JP5464981B2 - Ａｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents

Description

本発明は、ＡＣ／ＤＣコンバータに関し、特に、ゼロクロスを検出してゲート信号を生成する技術に関する。

ＡＣ／ＤＣコンバータは、ブリッジ状に構成された複数の整流素子からなり、複数の整流素子のうちのサイリスタのゲートを、入力した交流電力における線間電圧の位相に合わせて制御することにより、交流電力を直流電力へエネルギー変換する機器である。この位相を得るために、ＡＣ／ＤＣコンバータの制御部は、入力した交流電力の線間電圧から、０Ｖをクロスするポイント（以下、ゼロクロスという。）を検出し、そのゼロクロスの時間間隔を入力電圧周期とし、サイリスタのゲートをオンするゲート信号の位相を計算し、ゲート信号をサイリスタへ出力する。このようにして、Ｒ相のゲート信号、Ｓ相のゲート信号及びＴ相のゲート信号の位相が計算され、これらのゲート信号によってそれぞれのサイリスタが点弧してオン／オフ制御され、交流電力が直流電力に変換される。

このようなＡＣ／ＤＣコンバータには、高調波ノイズを除去するためにローパスフィルタが設けられている。しかしながら、ローパスフィルタでは、配線が長い等の原因でインピーダンスが高くなって、低次高周波の影響を無視することができず、ゼロクロスを正確に検出することができない場合がある。そこで、ローパスフィルタの代わりにノッチフィルタを設けたＡＣ／ＤＣコンバータが知られている（特許文献１を参照）。このＡＣ／ＤＣコンバータによれば、ノッチフィルタによって、特定次数の高調波が除去された基本波のみの入力交流電圧に基づいて、ゼロクロスを検出することができる。したがって、低次高周波の影響を受けることなく、ゲート信号の位相を正確に計算することができ、適切な位相のゲート信号をサイリスタへ出力することができる。

特開平１１−３２４８３号公報

しかしながら、ローパスフィルタが設けられたＡＣ／ＤＣコンバータ、及び、特許文献１のノッチフィルタが設けられたＡＣ／ＤＣコンバータであっても、ノイズ、瞬時停電等の外的要因により外乱が発生し、入力交流電圧が影響を受けた場合には、これらのフィルタでは外乱を除去することができない。このため、ＡＣ／ＤＣコンバータの制御部は、ゼロクロスを誤って検出し、不正確な入力電圧周期を計算してしまう。この結果、ゲート信号の位相を正しく計算することができず、意図と反した誤った位相でサイリスタをオン／オフ制御してしまうという問題があった。これは、制御部が、ゼロクロスを誤って検出したか否かを判定しておらず、入力側の線間電圧とは関係なく、外乱によって誤検出したゼロクロスの時点を基準にゲート信号の位相が計算されてしまうからである。

このような外乱がプリチャージ動作時に発生すると、ヒューズが溶断し、整流素子が破損する可能性がある。また、このような外乱が定常動作時（フルファイア動作時：高負荷時）に発生すると、ＡＣ／ＤＣコンバータの出力バス電圧が低くなり、瞬時停電を誤って検出してしまい、後段にインバータが設けられている場合はそのインバータの運転が停止する可能性がある。ここで、プリチャージ動作とは、ＡＣ／ＤＣコンバータの出力バス電圧を０Ｖの値から所定の電圧値まで引き上げるときの動作をいう。定常動作（フルファイア動作）とは、プリチャージ動作後の動作、すなわち、出力バス電圧が所定の電圧値まで上がった後の動作をいう。

そこで、本発明は上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、ノイズ、瞬時停電等による外乱の影響を直接受けることのないように、ゲート信号の位相を計算し、サイリスタをオン／オフ制御可能なＡＣ／ＤＣコンバータを提供することにある。

上記目的を達成するために、本発明によるＡＣ／ＤＣコンバータは、ＡＣ電源の電圧から０Ｖをクロスするポイントのゼロクロスを検出し、前記ゼロクロスを検出したタイミングを示すゼロクロス検出信号から前記ゼロクロス検出信号の周期を算出し、前記周期に基づいてゲート信号を生成し、前記ゲート信号によりサイリスタをオン／オフ制御し、前記ＡＣ電源の交流電力を直流電力に変換するＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、ＡＣ電源の相電圧を入力し、前記相電圧を線間電圧に変換する相電圧／線間電圧変換部と、前記相電圧／線間電圧変換部により変換された線間電圧に基づいて、ゼロクロスを検出し、ゼロクロス検出信号を生成するゼロクロス検出部と、前記ゼロクロス検出部により生成されたゼロクロス検出信号に基づいて、前記入力した相電圧の周期を示す入力電圧周期を算出する入力電圧周期算出部と、前記入力電圧周期算出部により算出された入力電圧周期に基づいて、周期上限値及び周期下限値を設定する周期上下限値設定部と、０の値からインクリメントするモデル位相を生成し、前記入力電圧周期算出部により算出された入力電圧周期が前記周期上下限値設定部により設定された周期下限値よりも大きいときに前記ゼロクロス検出部からゼロクロス検出信号を入力した場合、または、前記ゼロクロス検出信号を入力していない状態で前記モデル位相が前記周期上下限値設定部により設定された周期上限値よりも大きくなった場合、前記モデル位相を０の値にリセットしてモデル位相ゼロクロス検出信号を生成するモデル位相ゼロクロス検出部と、前記モデル位相ゼロクロス検出部により生成されたモデル位相ゼロクロス検出信号に基づいて、前記モデル位相の周期を示すモデル位相周期を算出するモデル位相周期算出部と、前記モデル位相周期算出部により算出されたモデル位相周期に基づいて、ゲート信号を生成するゲート信号生成部と、を備えたことを特徴とする。

また、本発明によるＡＣ／ＤＣコンバータは、前記周期上下限値設定部が、当該ＡＣ／ＤＣコンバータが交流電力を直流電力に変換する処理を行っていない運転オフ時に算出された入力電圧周期の平均値を算出し、前記平均値に基づいて周期上限値及び周期下限値を設定し、前記モデル位相周期算出部が、前記モデル位相ゼロクロス検出部により生成されたモデル位相ゼロクロス検出信号に基づいて、前記モデル位相の周期を示すモデル位相周期を算出し、前記モデル位相周期の平均値を算出し、前記ゲート信号生成部が、前記モデル位相周期算出部により算出されたモデル位相周期の平均値に基づいてゲート信号を生成する、ことを特徴とする。

また、本発明によるＡＣ／ＤＣコンバータは、前記ゼロクロス検出部、入力電圧周期算出部、周期上下限値設定部、モデル位相ゼロクロス検出部、モデル位相周期算出部及びゲート信号生成部が、前記ＡＣ電源のＲ相、Ｓ相及びＴ相用に設けられ、前記ゲート信号生成部により生成されたそれぞれのゲート信号にて、Ｒ相、Ｓ相及びＴ相のサイリスタをそれぞれオン／オフ制御する、ことを特徴とする。

以上説明したように、本発明によれば、線間電圧における入力電圧周期の周期下限値及び周期上限値を設定し、周期下限値と周期上限値との間の時間間隔を有するモデル位相ゼロクロス検出信号を生成し、モデル位相ゼロクロス検出信号の時間間隔であるモデル位相周期を算出し、モデル位相周期に基づいて、サイリスタをオン／オフ制御するゲート信号を生成するようにした。これにより、モデル位相ゼロクロス検出信号及びモデル位相周期は、ノイズ、瞬時停電等による外乱の影響を直接受けることがない。したがって、このような外乱の影響を直接受けることのないように、ゲート信号の位相を計算することができ、サイリスタをオン／オフ制御することができる。この結果、安定したＡＣ／ＤＣコンバータの運転を実現することが可能となる。

本発明の実施形態によるＡＣ／ＤＣコンバータが用いられる電源装置の全体構成を示すブロック図である。 本発明の実施形態によるＡＣ／ＤＣコンバータに備えた制御部の構成を示すブロック図である。 相電圧と線間電圧との関係を説明する図である。 ゲート信号処理部の構成を示すブロック図である。 ゼロクロス検出部の構成を示すブロック図である。 入力電圧周期算出部の構成を示すブロック図である。 周期上下限値設定部の構成を示すブロック図である。 モデル位相ゼロクロス検出部の構成を示すブロック図である。 モデル位相周期算出部の構成を示すブロック図である。 ゲート信号生成部の構成を示すブロック図である。 モデル位相ゼロクロス検出部の処理を説明するフローチャートである。 モデル位相ゼロクロス検出部の動作を説明するタイムチャートである。 ゲート信号生成部の動作を説明するタイムチャートである。

以下、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照して説明する。
本発明によるＡＣ／ＤＣコンバータの特徴は、入力した交流電力の線間電圧からゼロクロスを検出して入力電圧周期を算出することにより、ゲート信号の位相を計算するのではなく、実際に検出したゼロクロスから入力電圧周期の上下限値を算出し、実際に検出したゼロクロスを用いて、この上下限値内に収まるようにモデル位相ゼロクロスを検出し、モデル位相周期を算出することにより、ゲート信号の位相を計算することにある。これにより、ＡＣ／ＤＣコンバータがノイズ、瞬時停電等による外乱の影響を受けて、誤ったタイミングでゼロクロスが検出され入力電圧周期が大きく変動したとしても、モデル位相ゼロクロスは、所定の上下限値内に収まって大きく変動することがない。したがって、外乱の影響を直接受けることのないゲート信号の位相を計算することができ、サイリスタをオン／オフ制御することができる。

〔電源装置〕
図１は、本発明の実施形態によるＡＣ／ＤＣコンバータが用いられる電源装置の全体構成を示すブロック図である。この電源装置は、リアクタ２、ＡＣ／ＤＣコンバータ５及びインバータ６を備えて構成され、ＡＣ電源１から入力した商用交流電力を一旦直流電力に変換し、直流電力を所定周波数の交流電力に変換し、交流電力を駆動電力としてモータ７へ供給する。

リアクタ２は、電源装置のエネルギー制御用として、ＡＣ電源１とＡＣ／ＤＣコンバータ５との間においてＲＳＴ各相の配線に直列接続される。ＡＣ／ＤＣコンバータ５は、制御部３及びパワー素子４を備えている。制御部３は、リアクタ２の出力側の相電圧ＶＲ，ＶＳを入力し、ゼロクロスを検出して入力電圧周期を算出し、ゲート信号の位相を計算してＧＲ信号、ＧＳ信号及びＧＴ信号の各ゲート信号を生成し、パワー素子４に出力する。制御部３の詳細については後述する。パワー素子４は、ブリッジ状に構成された６個の整流素子からなり、出力側であるＰ側のＤＣバスに接続された３個の整流素子がサイリスタである。これらの３個のサイリスタ（Ｒ相のサイリスタ、Ｓ相のサイリスタ、Ｔ相のサイリスタ）のゲートには、制御部３からＧＲ信号、ＧＳ信号及びＧＴ信号の各ゲート信号が入力され、オン／オフ制御によって、直流電力がパワー素子４から出力される。

ここで、相電圧ＶＲはＲ相の電圧であり、相電圧ＶＳはＳ相の電圧である。また、ＧＲ信号は、Ｒ相のサイリスタのゲートをオン／オフするためのゲート信号であり、ＧＳ信号は、Ｓ相のサイリスタのゲートをオン／オフするためのゲート信号であり、ＧＴ信号は、Ｔ相のサイリスタのゲートをオン／オフするためのゲート信号である。また、後述する相電圧ＶＴはＴ相の電圧であり、線間電圧Ｖｒｓ，Ｖｓｒは相電圧ＶＲと相電圧ＶＳとの間の電圧であり、線間電圧Ｖｒｔ，Ｖｔｒは相電圧ＶＲと相電圧ＶＴとの間の電圧であり、線間電圧Ｖｓｔ，Ｖｔｓは相電圧ＶＳと相電圧ＶＴとの間の電圧である。

インバータ６は、ＡＣ／ＤＣコンバータ５から直流電力を入力し、所定周波数の交流電力に変換し、駆動電力としてモータ７へ供給する。ここで、インバータ６は、相対向する２対の整流素子、例えばＩＧＢＴの対が、そのゲートに入力される制御信号によりコレクタ−エミッタ間の導通／遮断が制御され、整流素子のオン／オフ動作を繰り返すことにより、入力した直流電力を、矩形波交流波形の電圧を有する交流電力に変換する。

〔ＡＣ／ＤＣコンバータの制御部〕
次に、本発明の実施形態によるＡＣ／ＤＣコンバータ５について詳細に説明する。図２は、図１に示したＡＣ／ＤＣコンバータ５に備えた制御部３の構成を示すブロック図である。この制御部３は、Ａ／Ｄ変換部１１、フィルタ１２、相電圧／線間電圧変換部１３、ゲート信号処理部１４−１，１４−２，１４−３を備えており、ＡＣ電源１からリアクタ２を介して相電圧ＶＲ，ＶＳを入力し、パワー素子４のサイリスタをオン／オフさせるためのゲート信号であるＧＲ信号、ＧＳ信号及びＧＴ信号を生成し、パワー素子４に出力する。

Ａ／Ｄ変換部１１は、相電圧ＶＲ，ＶＳを入力し、アナログ信号の相電圧ＶＲ，ＶＳをデジタル信号に変換し、デジタル信号の相電圧ＶＲ，ＶＳをフィルタ１２に出力する。フィルタ１２は、Ａ／Ｄ変換部１１からデジタル信号の相電圧ＶＲ，ＶＳを入力し、高周波ノイズを除去する。

相電圧／線間電圧変換部１３は、フィルタ１２から高周波が除去された相電圧ＶＲ，ＶＳを入力し、相電圧ＶＲ，ＶＳを線間電圧Ｖｒｓ，Ｖｒｔ，Ｖｓｒ，Ｖｓｔ，Ｖｔｓ，Ｖｔｒに変換し、線間電圧Ｖｒｓ，Ｖｒｔをゲート信号処理部１４−１に出力し、線間電圧Ｖｓｒ，Ｖｓｔをゲート信号処理部１４−２に出力し、線間電圧Ｖｔｓ，Ｖｔｒをゲート信号処理部１４−３に出力する。具体的には、相電圧／線間電圧変換部１３は、以下の式により変換を行う。
Ｖｒｓ＝ＶＲ−ＶＳ、Ｖｒｔ＝ＶＲ−ＶＴ、Ｖｓｒ＝ＶＳ−ＶＲ、Ｖｓｔ＝ＶＳ−ＶＴ、Ｖｔｓ＝ＶＴ−ＶＳ、Ｖｔｒ＝ＶＴ−ＶＲ

図３は、相電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴと線間電圧Ｖｒｓ，Ｖｒｔ，Ｖｓｒ，Ｖｓｔ，Ｖｔｓ，Ｖｔｒとの関係を説明する図である。図３に示すように、相電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴは３相電圧であるから、位相がそれぞれ１２０度ずれている。また、線間電圧Ｖｒｓ，Ｖｓｒ、線間電圧Ｖｒｔ，Ｖｔｒ、線間電圧Ｖｓｔ，Ｖｔｓは位相がそれぞれ１８０度ずれており、線間電圧Ｖｒｓ，Ｖｒｔ，Ｖｓｔ，Ｖｓｒ，Ｖｔｒ，Ｖｔｓは、この順番に位相がそれぞれ６０度ずれている。

図２に戻って、ゲート信号処理部１４−１は、相電圧／線間電圧変換部１３から線間電圧Ｖｒｓ，Ｖｒｔを入力し、ＡＣ／ＤＣコンバータ５が交流電力を直流電力に変換する処理を行っていない運転オフ時に、線間電圧Ｖｒｓ，Ｖｒｔに基づいて、Ｒ相における電圧のゼロクロス（Ｒ相のゼロクロス）を検出し、Ｒ相の入力電圧周期を算出し、入力電圧周期の上下限値を算出する。そして、ＡＣ／ＤＣコンバータ５が交流電力を直流電力に変換する処理を行っている運転オン時に、線間電圧Ｖｒｓ，Ｖｒｔに基づいてＲ相のゼロクロスを検出し、検出したＲ相のゼロクロスを用いて、算出した上下限値内に収まるようにモデル位相ゼロクロスを検出し、モデル位相周期を算出し、ゲート信号であるＧＲ信号を生成してパワー素子４に出力する。ゲート信号処理部１４−１の詳細については後述する。

ゲート信号処理部１４−２は、相電圧／線間電圧変換部１３から線間電圧Ｖｓｒ，Ｖｓｔを入力し、ゲート信号処理部１４−１と同様の処理を行い、ゲート信号であるＧＳ信号を生成してパワー素子４に出力する。ゲート信号処理部１４−３は、相電圧／線間電圧変換部１３から線間電圧Ｖｔｓ，Ｖｔｒを入力し、ゲート信号処理部１４−１，１４−２と同様の処理を行い、ゲート信号であるＧＴ信号を生成してパワー素子４に出力する。

〔ゲート信号処理部〕
次に、図２に示した制御部３のゲート信号処理部１４−１，１４−２，１４−３について詳細に説明する。図４は、ゲート信号処理部１４−１の構成を示すブロック図である。ゲート信号処理部１４−２，１４−３の構成も、図４に示すゲート信号処理部１４−１と同様である。このゲート信号処理部１４−１は、ゼロクロス検出部２１、入力電圧周期算出部２２、周期上下限値設定部２３、モデル位相ゼロクロス検出部２４、モデル位相周期算出部２５及びゲート信号生成部２６を備えている。

（ゼロクロス検出部）
ゼロクロス検出部２１は、相電圧／線間電圧変換部１３から線間電圧Ｖｒｓ，Ｖｒｔを入力し、線間電圧Ｖｒｓ，Ｖｒｔに基づいて、Ｒ相のゼロクロスを検出し、検出したタイミングでゼロクロス検出信号を入力電圧周期算出部２２及びモデル位相ゼロクロス検出部２４に出力する。

図５は、ゼロクロス検出部２１の構成を示すブロック図である。このゼロクロス検出部２１は、選択回路３１及び検出回路３２を備えている。選択回路３１は、相電圧／線間電圧変換部１３から線間電圧Ｖｒｓ，Ｖｒｔを入力し、Ｒ相からＳ相へ電流が流れた場合を正の電圧信号とする線間電圧Ｖｒｓと、Ｒ相からＴ相へ電流が流れた場合を正の電圧信号とする線間電圧Ｖｒｔとを比較し、大きい線間電圧を選択して検出回路３２に出力する。これにより、選択回路３１により選択される線間電圧は、相順に左右されることのない、Ｒ相のゼロクロスを検出するための電圧となる。

検出回路３２は、選択回路３１から線間電圧Ｖｒｓ，Ｖｒｔのうちの大きい方の線間電圧を入力し、その線間電圧がマイナスの値から０以上の値に移行するアップショットを検出し、検出したタイミングでエッジ状のゼロクロス検出信号を入力電圧周期算出部２２及びモデル位相ゼロクロス検出部２４に出力する。このアップショットがＲ相のゼロクロスである。

（入力電圧周期算出部）
入力電圧周期算出部２２は、ゼロクロス検出部２１から、ゼロクロスを検出したタイミングでゼロクロス検出信号を入力し、１スキャンの実行周期毎に所定値が加算されるカウンタ値に基づいて、入力したゼロクロス検出信号間の時間差を算出し、その時間差をＲ相の入力電圧周期として周期上下限値設定部２３及びモデル位相ゼロクロス検出部２４に出力する。この入力電圧周期は、ＡＣ電源１におけるＲ相の周期であり、ゼロクロス検出信号を入力する毎に更新される。

図６は、入力電圧周期算出部２２の構成を示すブロック図である。この入力電圧周期算出部２２は、カウンタ４１、転送回路４２−１，４２−２及び差分回路４３を備えている。カウンタ４１は、入力電圧周期算出部２２における１スキャンの実行周期である５０μ秒毎にカウント値に１を加算し、加算結果のカウント値を転送回路４２−１及び差分回路４３に出力する。転送回路４２−１は、カウンタ４１からカウント値を入力し、ゼロクロス検出部２１からゼロクロス検出信号を入力し、ゼロクロス検出信号を入力したタイミングで、そのときに入力していたカウント値を入力電圧周期として差分回路４３に出力する。この入力電圧周期は、前回スキャンにて算出した周期であり、今回スキャンの入力電圧周期を算出するために用いられる。

差分回路４３は、カウンタ４１からカウント値を入力し、転送回路４２−１から前回スキャンにて算出した入力電圧周期を入力し、カウント値から前回スキャンにて算出した入力電圧周期を減算し、減算結果（前回スキャンにて入力したゼロクロス検出信号のタイミング時点からの経過時間）を転送回路４２−２に出力する。転送回路４２−２は、差分回路４３から減算結果である経過時間を入力し、ゼロクロス検出部２１からゼロクロス検出信号を入力し、ゼロクロス検出信号を入力したタイミングで、そのときに入力していた経過時間を今回スキャンの入力電圧周期として周期上下限値設定部２３に出力する。このようにして、ＡＣ電源１におけるＲ相の周期が入力電圧周期として算出される。

（周期上下限値設定部）
周期上下限値設定部２３は、ＡＣ／ＤＣコンバータ５の運転オフ時において、入力電圧周期算出部２２から入力電圧周期を入力し、入力した複数の入力電圧周期の平均値を算出して所定の係数を乗算し、周期下限値Ｌ＿ＬＭＴ及び周期上限値Ｐ＿ＬＭＴを設定し、モデル位相ゼロクロス検出部２４に出力する。周期下限値Ｌ＿ＬＭＴ及び周期上限値Ｐ＿ＬＭＴは、モデル位相ゼロクロス検出部２４において、モデル位相ゼロクロスを検出するための条件として用いられる。また、周期下限値Ｌ＿ＬＭＴ及び周期上限値Ｐ＿ＬＭＴは、ＡＣ／ＤＣコンバータ５が運転していない運転オフ時に設定され、運転オン時には設定されない。運転オン時は、相電圧ＶＲ，ＶＳがノイズ、瞬時停電等による外乱の影響を受ける可能性があるのに対し、運転オフ時は、このような影響を受けていない相電圧ＶＲ，ＶＳが制御部３に入力され、正確なタイミングのゼロクロスが検出され、正確な入力電圧周期によって周期下限値Ｌ＿ＬＭＴ及び周期上限値Ｐ＿ＬＭＴが設定されるからである。これにより、ノイズ、瞬時停電等による外乱の影響を受けていない周期下限値Ｌ＿ＬＭＴ及び周期上限値Ｐ＿ＬＭＴを設定することができる。

図７は、周期上下限値設定部２３の構成を示すブロック図である。この周期上下限値設定部２３は、平均演算回路５１及び乗算回路５２，５３を備えている。平均演算回路５１は、入力電圧周期算出部２２から入力電圧周期を入力し、入力電圧周期をシフトレジスタに記憶し、シフトレジスタに記憶した最新のＮ個の入力電圧周期を加算してＮで除算し、入力電圧周期平均値を求め、乗算回路５２，５３に出力する。

乗算回路５２は、平均演算回路５１から入力電圧周期平均値を入力し、その値の９０％を算出するために入力電圧周期平均値に０．９を乗算し、周期下限値Ｌ＿ＬＭＴをモデル位相ゼロクロス検出部２４に出力する。乗算回路５３は、平均演算回路５１から入力電圧周期平均値を入力し、その値の１１０％を算出するために入力電圧周期平均値に１．１を乗算し、周期上限値Ｐ＿ＬＭＴをモデル位相ゼロクロス検出部２４に出力する。

（モデル位相ゼロクロス検出部）
モデル位相ゼロクロス検出部２４は、ゼロクロス検出部２１からゼロクロス検出信号を、入力電圧周期算出部２２から入力電圧周期を、周期上下限値設定部２３から周期下限値Ｌ＿ＬＭＴ及び周期上限値Ｐ＿ＬＭＴをそれぞれ入力し、１スキャンの実行周期毎に所定値を加算するカウンタ値（モデル位相）を生成し、所定の条件にてカウンタ値をリセットしてＲ相のモデル位相ゼロクロスを検出し、検出したモデル位相ゼロクロスのタイミングでモデル位相ゼロクロス検出信号をモデル位相周期算出部２５及びゲート信号生成部２６に出力する。ここで、モデル位相ゼロクロス検出部２４は、入力電圧周期が周期下限値Ｌ＿ＬＭＴ以下のときにゼロクロス検出信号を入力しても、モデル位相をリセットしない。また、入力電圧周期が周期下限値Ｌ＿ＬＭＴよりも大きくかつ周期上限値Ｐ＿ＬＭＴよりも小さいときにゼロクロス検出信号を入力すると、モデル位相をリセットする。また、入力電圧周期が周期上限値Ｐ＿ＬＭＴになったとき（モデル位相が周期上限値Ｐ＿ＬＭＴになったとき）、モデル位相をリセットする。

図８は、モデル位相ゼロクロス検出部２４の構成を示すブロック図である。このモデル位相ゼロクロス検出部２４は、加算回路６１、選択回路６２、比較回路６４−１，６４−２，６８、ＡＮＤ回路６５、ＯＲ回路６６及び反転回路６７を備えている。加算回路６１は、選択回路６２から前回スキャンのモデル位相を入力し、モデル位相に１を加算し、加算結果のモデル位相を選択回路６２に出力する。

選択回路６２は、加算回路６１からモデル位相を入力し、ＡＮＤ回路６５及び比較回路６４−２からリセット信号を入力し、反転回路６７から制御信号を入力する。選択回路６２は、両リセット信号を入力しておらず、制御信号を入力しているときに、入力したモデル位相をそのまま比較回路６８に出力すると共に、前回スキャンのモデル位相として加算回路６１及び比較回路６４−２に出力する。ここで、制御信号は、両リセット信号が０のときに、１の信号として入力される。詳細については後述する。また、選択回路６２は、いずれかのリセット信号を入力したタイミングで、モデル位相をリセットし、０の値のモデル位相を比較回路６８、加算回路６１及び比較回路６４−２に出力する。

比較回路６４−１は、入力電圧周期算出部２２から入力電圧周期を入力し、周期上下限値設定部２３から周期下限値Ｌ＿ＬＭＴを入力し、入力電圧周期と周期下限値Ｌ＿ＬＭＴとを比較し、入力電圧周期が周期下限値Ｌ＿ＬＭＴよりも大きい場合、制御信号をＡＮＤ回路６５に出力する。ＡＮＤ回路６５は、ゼロクロス検出部２１からゼロクロス検出信号を入力し、比較回路６４−１から１の制御信号を入力し、ＡＮＤ演算を行い、演算結果が１のときにリセット信号を選択回路６２に出力する。これにより、ゼロクロス検出信号は、入力電圧周期が周期下限値Ｌ＿ＬＭＴよりも大きい場合に、リセット信号として選択回路６２に出力され、選択回路６２においてモデル位相がリセットされる。

比較回路６４−２は、周期上下限値設定部２３から周期上限値Ｐ＿ＬＭＴを入力し、選択回路６２から前回スキャンのモデル位相を入力する。そして、比較回路６４−２は、１カウントあたりの時間（加算回路６１において１が加算される１スキャンあたりの時間）をモデル位相に乗算して、時間情報のモデル位相に変換し、時間情報のモデル位相と周期上限値Ｐ＿ＬＭＴとを比較し、モデル位相が周期上限値Ｐ＿ＬＭＴよりも大きい場合、リセット信号を選択回路６２及びＯＲ回路６６に出力する。これにより、リセット信号は、モデル位相が周期上限値Ｐ＿ＬＭＴよりも大きくなった場合、すなわち、モデル位相が周期上限値Ｐ＿ＬＭＴを超えてもゼロクロス検出信号が検出されない場合に、ゼロクロス検出信号が検出されたものとみなして選択回路６２に出力され、選択回路６２においてモデル位相がリセットされる。

ＯＲ回路６６は、ＡＮＤ回路６５からリセット信号を入力し、比較回路６４−２からリセット信号を入力し、ＯＲ演算を行い、演算結果が１のときに制御信号を反転回路６７に出力する。反転回路６７は、ＯＲ回路６６から制御信号を入力し、制御信号を反転して選択回路６２に出力する。これにより、反転回路６７からの１の制御信号は、ＡＮＤ回路６５からのリセット信号及び比較回路６４−２からのリセット信号がいずれもないときに、選択回路６２に出力され、選択回路６２において、入力したモデル位相がそのまま出力される。

比較回路６８は、選択回路６２からモデル位相を入力し、モデル位相と０とを比較し、モデル位相が０のときに、エッジ状の信号をＲ相のモデル位相ゼロクロス検出信号としてモデル位相周期算出部２５及びゲート信号生成部２６に出力する。

図１１は、モデル位相ゼロクロス検出部２４の処理を説明するフローチャートである。モデル位相ゼロクロス検出部２４は、ゼロクロス検出信号を入力した場合（ステップＳ１１０１：Ｙ）、入力電圧周期が周期下限値Ｌ＿ＬＭＴよりも大きいときに（ステップＳ１１０２：Ｙ）、モデル位相をリセットし（ステップＳ１１０３）、モデル位相ゼロクロス検出信号を出力する（ステップＳ１１０４）。

また、モデル位相ゼロクロス検出部２４は、ゼロクロス検出信号を入力した場合（ステップＳ１１０１：Ｙ）、入力電圧周期が周期下限値Ｌ＿ＬＭＴよりも大きくないときに（ステップＳ１１０２：Ｎ）、次のゼロクロス検出信号の入力を待ち、モデル位相が周期上限値Ｐ＿ＬＭＴを超えるのを待つ。

また、モデル位相ゼロクロス検出部２４は、ゼロクロス検出信号を入力していない場合（ステップＳ１１０１：Ｎ）、モデル位相が周期上限値Ｐ＿ＬＭＴよりも大きくなったときに（ステップＳ１１０５：Ｙ）、モデル位相をリセットし（ステップＳ１１０３）、モデル位相ゼロクロス検出信号を出力する（ステップＳ１１０４）。

また、モデル位相ゼロクロス検出部２４は、ゼロクロス検出信号を入力していない場合（ステップＳ１１０１：Ｎ）、モデル位相が周期上限値Ｐ＿ＬＭＴよりも大きくないときに（ステップＳ１１０５：Ｎ）、ゼロクロス検出信号の入力を待ち、モデル位相が周期上限値Ｐ＿ＬＭＴを超えるのを待つ。

図１２は、モデル位相ゼロクロス検出部２４の動作を説明するタイムチャートである。図１２のａ，ｂ，ｆ，ｇに示すように、ゼロクロス検出信号の入力タイミングにおいて、入力電圧周期が周期下限値Ｌ＿ＬＭＴよりも大きい場合に、モデル位相がリセットされ、モデル位相ゼロクロス検出信号が出力される（ステップＳ１１０１：Ｙ，ステップＳ１１０２：Ｙ，ステップＳ１１０３，ステップＳ１１０４）。また、ｃ，ｄに示すように、ゼロクロス検出信号の入力タイミングにおいて、入力電圧周期が周期下限値Ｌ＿ＬＭＴよりも大きくない場合に、ゼロクロス検出信号を無視し、モデル位相をリセットしない（ステップＳ１１０１：Ｙ，ステップＳ１１０２：Ｎ）。また、ｅに示すように、モデル位相が周期上限値Ｐ＿ＬＭＴよりも大きくなった場合、すなわち、モデル位相が周期上限値Ｐ＿ＬＭＴよりも大きくなってもゼロクロス検出信号が検出されない場合に、モデル位相がリセットされ、モデル位相ゼロクロス検出信号が出力される（ステップＳ１１０１：Ｎ，ステップＳ１１０５：Ｙ，ステップＳ１１０３，ステップＳ１１０４）。

図１２によれば、ＡＣ電源１からの入力電圧に基づいて生成したゼロクロス検出信号のタイミングと、モデル位相に基づいて生成したモデル位相ゼロクロス検出信号のタイミングとを比較すると、ｃ，ｄの時点において、ゼロクロス検出信号は、ノイズ、瞬時停電等による外乱の影響を受けて誤って検出されてしまう。これに対し、モデル位相ゼロクロス検出信号は、外乱の影響を受けることなく、誤って検出されることがない。

また、図１２によれば、モデル位相ゼロクロス検出信号のタイミングは、周期下限値Ｌ＿ＬＭＴと周期上限値Ｐ＿ＬＭＴとの間の時間間隔でばらつくことになり、Δｔ２＜Δｔ＜Δｔ１となる。しかし、後述するように、モデル位相周期算出部２５はモデル位相周期の平均値を算出するから、モデル位相ゼロクロス検出信号のタイミングのばらつきは、モデル位相周期算出部２５の処理において吸収されることになる。尚、Δｔは、モデル位相ゼロクロス検出信号のタイミング間の時間であり、各区間において厳密には異なる値である。

（モデル位相周期算出部）
図４に戻って、モデル位相周期算出部２５は、モデル位相ゼロクロス検出部２４から、モデル位相ゼロクロスを検出したタイミングでモデル位相ゼロクロス検出信号を入力し、１スキャンの実行周期毎に所定値を加算するカウンタ値に基づいて、入力したモデル位相ゼロクロス検出信号間の時間差を算出し、その時間差をＲ相のモデル位相周期に設定し、複数のモデル位相周期の平均値を算出し、モデル位相周期平均値をゲート信号生成部２６に出力する。このモデル位相周期平均値は、モデル位相ゼロクロス検出信号を入力する毎に更新される。

図９は、モデル位相周期算出部２５の構成を示すブロック図である。このモデル位相周期算出部２５は、カウンタ７１、転送回路７２−１，７２−２、差分回路７３及び平均演算回路７４を備えている。カウンタ７１は、モデル位相周期算出部２５における１スキャンの実行周期である５０μ秒毎にカウント値に１を加算し、加算結果のカウント値を転送回路７２−１及び差分回路７３に出力する。転送回路７２−１は、カウンタ７１からカウント値を入力し、モデル位相ゼロクロス検出部２４からモデル位相ゼロクロス検出信号を入力し、モデル位相ゼロクロス検出信号を入力したタイミングで、そのときに入力していたカウント値をモデル位相周期として差分回路７３に出力する。このモデル位相周期は、前回スキャンにて算出した周期であり、今回スキャンのモデル位相周期を算出するために用いられる。

差分回路７３は、カウンタ７１からカウント値を入力し、転送回路７２−１から前回スキャンにて算出したモデル位相周期を入力し、カウント値から前回スキャンにて算出したモデル位相周期を減算し、減算結果（前回スキャンにて入力したモデル位相ゼロクロス検出信号のタイミング時点からの経過時間）を転送回路７２−２に出力する。転送回路７２−２は、差分回路７３から減算結果である経過時間を入力し、モデル位相ゼロクロス検出部２４からモデル位相ゼロクロス検出信号を入力し、モデル位相ゼロクロス検出信号を入力したタイミングで、そのときに入力していた経過時間を今回スキャンのモデル位相周期として平均演算回路７４に出力する。平均演算回路７４は、転送回路７２−２からモデル位相周期を入力し、モデル位相周期をシフトレジスタに記憶し、シフトレジスタに記憶した最新のＮ個のモデル位相周期を加算してＮで除算し、モデル位相周期平均値を求め、ゲート信号生成部２６に出力する。

このように、ＡＣ電源１におけるＲ相の周期は、モデル位相周期平均値として算出され、Ｒ相のモデル位相周期平均値は、ＡＣ電源１の実際の電圧に基づいて算出された入力電圧周期に代えて、パワー素子４におけるＲ相のサイリスタをオン／オフ制御するためのゲート信号を生成するために用いられる。また、モデル位相周期算出部２５は、モデル位相周期の平均値を算出するから、モデル位相ゼロクロス検出信号のタイミングのばらつきを吸収することができる。

（ゲート信号生成部）
ゲート信号生成部２６は、モデル位相ゼロクロス検出部２４からモデル位相ゼロクロス検出信号を入力すると共に、モデル位相周期算出部２５からモデル位相周期平均値を入力し、ゲート信号であるＧＲ信号を生成し、パワー素子４に出力する。

図１０は、ゲート信号生成部２６の構成を示すブロック図である。図１３は、ゲート信号生成部２６の動作を説明するタイムチャートである。このゲート信号生成部２６は、位相６０度計算回路８１、位相１８０度計算回路８２、位相１３５度計算回路８３、位相２４０度計算回路８４、プリチャージ変化計算回路８５及びＧＲ信号生成回路８６を備えている。

位相６０度計算回路８１は、モデル位相周期算出部２５からモデル位相周期平均値を入力し、０からモデル位相周期平均値までの範囲を０度から３６０度までの範囲に対応させ、６０度の位相に対応したモデル位相周期平均値の時間を６０度時間として計算し、ＧＲ信号生成回路８６に出力する。位相１８０度計算回路８２は、１８０度の位相に対応したモデル位相周期平均値の時間を１８０度時間として計算し、ＧＲ信号生成回路８６に出力する。位相１３５度計算回路８３は、１３５度の位相に対応したモデル位相周期平均値の時間を１３５度時間として計算し、プリチャージ変化計算回路８５及びＧＲ信号生成回路８６に出力する。位相２４０度計算回路８４は、２４０度の位相に対応したモデル位相周期平均値の時間を２４０度時間として計算し、プリチャージ変化計算回路８５及びＧＲ信号生成回路８６に出力する。６０度時間、１８０度時間、１３５度時間及び２４０度時間は、図１３に示すように、モデル位相が０にリセットされるモデル位相ゼロクロス検出信号がオンしたタイミングからそれぞれの位相までの間の時間である。

プリチャージ変化計算回路８５は、位相１３５度計算回路８３から１３５度時間を入力し、位相２４０度計算回路８４から２４０度時間を入力し、予め設定されたプリチャージ設定時間（プリチャージ動作の開始から完了までの間の時間）を用いて、１サイクルあたりのプリチャージ変化量（１サイクルあたりのプリチャージ時間変化量）を計算し、ＧＲ信号生成回路８６に出力する。具体的には、ＡＣ電源１を５０Ｈｚの電源とし、予め設定されたプリチャージ設定時間をｔとすると、以下の式により、１サイクルあたりのプリチャージ変化量Ｓを計算する。
Ｓ＝（２４０度時間−１３５度時間）／（５０×ｔ）

ＧＲ信号生成回路８６は、ゲート信号であるＧＲ信号を生成するためのコンペアマッチタイマを備え、モデル位相ゼロクロス検出部２４からモデル位相ゼロクロス検出信号を、位相６０度計算回路８１から６０度時間を、位相１８０度計算回路８２から１８０度時間を、位相１３５度計算回路８３から１３５度時間を、位相２４０度計算回路８４から２４０度時間を、プリチャージ変化計算回路８５からプリチャージ変化量をそれぞれ入力し、ＧＲ信号を生成するタイミングを示すコンペアマッチＡ値及びコンペアマッチＢ値を設定する。そして、ＧＲ信号生成回路８６は、モデル位相ゼロクロス検出信号を入力したタイミングで、コンペアマッチタイマをリセットして０からカウントを開始し、コンペアマッチタイマのタイマ値とコンペアマッチＡ値及びコンペアマッチＢ値とを比較し、タイマ値がコンペアマッチＡ値になったときにオンし、タイマ値がコンペアマッチＢ値になったときにオフするＧＲ信号を生成し、パワー素子４におけるＲ相のサイリスタへ出力する。

ここで、ＧＲ信号生成回路８６は、図１３に示すように、ＡＣ／ＤＣコンバータ５がプリチャージ動作する時に、２４０度時間をコンペアマッチＡ値に設定し、最初のサイクルにおいて、コンペアマッチＡ値からプリチャージ変化量を減算した結果をコンペアマッチＢ値に設定する。そして、プリチャージ動作の開始からのサイクル数をＣとすると、ＧＲ信号生成回路８６は、第Ｃサイクルにおいて、以下の式の結果をコンペアマッチＢ値に設定する。
Ｂ＝２４０度時間−（プリチャージ変化量×Ｃ）
このようにして、ＧＲ信号生成回路８６は、図１３に示すように、サイクルが進む毎に、プリチャージ変化量の時間分増加するコンペアマッチＢ値によるＧＲ信号を生成して出力する。そして、ＧＲ信号生成回路８６は、プリチャージ動作が開始して、予め設定されたプリチャージ設定時間になると、前記式に従って１３５度時間をコンペアマッチＢ値に設定し、２４０度時間と１３５度時間との間でオン状態となるＧＲ信号を生成し、出力する。これにより、プリチャージ動作が終了し、定常動作（フルファイア動作）に入る。

ＧＲ信号生成回路８６は、図１３に示すように、ＡＣ／ＤＣコンバータ５のプリチャージ動作が終了して定常動作に入ると、１８０度時間をコンペアマッチＡ値に設定し、６０度時間をコンペアマッチＢ値に設定し、ＧＲ信号を生成して出力する。図１３及び図３に示すように、１８０度時間と６０度時間との間でオンとなるＧＲ信号は、Ｒ相電圧ＶＲが他のＳ相電圧ＶＳ及びＴ相電圧ＶＴよりも大きい時間範囲で、Ｒ相のサイリスタをオンするゲート信号である。

以上のように、本発明の実施形態によるＡＣ／ＤＣコンバータ５によれば、制御部３は、運転オフ時に、線間電圧Ｖｒｓ，Ｖｒｔからゼロクロスを検出してゼロクロス検出信号を生成し、ゼロクロス検出信号の時間間隔である入力電圧周期を算出し、入力電圧周期の９０％に相当する周期下限値Ｌ＿ＬＭＴ及び１１０％に相当する周期上限値Ｐ＿ＬＭＴを設定するようにした。そして、制御部３は、運転オン時に、モデル位相ゼロクロス検出部２４において、モデル位相を内部で生成し、入力電圧周期が周期下限値Ｌ＿ＬＭＴよりも大きいときにゼロクロス検出信号を入力した場合、または、ゼロクロス検出信号を入力していない状態でモデル位相が周期上限値Ｐ＿ＬＭＴよりも大きくなった場合、モデル位相をリセットし、周期下限値Ｌ＿ＬＭＴと周期上限値Ｐ＿ＬＭＴとの間の時間間隔を有するモデル位相ゼロクロス検出信号を生成するようにした。そして、制御部３は、モデル位相周期算出部２５において、モデル位相ゼロクロス検出信号の時間間隔であるモデル位相周期の平均値を算出し、モデル位相周期平均値及びモデル位相ゼロクロス検出信号に基づいて、パワー素子４のサイリスタをオン／オフ制御するためのゲート信号を生成するようにした。

これにより、モデル位相ゼロクロス検出信号は、ＡＣ／ＤＣコンバータ５がノイズ、瞬時停電等による外乱の影響を受けたとしても、周期下限値Ｌ＿ＬＭＴと周期上限値Ｐ＿ＬＭＴとの間の時間間隔を有する信号になり、モデル位相周期も、周期下限値Ｌ＿ＬＭＴと周期上限値Ｐ＿ＬＭＴとの間に収まるようになる。したがって、外乱の影響を直接受けることのないゲート信号の位相を計算することができ、ＡＣ電源１の線間電圧のタイミングに一致した位相で、サイリスタをオン／オフ制御することが可能となる。つまり、ＡＣ／ＤＣコンバータ５がプリチャージ動作している時に、ノイズ、瞬時停電等による外乱が発生したとしても、ヒューズは溶断することなく、整流素子が破損することもない。また、ＡＣ／ＤＣコンバータ５が定常動作（フルファイア動作）している時に、このような外乱が発生したとしても、ＡＣ／ＤＣコンバータ５の出力バス電圧が低くなることがないから、瞬時停電を誤って検出することもなく、後段に設けられたインバータ６の運転が停止することがない。この結果、安定したＡＣ／ＤＣコンバータ５の運転を実現することが可能となる。

また、ＡＣ／ＤＣコンバータ５の制御部３は、相毎のゲート信号処理部１４−１，１４−２，１４−３により独立したゲート信号を生成し、パワー素子４の相毎のサイリスタをオン／オフ制御するようにしたから、Ｒ相、Ｔ相及びＳ相の相順を考慮した複雑な処理を行う必要がない。

１ ＡＣ電源
２ リアクタ
３ 制御部
４ パワー素子
５ ＡＣ／ＤＣコンバータ
６ インバータ
７ モータ
１１ Ａ／Ｄ変換部
１２ フィルタ
１３ 相電圧／線間電圧変換部
１４ ゲート信号処理部
２１ ゼロクロス検出部
２２ 入力電圧周期算出部
２３ 周期上下限値設定部
２４ モデル位相ゼロクロス検出部
２５ モデル位相周期算出部
２６ ゲート信号生成部
３１ 選択回路
３２ 検出回路
４１ カウンタ
４２ 転送回路
４３ 差分回路
５１ 平均演算回路
５２，５３ 乗算回路
６１ 加算回路
６２ 選択回路
６４，６８ 比較回路
６５ ＡＮＤ回路
６６ ＯＲ回路
６７ 反転回路
７１ カウンタ
７２ 転送回路
７３ 差分回路
７４ 平均演算回路
８１ 位相６０度計算回路
８２ 位相１８０度計算回路
８３ 位相１３５度計算回路
８４ 位相２４０度計算回路
８５ プリチャージ変化計算回路
８６ ＧＲ信号生成回路

Claims (3)

1. ＡＣ電源の電圧から０Ｖをクロスするポイントのゼロクロスを検出し、前記ゼロクロスを検出したタイミングを示すゼロクロス検出信号から前記ゼロクロス検出信号の周期を算出し、前記周期に基づいてゲート信号を生成し、前記ゲート信号によりサイリスタをオン／オフ制御し、前記ＡＣ電源の交流電力を直流電力に変換するＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、
   ＡＣ電源の相電圧を入力し、前記相電圧を線間電圧に変換する相電圧／線間電圧変換部と、
   前記相電圧／線間電圧変換部により変換された線間電圧に基づいて、ゼロクロスを検出し、ゼロクロス検出信号を生成するゼロクロス検出部と、
   前記ゼロクロス検出部により生成されたゼロクロス検出信号に基づいて、前記入力した相電圧の周期を示す入力電圧周期を算出する入力電圧周期算出部と、
   前記入力電圧周期算出部により算出された入力電圧周期に基づいて、周期上限値及び周期下限値を設定する周期上下限値設定部と、
   ０の値からインクリメントするモデル位相を生成し、前記入力電圧周期算出部により算出された入力電圧周期が前記周期上下限値設定部により設定された周期下限値よりも大きいときに前記ゼロクロス検出部からゼロクロス検出信号を入力した場合、または、前記ゼロクロス検出信号を入力していない状態で前記モデル位相が前記周期上下限値設定部により設定された周期上限値よりも大きくなった場合、前記モデル位相を０の値にリセットしてモデル位相ゼロクロス検出信号を生成するモデル位相ゼロクロス検出部と、
   前記モデル位相ゼロクロス検出部により生成されたモデル位相ゼロクロス検出信号に基づいて、前記モデル位相の周期を示すモデル位相周期を算出するモデル位相周期算出部と、
   前記モデル位相周期算出部により算出されたモデル位相周期に基づいて、ゲート信号を生成するゲート信号生成部と、を備えたことを特徴とするＡＣ／ＤＣコンバータ。
2. 請求項１に記載のＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、
   前記周期上下限値設定部は、当該ＡＣ／ＤＣコンバータが交流電力を直流電力に変換する処理を行っていない運転オフ時に算出された入力電圧周期の平均値を算出し、前記平均値に基づいて周期上限値及び周期下限値を設定し、
   前記モデル位相周期算出部は、前記モデル位相ゼロクロス検出部により生成されたモデル位相ゼロクロス検出信号に基づいて、前記モデル位相の周期を示すモデル位相周期を算出し、前記モデル位相周期の平均値を算出し、
   前記ゲート信号生成部は、前記モデル位相周期算出部により算出されたモデル位相周期の平均値に基づいてゲート信号を生成する、ことを特徴とするＡＣ／ＤＣコンバータ。
3. 請求項１または２に記載のＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、
   前記ゼロクロス検出部、入力電圧周期算出部、周期上下限値設定部、モデル位相ゼロクロス検出部、モデル位相周期算出部及びゲート信号生成部は、前記ＡＣ電源のＲ相、Ｓ相及びＴ相用に設けられ、
   前記ゲート信号生成部により生成されたそれぞれのゲート信号にて、Ｒ相、Ｓ相及びＴ相のサイリスタをそれぞれオン／オフ制御する、ことを特徴とするＡＣ／ＤＣコンバータ。

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