JP5471513B2

JP5471513B2 - 電源装置

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Publication number: JP5471513B2
Application number: JP2010015533A
Authority: JP
Inventors: 雄一池田; 宏之三浦
Original assignee: Fujitsu General Ltd
Current assignee: Fujitsu General Ltd
Priority date: 2010-01-27
Filing date: 2010-01-27
Publication date: 2014-04-16
Anticipated expiration: 2030-01-27
Also published as: JP2011155767A

Description

本発明は、商用電源を家電機器などの電源に変換する電源回路の制御技術に関し、さらに詳しく言えば、昇圧チョッパ型の力率改善および高調波電流抑制機能を有する電源装置に関するものである。

従来、昇圧チョッパ型の力率改善および高調波電流抑制機能を有する電源装置が存在する。この種の電源装置の一例としては、下記特許文献１などが存在する。

特許文献１に示された電源装置は、入力電源を直流電圧に変換して昇圧チョッパ回路で負荷の電圧を得る際、昇圧回路のスイッチング素子をスイッチングし、リアクタ（昇圧チョークコイル）を介して短絡電流を流して力率を改善する。電源装置を制御する制御部は、入力電流波形から所定の高調波成分を減少させたモデリング波形を電流指令値として生成し、そのモデリング波形に追従するように交流電源電圧の半周期の前半のゼロクロス点から所定の回数だけスイッチング素子をオンオフ制御することにより、大電流領域においても、リアクタインダクタンスを大きくすることなく、電源高調波規制をクリアすることを可能としている。

特開２００７−１２９８４９号公報

特許文献１に示された電源装置では、所定の回数だけスイッチングした後は、リアクタのパッシブ動作により入力電流が流れる。入力電流が流れ始めるゼロクロス点のタイミングは、交流電源電圧の半周期の前半のゼロクロス点のタイミングと一致するが、パッシブ動作後の入力電流が流れ終わるゼロクロス点のタイミングは、リアクタインダクタンスに依存し、リアクタインダクタンスが小さいと、交流電源電圧の半周期の後半のゼロクロス点から離れたタイミングとなる。負荷が小さい場合には、入力電流が小さくなるため、この傾向はさらに顕著となり、電源高調波規制をクリアできない虞がある。したがって、軽負荷領域においても電源高調波規制をクリアするためには、リアクタインダクタンスを大きくする必要があり、リアクタを小型化するのが難しい、という問題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、電源高調波規制をクリアしつつ、更なるリアクタの小型化を可能とする電源装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、交流電源を直流電圧に変換して負荷電圧とする際、前記交流電源をリアクタを介してスイッチング素子により短絡して力率を改善する電源装置において、前記スイッチング素子を含む昇圧回路と、前記交流電源の電圧位相を検出することにより前記交流電源の電圧ゼロクロス点を検出する電源位相検出回路と、前記昇圧回路の入力電流を検出する入力電流検出部と、前記電圧ゼロクロス点および前記入力電流に基づき、所定のスイッチング動作期間において前記スイッチング素子をスイッチング動作させる制御部と、前記制御部から出力されるスイッチングパルスに基づき前記スイッチング素子を駆動する駆動部と、を備え、前記制御部は、連続する２つの前記電圧ゼロクロス点で示される前記交流電源の半周期毎に、前記所定のスイッチング動作期間および前記所定のスイッチング動作期間後のパッシブ動作期間を考慮して、最初の前記電圧ゼロクロス点から前記入力電流が流れ始める前記入力電流のゼロクロス点までの前半零入力電流期間と、前記入力電流が流れ終わる前記入力電流のゼロクロス点から次の前記電圧ゼロクロス点までの後半零入力電流期間とが等しくなるように、前記スイッチング動作を開始するスイッチング開始時間、および、前記パッシブ動作期間において前記スイッチング動作を再開するスイッチング再開時間を決定し、前記スイッチング開始時間において前記スイッチング動作を開始させ、前記所定のスイッチング動作期間の経過後に、前記スイッチング動作を停止させ、前記スイッチング再開時間において前記スイッチング動作を再開させ、前記所定のスイッチング動作時間の経過後に、前記スイッチング動作を停止させることを特徴とする。

この発明によれば、電源高調波規制をクリアしつつ、更なるリアクタの小型化が可能となる、という効果を奏する。

図１は、実施の形態１にかかる電源装置の一構成例を示す図である。図２は、実施の形態１にかかる電源装置の別の一構成例を示す図である。図３は、実施の形態１にかかる電源装置の制御部の一構成例を示す図である。図４は、実施の形態１にかかる電源装置のスイッチング制御を説明するための図である。図５は、入力電流に含まれる高調波電流特性を示す図である。図６は、前半零入力電流期間と後半零入力電流期間との比に対する５次高調波評価指数の一例を示す図である。図７は、実施の形態１にかかる電源装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。図８は、実施の形態２にかかる電源装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。図９は、実施の形態３にかかる電源装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。

以下に、本発明の実施の形態にかかる電源装置を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１にかかる電源装置の一構成例を示す図である。実施の形態１にかかる電源装置は、図１に示すように、交流電源１と、交流電源１の一方の端子側に直列に接続したリアクタ（昇圧チョークコイル）３ａと、整流回路２と、昇圧回路３と、昇圧回路３により昇圧された出力電圧を平滑化する平滑コンデンサ１１と、負荷４と、交流電源１の電圧ゼロクロス点を検出する電源位相検出回路５と、昇圧回路３の入力電流を検出するための電流センサ（例えばＣＴ）６と、昇圧回路３の入力電流を電流センサ６からの検出信号により検出する入力電流検出部８と、入力電流検出部８による入力電流および電源位相検出回路５による電圧ゼロクロス点の検出結果に基づいて、昇圧回路３を駆動するスイッチングパルス信号を駆動部７に出力する制御部１０と、制御部１０からの駆動信号により昇圧回路３を駆動する駆動部７とを備えている。

昇圧回路３は、リアクタ３ａの整流回路２の入力側にアノードが接続されたダイオード３ｂ１と、交流電源１の他方の端子側にアノードが接続されたダイオード３ｂ２と、ダイオード３ｂ１のカソードとダイオード３ｂ２のカソードとの接続点を整流回路２の負端子側に短絡させるスイッチング素子（例えばＩＧＢＴ；絶縁ゲート形トランジスタ）３ｃとを備えている。この昇圧回路３は、スイッチング素子３ｃによってリアクタ３ａを介して短絡電流を流すことにより力率を改善する。

なお、実施の形態１にかかる電源装置は、図２に示す構成とすることも可能である。図２は、実施の形態１にかかる電源装置の別の一構成例を示す図である。図２に示すように、実施の形態１にかかる電源装置の別の構成例では、リアクタ３ａは、整流回路２の正端子側に直列に接続され、昇圧回路３は、リアクタ３ａとダイオード３ｂとが直列に接続され、このリアクタ３ａとダイオード３ｂとの接続点を整流回路２の負端子側に短絡させるスイッチング素子３ｃが備えられている。

つぎに、実施の形態１にかかる電源装置の制御部１０の構成および概略機能について説明する。図３は、実施の形態１にかかる電源装置の制御部の一構成例を示す図である。

制御部１０は、予め所定のスイッチング動作期間Ｔｏｎが設定されたスイッチング動作期間設定部１１０と、入力電流の大きさに応じてスイッチング動作を開始する時間（以下「スイッチング開始時間」という）ｔｄを算出するスイッチング開始時間算出部１１１と、スイッチング開始時間ｔｄからスイッチング動作期間Ｔｏｎにおいてスイッチングを許可するスイッチング許可信号を作成するスイッチング許可信号作成部１１２と、スイッチング許可信号に基づいてスイッチングパルス信号を生成するスイッチングパルス生成部１１４とを備えている。

スイッチングパルス生成部１１４は、入力電流の波形から所定の高調波成分を低減するためのモデリング波形の電流指令値を算出し、ＰＷＭ信号として出力する電流指令値算出部１１３と、このＰＷＭ信号からスイッチング許可信号幅の電流指令値を作成する電流指令値作成回路１５０と、電流指令値と入力電流に対応する電圧とを比較するコンパレータ４００と、コンパレータ４００の比較結果およびスイッチング許可信号に基づいてスイッチングパルス信号を生成する論理回路５００とを備えている。なお、モデリング波形の電流指令値の算出方法については、本願出願人の特開２００７−１２９８４９号公報に係る電源装置と同様の制御を行うものとし、本願発明の一部に加えるものとする。

つぎに、実施の形態１にかかる電源装置のスイッチング制御について、図４および図５を参照して説明する。図４は、実施の形態１にかかる電源装置のスイッチング制御を説明するための図である。

実施の形態１にかかる電源装置では、電源電圧の半周期における最初の電圧ゼロクロス点から入力電流が流れ始める入力電流のゼロクロス点までの期間（以下「前半零入力電流期間Ｔｄ」という）と、スイッチング動作後のリアクタ３ａのパッシブ動作により入力電流が流れ終わる入力電流のゼロクロス点から上述した半周期における次の電圧ゼロクロス点までの期間（以下「後半零入力電流期間Ｔｏ」という）とが等しくなるように、スイッチング開始時間ｔｄを制御する。

図４（ａ）および図４（ｂ）の上図は、電源電圧波形を示している。図４（ａ）の下図は、電圧ゼロクロス点からスイッチング動作を開始した場合の入力電流波形（以下「波形Ａ」という）を示す図であり、図４（ｂ）の下図は、実施の形態１にかかる電源装置のスイッチング制御を適用した場合の入力電流波形（以下「波形Ｂ」という）を示す図である。

図４（ａ）に示すように、波形Ａでは、入力電流波形が全体的に前にシフトし、波形の形状が略正弦波形状を呈していない。一方、波形Ｂでは、ＴｄとＴｏとがほぼ等しくなるように制御しているため、波形の形状が略正弦波形状を呈している。

図５は、入力電流に含まれる高調波電流特性を示す図である。横軸は、高調波次数を示し、縦軸は、高調波電流値を示している。各高調波次数において、左側の棒グラフが波形Ａの場合の高調波電流を示しており、右側の棒グラフが波形Ｂの場合の高調波電流を示している。

図５に示すように、波形Ａと波形Ｂとを比較すると、３次高調波電流の値は、波形Ｂの方が大きくなっているが、５次高調波電流の値は、波形Ｂの方が小さくなっている。電源高調波規制は、高次の高調波に対してより厳しい条件となっており、特に５次高調波電流において電源高調波規制をクリアするためには、波形Ｂのように略正弦波の形状を呈している方が有利であることを示している。

図６は、前半零入力電流期間と後半零入力電流期間との比に対する５次高調波評価指数の一例を示す図である。図６において、横軸は、Ｔｄ／Ｔｏの値を示し、縦軸は、５次高調波評価指数Ｙｎを示している。ここで、高調波評価指数とは、高調波電流の規格値に対する達成度を示し、Ｙｎ＜１００％であれば、電源高調波規制（ＩＥＣ６１０００−３−２）を満たすことを示している。図６において、リアクタインダクタンスを変えた３つのグラフを示している。この中で、一点鎖線で示したグラフは、リアクタインダクタンスが大きい場合（例えば、インダクタンス＝１２ｍＨ）の例であり、実線で示したグラフは、リアクタインダクタンスが小さい場合（例えば、インダクタンス＝３ｍＨ）の例を示している。点線で示したグラフは、リアクタインダクタンスがこれらの中間（例えば、インダクタンス＝６ｍＨ）である場合の例である。

また、図６において、図４の波形Ａ、すなわち、電圧ゼロクロス点からスイッチング動作を開始した場合は、Ｔｄ／Ｔｏ＝０となる。リアクタインダクタンスが大きい場合には（図６中の一点鎖線で示したグラフ）、Ｔｄ／Ｔｏ＝０であってもＹｎ＜１００％を満たし電源高調波規制をクリアしているが、リアクタインダクタンスが小さくなると（図６中の点線および実線で示したグラフ）、電源高調波規制を満たせなくなることが分かる。これは、リアクタインダクタンスが小さい場合、１回のスイッチングでリアクタに蓄えられるエネルギーが小さくなってパッシブ動作期間が短くなり、この結果、高調波が少ない略正弦波形状の波形からずれてしまうためである。

一方、図６に示すように、５次高調波電流が最も小さくなるのは、Ｔｄ／Ｔｏ＝１付近である。したがって、実施の形態１にかかる電源装置では、Ｔｄ／Ｔｏ＝１、すなわち、図４（ｂ）の波形Ｂに示すように、前半零入力電流期間Ｔｄと後半零入力電流期間Ｔｏが等しくなるようにスイッチング開始時間ｔｄを制御することにより、電源高調波規制をクリアしつつ、リアクタインダクタンスを小さくすることができる。より具体的には、図６中の点線で示すグラフのように、Ｔｄ／Ｔｏの値が０．５５〜２．２０の範囲内となるようにスイッチング開始時間ｔｄを制御し、５次高調波評価指数Ｙｎの値が１００％以下となるようにする。なお、より好ましくは、Ｔｄ／Ｔｏの値が０．７０〜１．６０の範囲内となるようにスイッチング開始時間ｔｄを制御し、５次高調波評価指数Ｙｎの値が８０％以下となるようにすれば、電源高調波規制の５次高調波電流の規制値に対するマージンを確保することができる。このため、本実施の形態では、インダクタンスが６ｍＨのリアクタを採用している。なお、２００Ｖ系の電源を入力し、リアクタのスイッチングを行う電源装置を備えた一般的な家庭用エアコンでは、インダクタンスが１２ｍＨ以上のリアクタが用いられおり、本実施の形態にかかる電源装置を用いない場合、インダクタンスが１０ｍＨ以下のリアクタで電源高調波規制をクリアすることは困難であった。

つぎに、実施の形態１にかかる電源装置の動作について、図１〜図３および図７を参照して説明する。図７は、実施の形態１にかかる電源装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。図７（ａ）は、交流電源１の電源電圧波形を示し、図７（ｂ）は、入力電流波形を示し、図７（ｃ）は、電源位相検出回路５から出力される電圧ゼロクロス点検出信号のタイミングを示し、図７（ｄ）は、スイッチング開始時間算出部１１１から出力されるスイッチング開始信号のタイミングを示し、図７（ｅ）は、スイッチング許可信号作成部１１２から出力されるスイッチング許可信号のタイミングを示している。

電源位相検出回路５は、交流電源１の電圧位相を検出して電圧ゼロクロス点を検出し、電圧ゼロクロス点検出信号を制御部１０に出力する（図７（ｃ）参照）。入力電流検出部８は、電流センサ６からの検出信号により昇圧回路３の入力電流を検出して制御部１０に出力する。

制御部１０のスイッチング動作期間設定部１１０は、予め設定された所定のスイッチング動作期間Ｔｏｎを出力する。なお、スイッチング動作時間設定部１１０は、入力電流の大きさに応じてスイッチング動作期間Ｔｏｎを算出するようにしてもよい。

スイッチング開始時間算出部１１１は、電圧ゼロクロス点の時間を０としたスイッチング開始時間ｔｄを、例えば次式（１）により求める。
ｔｄ＝−ａＩ＋ｂ・・・（１）

（１）式において、Ｉは入力電流の実効値、ａ，ｂは正の定数である。（１）式により、入力電流の増加とともにスイッチング開始時間ｔｄを小さく、つまり、スイッチング開始を早める。定数ａおよび定数ｂの値は、予め設定された所定のスイッチング動作期間Ｔｏｎおよびパッシブ動作期間を考慮して、前半零入力電流期間Ｔｄ＝後半零入力電流期間Ｔｏとなるように設定される。なお、Ｉの値は、入力電流の平均値であってもよい。また、定数ａおよび定数ｂの値は、スイッチング動作期間設定部１１０において、入力電流の大きさに応じてスイッチング動作期間Ｔｏｎを算出し、算出したスイッチング動作期間Ｔｏｎに基づいて、算出するようにしてもよい。あるいは、入力電流に対応したスイッチング開始時間ｔｄを予め決定してテーブル化しておき、検出した入力電流の値によりスイッチング開始時間ｔｄを抽出するようにしてもよい。

スイッチング開始時間算出部１１１は、（１）式により求めたスイッチング開始時間ｔｄにスイッチング開始信号を出力する（図７（ｄ）参照）。なお、電圧ゼロクロス点検出信号が入力されてからスイッチング開始信号を出力するまでの期間が、前半零入力電流期間Ｔｄとなる。

スイッチング許可信号作成部１１２は、スイッチング開始時間ｔｄにおいてスイッチング開始信号が入力されてからスイッチング動作期間Ｔｏｎが経過するまでの期間、スイッチング素子３ｃのスイッチング動作を許可するスイッチング許可信号を作成して出力する（図７（ｅ）参照）。

スイッチングパルス生成部１１４は、スイッチング許可信号が出力されている期間、スイッチングパルス信号を生成して駆動部７に出力する。

以上のように、実施の形態１の電源装置によれば、電圧ゼロクロス点から入力電流が流れ始める入力電流のゼロクロス点までの前半零入力電流期間と、スイッチング動作後のリアクタのパッシブ動作により入力電流が流れ終わる入力電流のゼロクロス点から次の半周期の電圧ゼロクロス点までの後半零入力電流期間とが等しくなるようにスイッチング制御を行うようにしたので、電源高調波規制をクリアしつつ、更なるリアクタの小型化が可能となる。

また、前半零入力電流期間の後半零入力電流期間に対する比率が０．５５〜２．２０の範囲内となるようにスイッチング制御を行うことにより、リアクタインダクタンスの選定が容易となる。

また、入力電流の実効値あるいは平均値の増加とともにスイッチング開始時間を早くし、入力電流の実効値あるいは平均値の減少とともにスイッチング開始時間を遅らせるようにしたので、入力電流の実効値あるいは平均値に追従して上記スイッチング制御を行うことができる。

実施の形態２．
実施の形態２では、電源電圧の半周期の前半期間のスイッチング動作に加えて、電源電圧の半周期の後半期間にもスイッチング動作を行うことにより、前半零入力電流期間Ｔｄおよび後半零入力電流期間Ｔｏを短くし、力率を改善する例について説明する。

図８は、実施の形態２にかかる電源装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。図８（ａ）は、交流電源１の電源電圧波形を示し、図８（ｂ）は、入力電流波形を示し、図８（ｃ）は、電圧ゼロクロス点検出信号のタイミングを示し、図８（ｄ）は、スイッチング開始信号のタイミングを示し、図８（ｅ）は、スイッチング許可信号のタイミングを示している。なお、実施の形態２にかかる電源装置の構成は、実施の形態１と同一であるので、詳細な説明は省略する。

実施の形態２にかかる電源装置では、スイッチング開始時間算出部１１１は、電圧ゼロクロス点の時間を０としたスイッチング開始時間ｔｄ１およびスイッチング再開時間ｔｄ２を、例えば次式（２），（３）により求める。
ｔｄ１＝−ｃＩ＋ｄ・・・（２）
ｔｄ２＝ｅＩ＋ｆ・・・（３）

（２），（３）式において、Ｉは入力電流の実効値、ｃ，ｄ，ｅ，ｆは正の定数である。（２）式により、入力電流の増加とともにスイッチング開始時間ｔｄ１を早くし、（３）式により、入力電流の増加とともに後半スイッチング再開時間ｔｄ２を遅らせる。各定数ｃ，ｄ，ｅ，ｆの値は、予め設定された所定のスイッチング動作期間Ｔｏｎおよびパッシブ動作期間を考慮して、前半零入力電流期間Ｔｄ＝後半零入力電流期間Ｔｏとなるように、かつ、電源電圧の半周期の前半期間のスイッチング動作後のパッシブ動作期間において電源電圧の半周期の後半期間のスイッチング動作が開始されるように設定される。なお、Ｉの値は、実施の形態１と同様に、入力電流の平均値であってもよい。また、各定数ｃ，ｄ，ｅ，ｆの値は、スイッチング動作期間設定部１１０において、入力電流の大きさに応じてスイッチング動作期間Ｔｏｎを算出し、実施の形態１と同様に、算出したスイッチング動作期間Ｔｏｎに基づいて、算出するようにしてもよい。あるいは、実施の形態１と同様に、入力電流に対応したスイッチング開始時間ｔｄを予め決定してテーブル化しておき、検出した入力電流の値によりスイッチング開始時間ｔｄを抽出するようにしてもよい。

スイッチング開始時間算出部１１１は、（２）式により求めたスイッチング開始時間ｔｄ１、および（３）式により求めたスイッチング再開時間ｔｄ２にスイッチング開始信号を出力する（図８（ｄ）参照）。なお、本実施の形態では、ｔｄ１およびｔｄ２で開始されるスイッチング動作期間Ｔｏｎは、それぞれ同じ値としているが、異なる値を用いてもよい。

スイッチング許可信号作成部１１２は、スイッチング開始時間ｔｄ１においてスイッチング開始信号が入力されてからスイッチング動作期間Ｔｏｎが経過するまでの期間、およびスイッチング再開時間ｔｄ２においてスイッチング開始信号が入力されてからスイッチング動作期間Ｔｏｎが経過するまでの期間、スイッチング素子３ｃのスイッチング動作を許可するスイッチング許可信号を作成して出力する（図８（ｅ）参照）。

以上のように、実施の形態２の電源装置によれば、電源電圧の半周期の前半期間に加えて、電源電圧の半周期の後半期間にもスイッチングを行うようにしたので、実施の形態１の効果に加えて、力率を改善することが可能となる。

実施の形態３．
実施の形態１では、入力電流の実効値あるいは平均値に応じて前半零入力電流期間Ｔｄ＝後半零入力電流期間Ｔｏとなるスイッチング開始時間ｔｄを算出し、スイッチング開始時間ｔｄが経過後にスイッチング開始信号を出力する例を示したが、例えば負荷変動により急激に入力電流が変動した場合には、前半零入力電流期間Ｔｄと後半零入力電流期間Ｔｏとのバランスが崩れて高調波電流が増加する可能性がある。したがって、実施の形態３では、スイッチング制御対象期間の直前の半周期における前半零入力電流期間Ｔｄと後半零入力電流期間Ｔｏとの平均値を算出してスイッチング開始時間ｔｄを算出する例について説明する。

図９は、実施の形態３にかかる電源装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。図９（ａ）は、交流電源１の電源電圧波形を示し、図９（ｂ）は、入力電流波形を示し、図９（ｃ）は、電圧ゼロクロス点検出信号のタイミングを示し、図９（ｄ）は、スイッチング開始信号のタイミングを示し、図９（ｅ）は、スイッチング許可信号のタイミングを示している。なお、実施の形態３にかかる電源装置の構成は、実施の形態１および２と同一であるので、詳細な説明は省略する。

実施の形態３にかかる電源装置では、スイッチング開始時間算出部１１１は、電源電圧の半周期毎に、パッシブ動作後の入力電流のゼロクロス点を検出してカウントを開始し、次半周期の電圧ゼロクロス点検出信号が入力された時点でカウントを停止する。

このカウントした期間を直前の半周期における後半零入力電流期間Ｔｏとして、直前の半周期における電圧ゼロクロス点からスイッチング開始時間ｔｄまでの期間、すなわち、前半零入力電流期間Ｔｄとの平均を算出し、この平均値（Ｔｄ＋Ｔｏ）／２をスイッチング制御対象期間の前半零入力電流期間Ｔｄ’として、スイッチング開始時間ｔｄ’を算出する（図９参照）。

これにより、急激に入力電流が変動した場合でも、前半零入力電流期間Ｔｄ’と後半零入力電流期間Ｔｏ’とが等しくなるように制御することができる。

なお、スイッチング開始時間ｔｄ’の算出に用いるＴｄおよびＴｏの値は、スイッチング制御対象期間の直前あるいは数サイクル程度前の半周期における値であるのが好ましいが、スイッチング開始時間ｔｄ’を算出するマイクロコンピュータ等の処理速度によっては、数十サイクルあるいはそれ以前の半周期の値であってもよい。

以上のように、実施の形態３の電源装置によれば、スイッチング制御対象期間の直前の半周期における前半零入力電流期間と後半零入力電流期間との平均値を算出してスイッチング制御対象期間のスイッチング開始時間を算出するようにしたので、急激に入力電流が変動した場合でも、高調波電流を抑制することができる。

なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の構成の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもない。

以上のように、本発明にかかる電源装置は、電源高調波規制をクリアしつつ、更なるリアクタの小型化ができる発明として有用である。

１交流電源
２整流回路
３昇圧回路
３ａリアクタ
３ｂ，３ｂ１，３ｂ２ダイオード
３ｃスイッチング素子
４負荷
５電源位相検出回路
６電流センサ
７駆動部
８入力電流検出部
１０制御部
１１平滑コンデンサ
１１０スイッチング動作期間設定部
１１１スイッチング開始時間算出部
１１２スイッチング許可信号作成部
１１３電流指令値算出部
１１４スイッチングパルス生成部
１５０電流指令値作成回路
４００コンパレータ
５００論理回路

Claims

交流電源を直流電圧に変換して負荷電圧とする際、前記交流電源をリアクタを介してスイッチング素子により短絡して力率を改善する電源装置において、
前記スイッチング素子を含む昇圧回路と、
前記交流電源の電圧位相を検出することにより前記交流電源の電圧ゼロクロス点を検出する電源位相検出回路と、
前記昇圧回路の入力電流を検出する入力電流検出部と、
前記電圧ゼロクロス点および前記入力電流に基づき、所定のスイッチング動作期間において前記スイッチング素子をスイッチング動作させる制御部と、
前記制御部から出力されるスイッチングパルスに基づき前記スイッチング素子を駆動する駆動部と、
を備え、
前記制御部は、連続する２つの前記電圧ゼロクロス点で示される前記交流電源の半周期毎に、前記所定のスイッチング動作期間および前記所定のスイッチング動作期間後のパッシブ動作期間を考慮して、最初の前記電圧ゼロクロス点から前記入力電流が流れ始める前記入力電流のゼロクロス点までの前半零入力電流期間と、前記入力電流が流れ終わる前記入力電流のゼロクロス点から次の前記電圧ゼロクロス点までの後半零入力電流期間とが等しくなるように、前記スイッチング動作を開始するスイッチング開始時間、および、前記パッシブ動作期間において前記スイッチング動作を再開するスイッチング再開時間を決定し、前記スイッチング開始時間において前記スイッチング動作を開始させ、前記所定のスイッチング動作期間の経過後に、前記スイッチング動作を停止させ、前記スイッチング再開時間において前記スイッチング動作を再開させ、前記所定のスイッチング動作時間の経過後に、前記スイッチング動作を停止させる
ことを特徴とする電源装置。
前記制御部は、前記入力電流の実効値あるいは平均値の増加とともに前記スイッチング開始時間を早め、前記入力電流の実効値あるいは平均値の減少とともに前記スイッチング開始時間を遅らせることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
前記制御部は、前記入力電流の実効値あるいは平均値の増加とともに前記スイッチング再開時間を遅らせ、前記入力電流の実効値あるいは平均値の減少とともに前記スイッチング再開時間を早めることを特徴とする請求項１または２に記載の電源装置。
前記制御部は、スイッチング制御対象期間よりも以前の半周期における前記前半零入力電流期間と、当該半周期における前記後半零入力電流期間との平均値を算出し、前記電圧ゼロクロス点から前記平均値が経過した時間を前記スイッチング制御対象期間の前記スイッチング開始時間とすることを特徴とする請求項１または２に記載の電源装置。