこのリーケージトランスのリーケージインダクタと、超音波モータの回転源となるリング状圧電振動子の制動容量との共振回路を意図的に発生させ、先の共振回路の共振点を越える周波数の擬似共振領域で動作させ、リング状圧電振動子の電極に一定電圧の交流電力を供給し、圧電振動子を励振させる構成である。この構成を見れば誰でもわかるような組み合わせでありながら、今まで誰も気がついていなかった新たな課題を解決する発明であることを理解する必要がある。

本発明の第１の観点の超音波モータの駆動回路は、
基準周波数の信号を発生する発信回路と、
前記基準周波数の信号と第一のリーケージトランスの出力における第一の検出信号とを受けて第一の駆動信号と、前記基準周波数の信号と第二のリーケージトランスの出力における第二の検出信号とを受けて前記第一の駆動信号と９０°の位相差を有する第二の駆動信号と、を生成する駆動信号発生回路と、
前記第一の駆動信号で前記第一のスイッチング回路を駆動可能に調整する第一のドライバ回路と、
前記第二の駆動信号で前記第二のスイッチング回路を駆動可能に調整する第二のドライバ回路と、
一次側の入力電源の印加を前記第一の駆動信号に基づいて制御する前記第一のスイッチング回路と、
一次側の入力電源の印加を前記第二の駆動信号に基づいて制御する前記第二のスイッチング回路と、
前記第一のスイッチング回路で制御された前記入力電源に基づく高周波電力が入力側に印加される前記第一のリーケージトランスと、
前記第二のスイッチング回路で制御された前記入力電源に基づく高周波電力が入力側に印加される前記第二のリーケージトランスと、
前記第一のリーケージトランスで電力増幅された高周波電圧を、前記第一のリーケージトランスのリーケージインダクタンスＬｋ１と前記圧電振動子の制動容量Ｃｏとの共振回路で共振させ、擬似共振周波数領域で動作する前記基準周波数に基づく第一の駆動電圧出力回路と、
前記第二のリーケージトランスで電力増幅された高周波電圧を、前記第二のリーケージトランスのリーケージインダクタンスＬｋ２と前記圧電振動子の制動容量Ｃｏとの共振回路で共振させ、擬似共振周波数領域で動作させる前記基準周波数に基づく第二の駆動電圧出力回路と、
を有するものである。

本発明の第１の観点の駆動回路装置の構成とすることにより、超音波モータの圧電振動子を励振させる駆動電圧を、リーケージトランスを使用して入力側のパルス電圧のＥＴ積に比例する電力量を、リーケージインダクタＬｋと圧電振動子の制動容量Ｃｏの共振回路で、正弦波状の交流電圧に増幅変換させることが可能になる。この結果として、入力側の高周波電力のパルス幅の変化による影響を受けない波形歪みのない変換効率の高い超音波モータの駆動回路装置を提供することができる。

本発明の第２の観点の超音波モータの駆動回路装置は、
前記基準周波数の信号と第一のリーケージトランスの出力における第一の検出信号とを受けて第一の駆動信号と、前記基準周波数の信号と第二のリーケージトランスの出力における第二の検出信号とを受けて前記第一の駆動信号と９０°の位相差を有する第二の駆動信号と、前記基準周波数の信号と前記第一の検出信号とを受けて前記第一の駆動信号と１８０°の位相差を有する第三の駆動信号と、前記基準周波数の信号と前記第二の検出信号とを受けて前記第二の駆動信号と１８０°の位相差を有する第四の駆動信号と、を生成する駆動信号発生回路と、
前記第一の駆動信号で前記第一のスイッチング回路を駆動可能に調整する第一のドライバ回路と、
前記第二の駆動信号で前記第二のスイッチング回路を駆動可能に調整する第二のドライバ回路と、
前記第三の駆動信号で前記第三のスイッチング回路を駆動可能に調整する第三のドライバ回路と、
前記第四の駆動信号で前記第四のスイッチング回路を駆動可能に調整する第四のドライバ回路と、
一次側の入力電源の印加を前記第一の駆動信号に基づいて制御する前記第一のスイッチング回路と、一次側の入力電源の印加を前記第三の駆動信号に基づいて制御する第三のスイッチング回路と、
一次側の入力電源の印加を前記第二の駆動信号に基づいて制御する第二のスイッチング回路と、一次側の入力電源の印加を前記第四の駆動信号に基づいて制御する第四のスイッチング回路と、
前記第一のスイッチング回路で制御された前記直流入力電源に基づく高周波電力が入力側の一端に印加され、前記第三のスイッチング回路で制御された前記直流入力電源に基づく高周波電力が前記入力側の他端に印加される第一のリーケージトランスと、
前記第二のスイッチング回路で制御された前記直流入力電源に基づく高周波電力が入力側の一端に印加され、前記第四のスイッチング回路で制御された前記直流入力電圧に基づく高周波電力が入力側の他端に印加される第二のリーケージトランスと、
前記第一のリーケージトランスで電力増幅された高周波電圧を、前記第一のリーケージトランスのリーケージインダクタンスＬｋ１と前記圧電振動子の制動容量Ｃｏとの共振回路で共振させ、擬似共振周波数領域で動作する前記基準周波数に基づく第一の駆動電圧出力回路と、
前記第二のリーケージトランスで電力増幅された高周波電圧を、前記第二のリーケージトランスのリーケージインダクタンスＬｋ２と前記圧電振動子の制動容量Ｃｏとの共振回路で共振させ、擬似共振周波数領域で動作させる前記基準周波数に基づく第二の駆動電圧出力回路と、
を有する。

このような本発明の第２の観点の駆動回路装置の構成とすることにより、超音波モータの圧電振動子を励振させる駆動電圧を、第１の観点の発明に比較し、巻数比のより小さいリーケージトランスとすることが可能になる。このようなリーケージトランスを使用して入力側のパルス電圧のＥＴ積に比例する電力量を、リーケージインダクタＬｋと圧電振動子の制動容量Ｃｏの共振回路で、正弦波状の交流電圧に増幅変換させることが可能になる。この結果として、入力側の高周波電力のパルス幅の変化による影響を受けない波形歪みのない変換効率の高い超音波モータの駆動回路装置として提供することができる。

また、本発明の第１の観点または第２の観点の超音波モータの駆動回路装置の発明に、
第一のリーケージトランスの出力側の電圧または電流を検出してフィードバック信号を生成する第一の検出回路と、
第二のリーケージトランスの出力側の電圧または電流を検出してフィードバック信号を生成する第二の検出回路と、
からなる回路のうちどちらか一方の検出回路を付加するものである。
このように検出回路を付加することにより、電圧または電流をフィードバックして入力側の駆動信号の補正指令信号となるため、さらに精度の良い出力側の圧電振動子の駆動電圧が得られるように寄与し、安定した超音波モータの回転制御が可能になる。

本発明は、トランスの入力側における高周波電力の直流の入力電源の変動による影響を受けないトランスの出力としての駆動電圧を一定にする正弦波に近い高周波駆動電力を発生させることが可能となり、波形歪みがなく変換効率の高い超音波モータの駆動回路を提供することができる。

本発明における超音波モータの駆動回路の全体構成を説明する概略図 発振回路の一例を示す説明図 駆動信号発生回路の一例を示す説明図 駆動信号のタイミング例を示すタイミングチャート ドライバ回路の一例を示す説明原理図 （Ａ）は電圧検出回路の一例を示す説明図、（Ｂ）は電流検出回路の一例を示す説明図 本発明の圧電振動子を駆動させる擬似共振周波数領域の説明図 本発明のリーケージトランスを使用した場合の入力と出力の波形図 比較例を示す従来トランスを使用した場合の入力と出力の波形図 本発明のリーケージトランスを使用した場合の入力と出力の波形図 比較例を示す従来トランスを使用した場合の入力と出力の波形図 本発明のリーケージトランスを使用した場合の入力と出力の波形図 比較例を示す従来トランスを使用した場合の入力と出力の波形図 本発明のリーケージトランスを使用した場合の入力と出力の波形図 比較例を示す従来トランスを使用した場合の入力と出力の波形図 特許文献１の超音波モータの駆動回路の全体構成を説明する概略図 特許文献２の超音波モータの駆動回路の全体構成を説明する概略図 特許文献３の超音波モータの駆動回路の全体構成を説明する概略図

以下に、図１を参照して本発明に関連する構成概要を説明したうえで、図２〜図１５を使用して個々の部分を多少詳しく説明していく。なお、超音波モータを駆動するためには、基本となる高周波駆動電圧と、この高周波駆動電圧と９０°位相差のある高周波駆動電圧が少なくとも必要になる。このため、高周波電力増幅用のトランスは二つ必要になる。したがって、二つのトランスにそれぞれ入力するための回路が対で必要になるが、一方の回路装置のみの説明で他方の回路の説明を省略する。

まず、図１を参照して説明する。最初に本発明の回路で駆動する超音波モータの回転速度を制御する基準周波数、例えば７０〜７５ＫＨｚのパルス波、すなわち基準周波数の信号を発生する発振回路１が設けられている。この発振回路１は、次段の駆動信号発生回路２の比較器の反転端子に入力させる例えば７０〜７５ＫＨｚの三角波の生成回路である。この発振回路１の次段には、後段のスイッチング回路７Ａ、７Ｂを制御する駆動信号発生回路２が設けられている。

駆動信号発生回路２は、前段の発振回路１から出力された三角波と後段のフィードバックの検出信号をうけて、超音波モータの回転速度を制御する高周波の駆動信号を発生させる機能を有する。すなわち、駆動信号発生回路２は、一例として説明すると、後段の検出回路１２，１３の検出信号を誤差増幅回路部分に入力させ、さらに誤差増幅回路部分の出力と前述の三角波を比較回路部分でデューティ比の異なるパルス波の制御信号に変換させる。このように駆動信号発生回路２は、ＰＷＭ（ＰＷＭはPulse Width Modulation の略語であり、パルス幅変調の意味である。）制御回路が使用される。このＰＷＭ制御回路は、超音波モータの回転速度を一定にするために、トランスＴ１、Ｔ２の出力される高周波電圧の高さに応じたパルス幅の制御をすることによって出力側の電圧を一定にする役割を担う。特に、先行する公知技術では、超音波モータの回転速度を一定にするために、パルス幅の制御をするが、結果的には二次側の電圧変化が別のメカニズムで起こる部分もあるため、ＰＷＭ制御回路は効率よく活かされない結果になる。この理由は前述した通りである。駆動信号発生回路２の出力は、次段のドライバ回路３、４、５および６に出力される。

ドライバ回路、すなわち、ゲートドライブ回路３、４、５および６は、後段のスイッチング回路７Ａ、７Ｂの種類に応じた個数が設けられる。図１の例はスイッチング回路がフル・ブリッジ回路になっているので、合計４個のゲートドライブ回路が示されている。このようなゲートドライブ回路３、４、５および６は、前段の駆動信号発生回路２と後段のスイッチング出力回路とのインターフェースをする役割の回路である。すなわち、スイッチング回路７Ａ、７Ｂを構成するパワーＭＯＳＦＥＴトランジスタのスイッチング回路で必要になるゲート電圧値に調整し、スイッチング回路７Ａ、７ＢのパワーＭＯＳＦＥＴトランジスタのゲートに出力される。

スイッチング回路は、種類によって異なるが位相の異なる２系統の回路ごと２個ずつのスイッチング素子４個が必要になる。図１に示すフル・ブリッジ回路のように８個の場合もある。これらのスイッチング素子を駆動するために、後述する二種とか四種のタイミングの異なる駆動高周波信号に基づき駆動用の電源から供給される電力を、スイッチングにより高周波駆動電力として次段のトランスＴ１、Ｔ２の一次巻線へそれぞれ供給する役割を担う。この結果、トランスＴ１、Ｔ２の二次巻線側に巻数比に応じた高周波駆動電圧が誘導される。

次に、トランスＴ１、Ｔ２について簡単に説明する。トランスＴ１、Ｔ２は、本発明の対象回路には、今まで使用されたことがないリーケージトランスを用いる。このリーケージトランスＴ１、Ｔ２は、今日まで使用されなかった理由は、二次側巻線に鎖交しない一次側巻線側の磁束が発生し変換効率に寄与せず損失を発生するからである。本発明は、今までの発想と異なる考え方から生まれた。すなわち、リーケージトランスＴ１、Ｔ２の一次巻線が発生する磁束のうち、二次巻線と鎖交しないオーバー磁束を等価回路的に二次巻線に直列に接続されるようなチョークコイルの働きを積極的に利用することが可能であることに気づいたことにある。過去において、チョークコイルの働きを積極的に利用する蛍光灯やネオン灯、その他放電灯の電流安定器などに利用されているが、超音波モータの駆動回路装置のように二次巻線に並列にコンデンサ素子など余分な部品を接続しない回路では、このような発想は一般的に考えない。しかしながら、本発明者等は、後述する超音波モータの回転駆動源であるリング状圧電振動子を等価回路としたとき、制動容量Ｃｏがあり、この容量を使用できないかと考えたことに始まった。要するに新たな部品を使用せずに従来の回路のままトランスをリーケージトランスとしてリーケージインダクタを適切な値に設計することにより思いもよらない共振回路効果を得られることがわかったからである。リーケージトランスＴ１とリーケージトランスＴ２のそれぞれの一次巻線には、少なくとも９０°の位相差のある高周波電圧がそれぞれのスイッチング回路の制御によって入力される。二つのリーケージトランスＴ１、Ｔ２は同じものが使用される。これらのトランスＴ１、Ｔ２の二次巻線は、フル・ブリッジ方式のスイッチング回路から入力される駆動高周波電圧の電圧値を、超音波モータの回転駆動源であるリング状圧電振動子を駆動する電圧値、例えば７０Ｖ〜１２０Ｖのような高周波の高電圧値にするための巻数が必要となる。このような高周波の高電圧は、圧電振動子１５の仕様によって決まってくる。先の場合、一次側の巻線へ供給される駆動高周波電力の電圧値が例えば、６Ｖ程度あれば、一次側巻線と二次側巻線との比は１：１１〜２０くらいになる。ただし、ハーフ・ブリッジ方式のスイッチング回路の場合の巻数比は、１：２２〜４０のように２倍の巻数比が必要になる。リーケージインダクタＬｋは、リング状圧電振動子の制動容量Ｃｏと共振周波数ｆｏとが決定できれば、Ｌｋ ＝ １／（ｆｏ^２×４π^２×Ｃｏ）の式から導き出し、設計することが可能になる。

次に、超音波モータの回転駆動源であるリング状圧電振動子について簡単に説明する。超音波モータの大きさにより異なるが、例えば一眼レフカメラのレンズ駆動装置に組み込まれるリング状圧電振動子は、一方の主面に厚み方向に一定区域ごとに交互に分極された区域に合わせて分割された多数の電極１５ａ、１５ｂが設けられている。他方の主面には、二分されたあるいはリング状の共通電極１５ｃが設けられている。分割された電極１５ａ群と共通電極１５ｃの電極との間、分割された電極１５ｂ群と共通電極１５ｃの電極との間に別々のトランスから９０°位相の異なる駆動高周波電力がそれぞれ印加されるように接続されている。

以上、図１に基づいた本発明の構成の概要を説明したが、それぞれの構成を図２〜図１５に基づいて、原理または実施態様としてもう少し詳しく説明する。 まず、図１の発振回路１は、図２に示すような原理に基づき基準周波数の三角波を発生させる。図２に示した例は、オペアンプ２０によるシュミット回路１８とオペアンプ２１による積分回路の組み合わせで三角波を発生させる回路ある。このような回路を使用することにより、時間に比例した電圧上昇をし、オペアンプ２０の帰還抵抗Ｒ２０とＲ２２の比によりピーク電圧が決定される。ただし、これらの帰還抵抗の関係は、Ｒ２０＞Ｒ２２とする。このピーク電圧まで時間とともに電圧が上昇し。ピーク電圧になると比較電圧の０電位になる。基本的には三角波ができればどのような回路でも良く、機能を求めれば、種々の付設回路が必要になる。三角波の上昇していくリニアリティ性が次段のＰＭＷ制御に影響するので、単なるＣＲ積分回路ではなく、図２のようなオペアンプと組み合わせた積分回路が実用的な回路として使用されている。 また、位相比較器、ループフィルタ、電圧制御発振回路（ＶＣＯ回路）、分周器からなる位相同期回路（ＰＬＬ回路）を利用することも可能である。さらには、次段の駆動信号発生回路２に合わせて、基準周波数の三角波以外の信号を基準周波数の信号とする場合もある。例えば、次段の駆動信号発生回路２に合う信号において、基準周波数の方形波信号を作成する場合もある。

次に、図３を参照して駆動信号発生回路２の原理的な説明をする。この回路の基本的な機能は、発振回路１で作られた三角波を使用して、リーケージトランスＴ１、Ｔ２の出力が一定電圧になるように検出回路１２、１３からの検出信号に基づいて、入力側の高周波電力の供給時間を調整する駆動信号を発生することにある。したがって、検出信号をパルス幅調整の変調信号にするための誤差増幅回路２５と比較回路２６との組み合わせによって基本的な回路が構成されている。超音波モータの使用中に負荷が軽くなると二次側に流れる駆動電流は小さくなり、駆動電圧は上昇する。例えば、電流検出回路の検出信号の電圧は下がる。誤差増幅回路のオペアンプ２８の反転端子の電圧が下がり、その出力電圧は上昇する。この出力電圧を比較回路のオペアンプ３０の非反転端子に入力させると、三角波と比較し三角波のほうが高い期間だけハイレベルの出力となるため、Ｈレベルの期間が短くなり、パルス幅が狭くなる。この結果、一次側の高周波電圧の供給は、短くなる。この説明と逆の場合、オペアンプ３０の出力は、Ｈレベルの期間が長くなり、パルス幅が広くなる。このようにして後段のスイッチング制御の信号を生成することができる。このように生成された信号は、図１における駆動信号発生回路２の出力を次段のドライバ回路３、４、５および６へ、それぞれ異なる駆動信号１Ａ、１Ｂ、２Ａおよび２Ｂとしてそれぞれ出力する。以上、図面に基づいた説明をしたが、ＰＷＭ制御は、三角波を指令信号に基づいて、行う説明をしたが、デジタル的な制御方法で、信号を生成する場合もある。例えば、アナログ信号である検出信号をデジタル信号に変換することにより、デジタル信号値が決める。この決められたデジタル信号値にあったオン時間を計算する。あるいは、ＩＣ内のテーブルの値でオン時間を決めておく。そうすることによりクロックのカウントでオン時間を出力することができる。このようにしてＰＷＭ変調された駆動信号の生成が可能である。

図４を参照して駆動信号１Ａ、１Ｂ、２Ａおよび２Ｂについて説明する。駆動信号１Ａはドライバ回路３に出力し、駆動信号１Ｂはドライバ回路４に出力する。また、駆動信号２Ａはドライバ回路５に出力し、駆動信号２Ｂはドライバ回路６に出力する。次に、図４のタイミングチャートに基づいて、それぞれの駆動信号の位相差を説明する。駆動信号１Ａを基準にすると、駆動信号１Ｂは駆動信号１Ａと１８０°の位相差を有する。駆動信号２Ａは駆動信号１Ａと９０°の位相差を有する。駆動信号２Ａと駆動信号２Ｂとは駆動信号１Ａと駆動信号１Ｂとの関係と同様に１８０°の位相差を有する。このような関係を利用して、１Ａと２Ａの位相差をー９０°とすると、超音波モータは逆転させることができる。このような位相差のある駆動信号を後段のドライバ回路３、４、５および６に供給することになる。駆動信号１Ａおよび１Ｂは、後述する一方のトランスＴ１に供給する駆動高周波電力の制御信号となる。また、駆動信号２Ａおよび２Ｂは、後述する他方のトランスＴ２に供給する駆動高周波電力の制御信号となる。図１に記載しない二種の信号で駆動回路を構成させる場合、９０°位相の駆動信号１Ａと駆動信号２Ａのみの出力が駆動信号発生回路２に課せられる。 上述した駆動信号１Ａを基準として、他の駆動信号１Ｂ、２Ａおよび２Ｂは９０°位相シフト回路と、１８０°位相シフト回路などで、それぞれの信号を生成することができ、次段のドライバ回路３、４、５および６へＰＷＭ制御の駆動信号を出力することができる。

図１のドライバ回路、すなわち、ゲートドライブ回路３、４、５および６は、前
述した通りであるが、図５で回路例を説明する。ゲートドライブ回路３、４、５および６は、次段のスイッチング回路のパワーＭＯＳＦＥＴトランジスタで必要になるゲート電圧値に調整する。このため、図５に示すように電圧増幅回路３２を組み込むことになる。すなわち、後段のスイッチング回路がパワーＭＯＳＦＥＴトランジスタを使用する場合、ゲートーソース間電圧Ｖｇｓは一次側入力電圧Ｖｉｎより例えば１０Ｖほど高い電圧にする必要がある。このような電圧増幅回路３２の働きで、スイッチング回路の機能を果たすことが可能になる。前述の電圧増幅回路３２は、マイクロコンピュータで駆動されるトランジスタ、例えばバイポーラトランジスタが組み込まれることが多く、コレクター側の出力のインピーダンスが高くなるため、一般的にバッファー回路３４を組み込み、低インピ―ダンスで次段のパワーＭＯＳＦＥＴトランジスタ駆動するようにして、スイッチング損失の増大化するのを防止することが多い。バイポーラトランジスタのスイッチング速度が遅いため、スイッチング速度を速める対策として、バイポーラトランジスタのベース入力側にベース駆動抵抗Ｒｂに並列にコンデンサＣｓｕを追加することなどが基本的に行われる。ゲートドライブ回路３、４、５および６の出力は前述したように、後段のスイッチング回路を構成するそれぞれのパワーＭＯＳＦＥＴトランジスタのゲートに出力する。

図１に基づいてスイッチング回路７の説明をする。スイッチング回路７は、駆動信号発生回路２の駆動信号に基づいて後段の電圧増幅するトランスの入力側に供給する電圧Ｖｉｎを高周波パルスに変換するためのスイッチングをする役割を担う。このスイッチング回路７は、図１に示すフル・ブリッジ回路以外にハーフ・ブリッジ回路あるいはプッシュ・プル回路などが用いられる。このようなスイッチング回路７は、パワーＭＯＳＦＥＴトランジスタが４個もしくは８個の組み合わせ回路になる。一つのゲートドライブ回路に対応してハイサイドとローサイドのスイッチング素子の組み合わせが必要になる。図１のスイッチング回路７Ａ、７Ｂは、各スイッチング素子７Ｈおよび７Ｌ、８Ｈおよび８Ｌ、９Ｈおよび９Ｌ、１０Ｈおよび１０Ｌ、で構成されている。ハーフ・ブリッジのスイッチング回路では、各スイッチング素子のうち、８Ｈおよび８Ｌ、１０Ｈおよび１０Ｌがない回路となる。このため駆動信号１Ｂ、２Ｂがなく、ドライバ回路４および６のない回路になる。 図１のスイッチング回路７Ａ、７Ｂは、図４に示した駆動信号のタイミングでハイレベルのゲートーソース間電圧Ｖｇｓがそれぞれのスイッチング素子７Ｈおよび７Ｌ、８Ｈおよび８Ｌ、９Ｈおよび９Ｌ、１０Ｈおよび１０Ｌに印加される。そのときにそれぞれのスイッチング素子は、ゲートを開き回路をオン状態にする。そのタイミングに、駆動用の電源電圧Ｖｉｎがスイッチング回路の制御信号による通電時間の交流パルスの電力をリーケージトランスＴ１、Ｔ２の一次巻線に印加し、二次巻線に増幅された交流電圧が例えば７０〜１２０ボルトの電圧として誘導される。本発明では、単に電圧が誘導されるのではなく、二次巻線側に回路形成される共振回路による正弦波状の交流電圧になるが、この説明は後述する。

次に、リーケージトランスＴ１、Ｔ２の二次側に設けられる検出回路について、図６に基づき説明する。図６（Ａ）には電圧検出回路３６が示されている。一般的な電圧検出回路３６なので説明するまでもないが、分圧電圧を検出信号とする例である。また、図６（Ｂ）には電流検出回路３７が示されている。この場合も一般的な電流検出回路３７なので説明するまでもないが、検知電流を検知信号とする例である。これらの検知信号は、駆動信号発生回路２へ検出信号としてフィードバックされ、駆動信号発生回路２を構成する誤差増幅回路２５の入力信号とされる。 本発明ではリーケージトランスＴ１、Ｔ２の二次巻線に誘導される周波数が例えば７０〜７５ＫＨｚの交流パルス電圧は、リーケージインダクタＬｋと超音波モータの回転源の圧電振動子１５の等価回路で示される制動容量Ｃｏとの直列共振をする。図７を参照して説明をする。直列共振回路では、

の一般式で示される共振をする。したがって、圧電振動子の制動容量Ｃｏが決定されると、リーケージインダクタンスＬｋを決定することにより、所望の直列共振回路が得られる。図７に示すように、電気的共振周波数ｆｏは、６４．９ＫＨｚの例を示した。
超音波モータの圧電振動子の駆動周波数ｆｄは、電気的共振周波数ｆｏの近傍から外さなければならない。その理由は、周囲温度で変動する制動容量Ｃｏは安定しにくく、ゲインが下がったり上がったりすることになると、フィードバック制御ができなくなるからである。そこで、ゲインが比較的安定な周波数領域で駆動させる必要がある。また、電気的共振周波数ｆｏより低い側では圧電振動子の機械的共振周波数ｆｍより低くなる可能性が多く、低い場合は振動が止まるため駆動周波数ｆｄの範囲として相応しくない。
そこで、圧電振動子は、機械的共振周波数ｆｍより高く、振動の安定化しやすい周波数帯域で駆動させる必要がある。ただし、機械的共振周波数ｆｍよりあまり高くなると振動が小さくなるので、限度がある。
以上のような理由から、電気的共振周波数ｆｏと機械的共振周波数ｆｍが比較的近い範囲であれば、駆動周波数ｆｄの範囲はｆｏの＋３％〜２０％が好ましい範囲であり、ｆｏの＋５％〜１５％がより好ましい範囲である。このような範囲にすることにより、ゲインの安定化が図れると同時に、圧電振動子の十分な振動も得られ、超音波モータの駆動回路として実用の範囲を維持できるようになる。したがって、発振回路の基準周波数は、電気的共振周波数ｆｏの＋３％〜２０％が好ましい範囲であり、ｆｏの＋５％〜１５％がより好ましい範囲となるように設計することになる。
以上に説明したリーケージトランスＴ１、Ｔ２の二次側にできる回路が圧電振動子の駆動電圧生成回路となるのである。

このようにリーケージトランスＴ１、Ｔ２の二次側に発生するリーケージインダクタンスＬｋと制動容量Ｃｏとの直列共振回路を利用することによって、二次側のトランス出力は、正弦波状の交流電圧として現れる。例えば、トランスの一次側の入力電圧が変化し、スイッチングによる駆動信号１Ａ、１Ｂのパルス幅が変化したとしても、トランスの一次側の入力パルスのＥＴ積が決まっていれば、二次側のトランス出力はほぼ一定電圧の正弦波交流電圧となる。したがって、負荷変動によるフィードバックがかかり、駆動信号のパルス幅を変化させて、制御してもままならなかったトランスの二次側の出力電圧をほぼ一定とすることができ、圧電振動子を安定して駆動することができる。すなわち、本発明によれば、より安定した超音波モータの回転を制御することが可能となる。

本発明の回路装置の効果を実証するために、図１の実験回路における本発明の結果を図８、図１０、図１２および図１４と、比較例の結果を図９、図１１、図１３および図１５と、を対比して説明する。 本発明の実証をするリーケージトランスは、結合係数が０．８３９、リーケージインダクタンスが３．７６ｍＨ、の一次側のインダクタンス８１．０μＨ、の二次側のインダクタンス１２．７ｍＨである。なお、巻数比は１２．５である。比較のための従来どおりのトランスは、結合係数が０．９９１、リーケージインダクタンスが４３．０μＨ、一次側のインダクタンス３．９μＨ、二次側のインダクタンス２．４ｍＨである。なお、巻数比は２４．８である。

図８と図９とは、一次側の供給駆動電圧Ｖｉｎ３Ｖ、デューティ比２５％、駆動信号周波数７５ｋＨｚ、パルス電圧ＥＴ積１０．０ＶμＳとした。リーケージインダクタンスの共振を利用した場合、図８に示すように、トランス出力波形は、７０Ｖｒｍｓの正弦波形になっている。ところが、従来どおりのトランスで、出力側の共振を利用しない場合、巻数比が約２倍であるにもかかわらず、図９に示すように、ｐ−ｐ電圧＋７５〜−７５Ｖの電圧で入力側の供給駆動電圧Ｖｉｎをそのまま増幅したような波形であった。

次に、図１０と図１１とは、一次側の供給駆動電圧Ｖｉｎ５Ｖ、デューティ比１５％、駆動信号周波数７５ｋＨｚ、パルスＥＴ積１０．０ＶμＳとした。リーケージインダクタンスの共振を利用した場合、図１０に示すように、トランス出力波形は、７０Ｖｒｍｓの正弦波形になっている。ところが、従来どおりのトランスで、出力側の共振を利用しない場合、巻数比が約倍数であるにもかかわらず、図１１に示すように、ｐ−ｐ＋１１０〜−１１０Ｖの電圧で入力側の供給駆動電圧Ｖｉｎの矩形波をそのまま増幅したような波形であった。

次に、図１２と図１３とは、一次側の供給駆動電圧Ｖｉｎ７Ｖ、デューティ比１０．７％、駆動信号周波数７５ｋＨｚ、パルスＥＴ積約１０．０ＶμＳとした。リーケージインダクタンスの共振を利用した場合、図１２に示すように、トランス出力波形は、７０Ｖｒｍｓの正弦波形になっている。ところが、従来どおりのトランスで、出力側の共振を利用しない場合、巻数比が約倍数であるにもかかわらず、図１３に示すように、ｐ−ｐ電圧＋１６０〜−１６０Ｖの電圧で入力側の供給駆動電圧Ｖｉｎの矩形波をそのまま増幅したトリガ状の波形であった。

次に、図１４と図１５とは、一次側の供給駆動電圧Ｖｉｎ９Ｖ、デューティ比８．３％、駆動信号周波数７５ｋＨｚ、パルスＥＴ積約１０．０ＶμＳとした。リーケージインダクタンスの共振を利用した場合、図１４に示すように、トランス出力波形は、７０Ｖｒｍｓの正弦波形になっている。ところが、従来どおりのトランスで、出力側の共振を利用しない場合、巻数比が約倍数であるにもかかわらず、図１５に示すように、ｐ−ｐ電圧＋１８０〜−１８０Ｖの電圧で入力側の供給駆動電圧Ｖｉｎの矩形波をそのまま増幅したトリガ状の波形であった。

以上、図８、図１０、図１２および図１４と、図９、図１１、図１３および図１５と、の比較により入力側の供給駆動電圧ＶｉｎのパルスＥＴ積を１０．０ＶμＳ一定にするため、供給駆動電圧Ｖｉｎを３Ｖから９Ｖ、駆動信号のデューティ比を２５％〜８．３％の間で変化させ、トランスの二次側の出力である圧電振動子の駆動電圧Ｖｄになる電圧波形を観察した結果、本発明による電圧波形は、７０Ｖｒｍｓ（一定値）の正弦波交流電圧となり、超音波モータをいつも一定の回転数で駆動が可能になることが実証された。
一方、従来どおりのトランスを使用した場合において、巻数比に応じた増幅電圧となり、駆動信号のパルス幅がトランス出力にそのまま出現され、パルス幅の狭い高周波電圧として圧電振動子に入力される場合、振動に寄与しない電圧となり損失が大きくなってしまう。例えば、トランスの出力電圧が上昇し、検出回路から電圧を下げるフィードバックがかかり、駆動信号発生回路に指令され、パルス幅の狭い駆動信号が生成され、スイッチング回路を駆動すると、結果的に波高値の高い高周波の出力電圧になる。このような場合、圧電振動子の破壊に至る自体も可能性としてあり得るので、注意を払わなければならないので、設計上の自由度が失われる。

以上本発明について、必要な説明をしてきたが、これまでの説明において、図１を中心に各部の説明をしてきたが、実用的で高級な部類に属す回路例であったが、駆動回路に要求される精度によっては回路を省略できる。検出回路３６や３７は、図１のようにそれぞれのトランスＴ１またはＴ２それぞれの出力ごとに設けてあることが好ましい。しかし、同様の出力が得られているものとみなし、一方の検出回路のみの信号で、基準信号を発生する回路にフィードバックすることで十分な場合もある。あるいは、必要な回路にそれぞれフィードバックすればよい場合もあり、本発明においてはそのような駆動回路であっても良い。

また、上記よりもさらに回路の省略をする場合もある。上記のように検出回路３６や３７をどちらか一方の回路のみにした上で、駆動信号発生回路２の誤差増幅回路２５の基準信号を発生する回路の一方のみに省略し、９０°の位相差を設けて他方の比較回路２６の制御信号とすることが可能であり、本発明においてはそのような駆動回路であっても良い。

さらに、比較回路２６も一方のみに省略し、一方の回路から出力されるＰＷＭ制御信号を９０°位相回路を使用し、次段のドライバ４、６へ出力する簡易回路なども使用可能であり、本発明においてはそのような駆動回路であっても良い。

本発明においては、基準になる信号の生成できれば、その信号を、９０°位相シフト回路あるいは１８０°の位相シフト回路からの信号を利用することができるので、本発明では要求度に応じた簡易回路を組み込むことが可能である。いづれにしても、本発明においては、トランスＴ１、Ｔ２それぞれの出力側を共振させ、トランスＴ１、Ｔ２の一次側の駆動電力のパルス幅に左右されることなく、二次側にパルスＥＴ積に対応した正弦波出力を得ることができる。

本発明は解決課題を持たない限り発明することができない優れたものである。すなわち、新たな部品を加えるのではなく、トランスをリーケージトランスに変更し、設計定数を選定することにより完成させることがでるものであり、既存の回路の単なる組み合わせという範疇には属さない優れた発明である。

以上、本発明に関連する超音波モータの回転源の圧電振動子を駆動する回路を公知の部分を含めて説明したが、本発明の要部に関する以外は、説明していないものも含むことは説明するに及ばず、それらの説明を省略する。

超音波モータは冒頭で述べたデジタル一眼レフカメラはもとより、光学機器のオートズーム、光学ヘッドの位置決め、車載用アンテナの位置決めなどの精密な駆動用モータとして使用され、本発明を十分利用できるとともに、今後も用途の拡大が可能になってくる。

１：発振回路（三角波発振回路）
２：駆動信号発生回路（ＰＷＭ制御回路）
３、４、５、６：ドライバ回路（ゲートドライブ回路）
７Ａ、７Ｂ：スイッチング回路
７Ｈ、７Ｌ、８Ｈ、８Ｌ：スイッチング素子
９Ｈ、９Ｌ、１０Ｈ、１０Ｌ：スイッチング素子
１２、１３：検出回路
１５：超音波モータの回転源の圧電振動子
２０、２１：発振回路の比較器
２５：駆動信号発生回路の誤差増幅回路
２６：駆動信号発生回路の比較回路
２８：誤差増幅回路の比較器
３０：比較回路の比較器
３２：ゲートドライブ回路の電圧増幅回路
３４：ゲートドライブ回路のバッファー回路

Claims (12)

1. 圧電振動子により回転される超音波モータを駆動する駆動回路装置であって、
   基準周波数の信号を発生する発信回路と、
   前記基準周波数の信号と第一のリーケージトランスの出力における第一の検出信号とを受けて第一の駆動信号と、前記基準周波数の信号と第二のリーケージトランスの出力における第二の検出信号とを受けて前記第一の駆動信号と９０°の位相差を有する第二の駆動信号と、を生成する駆動信号発生回路と、
   前記第一の駆動信号で第一のスイッチング回路を駆動可能に調整する第一のドライバ回路と、
   前記第二の駆動信号で第二のスイッチング回路を駆動可能に調整する第二のドライバ回路と、
   一次側の入力電源の印加を前記第一の駆動信号に基づいて制御する前記第一のスイッチング回路と、
   一次側の入力電源の印加を前記第二の駆動信号に基づいて制御する前記第二のスイッチング回路と、
   前記第一のスイッチング回路で制御された前記入力電源に基づく高周波電力が入力側に印加される前記第一のリーケージトランスと、
   前記第二のスイッチング回路で制御された前記入力電源に基づく高周波電力が入力側に印加される前記第二のリーケージトランスと、
   を備え、
   前記第一のリーケージトランスで電力増幅された高周波電圧を、前記第一のリーケージトランスのリーケージインダクタンスＬｋ１及び前記圧電振動子の制動容量Ｃｏから成る直列共振回路で共振させるとともに、前記第二のリーケージトランスで電力増幅された高周波電圧を、前記第二のリーケージトランスのリーケージインダクタンスＬｋ２及び前記圧電振動子の制動容量Ｃｏから成る直列共振回路で共振させることにより得られる正弦波状の交流電圧によって前記圧電振動子を駆動する、
   ことを特徴とする超音波モータの駆動回路装置。
2. 前記第一のリーケージトランスの出力側の電圧または電流を検出して前記第一の検出信号を生成する前記第一の検出回路と、
   前記第二のリーケージトランスの出力側の電圧または電流を検出して前記第二の検出信号を生成する前記第二の検出回路と、
   からなる検出回路のうちどちらか一方の検出回路を付加することを特徴とする請求項１の超音波モータの駆動回路装置。
3. 前記第一のリーケージトランスの出力側の電圧または電流を検出して前記第一の検出信号を生成する前記第一の検出回路と、
   前記第二のリーケージトランスの出力側の電圧または電流を検出して前記第二の検出信号を生成する前記第二の検出回路と、
   からなる検出回路を付加することを特徴とする請求項１の超音波モータの駆動回路装置。
4. 前記第一の検出回路と前記第二の検出回路とをどちらか一方の検出回路で他方の検出回路を兼用することを特徴とする請求項３の超音波モータの駆動回路装置。
5. 前記第二の駆動信号は、前記第一の駆動信号を９０°の位相シフト回路で位相シフトすることにより生成されることを特徴とする請求項１の超音波モータの駆動回路装置。
6. 前記交流電圧の擬似共振周波数領域は、前記リーケージインダクタンスＬｋ２と前記圧電振動子の制動容量Ｃｏとの共振回路の共振周波数ｆｏより高い周波数範囲にあることを特徴とする請求項１の超音波モータの駆動回路装置。
7. 圧電振動子により回転される超音波モータを駆動する駆動回路装置であって、
   基準周波数の信号を発生する発信回路と、
   前記基準周波数の信号と第一のリーケージトランスの出力における第一の検出信号とを受けて第一の駆動信号と、前記基準周波数の信号と第二のリーケージトランスの出力における第二の検出信号とを受けて前記第一の駆動信号と９０°の位相差を有する第二の駆動信号と、前記基準周波数の信号と前記第一の検出信号とを受けて前記第一の駆動信号と１８０°の位相差を有する第三の駆動信号と、前記基準周波数の信号と前記第二の検出信号とを受けて前記第二の駆動信号と１８０°の位相差を有する第四の駆動信号と、を生成する駆動信号発生回路と、
   前記第一の駆動信号で第一のスイッチング回路を駆動可能に調整する第一のドライバ回路と、
   前記第二の駆動信号で第二のスイッチング回路を駆動可能に調整する第二のドライバ回路と、
   前記第三の駆動信号で第三のスイッチング回路を駆動可能に調整する第三のドライバ回路と、
   前記第四の駆動信号で第四のスイッチング回路を駆動可能に調整する第四のドライバ回路と、
   一次側の入力電源の印加を前記第一の駆動信号に基づいて制御する前記第一のスイッチング回路と、一次側の入力電源の印加を前記第三の駆動信号に基づいて制御する第三のスイッチング回路と、
   一次側の入力電源の印加を前記第二の駆動信号に基づいて制御する第二のスイッチング回路と、一次側の入力電源の印加を前記第四の駆動信号に基づいて制御する第四のスイッチング回路と、
   前記第一のスイッチング回路で制御された前記直流入力電源に基づく高周波電力が入力側の一端に印加され、前記第三のスイッチング回路で制御された前記直流入力電源に基づく高周波電力が前記入力側の他端に印加される第一のリーケージトランスと、
   前記第二のスイッチング回路で制御された前記直流入力電源に基づく高周波電力が入力側の一端に印加され、前記第四のスイッチング回路で制御された前記直流入力電圧に基づく高周波電力が入力側の他端に印加される第二のリーケージトランスと、
   を備え、
   前記第一のリーケージトランスで電力増幅された高周波電圧を、前記第一のリーケージトランスのリーケージインダクタンスＬｋ１と前記圧電振動子の制動容量Ｃｏから成る直列共振回路で共振させるとともに、前記第二のリーケージトランスで電力増幅された高周波電圧を、前記第二のリーケージトランスのリーケージインダクタンスＬｋ２及び前記圧電振動子の制動容量Ｃｏから成る直列共振回路で共振させることにより得られる正弦波状の交流電圧によって前記圧電振動子を駆動する、
   ことを特徴とする超音波モータの駆動回路装置。
8. 前記第一のリーケージトランスの出力側の電圧または電流を検出して前記第一の検出信号を生成する前記第一の検出回路と、
   前記第二のリーケージトランスの出力側の電圧または電流を検出して前記第二の検出信号を生成する前記第二の検出回路と、
   からなる検出回路のうちどちらか一方の検出回路を付加することを特徴とする請求項７の超音波モータの駆動回路装置。
9. 前記第一のリーケージトランスの出力側の電圧または電流を検出して前記第一の検出信号を生成する前記第一の検出回路と、
   前記第二のリーケージトランスの出力側の電圧または電流を検出して前記第二の検出信号を生成する前記第二の検出回路と、
   からなる検出回路を付加することを特徴とする請求項７の超音波モータの駆動回路装置。
10. 前記第一の検出回路と前記第二の検出回路とをどちらか一方の回路で兼用することを特徴とする請求項９の超音波モータの駆動回路装置。
11. 前記第二の駆動信号は、前記第一の駆動信号を９０°の位相シフト回路で位相シフトすることにより生成され、前記第三の駆動信号は、前記第一の駆動信号を１８０°の位相シフト回路で位相シフトすることにより生成され、前記第四の駆動信号は前記第二の駆動信号を１８０°の位相シフト回路で位相シフトすることにより生成されることを特徴とする請求項７の超音波モータの駆動回路装置。
12. 前記交流電圧の擬似共振周波数領域はリーケージインダクタンスＬｋ２と前記圧電振動子の制動容量Ｃｏとの共振回路の共振周波数ｆｏより高い周波数範囲であることを特徴とする請求項７の超音波モータの駆動回路装置。
    

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