JP5548809B2 - 電源回路及び電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明はハイブリッド自動車、または電気自動車の電源回路及び電力変換装置に係わるものである。

インバータを構成するスイッチング素子のスイッチング速度が速いと、スイッチング損失は小さくなるが、スイッチング素子のコレクタ−エミッタ間電圧にサージが発生しやすくなる。この場合、その電圧が定格電圧を超えるとスイッチング素子が故障してしまうという課題がある。一方スイッチング速度が遅いと、サージは発生しにくくなるが、スイッチング素子のスイッチング損失が大きくなり、エネルギー効率が悪化する。また、スイッチング速度が遅い場合、ジャンクション温度が上昇しやすくなり、その温度が定格温度を超えるとスイッチング素子が故障してしまう。

ゲートドライブ回路においてはこれらのトレードオフを最適化した設計を行う必要があり、ゲート電圧は変動しないことが望ましく、ゲート電圧を一定に保つためには電源回路の出力電圧が変動しないようにすることが必要である。

従来の電源回路では、ゲートドライブ回路のキャリア周波数（スイッチング周波数）が高くなるとスイッチング素子のゲート容量の充放電電流が増え、ゲートで消費される電力は増加する。一方、フィードバック出力回路は、ゲートドライブ回路のようにキャリア周波数ｆｃに対して応答しない。そのため電源回路で消費される電力が増加しても、図６に示すようにフィードバック出力回路の出力電圧６０１は変化せず、ゲートドライブ回路に供給される電力はキャリア周波数ｆｃが変動しても一定となる。ゲートドライブ回路に供給される電力が一定であっても、ゲートドライブ回路で消費される電力は増加するため、図６の２次側出力回路の電源電圧Ｖｃｃに示すように、電源電圧は下がってしまう。

これによりスイッチング素子のゲート電圧は最適設計の条件から下がってしまい、スイッチング損失が増加しエネルギー効率が悪化するという問題があった。

特許文献１に記載の電源回路においては、出力回路の負荷が低減した場合に出力回路に設けられたダミー負荷回路がオンし、負荷を増加させて出力電圧の増加を抑えた発明が開示されている。

しかし、特許文献１に記載の電源回路においては、出力回路の負荷が低減した場合に出力回路の出力電圧が増加するという問題については対策されているが、出力回路の負荷が増加した場合に出力回路の出力電圧が低下する問題については考慮されていない。

特開２００５−３４１６９５号公報

上記問題を鑑み、本発明はキャリア周波数が増加しても出力電圧の低下を抑える電力変換装置を提供することを課題とする。

本発明にかかる電力変換装置の特徴は、直流電力を交流電力に変換し、かつ上アームおよび下アームを構成する複数のスイッチング素子からなるインバータ回路と、前記複数のスイッチング素子を制御する制御回路と、前記制御回路からの信号に基づき、前記複数のスイッチング素子を駆動する駆動回路と、前記駆動回路に電力を供給する絶縁型電源回路と、を有し、前記制御回路は、前記電源回路から前記駆動回路に出力する電源電圧を制御し、前記駆動回路は、キャリア周波数、および前記電源電圧に基づいて前記複数のスイッチング素子を駆動し、前記電源回路は、前記駆動回路に出力された電圧を電源制御ＩＣに出力するフィードバック回路を有し、前記フィードバック回路は、前記キャリア周波数の変化に基づいて前記電源制御ＩＣに出力する電圧を制御するダミー回路を有することである。

キャリア周波数が増加しても、ゲートへの出力電圧の低下を抑える電力変換装置を提供することができる。

本発明のバッファ回路の回路図である。 本発明の第１の実施形態に係る電源回路の回路図である。 ３相モータ駆動用インバータの電気回路的構成例を示す図である。 本発明の第１の実施形態に係るダミー負荷回路の回路図である。 ゲートドライブ回路の構成例を示す回路図である。 従来例の電源回路における電源電圧のキャリア周波数依存性を示す図である。 本発明の電源回路における電源電圧のキャリア周波数依存性を示す図である。 本発明の第２の実施形態に係る電源回路の回路図である。 本発明の第２の実施形態に係るダミー負荷回路の回路図である。 本発明の第３の実施形態に係る電源回路の回路図である。 本発明の第３の実施形態に係るダミー負荷回路の回路図である。 本発明の第４の実施形態に係る電源回路の回路図である。 本発明の第４の実施形態に係るダミー負荷回路の回路図である。

上記発明が解決しようとする課題の欄や、発明の効果の欄に記載の内容に加え、以下の実施形態では、製品化の上で望ましい課題が解決でき、また製品化の上で好ましい効果を奏する。その幾つかを次に記載すると共に実施の形態の説明でも、具体的な課題の解決や具体的な効果について説明する。

〔実施形態１〕
本発明による第１の実施形態を図２を使って説明する。ゲートドライブ回路用の電源回路を図２に示す。この電源回路はフライバック型回路である。電源回路は出力を絶縁するためにトランス１０３を有する。トランス１０３は、１次側コイル２２２が１つと２次側コイル２２０，２２１が７つある。２次側コイルの１つは電源電圧のフィードバック用のダミーコイル２２０であり、残りの６つがゲートドライブ回路２２１に電源を提供している。トランスの１次側に電源制御ＩＣ１０１，トランス駆動用ＭＯＳＦＥＴ１０２がある。１次側コイルはインバータ外部のバッテリ１０９にモータコントロール基板を介して接続している。電源制御ＩＣ１０１はＰＷＭ信号をＭＯＳＦＥＴ１０２のゲートに出力し、トランス１０３の１次側電流をスイッチングする。その際、ＰＷＭのデューティ比によってトランス１０３の１次側電流を変え、バッテリ１０９から２次側に伝送する電力を変化させることができる。バッテリ１０９の基準電位は車両のボディであり、モータに電力を供給する前記高電圧直流電源３０６の基準電位とは異なっている。２次側のコイルには整流ダイオード１０４，コンデンサ１０５があり、コンデンサの端子が出力となる。出力には負荷としてそれぞれのゲートに対応したゲートドライブ回路１０６ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，ＷＰ，ＷＮ（以下ゲートドライブ回路１０６と示す。）が接続されている。これが３相上下アーム計６回路ある。ここで、図３で示した電源回路１９０はバッテリ１０９を電源とし、基準電位は車両ボディとなるため、２次側の出力回路の基準電位とは絶縁しなければならず、その出力回路電圧を直接フィードバックすることができない。そのため、バッテリ１０９と基準電位を等しくする第７の２次側出力回路がフィードバック用出力回路１０７として別途用意される。フィードバック用出力回路１０７も他の２次側出力回路と同様の整流ダイオードおよびコンデンサを有している。またフィードバック用出力回路の２次側コイルも他の２次側コイルと同じ巻数となっており、トランスのコイル間の結合が十分密の場合はフィードバック出力回路１０７にも他の２次側回路と同じ出力電圧が現れる。フィードバック出力回路１０７にはその出力電圧を所定の電圧に分圧する分圧回路１０８がある。ここで分圧回路は電源制御ＩＣ１０１に出力電圧信号をフィードバックする。そして電源制御ＩＣ１０１は電源回路のフィードバック出力回路の出力電圧を検知し、それが所定の電圧（１５Ｖ）になるようにトランス駆動用ＭＯＳＦＥＴ１０２をスイッチングするＰＷＭ出力信号のデューティ比を調整する。フィードバック出力回路１０７にはダミー負荷回路２０１が備わっている。ダミー負荷回路２０１は外部入力信号端子２０３を有し、フィードバック出力回路の出力２０２とグランドとの間に接続されている。外部入力端子２０３はＵ相下アームゲート信号配線３０８に接続されている。ここで外部入力端子２０３は例としてＵ相下アームゲート信号配線３０８に接続されているが、これ以外のゲート信号配線に接続されてもよい。

（インバータ）
ハイブリッド自動車のモータ駆動用インバータ（電力変換装置）は直流電源から供給された直流電力を回転電機などの交流電気負荷に供給するための交流電力に変換する機能、あるいは回転電機により発電された交流電力を直流電源に供給するための直流電力に変換する機能を備えている。前記変換機能を果すため、インバータはＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴといったスイッチング素子を有しており、前記スイッチング素子がオン・オフを繰り返すことにより直流電力から交流電力へあるいは交流電力から直流電力への前記電力変換を行う。

図３を用いてハイブリッド自動車のモータ駆動用インバータの電気回路的構造例を説明する。インバータ３０１はモータコントロール基板３０２，ゲートドライブ基板３０３，スイッチング素子を有するパワーモジュール３０４からなる。パワーモジュール３０４はＩＧＢＴ１３０，１５０とダイオード１２０，１４０が電気的に並列に接続されたアームを有し、降圧直流電源の正極側に配置されているアームを上アーム、高圧直流電源の負極側に配置されているアームを下アームと呼ぶ。直列回路１８０は、上アームを構成するＩＧＢＴのエミッタ電極１３２と、下アームを構成するＩＧＢＴのコレクタ電極１５２が電気的に直列接続された回路であり、モータ３１０に電力を出力する中間出力端子１５５を有する。また３相モータを駆動するインバータの場合、出力が３つ必要となるので、前記スイッチング素子の上下アームの直列回路１８０が３つ内蔵される。またゲートドライブ基板３０３内部には３つの上下アームのＩＧＢＴ１３０，１５０それぞれに対してゲートドライブ回路が１回路ずつあり、合計６つのゲートドライブ回路１０６を有している。モータコントロール基板３０２からゲートドライブ基板３０３には電源ライン３０９およびＵ相下アームゲートドライブ回路１０６ＵＮへのゲート信号配線３０８を始めとする計６つのゲート信号配線が接続されている。

ここで注意すべきことがある。それはモータコントロール基板３０２とゲートドライブ基板３０３内のゲートドライブ回路１０６の基準電位は異なっているということである。ハイブリッド自動車のモータ駆動用インバータの外部電源は一般的に２種類ある。通常の車両用１２Ｖ電源とモータ駆動用の高電圧電源３０６である。ここで１２Ｖ電源は制御回路用であり、その基準電位は車両のボディである。またモータ駆動用の高電圧電源３０６はＩＧＢＴ１３０，１５０に与えられるものであり、その基準電位は車両ボディとは限らず、高電圧電源の正電極電位と負電極電位の中間電位が車両ボディとなるようにされている場合がある。本実施形態では、前記モータコントロール基板３０２には車両用１２Ｖ電源が使われ、その基準電位は車両ボディとなる。一方、上アーム用のゲートドライブ回路１０６ＵＰ，１０６ＶＰ，１０６ＷＰの基準電位は、各ゲートドライブ回路１０６ＵＰ，１０６ＶＰ，１０６ＷＰに対応したＩＧＢＴ１３０のエミッタ電極１３２すなわちインバータの中間出力端子と同電位であり、下アームのゲートドライブ回路１０６ＵＮ，１０６ＶＮ，１０６ＷＮの基準電位は、各ゲートドライブ回路１０６ＵＮ，１０６ＶＮ，１０６ＷＮに対応したＩＧＢＴ１５０のエミッタ電極１５２、すなわち高圧直流電源３０６の負極側電位と同電位となっている。

インバータの動作としては、まずモータコントロール基板３０２が前記ＩＧＢＴ１３０，１５０をスイッチングするためにゲートドライブ基板３０３の６つのゲートドライブ回路１０６にＰＷＭ方式のゲート信号を送信する。ここでモータコントロール基板３０２とゲートドライブ基板３０３とは基準電位が異なるので、信号の送受信はフォトカプラなどの絶縁信号伝送装置を介して行われる。次にゲートドライブ回路１０６は前記ゲート信号に基づいてＩＧＢＴ１３０，１５０のゲート−エミッタ端子間に電圧を与え、ＩＧＢＴ１３０，１５０をスイッチングする。これによりＩＧＢＴ１３０，１５０はモータ３１０に電流を流し、モータ３１０が駆動される。

（ゲートドライブ回路）
図５に１回路分のゲートドライブ回路１０６の例のブロック図を示す。ゲートドライバ回路５０１は主にフォトカプラ５０７，ゲートドライブＩＣ５０９，バッファ５１０，ゲートドライブＩＣ５０９及びバッファ５１０と並列に接続された電源バイパスコンデンサ５６０、およびＩＧＢＴ１３０，１５０のゲートエミッタ間と並列に接続されたコンデンサ５５０から構成される。

モータコントロール基板３０２から前記ゲート信号がフォトカプラ５０７を介してゲートドライブＩＣ５０９に入力される。このモータコントロール基板３０２から入力される前記ゲート信号は基準電位が車両ボディで、信号レベルは５Ｖである。これに対しゲートドライブ回路１０６ではそれとは基準電位が異なり、信号レベルも大電流を駆動するＩＧＢＴのゲート閾値電圧より高い１５Ｖとなっている。つまりフォトカプラ５０７は絶縁信号伝送の他にも信号レベル変換の役割も担っている。この信号に基づいてゲートドライブＩＣ５０９はバッファ５１０を介してＩＧＢＴ１３０，１５０のゲート−エミッタ間電圧を与える。

（バッファ回路）
バッファ回路５１０は、抵抗４５０，ＩＧＢＴ４６０，ＩＧＢＴ４７０及び抵抗４８０が図１のように直列に接続された構成になっている。なお、ＩＧＢＴ４６０及びＩＧＢＴ４７０のゲートには、ゲート抵抗４４０が電気的に接続されている。

（ダミー負荷回路）
ダミー負荷回路２０１を、図４を使って説明する。本回路は外部入力信号バッファ４１１，ドライバ４１２，負荷容量４０９，負荷抵抗４１０から構成され、電源およびグランドはそれぞれフィードバック出力回路の出力２０２およびグランドに接続されている。なお、バイパスコンデンサ４１３はゲートドライブ回路１０６の電源バイパスコンデンサ５６０に対応するもので、ゲートドライブ回路１０６に存在する電源バイパスコンデンサ５６０と同じ容量のものを設けるのが望ましい。

外部入力信号バッファ４１１はゲート信号の信号レベル５Ｖから１５Ｖに変換する。外部入力信号バッファ４１１はＭＯＳＦＥＴ４０２，ゲート抵抗４０１，フィードバック出力回路の出力２０２にプルアップされた抵抗４０３から構成される信号反転回路になっている。モータコントロール基板３０２からの５Ｖゲート信号がゲート抵抗４０１を介して、ＭＯＳＦＥＴ４０２のゲート端子に入力される。すると外部入力信号バッファ４１１は１５Ｖの反転信号を次段のドライバ４１２に出力する。

ドライバ４１２はフィードバック出力回路の出力２０２から電源を得て、ゲート信号の周波数で負荷容量４０９を充放電する。ドライバ４１２は入力抵抗４０４，高電位側出力抵抗４０５，ＰＮＰバイポーラトランジスタ４０６，ＮＰＮバイポーラトランジスタ４０７，低電位側出力抵抗４０８から構成される非反転バッファ回路となっている。

負荷容量４０９はその容量ＣＬ２はゲートドライブ回路の負荷容量すなわちＩＧＢＴモジュール３０４のＩＧＢＴ１３０，１５０のゲート容量とゲートドライブ回路１０６中の容量の和と同じ容量となっている。具体的な容量値の決め方としてはＩＧＢＴ１３０，１５０のゲート蓄積電荷ＱＧ，ゲート電圧ＶＧからＣＬ２＝ＱＧ／ＶＧ＋Ｃ０とすればよい。ここでＣ０はゲートドライブ回路中の出力負荷以外の電源電圧で充放電される容量負荷の総容量である。またゲートドライブ回路１０６の電源電圧のキャリア周波数依存性を実測し、フィードバック出力回路の出力電圧が電源電圧のキャリア周波数依存性と一致するように実験的にＣＬ２を調整するとさらによい。負荷容量４０９の決め方としては、上述した方法以外にも図５に示すようなゲートドライブ回路１０６中に用いられている負荷容量５５０と同様の容量を用いても良い。

負荷抵抗４１０はゲートドライブ回路１０６の直流電流負荷を模擬するもので、その抵抗値ＲＬはゲートドライブ回路１０６の消費電流の直流分と同じ電流を流す抵抗値となっている。具体的には図５に示すようなゲートドライブＩＣ５０９のゲートドライブＩＣ正極接続点５２０とゲートドライブＩＣ負極接続点５３０の間の抵抗値が望ましい。またキャリア０Ｈｚの時のゲートドライブＩＣ正極接続点５２０とゲートドライブＩＣ負極接続点５３０の間の電源電圧を実測し、フィードバック出力回路の出力電圧が電源電圧のキャリア周波数依存性と一致するように実験的にＲＬを調整するとさらによい。

なお、ダミー負荷回路２０１の外部入力信号バッファ４１１およびドライバ４１２においては実物のゲートドライブ回路１０６を用いると、実際のゲートドライブ回路の周波数応答を模擬することが可能になり、よりフィードバックの精度は向上する。

この構成により、このダミー負荷回路２０１はモータコントローラ基板３０２からのゲート信号に従いドライバ４１２がフィードバック出力回路の出力２０２から電源を得て、キャリア周波数でゲートドライブ回路１０６と同じ負荷容量を充放電する。負荷抵抗４１０はフィードバック出力回路の出力２０２から電源を得てゲートドライブＩＣ５０９に流れる電流と同じ電流を流すので、電源回路のフィードバック出力回路において、キャリア周波数に関わらずゲートドライブ回路１０６と同様の負荷を再現することができる。

上述した内容により、キャリア周波数が増加して電源回路１９０の出力回路の負荷が増加しても、フィードバック出力回路の負荷も実際の負荷に追従することができる。フィードバック出力回路の負荷も実際の負荷に追従する事ができることによって、図７のグラフのように、キャリア周波数ｆｃが増加しても、２次側出力回路の電源電圧Ｖｃｃ７０２がほぼ一定となる。従って、キャリア周波数が増加した際の出力電圧の降下、つまりスイッチング素子のゲート電圧の低下を抑えることができ、インバータの電力効率の低下を抑えることができる。

〔実施形態２〕
（電源回路）
第２の実施形態を図８を使って説明する。この電源回路１９０は実施形態１で説明した電源回路の構成とほぼ同様である。第１の実施形態では、ダミー回路にも電力が供給されているため、ダミー回路内でも電力消費される。しかしダミー回路は、ゲートドライブ回路１０６の出力電圧の低下を防ぐことができる程度にフィードバック出力電圧を出力できれば良いので、ダミー回路での電力消費を抑えることが望ましい。そこで本実施形態では、実施形態１と異なってトランス８０３のフィードバック用コイル８０４の巻数が他の２次側コイルの巻数の１／３と少なくし、分圧回路８０５の分圧比を元の３倍にしている。つまり出力電圧が１５Ｖから５Ｖと１／３になっている。上記構成によって、ダミー回路８０１に出力される電圧が小さくなるため、ダミー回路内での電力消費量が抑えられる。ダミー負荷回路８０１は外部入力信号端子２０３を有し、フィードバック出力回路の出力８０２とグランドとの間に接続されている。外部入力端子８０８はＵ相下アームゲート信号配線３０８に接続されている。ここで外部入力端子８０８は例としてＵ相下アームゲート信号配線３０８に接続されているが、これ以外のゲート信号配線に接続されてもよい。

（ダミー負荷回路）
第２の実施形態におけるダミー負荷回路８０１を図９を使って説明する。本回路はバッファＩＣ９０１，負荷容量９０２，負荷抵抗９０３から構成され、電源およびグランドはそれぞれフィードバック出力回路の出力８０２およびグランドに接続されている。なお、バイパスコンデンサ９０４はゲートドライブ回路１０６と並列に接続された電源バイパスコンデンサ５６０を模擬するもので、ゲートドライブ回路１０６に存在する電源バイパスコンデンサ５６０と同じ容量のものを設けるのが望ましい。

バッファＩＣ９０１はフィードバック出力回路の出力８０２から５Ｖ電源を得ているので、モータコントロール基板３０２からのゲート信号を信号レベル５Ｖのまま入力して、ゲート信号の周波数で負荷容量９０２を充放電することができる。

負荷容量９０２は上述した実施形態１と同様の決め方をする。

負荷抵抗９０３はゲートドライブ回路１０６の直流電流負荷を模擬するもので、その抵抗値ＲＬはゲートドライブ回路の消費電流の直流分の１／３の電流を流す抵抗値となっている。具体的には図５に示すようなゲートドライブＩＣ５０９のゲートドライブＩＣ正極接続点５２０とゲートドライブＩＣ負極接続点５３０の間の抵抗値の３倍であることが望ましい。またキャリア０Ｈｚの時のゲートドライブＩＣ正極接続点５２０とゲートドライブＩＣ負極接続点５３０の間の電源電圧を実測し、フィードバック出力回路の出力電圧が電源電圧のキャリア周波数依存性と一致するように実験的にＲＬを調整するとさらによい。

この構成により、このダミー負荷回路８０２はモータコントローラ基板３０２からのゲート信号に従いドライバ９０１がフィードバック出力回路の出力８０２から電源を得て、キャリア周波数でゲートドライブ回路の負荷容量と同じ負荷容量をゲートドライブ回路の電源電圧の１／３の電圧で充放電する。負荷抵抗９０３はフィードバック出力回路の出力８０２から電源を得てゲートドライブＩＣ５０９の消費電流の直流分の１／３の電流を流すので、出力電圧をゲートドライブ回路１０６の電源電圧の１／３にスケーリングされたフィードバック出力回路において、キャリア周波数に関わらずゲートドライブ回路１０６の１／３の負荷を再現することができる。また、ゲートドライブ回路１０６の出力電圧の１／３にすることによって、バッファ４１１が必要なくなるため、ダミー回路を小型化することが可能となる。なお、消費電力を抑えるだけの効果を得たい場合は、フィードバック用コイル８０４の巻数が他の２次側コイルの巻数の１／Ｎと少なくし、分圧回路８０５の分圧比を元のＮ倍にすればよい。

上述した内容により、キャリア周波数が増加して電源回路１９０の出力回路の負荷が増加しても、フィードバック出力回路の負荷も実際の負荷に追従することができる。フィードバック出力回路の負荷も実際の負荷に追従することができることによって、図７のグラフのように、キャリア周波数ｆｃが増加しても、２次側出力回路の電源電圧Ｖｃｃ７０２がほぼ一定となる。従って、キャリア周波数が増加した際の出力電圧の降下、つまりスイッチング素子のゲート電圧の低下を抑えることができ、インバータの電力効率の低下を抑えることができる。さらにフィードバック出力回路の出力電圧を、モータコントロール基板３０２のゲート信号電圧と同じにすることにより、実施形態１に示したバッファ４１１が不要となり、ダミー回路８０１を簡素化できるので、小型化，低コスト化できる。またダミー回路８０１に出力される電圧が小さくなるので、ダミー回路８０１で消費される消費電力を低減でき、電源回路の効率を向上することができる。

〔実施形態３〕
（電源回路）
本発明による第３の実施形態を図１０を使って説明する。この電源回路は実施形態１で説明した電源回路とほぼ同様である。第１及び第２の実施形態では、一つの上又は一つの下アームに出力されるゲート信号がダミー回路に出力されている。しかし、インバータ３０１の制御方式が２相変調方式に変化した場合、動いていない１相の信号を用いていると、フィードバックができなくなる恐れがある。そこで本実施形態３では、フィードバック出力回路１００３の出力ノード１００２とグランドの間に、モータコントロール基板３０２に接続された３つの信号端子１００４，１００５，１００６を有することにより、直接ダミー回路１００２にゲート信号情報、例えばキャリア周波数情報に基づいた信号を出力することが可能となり、制御の信頼性が向上する。

キャリア周波数情報に基づいた信号は、キャリア周波数ｆｃの最高周波数ｆｃｍａｘに対して、低域を代表する周波数ｆ０＝１／４×ｆｃｍａｘ、中域を代表する周波数ｆ１＝１／２×ｆｃｍａｘ、高域を代表するある周波数ｆ２＝３／４×ｆｃｍａｘに対し、信号端子１００４に入力される信号はキャリア周波数ｆｃが周波数ｆ０より高い場合‘Ｈ’レベル（５Ｖ）になり、ｆ０より低い場合は‘Ｌ’レベル（０Ｖ）となる信号になっている。また信号端子１００５に入力される信号はキャリア周波数ｆｃが周波数ｆ１より高い場合‘Ｈ’レベル（５Ｖ）になり、ｆ１より低い場合は‘Ｌ’レベル（０Ｖ）となる信号になっている。また信号端子１００６に入力される信号はキャリア周波数ｆｃがある周波数ｆ２より高い場合‘Ｈ’レベル（５Ｖ）になり、ｆ２より低い場合は‘Ｌ’レベル（０Ｖ）となる信号になっている。なお、ここでは低域を代表する周波数をｆ０＝１／４×ｆｃｍａｘ、中域を代表する周波数をｆ１＝１／２×ｆｃｍａｘ、高域を代表するある周波数をｆ２＝３／４×ｆｃｍａｘとしているが、この周波数設定に限られるものではなく、使用される周波数帯域の大小に応じて周波数設定を変化させても良い。

（ダミー負荷回路）
本発明の第３の実施形態におけるダミー負荷回路を図１１を使って説明する。ダミー負荷回路１００１はスイッチ付き直流負荷回路１１０１，１１０２，１１０３および負荷抵抗１１０６から構成されている。なお、バイパスコンデンサ１１０７はゲートドライブ回路１０６の電源バイパスコンデンサ５６０に対応するもので、ゲートドライブ回路１０６に存在する電源バイパスコンデンサ５６０と同じ容量のものを設けるのが望ましい。

負荷抵抗４１０はゲートドライブ回路１１０６の直流電流負荷を模擬するもので、その抵抗値ＲＬはゲートドライブ回路１０６の消費電流の直流分と同じ電流を流す抵抗値となっている。具体的には図５に示すようなゲートドライブＩＣ５０９のゲートドライブＩＣ正極接続点５２０とゲートドライブＩＣ負極接続点５３０の間の抵抗値が望ましい。またキャリア０Ｈｚの時のゲートドライブＩＣ正極接続点５２０とゲートドライブＩＣ負極接続点５３０の間の電源電圧を実測し、フィードバック出力回路の出力電圧が電源電圧のキャリア周波数依存性と一致するように実験的にＲＬを調整するとさらによい。スイッチ付き直流負荷回路１１０１はＭＯＳＦＥＴ１１０４とフィードバック出力回路の出力ノード１００２にプルアップされた抵抗１１０５から構成されている。信号端子１００４が‘Ｈ’レベルになるとＭＯＳＦＥＴ１１０４がオンし、フィードバック出力回路の出力ノード１００２からグランドに抵抗１１０５を介して電流が流れる。抵抗１１０５の抵抗値はキャリア周波数ｆｃ＝ｆ０の時のゲートドライブ回路の容量負荷電流に相当する電流が流れる抵抗値となっている。他のスイッチ付き直流負荷回路１１０２，１１０３も同じ構成となっている。なお、抵抗１１０５，１１０８，１１１０の抵抗値はそれぞれ同じ値である。

ダミー負荷回路１００１はキャリア周波数ｆｃが０＜ｆｃ＜ｆ０の非常に低い範囲では負荷抵抗１１０６のみによる電流を流す。またｆ０＜ｆｃ＜ｆ１の低域では負荷抵抗１１０６に加えてスイッチ付き直流負荷回路１１０１がオンし、キャリア周波数ｆｃ＝ｆ０でのゲートドライブ回路の負荷電流に相当する電流を流す。そしてｆ１＜ｆｃ＜ｆ２の中域では負荷抵抗１１０６、スイッチ付き直流負荷回路１１０１に加えてスイッチ付き直流負荷回路１１０２がオンし、キャリア周波数ｆｃ＝ｆ１でのゲートドライブ回路の負荷電流に相当する電流を流す。さらにｆ２＜ｆｃ＜ｆｃｍａｘの高域では負荷抵抗１１０６、スイッチ付き直流負荷回路１１０１，１１０２，１１０３すべてがオンし、キャリア周波数ｆｃ＝ｆ２でのゲートドライブ回路の負荷電流に相当する電流を流す。また、本実施形態３では、実施形態１や実施形態２のように負荷容量４０９，９０２が存在しないため、ダミー回路１００１をより小型化することが可能となり、電源回路の低コスト化に繋がる。さらに、ダミー回路１００１に流れる負荷電流が、図４及び図９に示された負荷容量４０９，９０２による充放電ではなく、抵抗１１０５，１１０８，１１１０をのみ介して出力されるため、フィードバック出力回路８０７の出力電圧にリップルノイズが載らず安定した制御が可能になる。

また、抵抗１１０５，１１０８，１１１０の抵抗値はそれぞれ同じ値としたが、それぞれ異なる値として設定されていても良い。特に、抵抗１１０５の抵抗値：抵抗１１０８の抵抗値：抵抗１１１０の抵抗値が１：２：４になるように設定すると８段階に電流を変化させることが可能となり、より細かい制御にも対応することがでるため、フィードバックの信頼性が向上する。

また、上述した実際にゲートに出力されているスイッチング信号をダミー回路に出力した場合、ＰＷＭ制御で用いられているデューティ比を変更するとパルス幅が細くなることがあり、細幅パルスを感知できない可能性がある。その場合、ダミー回路１００１はモータコントロール基板３０２からデューティ比５０％のスイッチング信号に基づいた情報を受けることによって、パルスを感知できなくなることがなくなり、より制御の信頼性が向上する。

上述の内容により、ダミー負荷回路１００１はモータコントローラ基板３０２からのキャリア周波数情報に関する信号を直接フィードバック出力回路に出力することができ、インバータ３０１の制御方式が２相変調方式に変化した場合であっても、キャリア周波数に応じてゲートドライブ回路１０６と同様の負荷を再現することができるため、フィードバック制御の信頼性を向上することができる。従って、キャリア周波数が増加して電源回路の出力回路の負荷が増加しても、フィードバック出力回路の負荷も実際の負荷に追従することができるので、キャリア周波数が増加した際の出力電圧の降下つまりスイッチング素子のゲート電圧の低下を抑えることができ、インバータの電力効率の低下を防ぐことができる。また負荷電流がスイッチングによる容量の充放電でなく直流抵抗なのでフィードバック出力回路の出力電圧にリップルノイズが載らず安定した制御が可能になる。

〔実施形態４〕
図１２は本発明の第４の実施形態であり、基本的な構成は第３の実施形態と同様である。モータコントロール回路３０２はフィードバック回路１２０３のダミー負荷回路に対し、３相のＰＷＭ信号を送信する。例えばＵＮゲート駆動ＰＷＭ信号１２０４，ＶＮゲート駆動ＰＷＭ信号１２０５，ＷＮゲート駆動ＰＷＭ信号１２０６を送信する。

ダミー負荷回路１２０１は、第１の実施形態のダミー負荷回路２０１を３つ有し、それぞれのダミー回路２０１に、それぞれ３つのＰＷＭ信号を入力することを可能にしたものである。なお、それぞれのダミー回路２０１は、負荷抵抗４１０及び負荷容量４１３を共通のものにし、回路構成を簡素化している。さらに具体的な構成としては、信号１２０４に対して外部入力信号バッファ４１１，ドライバ４１２および負荷容量１３０４を有している。負荷容量１３０４は、実施形態１の図５に示した負荷容量４０９の１／３の容量である。同様に信号１２０５，１２０６に対しても信号レベル変換回路４１１，バッファ回路４１２および負荷容量１３０５もしくは１３０６を有している。負荷容量１３０５，１３０６は負荷容量４０９の１／３の容量である。

上述の内容により、ダミー負荷回路１２０１はモータコントローラ基板３０２からのキャリア周波数情報に関する信号を直接フィードバック出力回路に出力することができ、インバータ３０１の制御方式が２相変調方式に変化した場合であっても、キャリア周波数に応じてゲートドライブ回路１０６と同様の負荷を再現することができるため、フィードバック制御の信頼性を向上することができる。また、ダミー負荷回路１２０１は負荷抵抗４１０及び負荷容量４１３を共通のものにしているため、ダミー回路１２０１の構成を簡素化でき、さらにはＵＶＷ３相の平均負荷を再現することができ、フィードバック出力回路１２０３の出力電圧のリップルノイズを緩和することが可能になる。

１０１ 電源制御ＩＣ
１０２ トランス駆動ＭＯＳＦＥＴ
１０３ トランス
１０４ 整流ダイオード
１０５ コンデンサ
１０６ ゲートドライブ回路
１０７ フィードバック出力回路
１０８ 分圧回路
１０９ バッテリ
２０１ ダミー回路
２０３ 外部入力信号端子
２２０，２２１ ２次側コイル
２２２ １次側コイル
３０８ ゲート信号配線

Claims (5)

1. 直流電力を交流電力に変換し、かつ上アームおよび下アームを構成する複数のスイッチング素子からなるインバータ回路と、
   前記複数のスイッチング素子を制御する制御回路と、
   前記制御回路からの信号に基づき、前記複数のスイッチング素子を駆動する駆動回路と、
   前記駆動回路に電力を供給する電源回路と、を備え、
   前記インバータ回路は、前記上アームと前記下アームとを直列に接続した直列回路であるＵ相，Ｖ相およびＷ相回路を有し、
   前記駆動回路は前記Ｕ相，Ｖ相およびＷ相回路を構成する前記上アームおよび前記下アームのそれぞれに対応した複数のゲートドライブ回路から構成され、
   前記制御回路は、前記電源回路から前記駆動回路に出力する電源電圧を制御し、
   前記駆動回路は、キャリア周波数、および前記電源電圧に基づいて前記複数のスイッチング素子を駆動し、
   前記電源回路は、バッテリから電圧が供給される１次側コイルと、当該１次側コイルを介して電圧を供給する複数個の２次側コイルを備えたトランスと、フィードバック回路を有し、
   前記複数個の２次側コイルのうち、第一の２次側コイルは、前記駆動回路に電圧を出力し、
   前記複数個の２次側コイルのうち、第二の２次側コイルは、前記フィードバック回路に電圧を出力し、
   前記フィードバック回路は、前記キャリア周波数の変化に基づいて前記第二の２次側コイルに出力する電圧を制御するダミー負荷回路を有し、
   前記ダミー負荷回路は、第一のスイッチ手段と、第二のスイッチ手段と、コンデンサと、抵抗を有し、
   前記第一のスイッチ手段と第二のスイッチ手段は、直列に接続された直列回路を構成し、かつ当該第一のスイッチ手段は当該第二のスイッチ手段よりも高電位側に配置され、
   前記コンデンサは、前記第二のスイッチ手段と並列に接続され、
   前記抵抗は、前記直列回路と並列に接続され、
   前記コンデンサの容量は、前記インバータ回路を構成する１つのスイッチング素
   子のゲート容量と、当該スイッチング素子のゲート−エミッタ間に並列に接続され
   たコンデンサの静電容量と、の和と略同一であることを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１に記載の電力変換装置であって、
   前記抵抗の抵抗値は、前記ゲートドライブ回路が有するゲートＩＣの正極接続点、およびゲートＩＣの負極接続点の間の抵抗値であることを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項１に記載の電力変換装置であって、
   前記第二の２次側コイルの巻き線数は、前記１次側コイルの巻き線数よりも少ないことを特徴とする電力変換装置。
4. 請求項１に記載の電力変換装置であって、
   前記１次側コイルと第二の２次側コイルの巻き線数の比は、前記バッテリの電圧と前記スイッチング素子を駆動する電圧の比と同一比であることを特徴とする電力変換装置。
5. 請求項１に記載の電力変換装置であって、
   前記キャリア周波数の情報は、前記制御回路から出力されることを特徴とする電力変換装置。