JP5437327B2 - 逆方向リンク干渉除去 - Google Patents

Description

米国特許法１１９条に基づく優先権の主張
本出願は、４つの一緒に譲渡された米国特許仮出願、すなわち、２００５年８月２２日出願の第６０／７１０，４０５号の発明の名称「逆方向リンクセル間干渉を取り除く方法（Ａ ＭＥＴＨＯＤ ＴＯ ＲＥＭＯＶＥ ＲＥＶＥＲＳＥ ＬＩＮＫ ＩＮＴＥＲ−ＣＥＬＬ ＩＮＴＥＲＦＥＲＥＮＣＥ）」、２００５年８月２２日出願の第６０／７１０，３７０号の発明の名称「干渉除去の方法（Ａ ＭＥＴＨＯＤ ＯＦ ＩＮＴＥＲＦＥＲＥＮＣＥ ＣＡＮＣＥＬＬＡＴＩＯＮ）」、２００５年８月３１日出願の第６０／７１３，５４９号の発明の名称「逆方向リンクセル間干渉除去（ＲＥＶＥＲＳＥ ＬＩＮＫ ＩＮＴＥＲ−ＣＥＬＬ ＩＮＴＥＲＦＥＲＥＮＣＥ ＣＡＮＣＥＬＬＡＴＩＯＮ）」、および２００５年８月３１日出願の第６０／７１０，５１７号の発明の名称「多重信号受信ユニットを備えるシステムおよび干渉除去を備える中央プロセッサ（ＳＹＳＴＥＭ ＷＩＴＨ ＭＵＬＴＩＰＬＥ ＳＩＧＮＡＬ ＲＥＣＥＩＶＩＮＧ ＵＮＩＴＳ ＡＮＤ Ａ ＣＥＮＴＲＡＬ ＰＲＯＣＥＳＳＯＲ ＷＩＴＨ ＩＮＴＥＲＦＥＲＥＮＣＥ ＣＡＮＣＥＬＬＡＴＩＯＮ）」に対して優先権を主張し、これによって、これらは参照により全体的に本明細書に取り入れられる。

本発明は、全体的に無線通信システム、詳細には無線通信システムにおける干渉除去に関する。

通信システムは、基地局とアクセス端末との間の通信を提供できる。順方向リンクまたはダウンリンクは、基地局からアクセス端末への伝送を指す。逆方向リンクまたはアップリンクは、アクセス端末から基地局への伝送を指す。アクセス端末がアクティブであるかどうか、およびアクセス端末がソフトハンドオフするかどうかに応じて、各アクセス端末は所与の瞬間に順方向および逆方向リンク上で１つまたは複数の基地局と通信できる。

本出願の特徴、特性、および利点は、図面を用いて以下に記述される詳細な説明から一層明らかになる。同様の参照番号および記号は、同一または類似の目的物を識別しうる。

基地局およびアクセス端末を備える無線通信システムを示す図。 図１のアクセス端末において実施されうる送信機の構造および／またはプロセスの一例を示す図。 図１の基地局において実施されうる受信機のプロセスおよび／または構造の一例を示す図。 基地局の受信機のプロセスまたは構造の別の実施形態を示す図。 図１のシステムにおける３ユーザの電力配分の一般的な例を示す図。 等しい送信電力を有するユーザに対するフレーム非同期トラヒックの干渉除去の均一な時間オフセットの分布の例を示す図。 逆方向リンクのデータパケットおよび順方向リンクの自動反復要求チャネルに使用されるインタレーシング構造を示す図。 完全な１６スロットのパケットを範囲に含むメモリを示す図。 復号遅延のない連続干渉除去（ＳＩＣ）の例に対するトラヒック干渉除去の方法を示すフローチャート。 図９Ａの方法を実行する装置を示す図。 復号サブパケットの干渉が除去されているインターレースの連続サブパケットの到達後の受信機サンプルバッファを示す図。 オーバーヘッドチャネル構造を示す図。 最初にパイロットＩＣ（ＰＩＣ）を実行し、次にオーバーヘッドＩＣ（ＯＩＣ）およびトラヒックＩＣ（ＴＩＣ）を一緒に実行する方法を示すフローチャート。 図１２Ａの方法を実行する装置を示す図。 図１２Ａの方法のバリエーションを示すフローチャート。 図１３Ａの方法を実行する装置を示す図。 合同のＰＩＣ、ＯＩＣ、およびＴＩＣを実行する方法を示す。 図１４Ａの方法を実行する装置を示す図。 図１４Ａの方法のバリエーションを示すフローチャート。 図１５Ａの方法を実行する装置を示す図。 伝送システムのモデルを示す図。 組み合わされた送信および受信フィルタリングの応答例を示すグラフ。 ３つのレイクフィンガのそれぞれにおける推定マルチパスチャネルに基づくチャネル推定（実部成分（Ａ）および虚部成分（Ｂ））の例を示すグラフ。 レイクフィンガとデータチップを用いた逆拡散とに基づく改善されたチャネル推定の例を示すグラフ。 再生成されたデータチップを用いて遅延をレイクフィンガにおいて逆拡散する方法を示すフローチャート。 図２０Ａの方法を実行する装置を示す図。 チップｘ２分解能で均一間隔のサンプルを使用して複合チャネルを推定する例を示すグラフ。 再生成されたデータチップを使用して均一分解能で複合チャネルを推定する方法を示すフローチャート。 図２２Ａの方法を実行する装置を示す図。 固定されたオーバーヘッドサブチャネル利得を用いた閉ループ電力制御および利得制御を示す図。 図２３のバリエーションを示す図。 固定されたオーバーヘッドサブチャネル利得を用いた電力制御の一例を示す図。 オーバーヘッド利得制御を備えない図２４と同様の図。 ＤＲＣ専用オーバーヘッド利得制御を備える図２６のバリエーションを示す図。 レイク受信機内のサンプルバッファおよびフィンガプロセッサを示す図。 逆方向リンクのセル間干渉除去のために復号データを共有するように構成された複数の基地局を示す図。 複数の基地局が逆方向リンクのセル間干渉除去のために復号データを共有する方法を示すフローチャート。 逆方向リンクの干渉除去のために復号データを共有するように構成された基地局内の複数の処理ユニットを示す図。 干渉除去を実行するように構成された中央プロセッサおよび複数の信号受信ユニットを備えるシステムを示す図。 図３２のシステムを使用する方法を示すフローチャート。 図３２の制御プロセッサ内の受信サンプルバッファの例を示す図。

詳細な説明
本明細書に記載されている実施形態は、必ずしも他の実施形態に比べて好ましいまたは有利であるとは限らない。本開示の様々な態様が図面に提示されているが、図面は必ずしも縮尺どおりに描かれている、または全てを包含するように描かれているとは限らない。

図１は無線通信システム１００を示し、このシステムは、システムコントローラ１０２、基地局１０４Ａないし１０４Ｂ、および複数のアクセス端末１０６Ａないし１０６Ｈを含む。システム１００は、任意の数のコントローラ１０２、基地局１０４、およびアクセス端末１０６を有してもよい。以下に説明される本開示の様々な態様および実施形態は、システム１００において実施されてもよい。

アクセス端末１０６は、移動可能であっても、または固定されていてもよく、図１の通信システム１００全体に分散されていてもよい。アクセス端末１０６は、ラップトップパーソナルコンピュータのようなコンピューティングデバイスに接続されるか、またはコンピューティングデバイスにおいて実施されてもよい。その代わりに、アクセス端末は、携帯情報端末（ＰＤＡ）のような自立型データデバイスであってもよい。アクセス端末１０６は、有線電話、無線電話、携帯電話、ラップトップコンピュータ、無線通信パーソナルコンピュータ（ＰＣ）カード、ＰＤＡ、外部または内部モデムなどのような様々な種類のデバイスを指してもよい。アクセス端末は、無線チャネルを介して、あるいは、例えば光ファイバケーブルまたは同軸ケーブルを使用する有線チャネルを介して通信することにより、ユーザにデータ接続を提供する任意のデバイスであってもよい。アクセス端末は、移動局、アクセスユニット、加入者ユニット、モバイルデバイス、モバイル端末、モバイルユニット、モバイル電話、モバイル遠隔局、遠隔端末、遠隔ユニット、ユーザデバイス、ユーザ設備、ハンドヘルドデバイスなどのような様々な名称を有してもよい。

システム１００は多数のセルに通信を提供し、各セルは１つまたは複数の基地局１０４によりサービスを提供されている。基地局１０４は、基地局トランシーバシステム（ＢＴＳ）、アクセスポイント、アクセスネットワークの一部、モデムプールトランシーバ（ＭＰＴ）、またはノードＢと称されてもよい。アクセスネットワークは、パケット交換データネットワーク（例えばインターネット）とアクセス端末１０６との間にデータ接続を提供するネットワーク設備を指す。

順方向リンク（ＦＬ）またはダウンリンクは、基地局１０４からアクセス端末１０６への伝送を指す。逆方向リンク（ＲＬ）またはアップリンクは、アクセス端末１０６から基地局１０４への伝送を指す。

基地局１０４は、様々なデータレートのセットから選択されたデータレートを使用してアクセス端末１０６にデータを送信しうる。アクセス端末１０６は、基地局１０４により送信されたパイロット信号の信号対干渉雑音比（ＳＩＮＲ）を測定し、基地局１０４がデータをアクセス端末１０６に送信するのに望ましいデータレートを決定することができる。アクセス端末１０６は、データ要求チャネルまたはデータレート制御（ＤＲＣ）メッセージを基地局１０４に送信して、所望のデータレートを基地局１０４に通知しうる。

システムコントローラ１０２（基地局コントローラ（ＢＳＣ）とも称される）は、基地局１０４に対して調整および制御を提供してもよく、さらに、基地局１０４を介してアクセス端末１０６への呼のルーティングを制御してもよい。システムコントローラ１０２は、さらに、移動交換局（ＭＳＣ）を介して公衆交換電話網（ＰＳＴＮ）に接続されてもよく、パケットデータサービスノード（ｐａｃｋｅｔ ｄａｔａ ｓｅｒｖｉｎｇ ｎｏｄｅ、ＰＤＳＮ）を介してパケットデータネットワークに接続されてもよい。

通信システム１００は、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）、ＩＳ−９５、高レートパケットデータ（Ｈｉｇｈ Ｒａｔｅ Ｐａｃｋｅｔ Ｄａｔａ、ＨＲＰＤ）（高データレート（Ｈｉｇｈ Ｄａｔａ Ｒａｔｅ、ＨＤＲ）とも称され、「ｃｄｍａ２０００ Ｈｉｇｈ Ｒａｔｅ Ｐａｃｋｅｔ Ｄａｔａ Ａｉｒ Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ Ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎ」に定められている）、ＴＩＡ／ＥＩＡ／ＩＳ−８５６、ＣＤＭＡ １ｘ ＥＶ−ＤＯ（Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ Ｄａｔａ Ｏｐｔｉｍｉｚｅｄ）、１ｘＥＶ−ＤＶ、広帯域ＣＤＭＡ（ＷＣＤＭＡ）、ユニバーサル移動電話システム（Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ Ｍｏｂｉｌｅ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｓｙｓｔｅｍ、ＵＭＴＳ）、時分割同期ＣＤＭＡ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ ＣＤＭＡ、ＴＤ−ＳＣＤＭＡ）、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）などのような、１つまたは複数の通信技術を利用してもよい。以下に説明される例は、理解を明確にするために詳細を提供する。本明細書に提示されている概念は、他のシステムにも適用でき、提示された例は、本出願を制限することを意図していしない。

図２は、送信機の構造および／またはプロセスの例を示し、これは図１のアクセス端末１０６において実施されてもよい。図２に示された機能および構成要素は、ソフトウェア、ハードウェア、またはソフトフェアとハードウェアとの組合せにより実施されてもよい。図２に示された機能に追加してまたはその代わりに、他の機能が図２に加えられてもよい。

データソース２００は、符号器２０２にデータを提供し、符号器２０２は、１つまたは複数の符号化方式を使用してデータビットを符号化し、符号化されたデータチップを提供する。各符号化方式は、巡回冗長検査（ＣＲＣ）、畳み込み符号化、ターボ符号化、ブロック符号化、他のタイプの符号化のような１つまたは複数の種類の符号化を含むか、あるいは符号化を全く含まなくてもよい。他の符号化方式は、自動反復要求（ＡＲＱ）、ハイブリッドＡＲＱ（Ｈ−ＡＲＱ）、および増分冗長反復（ｉｎｃｒｅｍｅｎｔａｌ ｒｅｄｕｎｄａｎｃｙ ｒｅｐｅａｔ）技術を含んでもよい。様々な種類のデータが、様々な符号化方式を用いて符号化されてもよい。インタリーバ２０４は、符号化されたデータビットをインタリーブして、フェージングを抑制する。

変調器２０６は、符号化されインタリーブされたデータを変調して、変調されたデータを生成する。変調技術の例は、二相位相変調（ＢＰＳＫ）および四相位相変調（ＱＰＳＫ）を含む。変調器２０６は、さらに、変調されたデータのシーケンスを反復してもよく、またはシンボルパンクチャユニットがシンボルのビットをパンクチャしてもよい。変調器２０６は、さらに、変調されたデータをウォルシュ（Ｗａｌｓｈ）カバー（すなわち、ウォルシュコード）を用いて拡散して、データチップを形成してもよい。変調器２０６は、さらに、データチップをパイロットチップおよびＭＡＣチップを用いて時分割多重化して、チップのストリームを形成してもよい。変調器２０６は、さらに、擬似ランダム雑音（ＰＮ）拡散器を使用し、チップのストリームを１つまたは複数のＰＮ符号（例えば、ショートコード、ロングコード）を用いて拡散してもよい。

ベースバンド対無線周波数（ＲＦ）変換ユニット２０８は、ベースバンド信号をＲＦ信号に変換することができ、ＲＦ信号はアンテナ２１０を介して無線通信リンクにより１つまたは複数の基地局１０４に送信される。

図３は、受信機のプロセスおよび／または構造の一例を示し、これは図１の基地局１０４において実施されてもよい。図３に示されている機能および構成要素は、ソフトウェア、ハードウェア、またはソフトフェアとハードウェアとの組合せにより実施されてもよい。図３に示されている機能に追加してまたはその代わりに、他の機能が図３に加えられてもよい。

１つまたは複数のアンテナ３００は、１つまたは複数のアクセス端末１０６から逆方向リンクの変調された信号を受信する。複数のアンテナは、フェージングのような有害な経路の影響に対して空間ダイバーシティを提供しうる。各受信信号は、それぞれの受信機またはＲＦ対ベースバンド変換ユニット３０２に提供され、これは受信信号を調整（例えば、フィルタリング、増幅、ダウンコンバート）およびディジタル化して、その受信信号に対するデータサンプルを生成する。

復調器３０４は受信信号を復調し、復元されたシンボルを提供してもよい。ｃｄｍａ２０００では、復調は、（１）逆拡散されたサンプルをチャネル化して、受信データおよびパイロットをそれらのそれぞれの符号チャネル上に分離（ｉｓｏｌａｔｅ）またはチャネル化することと、（２）復元されたパイロットを用いて、チャネル化されたデータをコヒーレントに復調して、復調されたデータを提供することとにより、データ送信を復元することを試みる。復調器３０４は、全てのユーザ／アクセス端末に対する受信信号のサンプルを格納する受信サンプルバッファ３１２（合同フロントエンドＲＡＭ（ＦＥＲＡＭ）またはサンプルＲＡＭとも称される）と、複数の信号インスタンスを逆拡散および処理するレイク（ｒａｋｅ）受信機３１４と、復調されたシンボルバッファ３１６（バックエンドＲＡＭ（ＢＥＲＡＭ）または復調されたシンボルＲＡＭとも称される）とを含んでもよい。複数のユーザ／アクセス端末に対応するように、複数の復調されたシンボルバッファ３１６があってもよい。

デインタリーバ３０６は、復調器３０４からのデータをデインタリーブする。

復号器３０８は、復調されたデータを復号して、アクセス端末１０６により送信された復号されたデータビットを復元してもよい。復号されたデータは、データシンク３１０に提供されてもよい。

図４は、基地局の受信機のプロセスまたは構造の別の実施形態を示している。図４では、復号に成功したユーザのデータビットは、干渉再構成ユニット４００に入力され、干渉再構成ユニット４００は、符号器４０２、インタリーバ４０４、変調器４０６、およびフィルタ４０８を含む。符号器４０２、インタリーバ４０４、および変調器４０６は、図２の符号器２０２、インタリーバ２０４、および変調器２０６と類似していてもよい。フィルタ４０８は、ＦＥＲＡＭの分解能で復号されたユーザサンプルを形成し、例えば、チップレートから２ｘチップレートに変更する。ＦＥＲＡＭへの復号器のユーザの寄与分（ｃｏｎｔｒｉｂｕｔｉｏｎ）は、ＦＥＲＡＭ３１２から後で取り除かれる、または除去される。

基地局１０４における干渉除去を以下で説明するが、ここでの概念は、アクセス端末１０６または通信システムの任意の他の構成要素に適用されてもよい。

トラヒック干渉除去
異なるユーザにより送信された信号はＢＴＳ１０４において直交していないので、ＣＤＭＡ逆方向リンクの容量はユーザ間の干渉により制限される場合がある。したがって、ユーザ間の干渉を低減する技術が、ＣＤＭＡ逆方向リンクのシステム性能を向上する。ｃｄｍａ２０００ １ｘ ＥＶ−ＤＯ Ｒｅｖ．Ａのような進歩したＣＤＭＡシステムに対する干渉除去を効率的に実施する技術がここで説明される。

各ＤＯ Ｒｅｖ．Ａのユーザは、トラヒック、パイロット、およびオーバーヘッド信号を送信するが、これらの全ては他のユーザに対して干渉を引き起こす可能性がある。図４が示しているように、信号は、ＢＴＳ１０４においてフロントエンドＲＡＭ３１２から再構成および減算されてもよい。送信されたパイロット信号はＢＴＳ１０４において知られており、チャネルに関する知識に基づいて再構成されてもよい。しかし、送信されたオーバーヘッドおよびトラヒックチップを決定するために、最初に、（例えば、逆方向レートインジケータ（ＲＲＩ）、データ要求チャネル、またはデータレート制御（ＤＲＣ）、データソースチャネル（ＤＳＣ）、肯定応答（ＡＣＫ）のような）オーバーヘッド信号が復調および検出され、送信されたデータ信号が、ＢＴＳ１０４において復調、デインタリーブ、および復号される。所定の信号に対する送信チップを決定することに基づいて、次に、再構成ユニット４００は、チャネルの知識に基づいてＦＥＲＡＭ３１２への寄与分を再構成してもよい。

データソース２００からのデータパケットのビットは、符号器２０２、インタリーバ２０４、および／または復調器２０６によって反復および処理されて、複数の対応する「サブパケット」が生成され、基地局１０４に送信されてもよい。基地局１０４が高い信号対雑音比の信号を受信する場合、第１のサブパケットは、基地局１０４がオリジナルのデータパケットを復号および導出するのに十分な情報を含みうる。例えば、データソース２００からのデータパケットは、反復および処理されて、４つのサブパケットを生成してもよい。ユーザ端末１０６は第１のサブパケットを基地局１０４に送信する。基地局１０４は、第１の受信サブパケットからオリジナルのデータパケットを正確に復号および導出する比較的に低い確率を有してもよい。しかし、基地局１０４は、第２、第３、および第４のサブパケットを受信し、各受信サブパケットから導出された情報を結合すると、オリジナルのデータパケットを復号および導出する確率は高くなる。基地局１０４が（例えば、巡回冗長検査（ＣＲＣ）または他の誤り検出技術を利用して）オリジナルのパケットを正確に復号するとすぐに、基地局１０４はユーザ端末１０６に肯定応答信号を送信し、サブパケットの送信を停止する。その後で、ユーザ端末１０６は新しいパケットの第１のサブパケットを送信してもよい。

ＤＯ−ＲＥＶ．Ａの逆方向リンクはＨ−ＡＲＱ（図７）を使用し、この場合、各１６スロットのパケットは、４つのサブパケットに分割され、同一インターレースのサブパケット間に８スロットを有するインターレース構造で伝送される。さらに、異なるユーザ／アクセス端末１０６は異なるスロット境界において伝送を開始してもよく、したがって異なるユーザの４スロットのサブパケットはＢＴＳに非同期に到達する。Ｈ−ＡＲＱおよびＣＤＭＡに対する干渉除去受信機の非同期性および効率的な設計の効果は、以下に説明される。

干渉除去から得られる効果は、信号がＦＥＲＡＭ３１２から取り除かれる順序に左右される。ここでは、トラヒック対パイロット（Ｔ２Ｐ）比、実効ＳＩＮＲ、または復号の確率に基づいてユーザを復号すること（およびＣＲＣにパスする場合は、減算すること）に関係する技術が開示される。ここでは、他がＦＥＲＡＭ３１２から取り除かれた後に、ユーザの復調および復号を再び試行する様々なアプローチが開示される。ＢＴＳのＦＥＲＡＭ３１２からの干渉除去は、ハイブリッド−ＡＲＱを使用して、ユーザがパイロット信号、制御信号、およびトラヒック信号を送信するＥＶ−ＤＯ Ｒｅｖ．Ａのような非同期ＣＤＭＡシステムを実現するように効率的に実施されてもよい。本開示は、ＥＶ−ＤＶ Ｒｅｌ．Ｄ、Ｗ−ＣＤＭＡ ＥＵＬ、およびｃｄｍａ２０００にも適用されてもよい。

トラヒック干渉除去（ＴＩＣ）は、ユーザを正確に復号した後で、ＦＥＲＡＭ３１２へのユーザデータの寄与分を取り除く減算干渉除去として定義されてもよい（図４）。本明細書では、ｃｄｍａ２０００、ＥＶ−ＤＯ、ＥＶ−ＤＶ、およびＷＣＤＭＡのような実際のＣＤＭＡシステムにおけるＴＩＣに関連する実際の問題のいくつかへの対処がなされる。これらの問題の多くは、実際のシステムがユーザ非同期であり、ハイブリッドＡＲＱを行うという事実により、引き起こされる。例えば、ｃｄｍａ２０００は、意図的に、ユーザデータフレームを時間的に均一に拡散し、バックホールネットワークにおける過剰な遅延を防止している。ＥＶ−ＤＯのＲｅｖ．Ａ、ＥＶ−ＤＶのＲｅｌ．Ｄ、およびＷＣＤＭＡのＥＵＬも、複数の可能なデータ長を取り入れるハイブリッドＡＲＱを使用する。

複数のユーザの検出は、ＴＩＣが属するアルゴリズムの主なカテゴリであり、対話する２人の異なるユーザの検出を可能にすることにより、性能の向上を試みる任意のアルゴリズムを指す。ＴＩＣの方法は、連続干渉除去（順次干渉除去またはＳＩＣとも称される）と並列干渉除去との混合を含んでもよい。「連続干渉除去」は、ユーザを順次に復号し、前に復号されたユーザのデータを使用して、性能を向上する任意のアルゴリズムを指す。「並列干渉除去」は、概して、ユーザを同時に復号して、全ての復号されたユーザを同時に減算することを指す。

ＴＩＣは、パイロット干渉除去（ＰＩＣ）と異なってもよい。ＴＩＣとＰＩＣとの違いの１つは、送信されたパイロット信号が受信機によって前もって完全に知られていることである。したがって、ＰＩＣは、チャネル推定のみを使用して、受信信号に対してパイロットの寄与分を減算してもよい。第２の主要な違いは、送信機および受信機がＨ−ＡＲＱ機構を介してトラヒックチャネル上で緊密に対話することである。受信機は、ユーザの復号に成功するまで、送信されたデータシーケンスを知らない。

同様に、オーバーヘッド干渉除去（ＯＩＣ）と称される技術でフロントエンドＲＡＭからオーバーヘッドチャネルを取り除くことが望ましい。ＢＴＳ１０４が送信されたオーバーヘッドデータを知るまで、オーバーヘッドチャネルを取り除くことはできず、これは、オーバーヘッドメッセージを復号し、その後で改善することにより決定される。

連続干渉除去は、方法のクラスを定義する。相互情報のチェーンルールは、理想的な条件下で、連続干渉除去が多元接続チャネルの容量を達成できることを示す。これに対する主な条件は、全てのユーザがフレーム同期して、各ユーザチャネルが、無視できる誤差で推定できることである。

図５は、３ユーザ（ユーザ１、ユーザ２、ユーザ３）の電力配分の一般的な例を示しており、ここでは、ユーザはフレームを同期して送信し（全てのユーザからのフレームは同時に受信される）、各ユーザは同じデータレートで送信する。各ユーザは特定の送信電力を使用するように指示される。例えば、ユーザ３は、雑音と実質的に等しい電力で送信し、ユーザ２は、ユーザ３の電力と雑音との和に実質的に等しい電力で送信し、ユーザ１は、ユーザ２とユーザ３と雑音との和に実質的に等しい電力で送信する。

受信機は、ユーザからの信号を、送信電力の大きいものから順に処理する。ｋ＝１（最大電力を有するユーザ１）から開始して、受信機はユーザ１を復号することを試みる。復号に成功しなかった場合、受信信号に対するユーザ１の寄与分がこのチャネル推定に基づいて生成され、減算される。これは、フレーム同期順次干渉除去と称されることもある。受信機は復号を、全てのユーザに対して試みられるまで続ける。各ユーザは、前に復号されたユーザの連続干渉除去の干渉除去後に、同一ＳＩＮＲを有する。

都合の悪いことに、このアプローチは復号誤りに極めて弱い。ユーザ１のような大きい電力のユーザが正確に復号しない場合、全ての後続のユーザの信号対干渉雑音比（ＳＩＮＲ）は大幅に劣化する可能性がある。これは、その時点以後の全てのユーザの復号を妨げる可能性がある。このアプローチの別の欠点は、受信機において特定の相対電力を有するようにユーザに要求する点であり、これはフェージングチャネルで保証するのは困難である。

フレーム非同期性および干渉除去、例えば、ｃｄｍａ２０００
ユーザフレームのオフセットは意図的に互いに交互に配置（ｓｔａｇｇｅｒ）されていると仮定する。このフレーム非同期動作は、全体としてシステムに対して多数の利益を有する。例えば、受信機における処理能力およびネットワーク帯域幅は、時間的により均一に利用されるという特徴を有する。対照的に、ユーザ間のフレーム同期は、全てのユーザがパケットを同時に終了するため、各フレーム境界の最後にネットワークリソースおよび処理電力のバーストを要求する。フレーム非同期を用いると、ＢＴＳ１０４は、最大電力を有するユーザでなく、最も早い到達時間を有するユーザを最初に復号してもよい。

図６は、等しい送信電力を有するユーザに関するフレーム非同期ＴＩＣにおける均一な時間オフセットの分布の一例を示している。図６は、ユーザ１のフレーム１が復号される直前の時間的瞬間のスナップショットを示している。フレーム０は全てのユーザに対して既に復号および除去されているため、干渉に対するフレーム０の寄与分はクロスハッチされて示されている（ユーザ２および３）。一般に、このアプローチは干渉を２分の１に低減する。干渉の半分は、ユーザ１のフレーム１を復号する前に、ＴＩＣにより取り除かれている。

別の実施形態では、図６のユーザは、ユーザグループ、例えば、ユーザグループ１、ユーザグループ２、ユーザグループ３を指してもよい。

非同期性および干渉除去の恩恵は、ユーザが同様のデータレートを要求する場合、電力レベルおよび誤差統計に関してユーザ間で比較的に対称的であることである。一般に、等しいユーザデータレートを用いる順次干渉除去は、最後のユーザが非常に低い電力で受信され、さらに、全ての以前のユーザの成功した復号に大きく依存する。

非同期性、ハイブリッドＡＲＱ、およびインタレーシング、例えばＥＶ−ＤＯ Ｒｅｖ．Ａ
図７は、ＲＬ データパケットおよびＦＬ ＡＲＱチャネルに使用される（例えば１ｘＥＶ−ＤＯ Ｒｅｖ．Ａにおける）インタレーシング構造を示す。各インターレース（インターレース１、インターレース２、インターレース３）は、時間的に交互に配置されたセグメントのセットを備える。この例では、各セグメントは４タイムスロット長である。各セグメント中に、ユーザ端末は基地局にサブパケットを送信してもよい。３つのインターレースがあり、各セグメントは４タイムスロット長である。既に記載したように、所与のインターレースのサブパケットの最後と同一インターレースの次のサブパケットの最初との間には、８タイムスロットがある。これは、受信機がサブパケットを復号し、送信機にＡＣＫまたは否定応答（ＮＡＫ）を中継するのに十分な時間を与える。

ハイブリッドＡＲＱは、フェージングチャネルの時間と共に変化する性質を利用する。チャネル条件が第１の１、２、または３のサブパケットに対して良好である場合、データフレームはこれらのサブパケットのみを使用して復号されてもよく、受信機は送信機にＡＣＫを送信する。ＡＣＫは、残りのサブパケットを送信せずに、必要に応じて新しいパケットを開始するようを送信機に命令する。

干渉除去に対する受信機アーキテクチャ
ＴＩＣでは、復号されたユーザのデータは再構成および減算され（図４）、これにより、ＢＴＳ１０４は、復号されたユーザのデータが他のユーザに対して引き起こす干渉を取り除いてもよい。ＴＩＣ受信機は、２つの循環メモリ、すなわちＦＥＲＡＭ３１２およびＢＥＲＡＭ３１６を装備されてもよい。

ＦＥＲＡＭ３１２は、受信サンプルを（例えば２ｘチップレートで）格納し、全てのユーザに共通である。非ＴＩＣ受信機では、トラヒックまたはオーバーヘッド干渉の減算が実行されないので、（復調プロセスにおける遅延に対応するために）約１ないし２スロットのみのＦＥＲＡＭを使用する。Ｈ−ＡＲＱを備えるシステムに対するＴＩＣ受信機では、ＦＥＲＡＭは、多くのスロット、例えば４０スロットを範囲に含むことがあり、ＴＩＣによって復号されたユーザの干渉を減算することにより更新される。別の構成では、ＦＥＲＡＭ３１２は全パケットより短い長さを有してもよく、例えば、この長さはパケットのサブパケットの開始からパケットの次のサブパケットの終了までの期間にわたる。

ＢＥＲＡＭ３１６は、復調器のレイク受信機３１４により生成された受信ビットの復調されたシンボルを格納する。復調されたシンボルは、ユーザ別のＰＮシーケンスを用いて逆拡散し、レイク（ＲＡＫＥ）フィンガ全体で結合することにより取得されるので、各ユーザは異なるＢＥＲＡＭを有してもよい。ＴＩＣおよび非ＴＩＣ受信機の両方は、ＢＥＲＡＭ３１６を使用してもよい。ＦＥＲＡＭ３１２が全てのサブパケットを範囲に含まないときは、ＴＩＣにおいて、ＢＥＲＡＭ３１６を使用して、ＦＥＲＡＭ３１２に最早格納されていない前のサブパケットの復調シンボルを格納する。復号を試みるとき、またはＦＥＲＡＭ３１２からのスロットが存在するときたびに、ＢＥＲＡＭ３１６は更新されてもよい。

ＦＥＲＡＭ長を選択する方法
ＢＥＲＡＭ３１６およびＦＥＲＡＭ３１２のサイズは、要求される処理能力、メモリからプロセッサへの転送帯域幅、並びにシステムの遅延および性能間における様々なトレードオフによって選択されてもよい。一般に、より短いＦＥＲＡＭ３１２を使用することにより、最も古いサブパケットが更新されないため、ＴＩＣの恩恵は制限される。他方で、より短いＦＥＲＡＭ３１２は、低減された数の復調、減算、およびより狭い転送帯域幅をもたらす。

Ｒｅｖ．Ａのインタレーシングでは、１６スロットのパケット（４サブパケットを含み、各サブパケットは４スロットで送信される）は、４０スロットにわたる。したがって、４０スロットのＦＥＲＡＭを使用すると、影響を受けた全スロットからユーザを確実に取り除くことができる。

図８は、ＥＶ−ＤＯ Ｒｅｖ．Ａのための全１６スロットのパケットを範囲に含む４０スロットのＦＥＲＡＭ３１２を示している。新しいサブパケットが受信されるたびに、ＦＥＲＡＭ３１２に格納された全ての利用可能なサブパケットを使用して、そのパケットに対して復号が試みられる。復号に成功すると、次に、全ての構成要素サブパケット（１、２、３、または４）の寄与分を再構成および減算することにより、そのパケットの寄与分がＦＥＲＡＭ３１２から除去される。ＤＯ−Ｒｅｖ．Ａにおいては、４、１６、２８、または４０スロットのＦＥＲＡＭ長は、それぞれ１、２、３、または４サブパケットを範囲に含む。受信機において実施されるＦＥＲＡＭの長さは、複雑性の考慮、様々なユーザの到達時間に対応する必要性、および前のフレームオフセットでユーザの復調および復号を再実行する能力に応じてもよい。

図９Ａは、遅延復号を備えない順次干渉除去（ＳＩＣ）の例に対するＴＩＣの一般的な方法を示している。他の改良点は以下に説明される。プロセスは開始ブロック９００から開始し、遅延選択ブロック９０２に進む。ＳＩＣでは、遅延選択ブロック９０２は省略されてもよい。ブロック９０３では、ＢＴＳ１０４は現在のスロットにおいてサブパケットを終了するユーザの中から１ユーザ（または、ユーザの１グループ）を選択する。

ブロック９０４では、復調器３０４は、ユーザの拡散およびスクランブリングシーケンス並びにその配列サイズ（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ ｓｉｚｅ）に従って、ＦＥＲＡＭ３１２に格納されている一部または全ての時間セグメントに対する選択されたユーザのサブパケットのサンプルを復調する。ブロック９０６では、復号器３０８は、ＢＥＲＡＭ３１６に格納されている以前に復調されたシンボルおよび復調されたＦＥＲＡＭサンプルを使用して、ユーザパケットを復号することを試みる。

ブロック９１０では、復号器３０８または別のユニットは、ユーザパケットの復号に成功したかどうか、すなわち、例えば巡回冗長検査（ＣＲＣ）を使用して誤り検査にパスしたかどうかを決定しうる。

ユーザパケットが復号に失敗した場合、ブロック９１８においてＮＡＫがアクセス端末１０６に送り返される。ユーザパケットが正確に復号された場合、ブロック９０８においてＡＣＫがアクセス端末１０６に送信され、ブロック９１２ないし９１４において干渉除去（ＩＣ）が実行される。ブロック９１２は、復号信号、チャネルインパルス応答、および送信／受信フィルタにしたがって、ユーザ信号を再生成する。ブロック９１４は、ＦＥＲＡＭ３１２からユーザの寄与分を減算し、これにより、まだ復号されていないユーザに対するその干渉を低減する。

復号が失敗および成功のどちらであっても、ブロック９１６において、受信機は、復号される次のユーザに移る。復号の試みが全てのユーザに対して実行されると、新しいスロットがＦＥＲＡＭ３１２に挿入され、全プロセスが次のスロットに対して反復される。サンプルは、ＦＥＲＡＭ３１２にリアルタイムで書き込まれてもよい、すなわち、２ｘチップレートサンプルは、全ての１／２チップに書き込まれてもよい。

図９Ｂは、図９Ａの方法を実行する手段９３０ないし９４６を備える装置を示している。図９Ｂの手段９３０ないし９４６は、ハードウェア、ソフトウェア、またはハードウェアとソフトウェアの組合せで実施されてもよい。

復号順序を選択する方法
ブロック９０３は、ＴＩＣが、各ユーザに対して順次に、またはユーザグループに対して並列に適用されてもよいことを示す。グループが大きくなるに伴い、実施の複雑性は軽減しうるが、以下に説明されるとおり、ＴＩＣが反復されない限り、ＴＩＣの恩恵は低減しうる。

ユーザがグループ化および／または順序付けされる基準は、チャネル変化の速度、トラヒックのタイプ、および有効処理能力により変化してもよい。適切な復号順序は、取り除くのに最も有益であって、最も復号される可能性が高いユーザを最初に復号することを含んでもよい。ＴＩＣから最大の利益を得る基準は、以下のものを含んでもよい。

Ａ．ペイロードサイズおよびＴ２Ｐ：ＢＴＳ１０４はペイロードサイズによりユーザをグループ化または順序付けし、最大の送信電力を有するユーザ、すなわち最高のＴ２Ｐを有するユーザから始まり、最低のＴ２Ｐを有するユーザへの順序で復号してもよい。ＦＥＲＡＭ３１２から高いＴ２Ｐのユーザを復号して取り除くことは、それらのユーザが他のユーザに最も大きい干渉を引き起こすという理由から、最も大きい恩恵を有する。

Ｂ．ＳＩＮＲ：より高いＳＩＮＲを有するユーザは、復号される確率がより高いので、ＢＴＳ１０４は、より低いＳＩＮＲを有するユーザより前に、より高いＳＩＮＲを有するユーザを復号する。さらに、同様のＳＩＮＲを有するユーザは一緒にグループ化されてもよい。フェージングチャネルの場合には、ＳＩＮＲはパケット全体にわたって時間と共に変化し、そのため、適切な順序付けを決定するために、同等のＳＩＮＲが計算されてもよい。

Ｃ．時間：ＢＴＳ１０４は、「より新しい」パケットの前に、「より古い」パケット（すなわち、より多くのサブパケットがＢＴＳ１０４で受信されているもの）を復号してもよい。この選択は、所与のＴ２Ｐ比およびＡＲＱ終了の目標のために、パケットは各増分サブパケットを用いて復号する可能性が高いという仮定を反映する。

復号を再試行する方法
ユーザが正確に復号されるたびに、その干渉寄与分はＦＥＲＡＭ３１２から減算され、その結果、いくつかのスロットを共有する全てのユーザを正確に復号する可能性が増す。ユーザが認識する干渉が大幅に低下していることがあるため、以前に失敗したユーザを復号する試みが反復されることは有利である。遅延選択ブロック９０２は、復号およびＩＣのための参照として（現在または過去に）使用されたスロットを選択する。ユーザ選択ブロック９０３は、選択された遅延スロットにおいてサブパケットを終了するユーザを選択する。遅延の選択は以下のオプションに基づいていてもよい。

Ａ．全てのユーザに復号を試みると、現在の復号は、次の（将来の）スロットに移る選択を指示し、次のスロットがＦＥＲＡＭ３１２内で利用可能である。この場合には、各ユーザは、処理スロットごとに一度復号することが試みられ、これは連続干渉除去に対応する。

Ｂ．反復復号は、処理スロットごとに２回以上、ユーザを復号することを試みる。２回目以降の復号反復は、以前の反復において復号されたユーザの除去された干渉から恩恵を受ける。複数のユーザがＩＣを介在せずに並列に復号されるとき、反復復号は利益をもたらす。現在のスロットにおける純粋な反復復号では、遅延選択ブロック９０２は単に同一スロット（すなわち遅延）を複数回選択するだけである。

Ｃ．逆方向復号：受信機はサブパケットを復調し、パケットに対応するＦＥＲＡＭ内の全ての利用可能なサブパケットを復調することに基づいて、そのパケットを復号することを試みる。現在のタイムスロットにおいて終了するサブパケット（すなわち、現在のフレームオフセット上のユーザ）を有するパケットを復号することを試みた後に、受信機は、以前のスロットにおいて復号に失敗したパケット（すなわち以前のフレームオフセット上のユーザ）を復号することを試みてもよい。非同期ユーザは部分的にオーバーラップするので、現在のスロット内で終了するサブパケットの取り除かれた干渉は、過去のサブパケットを復号する可能性を高める。プロセスは、より多くのスロットを戻ることにより反復されてもよい。順方向リンクのＡＣＫ／ＮＡＫ送信における最大遅延は、逆方向復号を制限する可能性がある。

Ｄ．前方向復号：現在のスロットで終了するサブパケットを有する全てのパケットを復号することを試みた後で、受信機は、全サブパケットがＦＥＲＡＭに書き込まれる前に、最新ユーザを復号することも試みてもよい。例えば、受信機は、最新サブパケットの４スロットの中の３つを受信した後で、ユーザを復号することを試みることができる。

ＢＥＲＡＭを更新する方法
非ＴＩＣのＢＴＳ受信機では、パケットは、ＢＥＲＡＭ内に格納されている復調されたシンボルのみに基づいて復号され、ＦＥＲＡＭは、最新の時間セグメントからユーザを復調するためだけに使用される。ＴＩＣでは、ＦＥＲＡＭ３１２へアクセスは、受信機が新しいユーザを復調することを試みるたびになされる。しかし、ＴＩＣでは、ユーザが正確に復号された後に、ユーザの寄与分を再構成および減算することに基づいて、ＦＥＲＡＭ３１２は更新される。複雑性を考慮すると、パケットの長さ（例えば、ＥＶ−ＤＯ Ｒｅｖ．Ａでは１６スロットのパケットを範囲に含む４０スロットが要求される）より短いＦＥＲＡＭバッファ長を選択するのが望ましい場合がある。新しいスロットは、ＦＥＲＡＭ３１２に書き込まれると、循環バッファ内の最も古いサンプルに上書きする。したがって、新しいスロットが受信されると、最も古いスロットは上書きされ、復号器３０８はこれらの古いスロットに対してＢＥＲＡＭ３１６を使用する。所与のサブパケットがＦＥＲＡＭ３１２内に置かれている場合であっても、インタリービングおよび復号プロセスにおける中間ステップとして、そのサブパケットに対する（ＦＥＲＡＭ３１２から決定される）復調器の最も新しい復調されたシンボルを格納するのに、ＢＥＲＡＭ３１６を使用してもよいことに留意されたい。ＢＥＲＡＭ３１６の更新のために２つの主なオプションがある。

Ａ．ユーザベースの更新：ユーザに対するＢＥＲＡＭ３１６は、このユーザに対して試みられる復号と一緒にのみ更新される。この場合に、所与のユーザが適切な時間に復号されない場合、より古いＦＥＲＡＭスロットの更新は、このユーザに対するＢＥＲＡＭ３１６に恩恵をもたらさない可能性がある（すなわち、このユーザが復号されることを試みられる前に、更新されたＦＥＲＡＭスロットはＦＥＲＡＭ３１２から取り出されている可能性がある）。

Ｂ．スロットベースの更新：ＴＩＣの恩恵を完全に活用するために、全ての影響を受けたユーザに対するＢＥＲＡＭ３１６は、スロットがＦＥＲＡＭ３１２を終了するたびに更新されてもよい。この場合に、ＢＥＲＡＭ３１６の内容は、ＦＥＲＡＭ３１２上で実行された干渉減算の全てを含む。

ＡＣＫのデッドラインの見落としにより到達したサブパケットから干渉を除去する方法
一般に、ＴＩＣによって使用される特別な処理は、復号プロセスにおける遅延を引き起こし、この遅延は、反復または後方向方式のいずれかが使用される場合にとくに関連する。この遅延は、同一パケットに関連するサブパケットの送信を停止するために、ＡＣＫを送信機に送ることができる最大遅延を超過することがある。この場合、受信機は、復号されたデータを使用して、過去のサブパケットだけでなく、ＡＣＫの見落としによる近い将来に受信されるサブパケットも減算することによって、復号の成功をさらに利用できる。

ＴＩＣでは、復号されたユーザのデータは再構成および減算され、これにより、基地局１０４は、それが他のユーザのサブパケットに引き起こす干渉を取り除くことができる。Ｈ−ＡＲＱでは、新しいサブパケットが受信されるたびに、オリジナルのパケットに対して復号が試みられる。復号に成功すると、ＴＩＣを備えるＨ−ＡＲＱでは、そのパケットの寄与分は、構成要素サブパケットを再構成および減算することにより、受信サンプルから除去されてもよい。複雑性を考慮することにより、サンプルのより長い履歴を格納することによって１、２、３、または４個のサブパケットから干渉を除去することが可能である。一般に、ＩＣは、各ユーザまたはユーザのグループのいずれかに順次に適用されてもよい。

図１０は、３つの時間インスタンス、すなわちスロット時間ｎ、ｎ＋１２スロット、およびｎ＋２４スロットにおける受信機サンプルバッファ３１２を示している。説明の目的で、図１０は、Ｈ−ＡＲＱを用いる干渉除去動作を明らかにするために、同一フレームオフセット上にある３ユーザからのサブパケットを用いた単一インターレースを示している。図１０の受信機サンプルバッファ３１２は、４つのサブパケット全てを範囲に含む（これは、ＥＶ−ＤＯ Ｒｅｖ．Ａにおいて、各４スロットのサブパケット間に８スロットがあるため、４０スロットのバッファにより達成される）。復号されていないサブパケットは影を付けて示されている。復号されたサブパケットは、４０スロットのバッファ内で影を付けられずに示されており、除去されている。各時間インスタンスは、インターレースにおける別のサブパケットの到達に対応している。スロット時間ｎにおいて、ユーザ１の４つの格納されたサブパケットは正確に復号されているが、ユーザ２および３からの最新のサブパケットは、復号に失敗している。

時間インスタンスｎ＋１２スロットにおいて、インターレースの連続サブパケットは、ユーザ１の復号された（影を付けられていない）サブパケット２、３、および４の干渉を除去して到達する。時間インスタンスｎ＋１２スロットの間、ユーザ２および３からのパケットは復号に成功する。

図１０は、同一フレームオフセット上にあるユーザのグループにＩＣを適用するが、そのグループ内では連続干渉除去を実行しない。従来のグループＩＣでは、同一グループ内のユーザは、相互干渉除去を確認しない。したがって、グループ内のユーザ数が増加すると、実施の複雑性は軽減するが、同じ復号の試みに対して同一グループのユーザ間で除去し損なうことに起因する損失が生じる。しかし、Ｈ−ＡＲＱでは、各新しいサブパケットが到達した後で、受信機は、グループ内の全てのユーザを復号することを試み、同一グループ内のユーザは相互干渉除去を達成できる。例えば、ユーザ１のパケットが時間ｎで復号されると、ユーザ２および３のパケットが時間ｎ＋１２において復号されるのを助け、さらにユーザ１が時間ｎ＋２４で復号されるのを助ける。以前に復号されたパケットの全てのサブパケットは、それらの次のサブパケットが到達するときに、他のユーザに対して復号を再試行する前に除去されうる。重要な点は、特定のユーザが常に同一グループに存在しても、それらユーザのサブパケットが、他のグループのメンバが復号されるとＩＣ利得を見込むことである。

パイロット、オーバーヘッド、およびトラヒックチャネルの合同干渉除去
このセクションで扱われる問題は、基地局の受信機において複数のユーザの干渉を効果的に推定および除去することにより、ＣＤＭＡ ＲＬのシステム容量を向上することに関する。一般に、ＲＬのユーザ信号は、パイロット、オーバーヘッド、およびトラヒックチャネルから成る。このセクションは、全てのユーザに対する合同のパイロット、オーバーヘッド、およびトラヒックのＩＣ方式を説明する。

２つの態様が説明される。最初にオーバーヘッドＩＣ（ＯＩＣ）を紹介する。逆方向リンクでは、各ユーザからのオーバーヘッドは、全ての他のユーザの信号に対する干渉として作用する。各ユーザにおいて、全ての他のユーザによるオーバーヘッドに起因する総干渉は、このユーザが受ける全干渉の大きい割合を占めることもある。この総オーバーヘッド干渉を取り除くことにより、（例えばｃｄｍａ２０００ １ｘＥＶ−ＤＯ Ｒｅｖ．Ａシステムに対する）システム性能をさらに向上し、ＰＩＣおよびＴＩＣにより達成される性能および容量以上に、逆方向リンクの容量を増大することができる。

第２に、ＰＩＣ、ＯＩＣ、およびＴＩＣの間の重要な相互作用が、システム性能とハードウェア（ＨＷ）設計とのトレードオフによって示される。どのように全３つの除去手順を最良に組み合わせるかに関して、いくつかの方式が説明される。いくつかはより大きい性能の利得を有し、いくつかはより大きい複雑性の利点を有しうる。例えば、説明される方式の１つは、任意のオーバーヘッドおよびトラヒックチャネルを復号する前に、全てのパイロット信号を取り除き、次に、ユーザのオーバーヘッドおよびトラヒックチャネルを順次復号し、除去する。

このセクションは、ｃｄｍａ２０００ １ｘ ＥＶ−ＤＯ Ｒｅｖ．Ａシステムに基いているが、一般に、Ｗ−ＣＤＭＡ、ｃｄｍａ２０００ １ｘ、およびｃｄｍａ２０００ １ｘ ＥＶ−ＤＶのような他のＣＤＭＡシステムに適用される。

オーバーヘッドチャネル除去の方法
図１１は、ＥＶ−ＤＯ Ｒｅｖ．ＡのようなＲＬオーバーヘッドチャネル構造を示している。２つのタイプのオーバーヘッドチャネルが存在する。一方のタイプは、ＲＬの復調／復号を支援し、ＲＲＩ（逆方向レートインジケータ）チャネルおよび補助パイロットチャネル（ペイロードサイズが３０７２ビット以上である場合に使用される）を含む。他方のタイプは、順方向リンク（ＦＬ）の機能を助け、ＤＲＣ（データレート制御）チャネル、ＤＳＣ（データソース制御）、およびＡＣＫ（肯定応答）チャネルを含む。図１１に示されるとおり、ＡＣＫチャネルおよびＤＳＣチャネルは、スロットベースで時間多重化される。ＡＣＫチャネルは、ＦＬ上で同一ユーザに送信されるパケットで応答するときのみ送信される。

オーバーヘッドチャネルの中で、補助パイロットチャネルのデータは受信機において事前に知られている。したがって、１次パイロットチャネルと同様に、復調および復号はこのチャネルに対して必要なく、補助パイロットチャネルは、このチャネルに関する知識に基づいて再構成されてもよい。再構成された補助パイロットは、２ｘチップレート分解能であり、（１セグメントについて）以下の式で表わすことができる。

ここで、ｎはチップｘ１サンプルレートに対応し、ｆはフィンガ数であり、ｃ_ｆはＰＮシーケンスであり、ｗ_{ｆ，ａｕｘ}は補助パイロットチャネルに割り当てられたウォルシュコードであり、Ｇ_ａｕｘは１次パイロットに対するこのチャネルの相対利得であり、ｈ_ｆは１セグメントにおいて定数であると仮定される推定チャネル係数（またはチャネル応答）であり、φはチップｘ８分解能の送信パルスおよび受信機ローパスフィルタのフィルタ関数または畳み込みであり（φは［−ＭＴ_ｃ，ＭＴ_ｃ］において無視できないと仮定される）、γ_ｆはα_ｆ＝γ_ｆ ｍｏｄ４および

を用いたこのフィンガのチップｘ８時間オフセットである。

ＤＲＣ、ＤＳＣ、およびＲＲＩチャネルを含むオーバーヘッドチャネルの第２グループは、双直交コードまたはシンプレックスコードのいずれかにより符号化される。受信機側では、各チャネルに対して、復調された出力が最初に閾値と比較される。出力が閾値未満である場合、消去が宣言され、この信号に対して再構成は試みられない。そうでない場合、それらは、図４の復号器３０８の内部にある、シンボルベースの最尤（ＭＬ）検出器により復号される。復号された出力ビットは、図４に示されているように、対応するチャネルの再構成のために使用される。これらのチャネルに対する再構成された信号は以下の式で与えられる。

式１と比較すると、オーバーヘッドチャネルデータである１つの新しい項ｄ_０が存在し、ｗ_ｆ，０はウォルシュカバーであり、Ｇ_ａｕｘは１次パイロットに対するオーバーヘッドチャネル利得を表す。

残りのオーバーヘッドチャネルは１ビットのＡＣＫチャネルである。これはＢＰＳＫ変調され、符号化されず、２分の１スロットにおいて反復されてもよい。受信機は信号を復調し、ＡＣＫチャネルデータに対して硬判定を実行してもよい。再構成信号モデルは式２と同一であってもよい。

ＡＣＫチャネル信号を再構成する別のアプローチは、正規化の後に、復調され蓄積されたＡＣＫ信号が、
ｙ＝ｘ＋ｚ
であると仮定する。ここで、ｘは送信信号であり、ｚはσ^２の分散を有する調整された雑音の項である。次にｙの対数尤度比（ＬＬＲ）は以下の式で与えられる。

このとき、再構成のために、送信ビットの軟推定は以下の式になる。

ここで、双曲線正接（ｔａｎｈ）関数が集計される。再構成されたＡＣＫ信号は、ｄ_０を

と置き換えた以外は、式２に類似している。一般に、受信機は確実にはデータを知らないため、軟推定および除去のアプローチは、より優れた除去性能を提供しなければならず、この方法は信頼性レベルを高める。このアプローチは一般に上述のオーバーヘッドチャネルに拡張されてもよい。しかし、各ビットに対するＬＬＲを取得する最大経験的確率（ＭＡＰ）検出器の複雑性は、１つのコードシンボル内の情報ビットの数により指数関数的に増加する。

オーバーヘッドチャネル再構成を実施する１つの効果的なやり方は、１つのフィンガが、各復号されたオーバーヘッド信号をその相対利得により調整し、ウォルシュコードによりそれをカバーし、それらを一緒に合計し、次に１つのＰＮシーケンスにより拡散し、チャネルの調整されたフィルタにｈφを全て一度に通してフィルタリングしうることである。この方法は、減算のために、計算の複雑性およびメモリの帯域幅の両方を節約できる。

合同のＰＩＣ、ＯＩＣ、およびＴＩＣ
合同のＰＩＣ、ＯＩＣ、およびＴＩＣを実行して、高性能を達成し、システム容量を増大できる。ＰＩＣ、ＯＩＣ、およびＴＩＣの様々な復号および除去の順序により、ハードウェア設計の複雑性に対する様々な効果および様々なシステム性能が得られる。

最初にＰＩＣ、次にＯＩＣおよびＴＩＣを一緒に実行（第１の方式）
図１２Ａは、最初にＰＩＣを実行し、次にＯＩＣおよびＴＩＣを一緒に実行する方法を示している。開始ブロック１２００の後で、ブロック１２０２において、受信機は全てのユーザに対してチャネル推定を導出し、電力制御を実行する。全てのユーザのパイロットデータはＢＴＳにおいて知られているため、そのチャネルがＰＩＣブロック１２０４で推定されるとき、それらは減算されうる。したがって、全てのユーザのトラヒックチャネルおよび一定のオーバーヘッドチャネルは、より少ない干渉を観測し、前段のパイロット除去から恩恵を得ることができる。

ブロック１２０６は、復号されていないユーザのグループＧ（例えば、パケットまたはサブパケットが現在のスロット境界で終了するもの）を選択する。ブロック１２０８ないし１２１０は、オーバーヘッド／トラヒックチャネルの復調および復号を実行する。ブロック１２１２において、復号に成功したチャネルデータのみが、全てのユーザにより共有されているフロントエンドＲＡＭ（ＦＥＲＡＭ）３１２から再構成および減算される。ブロック１２１４は、復号されるユーザがさらに存在するかどうかを確認する。ブロック１２１６は、このプロセスを終了する。

復号／再構成／除去は、グループ内の１ユーザからそのグループの次のユーザに順次に実行されてもよく、これは順次干渉除去と称されてもよい。このアプローチでは、同一グループの後の復号順序におけるユーザは、先の復号順序におけるユーザの除去から恩恵を得る。単純化されたアプローチでは、最初に同一グループ内の全てのユーザを復号し、次にこれらの干渉の寄与分全てを一度に減算する。（以下に説明される）第２のアプローチまたは方式は、より狭いメモリ帯域幅およびより効率的なパイプラインアーキテクチャの両方を可能にする。両方の場合において、同一スロット境界で終了しないが、このパケットのグループとオーバーラップするユーザのパケットは、この除去から恩恵を得る。この除去は非同期ＣＤＭＡシステムにおける除去利得の大部分に相当する。

図１２Ｂは、図１２Ａの方法を実行する手段１２３０ないし１２４４を備える装置を示している。図１２Ｂの手段１２３０ないし１２４４は、ハードウェア、ソフトウェア、またはハードウェアとソフトウェアの組合せで実施されてもよい。

図１３Ａは、図１２Ａの方法のバリエーションを示している。ブロック１２０４ないし１２１０では、ブロック１２０２における最初のチャネル推定に基づいて信号を取り除く。ブロック１３００は、データに基づくチャネル推定または改善されたチャネル推定を導き出す。データに基づくチャネル推定は、以下に説明されるとおり、より良いチャネル推定を提供しうる。ブロック１３０２は、残りのＰＩＣを実行する、すなわち、ブロック１３００におけるチャネル推定の改善に基づいて、信号の修正された推定を取り除く。

例えば、ブロック１２０４ないし１２１０は、受信サンプルから最初の信号推定（例えばパイロット信号）Ｐ１［ｎ］を取り除くと考えられる。次に、この方法は、ブロック１３００で導出されたより良いチャネル推定に基づいて、修正された信号推定Ｐ２［ｎ］を生成する。この方法は、次に、ＲＡＭ３１２内のサンプルの場所から増分のＰ２［ｎ］−Ｐ１［ｎ］の差を取り除きうる。

図１３Ｂは、図１３Ａの方法を実行する手段１２３０ないし１２４４、１３１０、１３１２を備える装置を示している。図１３Ｂの手段１２３０ないし１２４４、１３１０、１３１２は、ハードウェア、ソフトウェア、またはハードウェアとソフトウェアの組合せで実施されてもよい。

最初にＰＩＣ、次にＯＩＣ、次にＴＩＣ（第２の方式）
この第２の方式は、同一グループのユーザのオーバーヘッドチャネルを復調および復号した後で、トラヒックチャネルを復調および復号することを除いて、上述の図１２Ａと同様である。この方式は、厳密なＡＣＫのデッドラインが課されていないため、非インターレースシステムに適している。インターレースシステム、例えば、ＤＯ Ｒｅｖ．Ａでは、ＡＣＫ／ＮＡＫ信号はトラヒックチャネルのサブパケットに応答するため、トラヒックチャネルのサブパケットに対する許容復号遅延は、一般に連結スロット（１スロット＝１．６７ｍｓ）内に制限される。したがって、ある特定のオーバーヘッドチャネルがこの時間スケールよりも長くなると、この方式は実現不可能になる可能性がある。とくに、ＤＯ Ｒｅｖ．Ａでは、補助パイロットチャネルおよびＡＣＫチャネルは短い期間のフォーマットであり、ＴＩＣの前に減算されうる。

合同のパイロット／オーバーヘッド／トラヒックチャネルの除去（第３の方式）
図１４Ａは、合同のＰＩＣ、ＯＩＣ、およびＴＩＣを実行する方法を示している。開始ブロック１４００の後、ブロック１４０２において、受信機は全てのユーザに対するチャネル推定を導出し、電力制御を実行する。ブロック１４０４では、復号されていないユーザのグループＧを選択する。ブロック１４０６では、パイロットからチャネルを再推定する。ブロック１４０８ないし１４１０は、オーバーヘッド／トラヒックチャネルの復調および復号を実行することを試みる。ブロック１４１２では、全てのユーザに対してＰＩＣを実行し、復号に成功したチャネルデータを有するユーザに対してのみ、ＯＩＣおよびＴＩＣを実行する。

上述の第１の方式（図１２Ａ）と異なり、全てのユーザに対するチャネル推定（ブロック１４０２）の後に、パイロットは直ちにＦＥＲＡＭ３１２から減算されず、このチャネル推定は、非ＩＣ方式のように電力制御に使用される。次に、同一パケット／サブパケット境界で終了したユーザのグループに対して、この方法は所与の順序で順次復号（ブロック１４０８および１４１０）を実行する。

復号を試みたユーザに対して、この方法は、最初にパイロットからチャネルを再推定する（ブロック１４０２）。復号されるべきトラヒックパケットとオーバーラップする以前に復号されたパケットの干渉除去により、パイロットは、電力制御のために復調された時点（ブロック１４０２）と比較して、より少ない干渉が確認される。したがって、チャネル推定品質は改善され、これはトラヒックチャネルの復号および除去の性能の両方に役立つ。この新しいチャネル推定は、トラヒックチャネルの復号（ブロック１４１０）並びに特定のオーバーヘッドチャネル（例えば、ＥＶ−ＤＯのＲＲＩチャネル）の復号（ブロック１４０８）に使用される。復号プロセスが、ブロック１４１２において１ユーザに対して終了すると、この方法は、パイロットチャネルおよび任意の復号オーバーヘッド／トラヒックチャネルを含むこのユーザの干渉の寄与分をＦＥＲＡＭ３１２から減算する。

ブロック１４１４は、復号するユーザがさらに存在するかどうかを検査する。ブロック１４１６は、プロセスを終了する。

図１４Ｂは、図１４Ａの方法を実行する手段１４２０ないし１４３６を備える装置を示している。図１４Ｂの手段１４２０ないし１４３６は、ハードウェア、ソフトウェアまたはハードウェアとソフトウェアの組合せで実施されてもよい。

図１５Ａは、図１４Ａの方法のバリエーションを示している。ブロック１５００は、データに基づくチャネル推定を導出する。ブロック１５０２は、図１３Ａと同様にオプションで残りのＰＩＣを実行する。

図１５Ｂは、図１５Ａの方法を実行する手段１４２０ないし１４３６、１５１０、１５１２を備える装置を示している。図１５Ｂの手段１４２０ないし１４３６、１５１０、１５１２は、ハードウェア、ソフトウェア、またはハードウェアとソフトウェアの組合せで実施されてもよい。

第１および第３の方式間のトレードオフ
第１の方式は、パイロット信号がＢＴＳで知られており、それらを先に除去することが意味をなすために、第３の方式と比較して優れた性能を有するはずであると思われるかもしれない。両方の方式が同じ除去品質を有すると仮定される場合、第１の方式は全てのデータレートにわたって第３の方式より性能が優れているかもしれない。しかし、第１の方式では、パイロットチャネル推定はトラヒックデータ復調に比べて大きい干渉を確認するため、（パイロットおよびオーバーヘッド／トラヒックの両方に対する）再構成に使用される推定チャネル係数は、雑音が多いかもしれない。しかし、第３の方式では、パイロットチャネル推定は、トラヒックデータの復調／復号の直前に再実行されるため、この改善されたチャネル推定によって確認される干渉レベルは、トラヒックデータの復調と同じである。したがって、平均して、第３の方式の除去品質は第１の方式より優れているといえるかもしれない。

ハードウェア設計の観点から、第３の方式は僅かに優れているかもしれない。すなわち、この方法はパイロットと復号オーバーヘッドおよびトラヒックチャネルデータとを合計し、これらを一緒に除去してもよく、したがってこの方法はメモリ帯域幅を節約する。他方では、パイロットの再推定は、（メモリからサンプルを読み出すという点で）オーバーヘッドチャネルの復調またはトラヒックチャネルの復調のいずれかと一緒に実行されてもよく、したがって、メモリ帯域幅の必要を増加しない。

第１の方式が第３の方式の８０％または９０％の除去品質を有すると仮定される場合、ユーザごとのデータレートとユーザ数における利得との間にトレードオフが存在する。一般に、全てのユーザが低いデータレート領域にある場合は、第１の方式が好都合であり、全てが高いデータレートのユーザである場合は、反対である。この方法はまた、データの１つのパケットが復号されると、トラヒックチャネルからチャネルを再推定しうる。トラヒックチャネルがパイロットチャネルと比較して（相当に）高いＳＮＲで動作するため、除去品質は向上する。

オーバーヘッドチャネルは、復調に成功すると、取り除かれ（除去され）てもよく、トラヒックチャネルは、復調および復号に成功すると、取り除かれてもよい。基地局は、特定の時点で全てのアクセス端末のオーバーヘッドおよびトラヒックチャネルを復調／復号に成功することが可能である。これ（ＰＩＣ、ＯＩＣ、ＴＩＣ）が実行されると、ＦＥＲＡＭは残留の干渉および雑音のみを含む。パイロット、オーバーヘッド、およびトラヒックチャネルデータは様々な順序で除去され、アクセス端末のサブセットに対して除去されてもよい。

１つのアプローチでは、ＲＡＭ３１２から一度に１ユーザに対する干渉除去（ＰＩＣ、ＴＩＣ、およびＯＩＣの任意の組合せ）を実行する。別のアプローチでは、（ａ）ユーザのグループに対する（ＰＩＣ、ＴＩＣおよびＯＩＣの任意の組合せの）再構成信号を蓄積し、（ｂ）次にそのグループに対する干渉除去を一度に実行する。これらの２つのアプローチは、本明細書に開示されているいずれの方法、方式、およびプロセスにも適用されてもよい。

干渉除去に対するチャネル推定の改善
受信サンプルを正確に再構成する能力は、送信されたデータの様々な構成要素を再構成して取り除くことにより干渉除去を実施するＣＤＭＡ受信機のシステム性能に大きな影響を与える。レイク受信機では、パイロットシーケンスに対してＰＮ逆拡散し、その後適切な期間にわたってパイロットフィルタリング（すなわち蓄積）することにより、マルチパスチャネルを推定する。パイロットフィルタリングの長さは一般に、より多くのサンプルを蓄積することにより推定ＳＮＲを高めるが、推定ＳＮＲがチャネルの時間変動により劣化するほどには長く蓄積しない妥協点として選択される。次に、パイロットフィルタの出力からのチャネル推定を使用して、データ復調を実行する。

図４を用いて上述されたとおり、ＣＤＭＡ受信機において干渉除去を実施する１つの実際的な方法では、様々な送信チップｘ１ストリームの寄与分を（例えばチップｘ２の）ＦＥＲＡＭサンプルに再構成する。これは、送信機チップと受信機サンプルと間の全体的なチャネルの推定と送信チップストリームとを決定することを含む。レイクフィンガからのチャネル推定はマルチパスチャネル自体を表しているため、全体的なチャネル推定は、送信機および受信機フィルタリングの存在も考慮に入れるべきである。

このセクションは、ＣＤＭＡ受信機の干渉除去に対してこの全体的なチャネル推定を改善するいくつかの技術を開示している。これらの技術は、ｃｄｍａ２０００、１ｘＥＶ−ＤＯ、１ｘＥＶ−ＤＶ、ＷＣＤＭＡに適用可能である。

復号するパケットのＴＩＣを正確に実行するために、図４の受信機は、復号器の出力から情報ビットを取得し、再符号化、再インタリーブ、再復調、データチャネル利得の再適用および、再拡散により、送信チップストリームを再構成しうる。パイロットチャネル推定を用いてＴＩＣに対する受信サンプルを推定するために、送信チップストリームは、パイロットＰＮシーケンスを用いて逆拡散することからのレイク受信機チャネル推定と、送信機および受信機フィルタのモデルを用いて畳み込まれる。

パイロットチャネル推定を使用する代わりに、再構成されたデータチップ自体を用いて逆拡散することにより、（各レイクフィンガ遅延における）改善されたチャネル推定が取得されうる。この改善されたチャネル推定は、パケットがすでに正確に復号されているため、パケットのデータ復調には使用されないが、むしろフロントエンドサンプルに対するこのパケットの寄与分を再構成するためにのみ使用される。この技術を用いて、レイクフィンガの遅延のそれぞれに対して（例えばチップｘ８分解能）、この方法は、再構成データチップストリームを用いて（例えばチップｘ８に補間された）受信サンプルを「逆拡散」し、適切な期間にわたり蓄積する。これは、トラヒックチャネルがパイロットチャネルより高電力で伝送されるため、改善されたチャネル推定をもたらす（このトラヒック対パイロットＴ２Ｐの比はデータレートの関数である）。データチップを使用して、ＴＩＣのためにチャネルを推定すると、高精度で除去するのに最も重要なより高電力のユーザに対して、より正確なチャネル推定を得ることができる。

レイクフィンガ遅延のそれぞれにおけるマルチパスチャネルを推定する代わりに、このセクションはまた、送信機フィルタ、マルチパスチャネル、および受信機フィルタの組合せの効果を明確に推定するチャネル推定手順を説明する。この推定は、オーバーサンプリングされたフロントエンドサンプル（例えばチップｘ２ ＦＥＲＡＭ）と同一分解能であってよい。再構成された送信データチップを用いてフロントエンドサンプルを逆拡散し、チャネル推定精度においてＴ２Ｐの利得を得ることにより、チャネル推定が得られてもよい。均一に間隔を空けたチャネル推定のタイムスパンは、レイクフィンガ遅延に関する情報と、送信機および受信機フィルタの組合せ応答の事前推定とに基づいて選択されてもよい。さらに、レイクフィンガに関する情報は、均一に間隔を空けたチャネル推定の精度を高めるために使用されてもよい。

図１６は、送信フィルタｐ（ｔ）、（以下に説明されるマルチパスチャネルｇ（ｔ）に対する）全体／複合チャネルｈ（ｔ）、および受信機フィルタｑ（ｔ）を備える伝送システムのモデルを示している。無線通信チャネルのディジタルベースバンドの表示はＬ個のディスクリートなマルチパス成分によりモデル化される。

ここで、複合経路振幅は、対応する遅延τ_１を備えるα_１である。送信機および受信機フィルタの結合効果は、φ（ｔ）として定義されうる。

ここで、

は畳み込みを指す。結合φ（ｔ）は多くの場合、二乗余弦応答と同様であるように選択される。例えば、ｃｄｍａ２０００およびその派生では、応答は図１７に示された例のφ（ｔ）に類似する。全体のチャネル推定は以下の式により与えられる。

図１８（Ａ）および図１８（Ｂ）は、３つのレイクフィンガのそれぞれにおける推定マルチパスチャネルに基づくチャネル推定（実部および虚部の成分）の例を示している。この例では、実際のチャネルは実線で示され、α_ｌは星印により示されている。再構成（点線）は上述の式３のα_ｌを使用することに基づいている。図１８（Ａ）および１８（Ｂ）のレイクフィンガチャネル推定は、パイロットチップを用いる逆拡散に基づいている（ここで、全体のパイロットＳＮＲは−２４ｄＢである）。

パイロットチップの代わりに再生成データチップを用いるレイクフィンガ遅延における逆拡散
チャネル推定の品質は、受信信号に対するユーザの寄与分を再構成する忠実度に直接影響を与える。干渉除去を実施するＣＤＭＡシステムの性能を改善するために、ユーザの再構成されたデータチップを使用して、改善されたチャネル推定を決定することができる。これは干渉減算の精度を改善する。ＣＤＭＡシステムに対する１つの技術は従来の「ユーザの送信パイロットチップに対する逆拡散」とは対照的に、「ユーザの送信データチップに対する逆拡散」として説明されうる。

図１８（Ａ）ないし１８（Ｂ）のレイクフィンガチャネルの推定はパイロットチップを用いた逆拡散に基づいていることを想起されたい（ここで、全体のパイロットＳＮＲは−２４ｄＢである）。図１９（Ａ）ないし１９（Ｂ）は、レイクフィンガとデータチップを用いた逆拡散とに基づく改善されたチャネル推定の例を示しており、データチップはパイロットチップより１０ｄＢ大きい電力で伝送される。

図２０Ａは、再生成データチップを用いてレイクフィンガ遅延において逆拡散する方法を示している。ブロック２０００では、レイク受信機３１４（図４）は、パイロットＰＮチップを用いてフロントエンドサンプルを逆拡散して、レイクフィンガ値を得る。ブロック２００２では、復調器３０４はデータ復調を実行する。ブロック２００４では、復号器３０８はデータ復号を実行し、ＣＲＣを検査する。ブロック２００６では、ＣＲＣにパスすると、ユニット４００は再符号化、再インタリーブ、再変調、および再拡散することにより、送信データチップを決定する。ブロック２００８では、ユニット４００は送信データチップを用いてフロントエンドサンプルを逆拡散し、各フィンガ遅延における改善されたチャネル推定を得る。ブロック２０１０では、ユニット４００は改善されたチャネル推定を用いて、フロントエンドサンプルに対するユーザのトラヒックおよびオーバーヘッドの寄与分を再構成する。

図２０Ｂは、図２０Ａの方法を実行する手段２０２０ないし２０３０を備える装置を示している。図２０Ｂの手段２０２０ないし２０３０は、ハードウェア、ソフトウェア、またはハードウェアとソフトウェアの組合せにおいて実施されてもよい。

再生成データチップを用いるＦＥＲＡＭ分解能における複合チャネルの推定
従来のＣＤＭＡ受信機は、レイクフィンガ遅延のそれぞれにおいてマルチパスチャネルの複素数値を推定しうる。レイク受信機より前の受信機フロントエンドは、送信機フィルタ（すなわちｐ（ｔ））に対応する低域受信機フィルタ（すなわちｑ（ｔ））を含んでもよい。したがって、チャネル出力に対応するフィルタを実施する受信機については、レイク受信機自体はマルチパスチャネル（すなわちｇ（ｔ））のみに対応することを試みる。レイクフィンガの遅延は、一般に、独立した時間追跡ループから、最小分離要件（例えば、フィンガは少なくとも１チップ離れている）内で導き出される。しかし、物理マルチパスチャネル自体は多くの場合、遅延の連続体においてエネルギを有する。したがって、１つの方法は、フロントエンドサンプルの分解能（例えばチップｘ２ ＦＥＲＡＭ）で複合チャネル（すなわちｈ（ｔ））を推定する。

ＣＤＭＡ逆方向リンクに対する送信電力制御では、全てのマルチパスおよび受信機アンテナからの結合されたフィンガのＳＮＲが、一般に特定の範囲内にあるように制御される。ＳＮＲのこの範囲により、比較的大きな推定分散を有する逆拡散パイロットチップから導出される複合チャネル推定を得ることができる。これは、レイク受信機がエネルギ遅延プロファイルの「ピーク」のみにフィンガを配置することを試みる理由である。しかし、再構成データチップを用いて逆拡散するＴ２Ｐの利点により、複合チャネル推定は、φ（ｔ）のモデルと組み合わされたｇ（ｔ）の直接推定よりも、ｈ（ｔ）のより優れた推定となる。

ここに説明されるチャネル推定手順は、送信機フィルタ、マルチパスチャネル、および受信機フィルタの組合せ効果を明確に推定する。この推定はオーバーサンプルされたフロントエンドサンプルと同一分解能（例えばチップｘ２ ＦＥＲＡＭ）であってもよい。チャネル推定は、再構成された送信データチップを用いてフロントエンドサンプルを逆拡散することによりなされ、チャネル推定精度においてＴ２Ｐの利得を得ることができる。均一に間隔を空けたチャネル推定のタイムスパンは、レイクフィンガ遅延に関する情報と、送信機および受信機フィルタの組合せ応答の事前推定とに基づいて選択されてもよい。さらに、レイクフィンガからの情報を用いて、均一に間隔を空けたチャネル推定の精度を高めることもできる。複合チャネル自体を推定する技術はまた、φ（ｔ）の事前推定を使用する設計を必要としないので有益であることに注意すべきである。

図２１Ａおよび２１Ｂは、チップｘ２の分解能において均一に間隔を空けたサンプルを使用して複合チャネルを推定する例を示している。図２１Ａ、２１Ｂでは、−２４ｄＢのパイロットＳＮＲおよび２０ｄＢのＴ２Ｐに対応して、データチップＳＮＲは−４ｄＢである。均一なチャネル推定は、レイクフィンガの配置においてデータチップのみを用いて逆拡散することに比べて、より優れた品質を提供する。高いＳＮＲでは、「ファットパス（ｆａｔｐａｔｈ）」効果は、レイクフィンガの配置を使用して、チャネルを正確に再構成する能力を制限する。詳細には、均一なサンプリングのアプローチは、推定ＳＮＲが高い場合（高いＴ２Ｐに対してデータチップを用いて逆拡散する場合に相当する）にとくに有益である。Ｔ２Ｐが特定のユーザに対して高い場合、チャネル再構成の忠実度は重要である。

図２２Ａは、再生成データチップを使用して、均一分解能において複合チャネルを推定する方法を示している。ブロック２０００ないし２００６および２０１０は、上述の図２０Ａと同様である。ブロック２２００では、レイク受信機３１４（図４）または別の構成要素は、レイクフィンガ遅延に基づいて均一な構成に対するタイムスパンを決定する。ブロック２２０２では、復調器３０４または別の構成要素は、適切なタイムスパンに対する均一な遅延で送信データチップを用いてフロントエンドサンプルを逆拡散することにより、改善されたチャネル推定を決定する。

図２２Ｂは、図２２Ａの方法を実行する手段２０２０ないし２０３０、２２２０、および２２２２を備える装置を示している。図２２Ｂの手段２０２０ないし２０３０は、ハードウェア、ソフトウェア、またはハードウェアとソフトウェアの組合せで実施されてもよい。

上記の説明では、ｇ（ｔ）は無線マルチパスチャネル自体であり、ｈ（ｔ）は無線マルチパスチャネル並びに送信機および受信機フィルタリングを含み、ｈ（ｔ）＝ｐｈｉ（ｔ）を用いて畳み込まれたｇ（ｔ）である。

上記の説明では、「サンプル」は任意のレート（例えばチップ当たり２サンプル）であってもよいが、「データチップ」はチップ当たり１つである。

「再生成データチップ」は、図２０Ａのブロック２００６に示され上述されたとおり、再符号化、再インタリーブ、再復調、および再拡散により生成される。基本的には、「再生成」は、モバイル送信機（アクセス端末）において、情報ビットが通過するプロセスを再現することである。

「再構成サンプル」は、ＦＥＲＡＭ３１２か、または受信機内のＦＥＲＡＭ３１２から分離したメモリに格納されたサンプル（例えばチップ当たり２サンプル）を表す。これらの再構成サンプルは、チャネル推定を用いて（再生成された）送信データチップを畳み込むことにより生成される。

用語の「再構成」および「再生成」は、送信データチップを修正するか受信サンプルを修正するかのいずれかの文脈が与えられている場合は、互換的に使用されうる。「チップ」は、再符号化などにより修正され、一方で「サンプル」は、修正チップを使用すること、並びに無線チャネル（チャネル推定）と送信機および受信機フィルタリングとの効果を組み込むことに基づいて修正されるので、サンプルまたはチップは修正されうる。「再構成」および「再生成」の両方の単語は、本質的に再構築または修正することを意味し、技術的区別はない。１つの実施形態では、データチップに対して「再生成」を、サンプルに対して「再構成」を排他的に使用する。このとき、受信機はデータチップ再生成ユニットおよびサンプル再構成ユニットを有してもよい。

干渉除去を備えるＣＤＭＡシステムの逆方向リンク上の伝送サブチャネル利得の適応
複数のユーザの干渉は、ＣＤＭＡ伝送システムにおける制約要因であり、この干渉を軽減する任意の受信機技術は、達成可能なスループットの大幅な改善を可能にする。このセクションは、ＩＣを用いるシステムの伝送サブチャネル利得を適応させる技術を説明する。

逆方向リンク伝送では、各ユーザは、パイロット、オーバーヘッド、およびトラヒック信号を送信する。パイロットは、伝送チャネルの同期および推定を提供する。オーバーヘッドサブチャネル（例えば、ＲＲＩ、ＤＲＣ、ＤＳＣ、およびＡＣＫなど）は、ＭＡＣおよびトラヒック復号の設定に必要とされる。パイロット、オーバーヘッド、およびトラヒックサブチャネルは、信号対干渉雑音比（ＳＩＮＲ）に関して異なる要件を有する。ＣＤＭＡシステムでは、１つの電力制御は、パイロットの送信電力に適応してもよく、オーバーヘッドおよびトラヒックサブチャネルの電力は、パイロットに対して固定された利得を有する。ＢＴＳがＰＩＣ、ＯＩＣ、およびＴＩＣを備えている場合、様々なサブチャネルがＩＣの順序および除去の特性に応じて干渉の様々なレベルを確認する。この場合に、サブチャネル利得間の静的な関係がシステム性能を損う場合がある。

このセクションでは、ＩＣを実施するシステムにおける様々な論理サブチャネルに対する新しい利得制御の対策を説明する。この技術は、ＥＶ−ＤＯ Ｒｅｖ．ＡのようなＣＤＭＡシステムに基づいており、ＥＤ−ＤＶ Ｒｅｌ Ｄ、Ｗ−ＣＤＭＡ ＥＵＬ、およびｃｄｍａ２０００に適用されてもよい。

説明される技術は、パケット誤り率、ＳＩＮＲ、または干渉電力に関する測定性能に従って、各サブチャネルの利得を適応可能に変更することにより様々なサブチャネルにおける電力および利得制御を実施する。この目的は、ＩＣの可能性を完全に活用する一方で、時間的に変化する分散サブチャネルにおける伝送にロバスト性を提供することを可能にする、信頼性の高い電力および利得制御機構を提供することである。

干渉除去は、論理サブチャネルが復号された後で、フロントエンドサンプルに対して論理サブチャネルの寄与分を取り除くことにより、後で復号される他の信号に対する干渉を低減することを指す。ＰＩＣにおいて、送信パイロット信号はＢＴＳで知られており、受信パイロットはチャネル推定を使用して再構成される。ＴＩＣまたはＯＩＣにおいて、ＢＴＳでこの復号されたバージョンによって受信サブチャネルを再構成することにより、干渉が取り除かれる。

（ＩＣを備えない）現在のＢＴＳは、トラヒックチャネルの誤り率の要件を満たすために、パイロットサブチャネルの電力Ｅ_ｃｐを制御する。トラヒックサブチャネルの電力は、固定された要素Ｔ２Ｐによってパイロットに関係付けられる。これは、ペイロードの種類およびターゲットの終了目標に依存する。パイロット電力は、内部および外部ループを含む閉ループ電力制御機構により適応させられる。内部ループは、閾値レベルＴでパイロットのＳＩＮＲ（Ｅｃｐ／Ｎｔ）を維持することを目的とし、外部ループ電力制御は、例えばパケット誤り率（ＰＥＲ）に基づいて閾値レベルＴを変更する。

ＩＣが受信機で実行される場合（図４）、サブチャネル利得の適応はシステムに有益である可能性がある。実際には、各サブチャネルは干渉の様々なレベルを確認するため、パイロットに対するこれらの利得は、所望の性能を提供する目的に従って適応されなければならない。このセクションは、オーバーヘッドおよびパイロットサブチャネルに対する利得制御の問題を解決し、ＩＣを完全に活用することによりシステムのスループットを増大するＴ２Ｐを適応する技術が説明される。

ＩＣを用いるシステムにおける重要なパラメータ
調整されうる２つのパラメータは、オーバーヘッドサブチャネル利得およびトラヒック対パイロット（Ｔ２Ｐ）利得である。ＴＩＣが作用すると、（ＴＩＣを備えないシステムに比べて）オーバーヘッドサブチャネル利得が増加し、パイロットとオーバーヘッドの性能間のより柔軟なトレードオフを可能にする。現在のシステムで使用されるベースラインＧを、Ｇと表示することにより、オーバーヘッドチャネル利得の新しい値は、
Ｇ’＝Ｇ・Δ_Ｇ
になる。

非ＩＣ方式において、オーバーヘッド／パイロットサブチャネルは、トラヒックチャネルと同一干渉レベルを確認し、ある特定の比Ｔ２Ｐ／Ｇは、オーバーヘッドおよびトラヒックチャネル性能とパイロットチャネル推定との両方に十分な性能を与えることができる。ＩＣが使用されると、干渉レベルはオーバーヘッド／パイロットとトラヒックとに対して異なり、２種類のサブチャネルのコヒーレントな性能を可能にするために、Ｔ２Ｐは低減されてもよい。所与のペイロードにおいて、この方法は、要件を満たすために、Ｔ２Ｐを集計値に対して因子Δ_Ｔ２Ｐ分減少させてもよい。現在のシステムの特定のペイロードに対して使用されるベースラインＴ２Ｐを、Ｔ２Ｐと表示することにより、Ｔ２Ｐの新しい値は、
Ｔ２Ｐ’＝Ｔ２Ｐ・Δ_Ｔ２Ｐ
になる。

パラメータΔ_Ｔ２Ｐは、一組の有限または離散値（例えば−０．１ｄＢから−１．０ｄＢ）に量子化でき、アクセス端末１０６に送信できる。

制御により維持されうるいくつかの量は、トラヒックＰＥＲ、パイロットＳＩＮＲ、および温度上昇である。パイロットＳＩＮＲは、優れたチャネル推定のために望まれる最低レベル以下に低下してはならない。温度上昇（Ｒｉｓｅ ｏｖｅｒ Ｔｈｅｒｍａｌ， ＲＯＴ）は、電力制御されるＣＤＭＡ逆方向リンクの安定性およびリンクバジェットを保証するために重要である。非ＴＩＣ受信機では、ＲＯＴは受信信号において定義される。一般に、ＲＯＴは優れた能力／適用範囲のトレードオフを可能にするために所定の範囲内にとどまらなければならない。

温度上昇制御
Ｉ_０は受信機の入力における信号の電力を示す。受信信号からの干渉の除去は電力の低減をもたらす。Ｉ_０’は、ＩＣ後の復調器３０４の入力における信号の平均電力を示し、
Ｉ_０’≦Ｉ_０
である。

Ｉ_０’の値は、ＩＣを用いて更新された後でフロントエンドサンプルから測定されてもよい。ＩＣが実行される場合、ＲＯＴはオーバーヘッドサブチャネルに対して重要であり続け、ＲＯＴは閾値に対して制御されなければならない。すなわち、

を保証しなければならない。ここでＮ_０は雑音電力である。

しかし、トラヒックおよびいくつかのオーバーヘッドサブチャネルも、ＩＣから恩恵を受ける。これらのサブチャネルの復号性能は、ＩＣ後に測定される温度上昇に関連する。実効ＲＯＴは、ＩＣ後の信号電力と雑音電力との間の比である。実効ＲＯＴは閾値により制御されてもよい、すなわち、

である。

ＲＯＴ_ｅｆｆに対する制約は、雑音レベルが変化しないという仮定の下で、Ｉ_０’に対する制約として同義で示されてもよく、

である。ここで、

は

に対応する信号電力の閾値である。

固定されたオーバーヘッド利得の技術
ＲＯＴが増加すると、（ＩＣから恩恵を受けない）パイロットおよびオーバーヘッドチャネルのＳＩＮＲは低下し、削除率の潜在的な増加をもたらす。この効果を補償するために、オーバーヘッドチャネル利得は、固定値によって、または特定のシステム状態に適応させることによって増加されうる。

オーバーヘッドサブチャネル利得がパイロットに対して固定される技術が説明される。提案された技術は、パイロットサブチャネルのレベルおよび各ユーザに対するΔ_Ｔ２Ｐの両方を適応させる。

固定されたΔ _Ｇ ＝０ｄＢを用いるＴ２Ｐの閉ループ制御
図２３は、Ｅ_ＣＰおよびΔ_Ｔ２Ｐに対する閉ループ電力制御（ＰＣ）と、固定されたΔ_Ｇ＝０ｄＢ（ブロック２３０８）とを示している。Δ_Ｔ２ＰおよびＥ_ＣＰの適応に対するこの第１の解決案は、以下を含む。

Ａ．内部および外部ループ２３０４、２３００は、Ｅ_ＣＰの適応に対して従来のやり方で電力制御を実行してもよい。外部ループ２３００は、目標ＰＥＲおよびトラヒックＰＥＲを受信する。内部ループ２３０４は、閾値Ｔ２３０２および測定されたパイロットＳＩＮＲを受信して、Ｅ_ＣＰを出力する。

Ｂ．閉ループ利得制御（ＧＣ）２３０６は、取り除かれた干渉の測定に基づいてΔ_Ｔ２Ｐを適応させる。利得制御２３０６は、測定されたＲＯＴおよび測定されたＲＯＴｅｆｆを受信して、Δ_Ｔ２Ｐを出力する。受信機は、ＩＣ方式により取り除かれた干渉を測定し、Δ_Ｔ２Ｐを適応させる。

Ｃ．Δ_Ｔ２Ｐは、定期的にセクタ内の全てのアクセス端末１０６にメッセージで送信されることができる。

Δ_Ｔ２Ｐの適応に対して、ＩＣ後の干渉がＩ_０からＩ_０’に低減されると、Ｔ２Ｐは結果的に量を低減できる。

Ｅ_ＣＰは、以下の式のように、（ＰＣループ２３０４を通って）増加する。

ＩＣを用いるシステムとＩＣを用いないシステムとにおける総送信電力の比は、以下の式になる。

ここで、Ｇはオーバーヘッドチャネル利得である。（Ｇに対する）Ｔ２Ｐの大きな値に対して、比Ｃは、

のように概算できる。

実効ＲＯＴの推定に対して、実効ＲＯＴは、ＰＣおよびチャネル状態の変化の両方のために急激に変化する。代わりに、Δ_Ｔ２ＰはＲＯＴ_ｅｆｆの緩慢な変化を反映する。したがって、Δ_Ｔ２Ｐの選択のため、実効ＲＯＴは、ＩＣ後の信号の長い平均化ウインドウにより測定される。平均化ウインドウは、電力制御更新期間の少なくとも２倍の長さを有してもよい。

固定されたΔ _Ｇ ＞０ｄＢを備えるＴ２Ｐの閉ループ制御
図２４は、利得制御２３０６が実効閾値ＲＯＴを受信すること、およびΔ_Ｇ＞０ｄＢ（ブロック２４００）であることを除いて、図２３と同じである。Δ_Ｔ２Ｐの適応に対するこの代替方法は、ＩＣおよび非ＩＣシステムにおいて同じセル有効範囲を有するという要求に基づく。Ｅ_ＣＰ分布は、両方の場合において同じである。ＩＣの効果は、十分に負荷されたシステムに対して２倍であり、ｉ）ＩＣ前の信号電力Ｉ_０は、ＩＣを用いないシステムの信号電力に比べて増加し、ｉｉ）ＰＥＲ制御による閉ループ電力制御のため、Ｉ_０’はＩＣを用いないシステムの信号電力と同様になる傾向がある。Δ_Ｔ２Ｐは、以下のとおり適応させられる。

Δ _Ｔ２Ｐ のＡＣＫベースの制御
図２５は、固定されたオーバーヘッドサブチャネル利得（ブロック２５０６）を用いるＡＣＫサブチャネルに基づくＥ_ＣＰおよびΔ_Ｔ２Ｐに対するＰＣを示している。

Δ_Ｔ２Ｐの閉ループＧＣは、ＢＴＳからＡＴにフィードバック信号を要求し、ここで、全てのＡＴはＢＴＳからΔ_Ｔ２Ｐの同じ同報通信値を受信する。代替の解決案は、Δ_Ｔ２Ｐの開ループのＧＣ２５１０と、パイロットに対する閉ループＰＣ２５００、２５０４とに基づいている。閉ループパイロットＰＣは内部ループ２５０４を含み、これは閾値Ｔ_０２５０２にしたがってＥ_ＣＰを調整する。外部ループ制御２５００は、例えばデータレート制御（ＤＲＣ）サブチャネル誤り確率またはＤＲＣ削除率といったオーバーヘッドサブチャネルの削除率により指示される。Ｔ_０は、ＤＲＣ削除率が閾値を超えるたびに増加されるが、ＤＲＣ削除率が閾値を下回る場合は徐々に低減される。

Δ_Ｔ２Ｐは、ＡＣＫ順方向サブチャネルを介して適応させられる。詳細には、ＡＣＫおよびＮＡＣＫの統計結果を測定することにより、ＡＴはＢＴＳにおけるトラヒックＰＥＲを評価できる（ブロック２５０８）。利得制御２５１０は、目標のトラヒックＰＥＲと測定されたＰＥＲとを比較する。ＰＥＲが閾値より高い場合は常に、Ｔ２Ｐ’が非ＩＣシステムのベースライン値Ｔ２Ｐに達するまで、Δ_Ｔ２Ｐを増加する。他方では、より低いＰＥＲに対しては、ＩＣプロセスを完全に活用するために、Δ_Ｔ２Ｐを低減する。

可変オーバーヘッド利得技術
トランシーバの別の最適化は、Δ_Ｔ２Ｐだけではなく、ＩＣプロセスに対するオーバーヘッドサブチャネル利得（Ｇオーバーヘッド）も適応させることにより得ることができる。この場合には、追加のフィードバック信号が必要とされる。Δ_Ｇの値は０ｄＢから０．５ｄＢに量子化できる。

干渉電力に基づくオーバーヘッド利得制御
図２６は、オーバーヘッドＧＣ２６００を除いて図２４と同様である。オーバーヘッドサブチャネル２６００のＧＣの方法は、ＩＣ後の測定された信号出力に基づく。この場合に、ＩＣを用いないシステムの同じセル有効範囲を提供するために、Ｅ_ＣＰを仮定する。ＩＣ前の信号は、増加した電力Ｉ_０および増加した干渉に対するオーバーヘッド利得補償を有する。これの実施は、以下の式を設定することによりオーバーヘッド利得を適応させる。

Δ_Ｇは、有用である可能性は低いオーバーヘッドサブチャネル電力を減少することに対応するため、０ｄＢを下回らないように制御されうる。

利得および電力制御方式は、図２３のようにＥ_ＣＰに対して内部および外部ループＰＣ２３０４、２３００、上述のようにΔ_Ｇに対してＧＣループ２６００、Δ_Ｔ２Ｐに対して開ループＧＣ２３０６を含んでもよい。ここで、Δ_Ｔ２ＰはＰＥＲが目標値を超えるたびに増加し、ＰＥＲが目標を下回ると減少する。Δ_Ｔ２Ｐの最大レベルは、非ＩＣ受信機のレベルに応じて許容される。

ＤＲＣ専用オーバーヘッド利得制御
図２７は、ＤＲＣ専用オーバーヘッド利得制御２７０２を備える図２６のバリエーションを示している。

オーバーヘッドサブチャネル利得が適応させられる場合であっても、Δ_Ｔ２Ｐの利得制御２７００は上述のとおり閉ループを用いて実行できる。この場合には、Ｅ_ＣＰおよびΔ_Ｔ２Ｐは図２３の方式のとおりに制御され、オーバーヘッドサブチャネル利得２７０２の適応はＤＲＣ削除率によって実行される。詳細には、ＤＲＣ削除が閾値を上回る場合、オーバーヘッドサブチャネル利得２７０２は増加する。ＤＲＣ削除率が閾値を下回る場合、オーバーヘッド利得２７０２は徐々に低減する。

多重セクタ多重セルネットワークにおけるＴ２Ｐの制御
Δ_Ｔ２ＰのＧＣはセルレベルで実行され、ＡＴ１０６はソフターハンドオフであるため、様々なセクタが適応の異なる要求を生成してもよい。この場合には、ＡＴに送信されるΔ_Ｔ２Ｐ要求の選択に対して、様々なオプションが検討されうる。セルレベルでは、この方法は、十分に負荷されたセクタにより要求されるＴ２Ｐの中からＴ２Ｐの最小低減を選択してもよい。すなわち、

ここで、

はセクタｓにより要求されるΔ_Ｔ２Ｐである。ＡＴは様々なセルから異なる要求を受信してもよく、またこの場合には、様々な基準を採用することができる。この方法は、サービスしているセクタと最も信頼性の高い通信を保証するために、そのセクタに対応するΔ_Ｔ２Ｐを選択する。

セルおよびＡＴの両方におけるΔ_Ｔ２Ｐの選択については、要求される値の中から、最小、最大、または平均を含む他の選択が検討されてもよい。

１つの重要な態様は、移動体が、Ｔ２Ｐ’＝Ｔ２ＰｘΔ_Ｔ２Ｐ（ここで、Δ_Ｔ２ＰはＩ_０およびＩ_０’（Ｉ_０ ^ｔｈｒの知識の場合もある）の測定に基づいてＢＴＳで計算される）と、Ｇ’＝ＧｘΔ_Ｇ（ここで、Δ_ＧもＢＴＳで計算される）を使用することである。これらは、ＢＴＳにおいて計算されたｄｅｌｔａ ｆａｃｔｏｒを用いて、各ＢＴＳにより全てのアクセス端末に同報通信され、端末はそれに応じて反応する。

本明細書に開示される概念はＷＣＤＭＡシステムに適用されてもよく、このＷＣＤＭシステムは専用物理制御チャネル（ＤＰＣＣＨ）、拡張専用物理制御チャネル（Ｅ−ＤＰＣＣＨ）、または高速専用物理制御チャネル（ＨＳ−ＤＰＣＣＨ））のようなオーバーヘッドチャネルを使用する。ＷＣＤＭＡシステムは、専用物理データチャネル（ＤＰＤＣＨ）フォーマット、および／または拡張専用物理データチャネル（Ｅ−ＤＰＤＣＨ）フォーマットを使用してもよい。

ここに開示されたシステムおよび方法は、例えば、２ｍｓの送信時間間隔および１０ｍｓの送信時間間隔といった、２つの異なるインターレース構造を備えるＷＣＤＭＡシステムに適用されてもよい。したがって、フロントエンドメモリ、復調器、および減算器は、様々な送信時間間隔を有するパケットの１つまたは複数のサブパケットを範囲に含むように構成されてもよい。

ＴＩＣについては、トラヒックデータは、ＥＶ−ＤＯ Ｒｅｌｅａｓｅ ０フォーマットまたはＥＶ−ＤＯ Ｒｅｖｉｓｉｏｎ Ａフォーマットの少なくとも一方で、１人または複数のユーザによって送信されてもよい。

ここに記載された特定の復号順序は、復調および復号の順序に対応してもよい。ＦＥＲＡＭ３１２からパケットを復調するプロセスは、干渉除去をよりよい復号器の入力にするため、パケットの再復号は再復調からであるべきである。

パイロット干渉除去
図２８は、サンプルバッファ２８０８およびレイク（ｒａｋｅ）受信機内のフィンガプロセッサ２８００の実施形態を示している。レイク受信機は、２５６個または５１２個のフィンガプロセッサ２８００といった多数の個別のフィンガプロセッサ２８００を含んで、いくつかのマルチパスを処理することができる。あるいは、レイク受信機は、単一高速プロセッサを含んで、いくつかのマルチパスを時分割して処理するもよく、これはいくつかのフィンガプロセッサ２８００の機能をシミュレートする。

サンプルバッファ２８０８の１つの実施形態は、チップレートｘ２（「チップｘ２」）のサンプルレートでデータサンプルのセグメントを格納する循環ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）であってもよい。チップレートは１／Ｔ_Ｃと等しく、ここでＴ_Ｃはチップ継続時間である。例えば、チップレートは１．２ＭＨｚであってもよい。他のチップレートが用いられてもよい。

フィンガプロセッサ２８００は、ｃｄｍａ２０００ １ｘＥＶ−ＤＯシステムまたは他のシステムに使用されてもよい。フィンガプロセッサ２８００は、チャネル推定器２８０２、データ復調ユニット２８０４、およびパイロット干渉推定器２８０６を含む。チャネル推定器２８０２は、逆拡散器２８１０、パイロットデチャネライザ（ｄｅ−ｃｈａｎｎｅｌｉｚｅｒ）２８１２、およびパイロットフィルタ２８１４を含む。データ復調ユニット２８０４は、逆拡散器２８１８、データデチャネライザ２８２０、およびデータ復調器２８２２を含む。パイロット干渉推定器２８０６は、除去因子計算ユニット２８２４、乗算器２８２６、２８３２、再構成フィルタテーブル２８３８、パイロット再構成フィルタリングブロック２８３０、パイロット干渉蓄積ブロック２８２８、パイロットチャネライザ２８３４、および拡散器２８３６を含む。

逆拡散器２８１０、２８１８は、拡散シーケンス生成器から、複素共役拡散シーケンスＰ_ｍ ^＊、例えば擬似ランダム雑音（ＰＮ）シーケンスを受信する。１つの実施形態では、逆拡散器２８１０、２８１８は、最初に、拡散シーケンスＰ_ｍ ^＊と、マルチパスの時間オフセットｔ_ｍから始まるサンプルバッファ２８０８からのセグメントのデータサンプルとを乗算（逆拡散）し、次に、逆拡散されたデータサンプルを再サンプリングする。別の実施形態では、逆拡散器２８１０、２８１８は、最初に、マルチパスの時間オフセットｔ_ｍから始まるサンプルバッファ２８０８からのセグメントのデータサンプルを再サンプリングし、次に、再サンプリングデータサンプルと拡散シーケンスＰ_ｍ ^＊とを乗算する。

図２８の逆拡散器２８１０、２８１８は、再サンプラまたは補間回路を含んでもよく、これらはサンプルバッファ２８０８からのデータサンプルを再サンプリング、アップサンプリング、合計、デシメート、または補間して、所望のレートを達成する。再サンプリングの種類は、サンプルバッファ２８０８に格納されている受信信号サンプルのレートに依存する。例えば、逆拡散器２８１０は、チップｘ２のレートのサンプルバッファ２８０８からのサンプルを、例えばチップｘ８といったフィンガ時間オフセットの最大分解能にアップサンプリングしてもよい。逆拡散器２８１０は、パイロットデチャネライザ２８１２への出力のために、チップｘ８サンプルをチップｘ１にデシメートしてもよい。

一般に、チップｘ１、チップｘ２、チップｘ４、およびチップｘ８といった様々なレートが、フィンガプロセッサ２８００の様々な構成要素によって使用されてもよい。より高いレートのチップｘ８は、サンプルの性能および精度を改善できる。チップｘ２のようなより低いレートは、精度では劣るが、計算の複雑性および処理時間を低減することによって効率を向上できる。

パイロットデチャネライザ２８１２は、（ａ）逆拡散器２８１０からの逆拡散されたデータサンプルとパイロットチャネル化コードＣ_{ｐｉｌｏｔ，ｍ}とを受信し、（ｂ）デチャネライズされたパイロットシンボルを出力する。同様にデータデチャネライザ２８２０は、（ａ）加算器２８１６からの逆拡散されたデータサンプルとデータチャネル化コードＣ_{ｄａｔａ，ｍ}とを受信し、（ｂ）デチャネライズされたデータシンボルを出力する。

パイロットフィルタ２８１４は、少なくとも２つの値ｈ_ｍおよびＮ_ｔを導き出し、これらはｈ_ｍ／Ｎ_ｔおよび｜ｈ_ｍ｜^２／Ｎ_ｔといった様々な形式でパイロットフィルタ２８１４から出力されてもよい。ｈ_ｍは、フィンガプロセッサ２８００に割り当てられた特定マルチパスのチャネル推定である。チャネル推定ｈ_ｍは、チャネル係数（振幅、位相、および遅延または時間オフセット）に対応してもよい。パイロットフィルタ２８１４は、１つまたは複数のセグメント、例えば現在のセグメント「ｎ」、および／または過去あるいは未来のセグメントを使用して、チャネル推定ｈ_ｍを提供してもよい。１つの例では、パイロットフィルタ２８１４は、４ないし６セグメントを使用して、チャネル推定を導出する。代わりに、パイロットフィルタ２８１４は、１つまたは複数のセグメントを使用して、将来のチャネル推定、すなわちチャネル推定の予測を提供しもよい。チャネル推定ｈ_ｍは、以下で説明されるとおり、パイロットの再構成のためにパイロット干渉推定器２８０６により使用される。パイロットフィルタ２８１４により乗算器２８２６に出力されるチャネル推定ｈ_ｍは、ＩおよびＱ成分を有する複素数値であってもよい。

Ｎ_ｔは、このフィンガプロセッサ２８００により確認される雑音および干渉の項の分散である。チャネル推定ｈ_ｍの分散が大きい場合、チャネルには雑音が存在する。ｈ_ｍ／Ｎ_ｔは、データを復調するためにデータ復調器２８２２により使用される。｜ｈ_ｍ｜^２／Ｎ_ｔは、除去因子計算ユニット２８２４により使用される。パイロットフィルタ２８１４は、位相回転器または位相修正器を含んでもよい。

受信機が完全なチャネル状態情報を有する場合、複数のフィンガプロセッサ２８００による干渉除去は、複数のアクセスチャネルの容量を改善しうる。実際には、各ユーザチャネルは時間と共に変化し、これが信頼性の高いチャネル状態情報を推定するための課題となる。各ユーザのパイロットは、現実または高信頼性のパイロットベースのチャネル推定を使用することによって受信信号から除去されるはずである。信頼性の低いチャネル推定を使用することは、データサンプルを過剰に除去する可能性がある。チャネル推定器２８０２が、信頼性の低い、雑音の多いパイロットベースのチャネル推定を検出する場合、除去因子計算ユニット２８２４は除去を低減または回避する。したがって、除去因子計算ユニット２８２４はパイロット干渉除去後に残留エネルギ（雑音）を最小にする。

例えば、３つのフィンガプロセッサ２８００は、異なるオフセットで同一受信信号を処理し、それぞれのＳＮＲまたはチャネル推定を検出することができる。１つのフィンガプロセッサがとくに雑音の多いチャネルを検出する場合、パイロット干渉除去に対するこのフィンガプロセッサの再構成パイロットの寄与分を低減（減少）することが望ましい。

Ｎ_ｔ（このフィンガプロセッサ２８００により確認される雑音および干渉の項の分散）が大きく、パイロット信号強度｜ｈ_ｍ｜^２が小さい場合、チャネル推定ｈ_ｍは信頼性が低い可能性がある。除去因子計算ユニット２８２４は、０、．１、．２、．５などといった小さい除去因子α_ｍを選択しうる。これは、パイロットサンプルを再構成するためにフィンガプロセッサ２８００により使用される雑音の多いチャネル推定の振幅を低減する。

Ｎ_ｔが小さく、パイロット信号強度｜ｈ_ｍ｜^２が大きい場合、チャネル推定ｈ_ｍは、おそらく信頼性が高く、除去因子計算ユニット２８２４は、．８、．９、１．０などといった大きい除去因子α_ｍを選択しうる。Ｎ_ｔが大きく、信号強度｜ｈ_ｍ｜^２も大きい場合、チャネル推定ｈ_ｍはある程度信頼でき、除去因子計算ユニット２８２４は、．５、．６、．７、．８などといった適度な除去因子α_ｍを選択しうる。除去因子α_ｍの値は、どのようにパイロット復調を実施し、どのようにチャネル推定を導出するかに依存してもよい。場合によっては、除去因子α_ｍは１より大きい値になるように選択されてもよい。例えば、チャネルの位相はパイロット復調中に不適切に整列させられる可能性があり、これにより、エネルギが除去される。このチャネルは信号振幅を小さく見積もられるか、または偏ったチャネル推定を有する。この結果、１より大きい除去因子α_ｍを選択して使用することは、チャネル推定にいくらかの修正を再度加えることになる。以下の式は、１セグメントにわたりガウス雑音が一定のチャネルに最も適しうる。

１つの実施形態では、除去因子計算ユニット２８２４はパイロットフィルタ２８１４からの｜ｈ_ｍ｜^２／Ｎ_ｔを用いて、以下の式から除去因子α_ｍを計算する。

ここで、｜ｈ_ｍ｜^２／Ｎ_ｔはＥ_ＣＰ／Ｎ_ｔに比例してよく、Ｅ_ＣＰはチャネル推定器２８０２により推定されるチップ当たりのエネルギであり、Ｎ_ｔは雑音であり（Ｅ_ＣＰ／Ｎ_ｔは信号対雑音比を表す）、Ｎはチャネル推定の平均長である。Ｎはｈ_ｍおよびＮ_ｔを推定するために使用されるサンプル数を表す。Ｎは、５１２、１０２４、または２０４８チップといったセグメント長であってよい。

別の実施形態では、除去因子計算ユニット２８２４は、パイロットフィルタ２８１４からの｜ｈ_ｍ｜^２／Ｎ_ｔを用いて、ルックアップ表（ＬＵＴ）から最適な除去因子α_ｍを選択する。ルックアップ表は、｜ｈ_ｍ｜^２／Ｎ_ｔの所定の値または領域、および対応する所定の除去因子α_ｍを含む。

第１の乗算器２８２６は、除去因子計算ユニット２８２４から計算または選択された除去因子α_ｍにチャネル推定ｈ_ｍを乗算し、すなわち調整し、セグメント当たりの重み付きチャネル係数を提供する。

パイロット再構成フィルタリング
マルチパス受信信号の時間遅延またはオフセットｔ_ｍが、チップ継続時間Ｔ_ｃの整数倍にチップ継続時間Ｔ_ｃの端数（すなわち１チップ継続時間Ｔ_ｃ未満）を加えた値である場合、チップ間干渉（ＩＣＩ）が発生する可能性がある。フィンガプロセッサ２８００は再構成フィルタリングを実行して、送信機によるパルス整形を実現する。詳細には、図２８の再構成フィルタテーブル２８３８、第２の乗算器２８３２、およびパイロット再構成フィルタリングブロック２８３０は、推定送信パルスの中央ローブ（すなわち中央のタップまたはピーク値）だけでなく、推定送信パルスの複数のローブ（すなわち複数のタップ）を発生する。フィンガプロセッサ２８００により実行されるフィルタリングは、信頼性の高い再構成パイロットサンプルを提供する。送信パルスの形状、受信フィルタ、および再構成フィルタリングを考慮しないと、再構成パイロット信号は受信サンプルに対するパイロットの寄与分を正確に反映しない場合がある。

１つの実施形態では、パイロット再構成フィルタリングブロック２８３０は、多相有限インパルス応答フィルタ（ＦＩＲ）を含み、これは、単一プロセスにおいて、例えばチップｘ８からチップｘ２へのデシメーションとフィルタリングとを結合する。多相フィルタは位相を与えられ、与えられた位相に従ってフィルタ関数をデシメートし、その後でフィルタリングを実行してもよい。例えば、多相フィルタは、８つの異なる可能な位相で８ずつデシメートされる畳み込みを使用してもよい。フィルタテーブル２８３８に入力される時間オフセットｔ_ｍは、８つの異なる可能な位相の１つに対応するフィルタ係数を選択する。乗算器２８３２は、（選択された位相に従う）フィルタ係数にチャネル推定および除去因子を乗算する。再構成フィルタリングブロック２８３０は、フィルタ係数、チャネル推定、および除去因子を用いて、チップｘ８で拡散器２８３６からの拡散パイロット信号をフィルタリングする（畳み込みを実行する）。畳み込みが８のデシメーション後に６４サンプル（８サンプルの８グループ）を有する場合、再構成フィルタリングブロック２８３０は８タップのフィルタであり、８つのサンプルをフィルタリングするだけである。この実施形態はパイロット干渉推定器２８０６の複雑性を低減できる。

再構成フィルタテーブル２８３８は、推定送信パルスφ_ＴＸ（ｔ）および受信フィルタφ_ＲＸ（ｔ）（例えば低域フィルタ）の畳み込みφ（ｔ）を表す予め計算されたフィルタ係数のセットを格納する。端末１０６の送信フィルタにより使用される送信パルスφ_ＴＸ（ｔ）は、基地局１０４においてフィンガプロセッサ２８００によって知られているかまたは推定されてもよい。送信パルスφ_ＴＸ（ｔ）は、移動体電話製造者により、またはＩＳ−９５、ｃｄｍａ２０００などといった規格により定義されてもよい。受信フィルタ関数φ_ＲＸ（ｔ）は理想的には送信フィルタを備える整合フィルタ（ＭＦ）であってもよいが、実際の受信フィルタは送信フィルタと正確に整合していなくてもよい。受信フィルタ関数φ_ＲＸ（ｔ）は、基地局の受信機が作成されるときに設定されてもよい。

１つの構成では、畳み込みは、フィンガプロセッサ２８００における最高サンプルレート（フィンガ時間オフセットの最大分解能）、例えばチップｘ８でサンプリングされ、したがって、フィルタテーブル２８３８は、複数のフィルタテーブル、例えば８つのフィルタテーブルを含む。この場合、ｉ番目フィルタテーブルは、時間オフセットｉにおけるオリジナルのチップｘ８の自己相関関数φのチップレベルのサンプルに対応し、ここでｉ＝０，１，２，．．．７である。各フィルタテーブルは２Ｍ＋１タップエントリを有してもよく、各エントリは１６ビットを有してもよい。１つの実施形態では、Ｍは性能損失を低減するために２より大きいかまたは等しいように選択される（例えばＭ＝２の場合、２Ｍ＋１＝５）。フィルタテーブルは、チップｘ１で５ないし１３チップのタイムスパン（ただしＭ＝２ないし６であり、２Ｍ＋１＝５ないし１３である）か、または３３ないし９７チップｘ８のタイムスパン（ただしＭ＝２ないし６であり、２Ｍ（８）＋１＝３３ないし９７である）を実現する。１つの実施形態では、同じフィルタテーブル２８３８が、複数のフィンガプロセッサ２８００により使用されてもよい。

１つの実施形態では、各フィンガプロセッサ２８００の第２の乗算器２８３２は、チップｘ２のパイロットサンプルの再構成のために（フィンガプロセッサ２８００に割り当てられた）ｔ_ｍに対する適切な時間オフセットで、２つのこのようなフィルタテーブル（偶数のサンプルに対して１つのテーブルおよび奇数のサンプルに対して１つのテーブル）にアクセスできる。第２の乗算器２８３２は、第１の乗算器２８２６からの調整されたセグメント当たりチャネル推定ｈ_ｍ係数と、２つの選択されたフィルタテーブルの各フィルタタップ（予め計算されたフィルタ係数）とを乗算する。第２の乗算器２８３２は、（例えばチップｘ２で）セグメントごとのフィルタタップ係数をパイロット再構成フィルタリングブロック２８３０に出力する。

１つの実施形態では、パイロット再構成フィルタリングブロック２８３０の出力がチップｘ２でサンプルを提供する場合、個別の再サンプラはパイロット干渉推定器２８０６に必要とされない。再構成フィルタリングブロック２８３０は、チップレートをサンプルレートに変更してもよい。

図２８の拡散器２８３６は、現在のセグメント「ｎ」の拡散シーケンスｐ_ｍを受信し、次のセグメント「ｎ＋１」ではなく現在のセグメント「ｎ」に対して拡散パイロット信号（例えば複合ＰＮシーケンスチップ）を提供する。このようにして、図２８のフィンガプロセッサ２８００は現在のセグメント「ｎ」のパイロット干渉を再構成する。現在のセグメント「ｎ」に対して複数のフィンガプロセッサからパイロット干渉を再構成および蓄積することと、次に現在のセグメント「ｎ」のデータサンプルから現在のセグメント「ｎ」の蓄積され再構成されたパイロット干渉を減算することとの間に、短い遅延が存在してもよい。しかし、このアプローチ（現在のセグメント「ｎ」のデータサンプルから現在のセグメント「ｎ」の蓄積され再構成されたパイロット干渉を除去すること）は、とくに、大きく時間と共に変化するチャネルに対して、より信頼性の高い／正確なパイロット干渉除去を提供できる。

パイロットチャネライザ２８３４はＩおよびＱ成分を備える複合チャネル化符号を受信できる。拡散器２８３６は、４つの可能な値＋／−１または＋／−ｉを有する複合ＰＮシーケンスを受信できる。パイロットチャネライザ２８３４および拡散器２８３６は、現在のセグメント「ｎ」の各側に追加のチップを生成し、パイロット再構成フィルタリングブロック２８３０によるフィルタリングを支援してもよい。

パイロット再構成フィルタリングブロック２８３０は実際のフィルタリングを実行する。すなわち、拡散器２８３６からの拡散パイロット信号（例えばＰＮシーケンス）と、フィルタテーブル係数φ（ｔ）、除去因子、およびチャネル推定の積との畳み込みを実行する。例えば、パイロット再構成フィルタリングブロック２８３０は、チップｘ１において２つの５タップのフィルタ、９タップのフィルタ、または１３タップのフィルタを含んでもよい。各フィルタに対して２Ｍ＋１タップであってもよい。パイロット再構成フィルタリングブロック２８３０により提供されるフィルタリングは、ＩＣＩ（チップ間干渉）の影響を軽減できる。

パイロット再構成フィルタリングブロック２８３０は、チップｘ２の分解能でユーザの時間整列したパイロット信号の１セグメントを再構成し、チップｘ２のパイロットサンプルを提供してもよい。別の実施形態では、パイロット再構成フィルタリングブロック２８３０は、チップｘ８でオーバーサンプリングされたＰＮシーケンスをフィルタリングし、（パイロット再構成フィルタリングブロック２８３０とバッファ２８２８と間の）再サンプラは、パイロット再構成フィルタリングブロック２８３０からのチップｘ８サンプルを、チップｘ２に、所与の位相で、すなわち、（時間オフセットｔ_ｍに応じて）０ないし７の開始サンプルでデシメートする。サンプルは次にバッファ２８２８に格納される。

パイロット再構成フィルタリングブロック２８３０は、フィンガプロセッサ２８００に割り当てられたマルチパスの推定パイロットサンプルを含む再構成パイロット干渉信号

を出力する。パイロット再構成フィルタリングブロック２８３０は、詳細には、逆拡散器２８１０が周波数オフセットを補償する位相回転器を含む場合、位相逆回転器または位相修正器を含んでもよい。

パイロット干渉蓄積バッファ
パイロット干渉蓄積バッファ２８２８は、適切な時間オフセットでパイロット再構成フィルタリングブロック２８３０からの再構成パイロットを格納および蓄積する。例として、パイロット干渉蓄積バッファ２８２８は、循環ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）であってもよい。１つの構成では、１つのパイロット干渉蓄積バッファ２８２８は、複数のフィンガプロセッサ２８００の複数のパイロット再構成フィルタリングブロック２８３０からの異なる時間オフセットを有する再構成パイロットサンプルを格納および蓄積してもよい。１つの干渉蓄積バッファは、複数のフィンガプロセッサ内に複数の干渉蓄積バッファを備える実施形態と比較して、より少ないメモリ空間および他のリソースを使用しうる。

パイロット干渉蓄積バッファ２８２８は、サンプルバッファ２８０８と同一分解能を有してもよい。例えば、パイロット干渉蓄積バッファ２８２８はチップｘ２分解能であってもよく、すなわち２ｘチップレートの速度で動作してもよい。各セグメントが５１２チップ長を有する場合、パイロット干渉蓄積バッファ２８２８は、パイロット再構成フィルタリングブロック２８３０から生成された少なくとも２つのセグメント、すなわち、５１２チップ／セグメントｘ２サンプル／チップ＝１０２４パイロットサンプルを格納できる。少なくとも２セグメント長では、パイロット干渉蓄積バッファ２８２８は、以前のパイロットサンプルのオーバーラップを格納してもよい。パイロット干渉蓄積バッファ２８２８は他のサイズで実施されてもよい。パイロット干渉蓄積バッファ２８２８は、３／２または４／３ｘチップレートといった、他のサンプルレートを使用してもよい。

フィンガプロセッサ２８００がパイロットの再構成を終了した後、干渉蓄積バッファ２８２８は全てのパイロット干渉推定を含んでいる。次に、各フィンガプロセッサ２８００の加算器２８１６は、（サンプルバッファ２８０８からの）受信信号から、（干渉蓄積バッファ２８２８からの）サンプルに関する干渉蓄積バッファの内容を減算して、データ復調ユニット２８０４にパイロットの無いデータサンプルを提供する。

１つの干渉蓄積バッファを使用する複雑性を軽減することは、マルチパス（ユーザ）の到達時間には依存せずに、再構成パイロットを生成することにより達成されてもよい。例えば、再構成パイロットはチップｘ２のレートで生成され、システム時間に整列してもよい。したがって、再構成パイロットは、マルチパス（ユーザ）の到達時間から独立していてもよい。干渉蓄積バッファ２８２８により提供される再構成パイロットは、フィンガまたはユーザ時間を考慮しないで、すなわち再サンプリングしないで、システム時間に従ってサンプルバッファ２８０８により提供される受信信号から、例えばバースト減算によって直接減算されてもよい。これにより再サンプラの必要性がなくなる。

逆方向リンクのセル間およびセル内の干渉除去
例えば、（１）ＢＴＳ１０４に到達する全てのアクセス端末１０６のパイロット信号、（２）ＢＴＳにおいて復号するアクセス端末オーバーヘッドチャネル、および（３）ＢＴＳ１０４において復号するアクセス端末のトラヒックデータチャネルを減算することに基づいて、所与のＢＴＳ（基地局）１０４においてセクタ内干渉を除去することにより、ＣＤＭＡシステムの逆方向リンクの容量を増加することが可能である。

実際の形態では、ソフトハンドオフの逆方向リンクＣＤＭＡアクセス端末１０６のような、アクセス端末１０６からの信号は、多くの場合、複数のＢＴＳ１０４において適度な電力で受信されうる。以下のセクションは、アクセス端末信号の復号に成功していないＢＴＳ１０４からアクセス端末のセル間干渉を取り除く技術を説明している。これは、ＢＴＳ間干渉除去と称されることもある。

図２９は、逆方向リンクのセル間干渉除去のために復号データを共有するように構成された複数の基地局１０４を示している。図３０は、複数の基地局１０４が逆方向リンクのセル間干渉除去のために復号データを共有する方法を示している。第１の基地局１０４Ａはアクセス端末１０６から信号を受信し、サンプルバッファ（例えば図３のバッファ３１２）に信号のサンプルを格納する。図３０のブロック３０００では、第１の基地局１０４Ａは、格納されたサンプルからパイロット、データパケット、および／またはオーバーヘッドチャネルのような少なくとも１つの信号を復調し、復号に成功することができる。ブロック３００２では、第１の基地局１０４Ａは、パイロット、データパケット、および／またはオーバーヘッドチャネルといった少なくとも１つの信号から復調および復号された情報を、第２の基地局１０４Ｂに、（ａ）第１の基地局１０４Ａと第２の基地局１０４Ｂと間の（有線、例えば光ファイバ、または無線の）直接リンク１１０、および／または（ｂ）第１の基地局１０４Ａおよび第２の基地局１０４Ｂと通信する基地局コントローラ（ＢＳＣ）１０２を介して送信しうる。

ブロック３００４では、第２の基地局１０４Ｂは復号パケットを使用して、マルチパス遅延および／またはチャネル係数を含むチャネルパラメータを推定し、（符号化、変調、フィルタリング、などを使用して）受信サンプルに対する再構成データサンプル寄与分を再構成しうる。次に、ブロック３３０６では、第２の基地局１０４Ｂは、第２の基地局のサンプルバッファから再構成サンプルを減算／除去し、これにより、格納されたサンプル内に存在する他の信号に対する干渉を低減できる。

このように、復号パケットが、より高いデータレートに対応する十分に高いトラヒック対パイロット（Ｔ２Ｐ）比で伝送される場合、第２の基地局１０４Ｂは、パイロット信号を低い信頼性（すなわち信頼性の低いパイロットチャネル推定）で受信するアクセス端末１０６のチャネル推定を再構成する可能性がある。

第２の基地局１０４Ｂは、（ａ）アクセス端末１０６からのパイロット信号を検出し、（割り当てられたレイクフィンガプロセッサを用いて）パケットを復調および復号することを試みる（すなわちアクセス端末１０６はソフトハンドオフである）か、または、（ｂ）第２の基地局１０４Ｂはアクセス端末１０６から十分に強力な信号を受信しなかったので、アクセス端末１０６からのパケットを復調および復号することを試みない。第２の場合には、アクセス端末１０６からのいずれの受信信号も、第２の基地局１０４Ｂにおいて雑音であると見なされる。

第１の基地局１０４Ａ（または基地局コントローラ１０２）は、アクセス端末１０６から信号を受信するか、またはアクセス端末１０６の範囲内にある１つまたは複数の他の基地局のリスト（例えばアクティブセットリスト）を維持しており、そのため第１の基地局１０４Ａは復調および復号されたデータを送信する場所が分かる。

このように、複数の基地局１０４Ａおよび１０４Ｂは、復号データを共有して、干渉を取り除くことができる。基地局１０４Ａ、１０４Ｂ間で伝送される情報は、復調データビット、再符号化データビット、被変調シンボル、または被変調／インタリーブシンボルのいずれであってもよい。１つの構成では、情報は、（ａ）生データビットであって、基地局１０４Ａ、１０４Ｂ間で要求される転送帯域幅を最小化するか、または（ｂ）アクセス端末１０６の最後に送信されたシンボルであって、受信基地局１０４において要求される再生成処理量を最小化してもよい。

本明細書に説明されている方法およびシステムは、パイロット干渉除去（ＰＩＣ）、トラヒック干渉除去（ＴＩＣ）、またはオーバーヘッド干渉除去（ＯＩＣ）、あるいはＰＩＣ、ＴＩＣ、およびＯＩＣの任意の組合せを使用してもよい。

本明細書に説明されている方法およびシステムは、ハイブリッド−ＡＲＱを用いて実施されてもよく、ここでパケットは時間分離されたサブパケットのインターレースで伝送される。図７は、ＣＤＭＡ １ｘ ＥＶ−ＤＯ Ｒｅｖ．ＡのＲＬに使用されうるインターレース構造を示している。各インターレースは４スロット長であり、３つのインターレースが存在する。したがって、所与のインターレースのサブパケットの最後と同一インターレースの次のサブパケットの最初との間には、８タイムスロットが存在する。８タイムスロットは、受信機（例えば基地局１０４）がパケットを復号し、送信機（例えばアクセス端末１０６）にＡＣＫまたはＮＡＫを中継するのに十分な時間である。同一インターレースの２つのサブパケット間の時間は、ＢＴＳ１０４から、他の近傍のＢＴＳに復号ビットを中継するために使用されることができ、これら近傍のＢＴＳも、復号パケットを有するアクセス端末１０６から干渉を受信する可能性が高い。

アクセス端末１０６は様々なフレームオフセット（すなわち様々なスロット境界における開始サブパケット）で送信するため、（復号パケットに対応する）これらのサブパケットが現在のフレームオフセットと７５％オーバーラップするため、次のフレームオフセットの前に復号されるパケットを用いてアクセス端末１０６の干渉を除去することが有益である。これは、同一ＢＴＳにおいてＩＣを実施するのに妥当であるが、別のＢＴＳにおいて干渉を除去するには時間が短すぎる場合がある。しかし、１００％オーバーラップするサブパケットは別の１２スロットの間は現れない。したがって、Ｈ−ＡＲＱを備えるシステムでは、１６．６ｍｓに相当するＥＶ−ＤＯにおける１０スロット程度で他のセルからのアクセス端末１０６の干渉を除去することにより、ＩＣ利得の相当な割合を得ることができる。

図１０は、４サブパケット全てを範囲に含む受信機バッファ３１２の例を示しており、各４スロットのサブパケット間には８スロットが存在するため、これは、ＥＶ−ＤＯ Ｒｅｖ．Ａにおいて４０スロットのバッファにより達成できる。例示のため、図１０は、Ｈ−ＡＲＱを用いた干渉除去の操作を強調するために、単一インターレースで、同一フレームオフセット上に存在する３ユーザのみを検討する。プロットは、３つの時間インスタンス（ｎ，ｎ＋１２，ｎ＋２４）において、４０スロットのバッファ内のどのサブパケットが除去されるかを示し、各時間インスタンスは、考慮されているインターレースにおける別のサブパケットの到達に対応する。

一般に、ＩＣは、各アクセス端末１０６またはアクセス端末１０６のグループのいずれかに連続的に適用されてもよい。図１０において、ＩＣは、同一フレームオフセットでサブパケットを送信したアクセス端末１０６のグループに適用されるが、グループ内で連続干渉除去は実行されない。例えば、ユーザ１（すなわちアクセス端末１）のパケットが時間ｎで復号される場合、これは、ユーザ２および３のパケットが時間ｎ＋１２で復号されるのに役立ち、さらにユーザ１が時間ｎ＋２４で復号されるのに役立つ。前に復号されたパケットの全てのサブパケットを除去した後で、他のユーザに対して、次のサブパケットが到達するときに、復号を再試行することができる。

上述のセル間干渉除去技術はＣＤＭＡシステムまたはＯＦＤＭシステムにおいて実施されてもよい。ＣＤＭＡシステムでは、セクタ内のアクセス端末１０６は基地局１０４において干渉する。アクセス端末１０６の送信トラヒックデータの干渉は、アクセス端末１０６の受信データを復号した後に、基地局の受信サンプルから減算できる。

ＯＦＤＭシステムでは、アクセス端末は、通常、セクタまたはセル内で固有の周波数（すなわちトーン）を割り当てられる。しかし、他のセル内のアクセス端末はこれらの周波数の１つまたは複数を使用してもよい。したがって、ＯＦＤＭシステムでは、セル間干渉を除去することが有益である。これは、各周波数のトーンに対してチャネル推定を実行し、次に除去する場合、１つのＢＴＳから別のＢＴＳにユーザのデータを中継することにより実施できる。

電力制御を備えるＣＤＭＡ逆方向リンクでは、セル間干渉を減少することにより、ユーザは同一データレートに対してより少ない電力で送信することが可能であり、これにより、サポートされるユーザ数またはこれらのユーザのデータレートを増加できる。

図３１は、逆方向リンク干渉除去のために復号データを共有するように構成された基地局３１００Ａ内の複数の処理ユニット３１０２Ａないし３１０２Ｃを示している。各基地局３１００は複数のアンテナ３００Ａないし３００Ｆを有してもよい。例えば、３セクタ基地局の各セクタに対して２つのアンテナ３００が存在してもよい。

各処理ユニット３１０２はソフトウェア、ハードウェア、またはソフトウェアとハードウェアの組合せを備えていてもよい。例えば、ソフトウェア処理ユニット３１０２は、メモリに格納された命令を実行するマイクロプロセッサまたはディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）を備えていてもよい。ハードウェア処理ユニット３１０２の例は、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、またはフィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）のようなゲートアレイを備えていてもよい。処理ユニット３１０２は、チャネルカードまたはチャネルカード上のマイクロチップを表しうる。一例として、第１の処理ユニット３１０２Ａは、１００個のアクセス端末の１セットからの逆方向リンク信号を処理するように割り当てられ、第２の処理ユニット３１０２Ｂは、１００個のアクセス端末の別の１セットからの逆方向リンク信号を処理するように割り当てられてもよい。

１つの構成では、逆方向リンク干渉除去のために復号データを共有する２つの処理ユニット３１０２は、同一周波数搬送波を使用する。逆方向リンク干渉除去のために復号データを共有する２つの処理ユニット３１０２は、同一セットの１以上のアンテナ３００または２つ以上の異なるアンテナ３００から信号を受信してもよい。このように、逆方向リンク干渉除去のために復号データを共有する２つの処理ユニット３１０２は、同一セクタから受信される処理信号に制限されない。

本明細書の概念は、復号データを共有し干渉除去を実行するように構成されることができる任意の２つのエンティティ、デバイス、ステーション、処理ユニット、モジュールまたは端末に適用されてもよい。干渉除去は、セル間であっても、またはセル内であってもよい。例えば、１つの基地局３１００Ａの２つまたはそれ以上の処理ユニット３１０２Ａないし３１０２Ｃは、復号データを共有し、逆方向リンク干渉除去を実行できる。別の例として、１つの基地局３１００Ａの１つまたは複数の処理ユニット３１０２Ａないし３１０２Ｃは、逆方向リンク干渉除去のために、別の基地局３１００Ｂの１つまたは複数の処理ユニット３１０２Ｄないし３１０２Ｆと復号データを共有できる。

セル間のデータにしたがう集積回路（ＩＣ）は、再使用干渉を取り除くために使用されてもよい。同一インターレースのサブパケット間のＨ−ＡＲＱ遅延を仮定すると、復号パケットは非復号ソフトハンドオフレッグ（ｈａｎｄｏｆｆ ｌｅｇ）（例えば、パケットを復号しない近傍の他の基地局）に再同報通信されてもよい。これらの他の基地局がユーザのマルチパス到達タイミングを追跡している場合、復号基地局から同報通信される復号パケットは、これらの他の基地局で使用され、データにしたがうチャネル推定と、パイロットおよびトラヒック干渉の除去とを実行することができる。これらの基地局がユーザのマルチパス到達タイミングを追跡していない場合、マルチパス到達タイミングはデータにしたがう時間追跡に基づいて推定でき、その後にデータにしたがうチャネル推定とパイロットおよびトラヒック干渉の除去がなされる。

複数の信号受信ユニットおよび干渉除去を用いる中央プロセッサを備えるシステム
図１におけるような一般的なセルラアーキテクチャは、基地局コントローラ（ＢＳＣ）１０２に接続された複数の無線基地局（ＢＴＳ）１０４Ａないし１０４Ｂを備える。アクセス端末１０６Ａないし１０６Ｈからの信号の復調および復号は、各ＢＴＳ１０４において独立に実行される。逆方向リンクソフトハンドオフでは、アクセス端末１０６Ｄの信号は、１つまたは複数のＢＴＳ１０４Ａないし１０４Ｂで復号されてもよく、ＢＳＣ１０２は選択ダイバーシティを実施する。以下のセクションは、セルのクラスタに対して復調、復号、および逆方向リンク干渉除去を実行するように構成された中央「スーパーＢＴＳ」プロセッサ３２０４（図３２）を説明している。

図３２は、複数の分散した無線周波（ＲＦ）信号受信ユニット３２００Ａないし３２００Ｄ、複数の高速リンク３２０２Ａないし３２０２Ｄ、および中央プロセッサ３２０４を備えるシステムを示している。

信号受信ユニット３２００Ａないし３２００Ｄは、アンテナ、受信機、ＲＦヘッド、アクセスポイントなどとも称されることがある。各受信ユニット３２００は、セルと称される特定の地理的エリア内の１つまたは複数のアクセス端末１０６から信号を受信するように構成されている。各セルは図３２において円で示されている。セルのグループまたは「クラスタ」は、大きな地理的エリアをカバーするように選択的に配置または分散されていてもよい。言い換えると、受信ユニット３２００Ａないし３２００Ｄは、数百メートルまたは数千メートルといった長い距離で相互から間隔を空けられてもよい（空間的に分散してもよい）。２つまたはそれ以上のセルは部分的にオーバーラップしてもよい。１つの構成では、各受信ユニット３２００はまた、アクセス端末に信号を送信してもよい。

各受信ユニット３２００は、標準的な基地局よりも少ない構成要素を有してもよい。例えば、各受信ユニット３２００は、１つまたは複数のアンテナ、増幅器、フィルタ、および信号サンプラを備えていてもよい。１つの構成では、各受信ユニット３２００は３ないし６個のアンテナを有していてもよく、受信ユニット３２００は、１つまたは複数のアンテナからの受信データを中央プロセッサ３２０４に送信できる。各セクタが２つの対応するアンテナを有する場合、各セルは、セル当たり３セクタといった複数のセクタに分割されてもよい。

中央プロセッサ３２０４は、セルクラスタに対してＲＬ干渉除去を実施するように構成される。

図３３は、図３２のシステムを使用する方法を示している。ブロック３３００では、複数の信号受信ユニット３２００Ａ、３２００Ｂは、アクセス端末１０６により送信された信号を受信する。ブロック３３０２では、各信号受信ユニット３２００は、１つまたは複数の光ファイバといった高速リンク３２０２を介して中央プロセッサ３２０４に受信信号を転送する。

中央プロセッサ３２０４は、「スーパーＢＴＳ」と称されることもある。ブロック３３０４では、中央プロセッサ３２０４は、信号受信ユニット３２００から受信した全ての信号のサンプルを単一バッファまたは複数のバッファ（サブバッファと称されることもある）に格納し、各サブバッファは特定の信号受信ユニット３２００からの信号を格納する。バッファの例は、図３、４、８、１０、および２８に示され、上述されている。

ブロック３３０６では、中央プロセッサ３２０４は格納サンプルからデータを復調（例えばレイク受信機を用いて）および復号し、干渉除去を実行する（データ、パイロット、またはオーバーヘッドサンプルを再構成し、バッファに格納されているサンプルから減算する）。復調器および復号器の例は、図２ないし４および２８に示されており、上述されている。

例えば、アクセス端末１０６が、十分に強力なマルチパス信号を送信し、信号受信ユニット３２００Ａおよび３２００Ｂの両方において受信される場合、マルチパスは、データパケットを復号することを試みる前に、中央プロセッサ３２０４により結合されてもよい。このアクセス端末１０６に対するこのパケットの復号に成功する場合、パケットは、両方の信号受信ユニット３２００Ａおよび３２００Ｂにより受信されたサンプル（中央プロセッサ３２０４に格納される）から除去されてもよい。

さらに、１つの信号受信ユニット３２００Ｄは、アクセス端末１０６から十分に強力なパイロット信号を受信しないこともあり（例えば受信信号出力が閾値を下回っている）、このアクセス端末１０６のパケットを復号する中央プロセッサは、信号受信ユニット３２００Ｄによる受信サンプルに依存しない。このアクセス端末１０６からのパケットの１つの復号に成功する場合、中央プロセッサ３２０４は、信号受信ユニット３２００Ｄにより受信されたサンプルに対して、このパケットに対するチャネル推定および干渉除去を実行することを引き続き試みてもよい。このチャネル推定は、復号データチャネルの信号対雑音比に基づき、これは、多くの場合に、パイロットの信号対雑音比よりも相当に高い。

基地局コントローラは、１００個の基地局と通信してもよい。１つの構成では、中央プロセッサ３２０４は、「クラスタ」と称される、５または７個といったより少数の信号受信ユニット３２００と通信してもよい。

上述のシステムは、パイロット干渉除去（ＰＩＣ）、トラヒック干渉除去（ＴＩＣ）、またはオーバーヘッド干渉除去（ＯＩＣ）、あるいはＰＩＣ、ＴＩＣおよびＯＩＣの任意の組合せを使用してもよい。上述のシステムは、ハイブリッド−ＡＲＱを採用する逆方向リンクにより実施されてもよい。

（上述の）ＥＶ−ＤＯ Ｒｅｖ．Ａインタレーシングでは、１６スロットのパケットは４０スロット続く。したがって、設計者が、中央プロセッサ３２０４が全ての影響を受けたスロットからアクセス端末のパケットを確実に取り除くように希望する場合、中央プロセッサ（スーパーＢＴＳ）３２０４は、４０スロットのバッファ（ＦＥＲＡＭ）を有しうる。

新しいサブパケットがアクセス端末から受信されるたびに、中央プロセッサ３２０４は、全ての利用可能な（格納された）サブパケットを使用してこのパケットに対して復号することを試みる場合がある。復号に成功すると、中央プロセッサ３２０４は、全ての構成要素サブパケットの寄与分を再構成および減算することにより、ＢＴＳクラスタ内の影響を受けたアンテナサンプルの全てからこのパケットの寄与分を除去しうる。

図３４は、制御プロセッサ（スーパーＢＴＳ）３２０４の受信サンプルバッファ３４００の一例を示している。図３４はまた、受信機３２００Ａ、３２００Ｂ、および３２００Ｄにより受信される、各アクセス端末のサンプル／サブパケットに対する相対電力（垂直方向の高さ）の例を示している。受信機３２００Ａおよび３２００Ｂはアクセス端末１０６から十分な電力のサブパケットを受信するが、受信機３２００Ｄはアクセス端末１０６からより少ない電力のサブパケットを受信する。中央プロセッサ３２０４がアクセス端末１０６からのパケットの復号に成功する場合、中央プロセッサ３２０４は、アクセス端末１０６のデータシンボルを用いて実行された受信機３２００Ｄにおけるチャネル推定に基づいて、受信機３２００Ｄサンプルに対するアクセス端末１０６の寄与分を取り除くことができる。受信機３２００Ｄからアクセス端末１０６を取り除くことに基づいて、アクセス端末Ｂおよびアクセス端末Ｃは、これらのトラヒックチャネルがより少ない干渉を受けるため、より高いデータレートを達成できるようになる。

システムは、標準的な基地局の代わりに信号受信ユニット３２００Ａないし３２００Ｄを使用することにより、各基地局においてハードウェアおよび／またはソフトウェアを低減してもよい。

上述のシステムは、ＣＤＭＡシステムまたは直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ）システムにおいて実施されてもよい。このシステムにより、１つまたは複数のアクセス端末は、干渉が低減されるため、より少ない電力で送信できる。従来のＣＤＭＡシステムからセル内およびセル間干渉の両方が取り除かれうる。ＯＦＤＭ逆方向リンクシステムでは、各受信機アンテナの各パイロットトーンにおける影響を推定および減算することができるので、ユーザを復号した後で、セル間干渉の影響が取り除かれてもよい。分散したＢＴＳの復調および復号を用いるシステムにおけるソフトハンドオフのユーザは、ソフターハンドオフが可能であり、復号の前に、全ての受信機アンテナ（すなわち通常、異なる基地局に対応するアンテナ）から復調を行うことができる。したがって、中央プロセッサ３２０４を備える全体システムは、より大きい逆方向リンク容量を有しうる。

セルクラスタに対する中央プロセッサ３２０４を備えるシステムはまた、（すなわち電力制御およびＡＣＫに対して）要求される順方向リンク（ＦＬ）媒体アクセス制御（ＭＡＣ）チャネルの数を低減しうる。

さらに、アクセス端末が１つのＢＴＳに対して良好な順方向リンクおよび不良の逆方向リンクを有するが、別のＢＴＳに対しては反対である場合、中央プロセッサ３２０４は、周波数分割デュプレックス（ＦＤＤ）システムに生じる順方向リンクおよび逆方向リンクの不均衡を低減または取り除きうる。この状況では、順方向リンクに関する逆方向リンクフィードバックチャネル送信情報は、良好な順方向リンクを備えるＢＴＳによって正しく受信することができない。

当業者は、情報および信号が任意の様々な異なる技術および技法を使用して表わされてもよいことを理解するであろう。例えば、上述の説明の全体にわたって参照されうるデータ、命令、コマンド、情報、信号、ビット、シンボル、およびチップは、電圧、電流、電磁波、磁場または磁性粒子、光場または光粒子、あるいはこれらの任意の組合せにより表わされてもよい。

当業者はさらに、本明細書に開示されている実施形態に関連して記載されてる様々な例示の論理ブロック、モジュール、回路、およびアルゴリズムのステップは、電子ハードウェア、コンピュータソフトウェア、または両方の組合せで実施されてもよいことを理解するであろう。ハードウェアおよびソフトウェアのこの互換性を明らかに説明するために、様々な例示の構成要素、ブロック、モジュール、回路、およびステップは、機能の観点から全体的に述べられている。このような機能がハードウェアまたはソフトウェアで実施されるかは、特定の用途とシステム全体に課せられた設計制約とに依存する。当業者は、記載された機能を各特定の用途に対して様々なやり方で実施できるが、このような実施の決定は本発明の範囲からの逸脱を引き起こすと解釈されるべきではない。

本明細書に開示されている実施形態に関連して説明された様々な例示の論理ブロック、モジュール、および回路は、汎用プロセッサ、ＤＳＰ、ＡＳＩＣ、ＦＰＧＡまたは他のプログラマブル論理デバイス、ディスクリートなゲートまたはトランジスタ論理、ディスクリートなハードウェア構成要素、あるいは本明細書に説明されている機能を実行するために設計されたそれらの任意の組合せを用いて実施または実行されてもよい。汎用プロセッサはマイクロプロセッサであってもよいが、その代わりに、プロセッサは任意の従来のプロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、または状態機械であってもよい。プロセッサはまた、計算デバイスの組合せとして、例えばＤＳＰおよびマイクロプロセッサ、複数のマイクロプロセッサ、ＤＳＰコアと結合した１つまたは複数のマイクロプロセッサ、あるいは任意の他のこのような構成の組合せとしても実施されてもよい。

本明細書に開示されている実施形態に関連して説明されている方法またはアルゴリズムのステップは、ハードウェアで、またはプロセッサにより実行されるソフトウェアモジュールで、または両方の組合せで、直接に具体化されてもよい。ソフトウェアモジュールは、ＲＡＭメモリ、フラッシュメモリ、ＲＯＭメモリ、ＥＰＲＯＭメモリ、ＥＥＰＲＯＭメモリ、レジスタ、ハードディスク、リムーバブルディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、または任意の他の形態の記憶媒体内に常駐してもよい。記憶媒体はプロセッサに接続され、これによりプロセッサは記憶媒体との間で情報を読み書きできる。その代わりに、記憶媒体はプロセッサと一体化されていてもよい。プロセッサおよび記憶媒体はＡＳＩＣ内に常駐してもよい。ＡＳＩＣはユーザ端末内に常駐してもよい。その代わりに、プロセッサおよび記憶媒体はユーザ端末内にディスクリートな構成要素として常駐してもよい。

本明細書に含まれる表題は、参照および特定のセクションの位置を探すのを助けるためのものである。これら表題は、表題に続いて記載された概念の範囲を制限することを意図するものでなく、これらの概念は明細書全体を通して他のセクションにおける適用性を有しうる。

開示された実施形態の上述の説明は、当業者が本発明を実現または使用できるように提供される。これらの実施形態に対する様々な変更は当業者に容易に明らかであり、本明細書で定義された一般的な原理は、本発明の精神または範囲から逸脱することなく、他の実施形態に適用されてもよい。したがって、本発明は、本明細書に示される実施形態に制限されるものでなく、本明細書に開示された原理および新規特徴に矛盾しない最も広い範囲に一致するものとする。

Claims (52)

1. 干渉を低減する方法であって、
   第１の基地局において、少なくとも１つのアクセス端末から送信され、前記第１の基地局によって受信された信号を復調および復号することと、ここにおいて、前記信号はパケットに対応する時間分離されたサブパケットのインターレースを備え、
   前記第１の基地局によって、前記信号の復調および復号された情報を第２の基地局に送信することと、
   前記第２の基地局において前記信号を再構成することと、
   前記少なくとも１つのアクセス端末から送信され前記第２の基地局で受信された信号を格納した前記第２の基地局のバッファおいて前記再構成された信号を減算することとを備え、
   前記信号の復調および復号された情報を前記第２の基地局に送信することは、前記インターレースの２つのサブパケットを受信する間に行われ、
   前記信号を復号することは、前記パケットを復号することを試みることと、復号に成功したパケットに対する肯定応答信号を送信することと、復号に成功しなかったパケットに対する否定応答信号を送信することとを含み、
   前記信号を復調および復号することは、前記時間分離されたサブパケットを復調することと、複数のアクセス端末から送信され、同じ時間フレーム内で前記第１の基地局によって受信された複数のサブパケットから複数のパケットを復号することを試みることとを含む、方法。
2. 前記第２の基地局において前記アクセス端末から前記信号の少なくとも一部を受信することをさらに備える、請求項１に記載の方法。
3. 前記第２の基地局が前記アクセス端末の通信範囲内にある、請求項１に記載の方法。
4. 前記信号はパイロット、オーバーヘッドチャネル、およびトラヒックチャネルのうちの少なくとも１つを含む、請求項１に記載の方法。
5. 前記復調および復号された情報は複数の復号されたデータビット、複数の再符号化されたデータビット、複数の変調されたシンボル、および複数の変調／インタリーブされたシンボルのうちの少なくとも１つを含む、請求項１に記載の方法。
6. 前記第２の基地局において複数のチャネルパラメータを推定するために前記復調および復号された情報を使用することをさらに備える、請求項１に記載の方法。
7. 前記複数のチャネルパラメータは複数のマルチパス遅延および複数のチャネル係数のうちの少なくとも１つを含む、請求項６に記載の方法。
8. 前記複数のチャネルパラメータは直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）トーンの振幅および位相のうちの少なくとも１つを含む、請求項６に記載の方法。
9. 前記第２の基地局において前記信号を再構成することは符号化、変調、およびフィルタリングを含む、請求項１に記載の方法。
10. 前記第２の基地局において前記信号を再構成することは符号化、変調、およびフーリエ変換を含む、請求項１に記載の方法。
11. 前記復調および復号された情報を前記第２の基地局に送信することは、前記第１の基地局と前記第２の基地局との間の直接リンクを使用する、請求項１に記載の方法。
12. 前記復調および復号された情報を前記第２の基地局に送信することは、前記第１の基地局および前記第２の基地局と通信する基地局コントローラを使用する、請求項１に記載の方法。
13. 前記信号は符号分割多元接続信号である、請求項１に記載の方法。
14. 前記信号は直交周波数分割多重化信号である、請求項１に記載の方法。
15. 干渉を低減するシステムであって、
    第１の基地局を備え、
    前記第１の基地局は、少なくとも１つのアクセス端末から送信され、パケットに対応する時間分離された複数のサブパケットのインターレースを備えた信号を復調および復号するように構成された受信機、並びに前記信号の復調および復号された情報を第２の基地局に送信するもので、前記インターレースの２つのサブパケットを受信する間に前記信号の復調および復号された情報を前記第２の基地局に送信するように構成された送信機を含み、
    前記第１の基地局は、前記パケットを復号することを試み、復号に成功したパケットに対する肯定応答信号を送信し、復号に成功しなかったパケットに対する否定応答信号を送信するように構成され、
    前記受信機は前記時間分離されたサブパケットを復調し、複数のアクセス端末から送信され、同じ時間フレーム内で前記第１の基地局によって受信された複数のサブパケットから複数のパケットを復号することを試みるようにさらに構成され、
    前記第２の基地局は前記第２の基地局において前記信号を再構成するように構成された信号再構成ユニット、並びに前記少なくとも１つのアクセス端末から送信され前記第２の基地局で受信された信号を格納した前記第２の基地局のバッファにおいてバッファ出力から前記再構成された信号を減算するように構成された減算器を含む、システム。
16. 前記第２の基地局は前記少なくとも１つのアクセス端末から前記信号の少なくとも一部を受信する受信機をさらに備える、請求項１５に記載のシステム。
17. 前記第２の基地局は前記少なくとも１つのアクセス端末の通信範囲内にある、請求項１５に記載のシステム。
18. 前記信号は、パイロット、オーバーヘッドチャネル、およびトラヒックチャネルのうちの少なくとも１つを含む、請求項１５に記載のシステム。
19. 前記復調および復号された情報は、複数の復号されたデータビット、複数の再符号化されたデータビット、複数の変調されたシンボル、および複数の変調／インタリーブされたシンボルのうちの少なくとも１つを含む、請求項１５に記載のシステム。
20. 前記第２の基地局は複数のチャネルパラメータを推定するために前記復調および復号された情報を使用するように構成される、請求項１５に記載のシステム。
21. 前記複数のチャネルパラメータは複数のマルチパス遅延および複数のチャネル係数のうちの少なくとも１つを含む、請求項２０に記載のシステム。
22. 前記複数のチャネルパラメータは直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）トーンの振幅および位相のうちの少なくとも１つを含む、請求項２０に記載のシステム。
23. 前記第２の基地局における前記信号の再構成は符号化、変調、およびフィルタリングを含む、請求項１５に記載のシステム。
24. 前記第２の基地局における前記信号の再構成は符号化、変調、およびフーリエ変換の実行を含む、請求項１５に記載のシステム。
25. 前記復調および復号された情報の前記第２の基地局への送信は、前記第１の基地局と前記第２の基地局との間の直接リンクを使用する、請求項１５に記載のシステム。
26. 前記復調および復号された情報の前記第２の基地局への送信は、前記第１の基地局および前記第２の基地局と通信する基地局コントローラを使用する、請求項１５に記載のシステム。
27. 前記信号は、符号分割多元接続信号である、請求項１５に記載のシステム。
28. 前記信号は、直交周波数分割多重化信号である、請求項１５に記載のシステム。
29. 干渉を低減するシステムであって、
    少なくとも１つのアクセス端末から複数の信号を受信し、前記複数の信号を中央プロセッサに送信するように構成された複数の固定ユニットと、ここにおいて、前記複数の信号は、パケットに対応する時間分離された複数のサブパケットのインターレースを備える、
    前記中央プロセッサと、ここにおいて、前記中央プロセッサは、前記複数の信号の複数のサンプルを格納するように構成されたバッファを含み、前記中央プロセッサは、前記バッファに格納された複数のサンプルを復調および復号し、複数の再構成サンプルを生成するために、前記復調および復号された複数のサンプルを再構成し、前記複数の再構成サンプルを前記バッファに格納された複数のサンプルから減算するように構成される、
    を備え、
    複数の特定サンプルが、復号の可能性を高める順序で前記バッファにおいて復号のために選択される、ここにおいて前記順序は、古いサンプルが新しいサンプルよりも前に復号され各々の増分を前記新しいサンプルの復号に使用することを許容するものである、
    前記中央プロセッサは、前記パケットを復号することを試み、復号が成功したかどうかを判定するようにさらに構成され、
    前記複数のサンプルを復調および復号することは、前記時間分離された複数のサブパケットを復調し、前記時間分離された複数のサブパケットを復号することを試みることを含む、システム。
30. 前記複数の固定ユニットは、地理的エリアにわたって空間的に分散し、各ユニットは、他の複数のユニットの別のセルと実質的に異なるセルから複数の信号を受信する、請求項２９に記載のシステム。
31. 前記複数の固定ユニットによって前記中央プロセッサに送信される前記複数の信号は、変調および符号化された信号である、請求項２９に記載のシステム。
32. 前記複数のユニットおよび前記中央プロセッサに連結された１つまたは複数の光ファイバをさらに備える、請求項２９に記載のシステム。
33. 前記複数の固定ユニットの各々はアンテナ、増幅器、フィルタ、およびサンプラを含む、請求項２９に記載のシステム。
34. 前記複数のバッファは複数のサブバッファを含み、各サブバッファは特定のユニットからの複数の信号の複数のサンプルを格納するように構成される、請求項２９に記載のシステム。
35. 前記中央プロセッサは、２つまたはそれ以上の前記固定ユニットからの複数のマルチパス信号を結合するように構成される、請求項２９に記載のシステム。
36. 前記中央プロセッサは前記アクセス端末から電力閾値を越える複数の信号を受信しなかった前記複数の固定ユニットの１つによって受信された複数のサンプルから前記複数の再構成サンプルを減算するように構成される、請求項２９に記載のシステム。
37. 前記中央プロセッサは、前記アクセス端末から電力閾値を越える複数の信号を受信しなかった前記複数の固定ユニットの１つに対してチャネル推定を行うように構成される、請求項２９に記載のシステム。
38. 前記複数の信号はパイロット、オーバーヘッドチャネル、およびトラヒックチャネルのうちの少なくとも１つを含む、請求項２９に記載のシステム。
39. 前記中央プロセッサにおける前記信号の再構成は符号化、変調、およびフィルタリングを含む、請求項２９に記載のシステム。
40. 前記中央プロセッサにおける前記信号の再構成は、符号化、変調、およびフーリエ変換の実行を含む、請求項２９に記載のシステム。
41. 前記信号は、符号分割多元接続信号である、請求項２９に記載のシステム。
42. 前記信号は、直交周波数分割多重化信号である、請求項２９に記載のシステム。
43. 干渉を低減する方法であって、
    複数の固定受信ユニットで、少なくとも１つのアクセス端末によって送信された信号を受信し、前記受信信号を中央プロセッサに転送することと、ここにおいて、前記信号は、パケットに対応する時間分離された複数のサブパケットのインターレースを備え、
    前記中央プロセッサで、前記受信信号の複数のサンプルを格納することと、
    前記中央プロセッサで、前記複数のサンプルを復調および復号することと、ここにおいて、前記複数のサンプルを復調および復号することは、前記時間分離された複数のサブパケットを復調することと、前記時間分離された複数のサブパケットを復号することを試みることとを含み、前記時間分離された複数のサブパケットを復号することを試みることは、復号が成功したかどうかを判定することを含み、
    前記中央プロセッサにおいて、複数の再構成サンプルを生成するために、前記復調および復号された複数のサンプルを再構成することと、
    前記中央プロセッサにおいて、前記複数の再構成サンプルを前記複数のサンプルから減算することと、ここにおいて、これら複数のサンプルは、復号の可能性を高める順序で前記バッファにおいて復号のために選択される、ここにおいて前記順序は、古いサンプルが新しいサンプルよりも前に復号され各々の増分を前記新しいサンプルの復号に使用することを許容するものである、
    を含む、方法。
44. 前記複数の固定ユニットによって前記中央プロセッサに転送される複数の信号は、変調および符号化された信号である、請求項４３に記載の方法。
45. ２つまたはそれ以上のユニットからの複数のマルチパス信号を結合することをさらに含む、請求項４３に記載の方法。
46. 前記少なくとも１つのアクセス端末から電力閾値を越える複数の信号を受信しなかった前記複数の固定ユニットの１つによって受信された複数のサンプルから、前記複数の再構成サンプルを減算することをさらに含む、請求項４３に記載の方法。
47. 前記少なくとも１つのアクセス端末から電力閾値を越える複数の信号を受信しなかった前記複数の固定ユニットの１つに対してチャネル推定を実行することをさらに含む、請求項４３に記載の方法。
48. 前記信号はパイロット、オーバーヘッドチャネル、およびトラヒックチャネルのうちの少なくとも１つを含む、請求項４３に記載の方法。
49. 前記中央プロセッサにおいて再構成することは、符号化、変調およびフィルタリングを含む、請求項４３に記載の方法。
50. 前記中央プロセッサにおいて再構成することは、符号化、変調、およびフーリエ変換の実行を含む、請求項４３に記載の方法。
51. 前記信号は、符号分割多元接続信号である、請求項４３に記載の方法。
52. 前記信号は、直交周波数分割多重化信号である、請求項４３に記載の方法。

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