JP5375137B2 - モータ・インバータシステム - Google Patents

Description

本発明は、キャリア周波数でＰＷＭ変調されたインバータからモータを駆動するモータ・インバータシステムに関する。

ＰＷＭ制御された電流をＵ、Ｖ、Ｗ各相に供給するＡＣサーボモータにおいて、磁束波形のリップル幅を縮小して鉄損を低減するために、各相に複数系統のコイルを設け、各系統のコイルを位相のずれたＰＷＭ波で駆動する技術が知られている（例えば、特許文献１）。この技術によれば、各相に２系統のコイルを設けた場合、互いに１８０゜位相がずれたＰＷＭ波で各系統のコイルを駆動することにより、一方の系統の電流リップルの山と、他方の系統の電流リップルの谷とが時間的に重なるので、合成磁束のリップルの幅を小さくして鉄損が減少する。

特開平６−１９７５９３号公報

しかしながら上記従来例では、３相モータを駆動するために３相インバータが２つ必要となるため、インバータの数が通常の３相モータの２倍必要となる。また、各インバータのスイッチング素子に流れる電流、及びスイッチング素子にかかる電圧は通常の３相モータ用インバータと変わらないために、インバータ損失が２倍に増加するという問題点があった。

上記問題点を解決するために本発明は、それぞれ２つのコイルを備えたｍ（ｍは３以上の整数）個のティースを有するモータと、ｍ個のハーフブリッジからｍ相電流を前記モータに供給するインバータと、を備えたモータ・インバータシステムであって、あるティースに巻かれたひとつのコイルと他のティースに巻かれたひとつのコイルとを直列に接続し、直列に接続された２つのコイルに発生する誘起電圧位相は互いに３６０／ｍ［°］異なり、各ティースに巻かれた２つのコイルに流れる電流は、互いに前記インバータにおけるＰＷＭキャリア波の位相が異なり、ｍの約数のうち１とｍ以外のひとつをＫとしたとき、ｍ個の電圧指令ベクトルのうち、足して０になるＫ個の電圧指令ベクトルをひとつのグループとし、同じグループの電圧指令と比較するキャリア波の位相は同一とし、グループ毎のＰＷＭキャリア波の位相が異なるようにした。

本発明によれば、ひとつのティースに巻かれている２つのコイルの電流は、インバータにおいてＰＷＭで発生させる際のキャリア位相が異なるため、２つのコイル電流によって発生する磁束のリップルが打ち消しあうので、インバータの数を増加させることなく、鉄損を低減することができるという効果がある。
また本発明によれば、ｍの約数のうち１とｍ以外のひとつをＫとしたとき、ｍ個の電圧指令ベクトルのうち、足して０になるＫ個の電圧指令ベクトルをひとつのグループとし、同じグループの電圧指令と比較するキャリア波の位相は同一とし、グループ毎のＰＷＭキャリア波の位相が異なるようにしたので、キャリア位相のずらし方の自由度が高まり、磁束リップルをより低減することができるという効果がある。

本発明に係るモータ・インバータシステムの実施例１である９相９スロット１０極モータの巻線とインバータとの接続を説明する回路図である。 実施例１における誘起電圧の位相とコイルに流す電流位相を示す図である。 比較例の１ティースに１本のコイルを巻いた構成を示す図である。 比較例におけるコイル電流及び磁束の時間変化を示す図である。 実施例１における１ティース当たり２コイルの構成を示す図である。 実施例１における１ティース当たり２本のコイルに４０°位相が異なる電流を流したときの合成磁束の時間変化を示す図である。 実施例１におけるＰＷＭキャリア位相のずらし方を説明する図である。 （ａ）実施例１における鉄損の減少量、（ｂ）実施例１における鉄損の減少率を示す図である。 （ａ）実施例１における総損失の減少量、（ｂ）実施例１における総損失の減少率を示す図である。 実施例１の変形例を示す要部接続図である。

以下、図面を参照して、本発明の実施の形態を詳細に説明する。

［回路接続及び電流供給］
図１は、本発明に係るモータ・インバータシステムの実施例１である９相９スロット１０極モータの巻線とインバータとの接続を説明する回路図である。本実施例では、相数を示すｍの値は９である。図１のモータは、上から順に、ティース１、ティース２，…，ティース９まで９本のティースを備える。各ティースｉ（ｉ＝１〜９）には、コイルｉＡとコイルｉＢとのそれぞれ２つのコイルが巻回されている。ティース１に発生する誘起電圧位相Ｕ１に対して、ティース２に生じる誘起電圧位相Ｕ２は４０［°］遅れ、ティース３に生じる誘起電圧位相Ｕ３は８０［°］遅れ、以下４０［°］ずつ位相が遅れているものとする。

９相インバータ１０は、直流電源Ｅ及び平滑コンデンサＣから供給された直流から、−Ｖ３，−Ｗ１，−Ｗ２，−Ｗ３，−Ｕ１，−Ｕ２，−Ｕ３，−Ｖ１，及び−Ｖ２からなる９相の交流電流に変換する９個のハーフブリッジを備えている。そして、図示しないＰＷＭ制御回路がインバータ１０の各ハーフブリッジを制御して、９相の駆動電流をモータへ供給している。

ティース１に巻かれたコイル１Ｂの一端は、９相インバータ１０の−Ｖ３相に接続されている。コイル１Ｂの他端は、ティース２に巻かれたコイル２Ａの一端に接続されている。コイル２Ａの他端は、中性点１１に接続されている。従って、コイル１Ｂとコイル２Ａとが直列に接続されている。

ティース２に巻かれたコイル２Ｂの一端は、９相インバータ１０の−Ｗ１相に接続されている。コイル２Ｂの他端は、ティース３に巻かれたコイル３Ａの一端に接続されている。コイル３Ａの他端は、中性点１１に接続されている。従って、コイル２Ｂとコイル３Ａとが直列に接続されている。

以下同様な結線が行われ、ティース９に巻かれたコイル９Ｂの一端は、９相インバータ１０の−Ｖ２相に接続されている。コイル９Ｂの他端は、ティース１に巻かれたコイル１Ａの一端に接続されている。コイル１Ａの他端は、中性点１１に接続されている。従って、コイル９Ｂとコイル１Ａとが直列に接続されている。このように、直列に接続された各コイルの一方は中性点１１でひとつに結線され、もう一方は９相インバータのハーフブリッジに接続されている。

以上の接続により、それぞれのティースｉについて見れば、ティースｉに巻かれた２つのコイルｉＡとｉＢとは、互いに３６０／ｍ＝４０［゜］位相のずれた電流が９相インバータ１０から供給されることになる。

ハーフブリッジからコイルに流す電流位相は、コイルに生じる誘起電圧と同じとし、進角制御をする場合には、誘起電圧位相を基準として位相を進めるものとする。以上のような結線及び通電を行うことで、各ティース１〜９に生じる磁石磁束より９０［°］進んだコイル磁束を発生させることができる。

［幾何学的なティース配置］
次に、表１を参照して、幾何学的なティース配置を説明する。

ティース１を基準位置とすると、そこから幾何学的に４０［°］ずれた位置にティース６がある。８０［°］ずれた位置にティース２があり、１２０［°］ずれた位置にティース７が配置されている。以下同様に、表１に示された配置がなされている。

［コイルの直列接続］
各ティースには２本のコイルが巻かれていて、一方をコイルＡ、もう一方をコイルＢとする。コイルＡの欄に書かれた番号とコイルＢの欄に書かれた番号の同じもの、例えば、ティース１のコイルＡとティース２のコイルＢが直列に接続されている。

［電流位相］
図２は、誘起電圧の位相とコイルに流す電流位相を示す図である。同図において、実線の矢印が誘起電圧位相を示し、破線の矢印が電流位相を示す。誘起電圧Ｕ１が発生するティースには、−Ｖ２と−Ｖ３の電流が流れるコイルが巻いてある。誘起電圧Ｕ２が発生するティースには、−Ｖ３と−Ｗ１の電流が流れるコイルが巻いてある。以下同様に、図２に実線で示した誘起電圧位相が発生する各ティースに、実線の矢印を挟む２つの破線の矢印で示す位相の電流が流れるコイルが巻いてある。

［比較例のモータの電流と磁束］
次にコイルに流す電流について、本実施例と、通常の構成である１本のティースに１本のコイルを巻いた比較例とを比較する。コイルにより発生する磁束は、コイルに流す電流とコイルの巻数との積に比例する。図３は比較例である、１本のティースに、巻数Ｎの１本のコイルが巻かれ、電流Ｉが流れている様子を示している。図４は電流振幅をＩ、コイル巻数をＮとしたとき、振幅ＮＩの磁束が発生すると仮定して描いたグラフである。

［実施例１の電流と磁束］
図５は、実施例１の１本のティースにコイルＡ、及びコイルＢが巻かれている様子を示している。それぞれのコイルＡ，Ｂの巻数は０．５Ｎ回とし、２本合計でＮ回巻いてある。図６は２本のコイルが１本のティースに０．５Ｎ回ずつ巻かれ、４０［°］位相の異なる電流を流したときに、振幅ＮＩの磁束を発生させるのに必要な電流振幅×巻数を示したグラフである。図３の比較例と等しい振幅ＮＩの磁束を発生させるためには、それぞれのコイルＡ，Ｂの電流振幅×巻数の値を約０．５３２ＮＩにする必要があり、巻数が０．５Ｎのときは電流を１．０６４Ｉ流す必要があることがわかる。この電流値は以下の式（１）、（２）により求められる。

ここで、
Ａ：コイルＡに流れる電流振幅×巻数
Ｂ：コイルＢに流れる電流振幅×巻数
Ｘ：コイルＡに流れる電流に対する合成磁束の位相遅れ
φ：コイルＡに流れる電流とコイルＢに流れる電流の位相差
である。

本実施例のように９相の場合は、
φ＝３６０／９＝４０［°］
Ｘ＝φ／２＝２０［°］
となり、
Ａ＝Ｂ≒０．５３２
が求められる。

このように、個々のティースに巻かれた２つのコイルの巻数を等しくしたので、２つのコイルに流れる相電流振幅を同じにすればリップル電流の振幅も同じになり、磁束リップルを効果的に打ち消すことができるという効果がある。

図７は、本実施例におけるキャリア位相をずらす方法の一例であり、ｍ（相数）の約数のうち１とｍ以外のひとつをＫとしたとき、ｍ個の電圧指令ベクトルのうち、足して０になるＫ個の電圧指令ベクトルをひとつのグループとし、同じグループの電圧指令と比較するキャリア波の位相は同一とし、グループ毎のＰＷＭキャリア波の位相が異なる例を示している。尚、図７では、Ｋ＝３である。

図７において、Ｕ１相、Ｖ１相、Ｗ１相のキャリア位相を同一とし、Ｕ２相、Ｖ２相、Ｗ２相のキャリア位相を同一とし、Ｕ３相、Ｖ３相、Ｗ３相のキャリア位相を同一としている。そして、Ｕ１相（Ｖ１相、Ｗ１相）のキャリア位相に対して、Ｕ２相（Ｖ２相、Ｗ２相）のキャリア位相を１２０［°］遅らせ、Ｕ２相（Ｖ２相、Ｗ３相）のキャリア位相に対して、Ｕ３相（Ｖ３相、Ｗ３相）のキャリア位相をさらに１２０［°］遅らせている。

このようにキャリア位相をずらすことにより、各ティースに巻かれた２本のコイルに流れる電流は、キャリア位相の異なるＰＷＭにより生成されることになり、ＰＷＭ制御により電流リップルの位相がずれることになる。そのため、ティース内に発生する磁束リップルは互いに打ち消されて鉄損が低減する。鉄損の低減効果を回転数−トルクマップ上に示したのが図８、９である。

図８（ａ）は、比較例に対して実施例１の鉄損の低減量を［Ｗ］で示したグラフである。グラフ内の丸の大きさが鉄損低減量に比例している。高回転高負荷領域の４５００［ｒｐｍ］，２００［Ａ］の条件で鉄損低減量が１０４６．３［Ｗ］となり、鉄損低減量の絶対値が大きいことがわかる。図８（ｂ）は、比較例に対して実施例１の鉄損の低減率を％で示したグラフである。グラフ内の丸の大きさが鉄損低減率に比例している。高回転高負荷領域の４５００［ｒｐｍ］，２００［Ａ］の条件で鉄損低減率が２１．３［％］、低回転低負荷領域の５００［ｒｐｍ］，５０［Ａ］の条件で鉄損低減率が４４．３［％］，低回転高負荷領域の５００［ｒｐｍ］，３５０［Ａ］の条件で鉄損低減率が４４．５［％］となり、低回転側の方が鉄損低減率が高くなっている。

以上のように、本実施例によれば、一つのティースに巻かれた２つのコイルにより発生する磁束リップルが打ち消しあって鉄損を低減できる。しかし、比較例と比較すると、電流を約１．０６倍流す必要があるため、インバータ損失、及びモータの銅損が若干増加する。そこで、インバータ損失、銅損、鉄損を合計した総損失を計算して、比較例と比較した結果を図９に示す。

図９（ａ）は、比較例に対して実施例１の総損失の低減量を［Ｗ］で示したグラフである。グラフ内の丸の大きさが総損失損の変化量に比例している。ハッチング入りの丸は総損失低減を示し、白抜きの丸は総損失増加を示している。本実施例は比較例に対して、低回転高負荷領域では総損失は増加するものの、使用頻度の高いと考えられる低回転低負荷領域では損失が低減している。図９（ｂ）は総損失の低減率を％で示している。低負荷領域における損失が低減している。グラフ内の丸の大きさが総損失損の変化率に比例している。ハッチング入りの丸は総損失低減を示し、白抜きの丸は総損失増加を示している。本実施例は比較例に対して、低回転高負荷領域の５００［ｒｐｍ］、電流３５０［Ａ］の条件では総損失は６．９［％］増加してしまうものの、使用頻度の高いと考えられる低回転低負荷領域の５００［ｒｐｍ］、電流３５０［Ａ］の条件では総損失が１８．９［％］低減している。

以上より、低回転高負荷領域では、比較例に比べて本実施例は、鉄損低減量よりインバータ損失、銅損の増加量の方が大きくなる傾向がある。しかし比較例に比べて本実施例は、低回転高負荷領域以外の領域では、インバータ損失と銅損の増加にに比べて鉄損低減量の方が大きく、総損失を低減できる。したがって、低負荷領領域の使用頻度が高い自動車駆動用モータなどに適用すると総合的に効率向上させることができる。

以上説明した本実施例によれば、ひとつのティースに巻かれている２つのコイルの電流は、インバータにおいてＰＷＭで発生させる際のキャリア位相が異なるため、２つのコイルに流れるリップル電流の位相がずらされ、２つのコイル電流によって発生する磁束のリップルが打ち消しあい、鉄損を低減することができるという効果がある。

また、本実施例によれば、ひとつのティースに巻かれたひとつのコイルと、別のティースに巻かれたひとつのコイルを直列に接続し、直列に接続された２つのコイルに発生する誘起電圧位相が３６０／ｍ［゜］異なるように結線し、直列に接続された誘起電圧位相と同位相となるように電流を流すことで、効率よくトルクを発生することができるという効果がある。

また、本実施例によれば、２つのコイルを直列に接続したことで、従来例のようにスイッチング素子数を２倍にする必要がなく、素子数低減によりコストが削減できるとともに小型化が可能である。さらに、インバータ損失も２倍に増加することはない。

また、本実施例によれば、個々のティースに巻かれた２つのコイルの巻数を等しくしたので、２つのコイルに流れる相電流振幅を同じにすれば、リップル電流の振幅も同じになり、磁束リップルを効果的に打ち消すことができるという効果がある。

［実施例１の変形例］
なお、本実施例の変形例として、低回転高負荷領域において、巻線の結線を切り替えて総損失の増加を防ぐことができるモータ・インバータシステムを図１０に示す。図１０において、ティースｉ（ｉ＝１〜９）にコイルｉＡとコイルｉＢとが巻回されているのは、図１の実施例１と同様である。図１０の変形例では、ティース１のコイルについて、コイル１Ｂの他端とコイル２Ａの一端との間を開閉するスイッチ２１Ａと、コイル１Ａの一端とコイル１Ｂの他端との間を開閉するスイッチ２１Ｂとが追加されている。ティース２〜９（但し、図１０における図示は、ティース５の一部のコイルまで）のコイルについてもスイッチ２２Ａ〜２９Ａ、スイッチ２２Ｂ〜２９Ｂが同様に追加されている。その他の構成は、図１の実施例と同様である。

図１０において、スイッチ２１Ａを短絡し、スイッチ２１Ｂを開放すると、コイル１Ｂとコイル２Ａとが直列接続された本実施例の結線となる。スイッチ２１Ａを開放し、スイッチ２１Ｂを短絡すると、同じティース１に巻かれた２つのコイル１Ａ、１Ｂが直列に接続され、通常の１ティースに１本のコイルが巻かれた結線と同じ状態となる。したがって、低回転高負荷領域では、スイッチ２１Ａを開放し、スイッチ２１Ｂを短絡することで、低回転高負荷領域の効率低下を防止することができる。ティース２〜９に対するスイッチ２２Ａ〜２９Ａ及び２２Ｂ〜２９Ｂについても同様である。

以上説明した本変形例によれば、実施例１の欠点であった低回転高負荷領域における総損失の増加を回避することができるという効果がある。

次に、実施例２として、９相１８スロット２０極のモータに本発明を適用した場合を説明する。１８スロットに対応して、本実施例では、ティース１からティース１８を備える。各ティースｉ（ｉ＝１〜１８）には、コイルｉＡとコイルｉＢとのそれぞれ２つのコイルが巻回されている。これらのコイルを駆動する９相インバータは、図１に示した９相インバータ１０と同様の構成である。

ここで、誘起電圧位相が等しい２つのティースに巻かれたコイルを並列接続する。即ち、ティース１とティース１０とは誘起電圧位相が等しいので、ティース１のコイル１Ａとティース１０のコイル１０Ａとを並列接続し、ティース１のコイル１Ｂとティース１０のコイル１０Ｂとを並列接続する。同様に、ティース２とティース１１とは誘起電圧位相が等しいので、ティース２のコイル２Ａとティース１１のコイル１１Ａとを並列接続し、ティース２のコイル２Ｂとティース１１のコイル１１Ｂとを並列接続する。以下同様に、誘起電圧位相が等しいコイルを並列接続する。ティース９とティース１８との誘起電圧位相が等しいので、ティース９のコイル９Ａとティース１８のコイル１８Ａとを並列接続し、ティース９のコイル９とティース１８のコイル１８Ｂとを並列接続する。

これら並列接続した各２コイルを一つのコイルと見なし、元の２つのコイルの若い方の符号を付け直せば、あるティースに巻かれたコイルＡと他のティースの巻かれたコイルＢとを直列接続するのは、実施例１と同様であり、また、９相インバータ１０との接続も図１と同様である。

このように、誘起電圧位相が同じティースの組のコイルを並列接続して電流供給する方が、直列に電流供給するよりも誘起電圧を低くできるので、より高回転までモータを駆動し、回転速度制御範囲を拡大することができるという効果がある。

次に、本発明に係るモータ・インバータシステムの実施例３を説明する。本実施例は、例えば、５相１５スロット１６極のモータに本発明を適用した場合のように、誘起電圧位相にずれがある複数のティースに巻かれたコイルを同一電流相で駆動する場合の実施例である。

表２は、５相１５スロット１６極のモータに本発明を適用した場合の結線方法を示している。

本実施例では、ティース１から１５までの１５本のティースに巻かれたそれぞれ２本のコイルを有する。これを５相で駆動することから、誘起電圧位相が近い３組のコイルを３並列にする必要がある。ティース１に発生する誘起電圧位相を基準とすると、２４［°］遅れの誘起電圧が発生するティース２、及び２４［°］進みの誘起電圧が発生するティース１５がティース１に発生する誘起電圧と位相が最も近い。これらティース１，２，１５をティース群０と称することにする。

［ティース群］
上記の記述を一般化すると以下のようになる。相数をｍとし、０≦ｎ≦ｍ−１を満たす整数をｎとする。誘起電圧位相［°］が３６０×（ｎ−１）／（２ｍ）≦３６０×ｎ／ｍ≦３６０×ｎ／（２ｍ）を満たすティースに関して、ｎ＝０のとき上記の不等式を満たす誘起電圧が発生する複数のティースをティース群０、ｎ＝１のとき上記の不等式を満たす誘起電圧が発生する複数のティースをティース群１とし、以下同様にティース群ｍ−１まで名付けることにする。

［並列接続Ａ］
ティース群０の各ティースに巻かれた２本のコイルのうちの一方のコイルは、ティース群０の他のティースに巻かれた２本のコイルのうちの一方のコイルと並列接続される。この並列接続コイルをコイルＡ−０と呼ぶ。

［並列接続Ｂ］
また、ティース群０の各ティースに巻かれた２本のコイルのうち他方のコイルは、ティース群０の他のティースに巻かれた２本のコイルのうちの他方のコイルと並列接続される。この並列接続コイルをコイルＢ−０と呼ぶ。

［並列接続Ａ（一般化）］
同様に、ティース群ｎの各ティースに巻かれた２本のコイルのうちの一方のコイルは、ティース群ｎの他のティースに巻かれた２本のコイルのうちの一方のコイルと並列接続される。この並列接続コイルを並列接続コイルＡ−ｎと呼ぶ。

［並列接続Ｂ（一般化）］
また、ティース群ｎの各ティースに巻かれた２本のコイルのうちの他方のコイルは、ティース群ｎの他のティースに巻かれた２本のコイルのうちの他方のコイルと並列接続される。この並列接続コイルをコイル並列接続Ｂ−ｎと呼ぶ。

［直列接続］
次に、表３に示すように、並列接続コイルＡ−０と並列接続コイルＢ−１とは、直列接続される。これを直列接続コイル０と名付ける。

［直列接続（一般化）］
同様に、並列接続コイルＡ−ｎは、並列接続コイルＢ−（ｎ＋１）と直列接続される。これを直列接続コイルｎと名付ける。これを直列接続コイルｎと名付ける。また、並列接続コイルＡ−（ｍ−１）に関しては並列接続コイルＢ−０と直列接続される。これを直列接続コイルｍ−１と名付ける。

［電流の流し方］
直列接続コイル０の一端は、ｍ相のハーフブリッジを備えたインバータに接続され、他端は、中性点に接続される。そして、インバータから電流位相−１８０／ｍ［°］の電流が直列接続コイル０に流される。

［電流の流し方（一般化）］
同様に、直列接続コイルｎの一端は、ｍ相のハーフブリッジを備えたインバータに接続され、他端は、中性点に接続される。そして、インバータから電流位相３６０ｎ／ｍ−１８０／ｍ［°］の電流が直列接続されたコイルｎに流される。

実施例１の図７では、Ｋ＝３として、足して０になるＫ個の電圧指令ベクトルをひとつのグループとし、同じグループの電圧指令と比較するキャリア波の位相は同一とし、グループ毎のＰＷＭキャリア波の位相が異なる例を示した。

実施例４では、Ｋをなるべく小さくした場合のキャリア位相のずらし方を説明する。

表４は、８相８スロット１０極モータの誘起電圧位相とキャリア位相のずらし方を示している。キャリア位相の欄に書かれているアルファベットが同じものは、キャリア位相が同一であることを示している。キャリア位相のずらし方（１）もキャリア位相のずらし方（２）も電流ベクトルが０になる電流についてはキャリア位相が同じである。

しかし、キャリア位相のずらし方（２）は２つの電流に対してキャリア位相を同一としているため、位相を変えられるキャリアが４個あることになる。一方、キャリア位相のずらし方（１）は４つの電流に対してキャリア位相を同一としているため、位相を変えられるキャリアが２個あることになる。

したがって、キャリア位相（２）の方がキャリア位相のずらし方に関して自由度が大きく、鉄損低減効果を大きくできる。このように、電流に対して位相を変えられるキャリアの数が多いほど、キャリア位相のずらし方の自由度が増える。これを言い換えると、位相を変えられるキャリア数に対する電流の数が少ないほどキャリア位相のずらし方の自由度が増えることになる。したがって、相数ｍの約数のうち最も小さい値Ｋを位相を変えられるキャリア１個当たりの電流数とし、３６０／Ｋ［°］位相の異なる電流に対して、キャリアを同一にするとキャリア位相のずらし方の自由度を最大にできる。

キャリア位相をずらす角度としては、回転数・トルクカーブ上に、キャリア位相のずらし角度のマップを備えることにより、モータの運転状態に応じて常に最適なキャリア位相ずらし角度を選択することができる。

以上説明した本実施例によれば、Ｋがｍの約数のうち１以外で最小となるようにすることで、キャリア位相を同じにすべきグループ数が最多となり、多くのグループ間でキャリア位相をずらすことができるので、キャリア位相ずらしの自由度が高まり、磁束リップルをより低減することができるという効果がある。

１〜９ ティース
１Ａ〜９Ａ、１Ｂ〜９Ｂ コイル
１０ インバータ
１１ 中性点

Claims (4)

1. ３以上の整数をｍとしたとき、
   それぞれ２つのコイルを備えたｍ個のティースを有するモータと、
   ｍ個のハーフブリッジからｍ相電流を前記モータに供給するインバータと、を備えたモータ・インバータシステムであって、
   前記モータは、あるティースに巻かれたひとつのコイルと他のティースに巻かれたひとつのコイルが直列に接続され、直列に接続された２つのコイルに発生する誘起電圧位相は互いに３６０／ｍ［°］異なるモータであり、
   各ティースに巻かれた２つのコイルに流れる電流は、互いに前記インバータにおけるＰＷＭキャリア波の位相が異なり、
   ｍの約数のうち１とｍ以外のひとつをＫとしたとき、ｍ個の電圧指令ベクトルのうち、足して０になるＫ個の電圧指令ベクトルをひとつのグループとし、
   同じグループの電圧指令と比較するキャリア波の位相は同一とし、グループ毎のＰＷＭキャリア波の位相が異なることを特徴とするモータ・インバータシステム。
2. 前記モータの各ティースに巻かれた２つのコイルの巻数が等しいことを特徴とする請求項１に記載のモータ・インバータシステム。
3. Ｋがｍの約数のうち１以外で最小であることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のモータ・インバータシステム。
4. 位相ａ［°］の誘起電圧が発生するティースに巻かれた２つのコイルのうち一方のコイルには位相ａ−１８０／ｍ［°］の電流を流し、他方のコイルには位相ａ＋１８０／ｍ［°］の電流を流すことを特徴とする請求項２に記載のモータ・インバータシステム。

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