JP5567318B2 - 電力供給システム、基板処理装置、半導体製造装置および劣化診断方法 - Google Patents

Description

本発明は、処理炉内に搬入した基板の表面に反応性ガスを供給して、所定の処理を施す基板処理装置に交流電力を供給する電力供給システムに関する。

従来、半導体基板やガラス基板等の表面に機能性薄膜を形成する場合には、制御対象である発熱体の一種である抵抗加熱ヒータを備える加熱炉内で前記基板を加熱しつつその表面に反応性ガスを供給して化学反応させていた。

図９は、基板表面処理装置に交流電力を供給する従来の電力供給システム１０の構成を示す回路図である。電力供給システム１０は、交流電源１１、受電用端子台１２、保護用ブレーカ（ＮＦＢ）１３、電源トランスＴＲ、サイリスタ１６、抵抗加熱ヒータ５、熱電対８、及び温度調整用調節計１５を備えている。抵抗加熱ヒータ５は、常温で抵抗値が非常に小さく高温になると抵抗値が大きくなる二ケイ化モリブデンで構成されている。サイリスタ１６は、電源トランスＴＲで変圧された交流電圧の位相を制御して抵抗加熱ヒータ５に印加するスイッチ素子である。また、サイリスタ１６は、温度検出手段としての熱電対８での抵抗加熱ヒータ５の測定温度が炉の設定温度よりも低い場合に、抵抗加熱ヒータ５に供給する交流電力を増大させ、一方で炉の設定温度よりも高い場合に、抵抗加熱ヒータ５に供給している交流電力を減少させる。

抵抗加熱ヒータ５は、使用時間が長くなるに従って劣化して断線し易くなる。基板の処理中に抵抗加熱ヒータ５が断線してしまうと、成膜不良が生じるため、基板を廃棄するか不良薄膜を除去するかしなければならなくなり、コスト面のみならず生産効率面でも多大な損失が発生する。

そこで、抵抗加熱ヒータ５に印加される交流電圧及び交流電流を測定して抵抗加熱ヒータ５の抵抗値を算出し、算出した抵抗値の変化を観察することにより、抵抗加熱ヒータ５の劣化の進行状態を把握して断線を予測する技術（特許文献１や特許文献２）が開発されている。

特開２００６−１６５２００号公報 特開２００６− ８５９０７号公報 特開２００６−１０７０１３号公報

しかしながら、特許文献１や特許文献２に記載の技術では、抵抗加熱ヒータに印加される交流電圧は、サイリスタによって位相制御されるため、その波形が正弦波ではなく図１０（ａ）に実線で示す正弦波の一部が欠損したような不連続な波形となる。ここで、図１０（ｂ）は、制御信号がサイリスタに入力されるタイミングを示している。また、図１０（ｂ）では、交流電源の半サイクル毎に、サイリスタへの制御信号の入力時から電源電圧がゼロボルトになるまでの期間すなわち抵抗加熱ヒータに交流電圧が印加される期間を有効電力期間Ａと表示しており、一方で電源電圧がゼロボルトの時からサイリスタに制御信号が入力されるまでの期間すなわち抵抗過熱ヒータに交流電圧が印加されない期間を無効電力期間Ｂと表示している。図１０から明らかなように、サイリスタに制御信号が入力さ
れた直後には、抵抗加熱ヒータに印加される交流電圧の波形に急峻な立ち上がりが生じる。このとき、抵抗加熱ヒータに印加される交流電流は、交流電圧の急峻な立ち上がりに追随できずに交流電圧よりも緩やかに増大していく。また、このとき、抵抗加熱ヒータに印加される交流電流には、交流電圧の急峻な立ち上がりに起因する様々な周波数の高調波電流が含まれる。この高調波電流は、電流計による交流電流の測定値を撹乱するノイズである。

このように、特許文献１や特許文献２に記載の技術では、抵抗加熱ヒータに印加される交流電流が交流電圧の急峻な立ち上がりに追随できずに遅延するため、電流計による測定値が交流電圧の値から導出される理論値よりもやや小さくなる。さらに、交流電圧の急峻な立ち上がりに起因して発生した高調波電流が交流電流の電流計による測定値を撹乱させるため、その交流電流の測定値にゆらぎが生じる。

したがって、特許文献１や特許文献２に記載の技術では、抵抗加熱ヒータに印加された交流電圧及び交流電流を継続的に測定してその測定値から抵抗加熱ヒータの抵抗値（実測抵抗値）を算出し、算出した実測抵抗値の経時的な変化量に基づいて抵抗加熱ヒータの劣化の進行状態を把握しようとすると、正弦波波形の交流電圧を用いて抵抗加熱ヒータの抵抗値を測定した場合と比較して、実測抵抗値がやや高く算出されてしまう問題がある。また、この問題に起因して、抵抗加熱ヒータの劣化の進行による抵抗値の増大が相対的に小さく見えてしまい見過ごされてしまう問題もある。さらに、高調波電流の発生に起因して抵抗加熱ヒータの実測抵抗値にゆらぎが生じるため、このゆらぎの中に抵抗加熱ヒータの劣化に起因する抵抗値の変化が埋もれてしまうことから、抵抗加熱ヒータの劣化の進行、特に使用開始後初期における劣化の進行を正確に把握することが困難であるという問題もある。

一方で、高速スイッチング電力制御用素子を利用した電力供給システム（特許文献３）が開発されている。特許文献３に記載の技術では、図９に示すサイリスタ１６の代わりにＩＧＢＴ等の高速スイッチング素子を用いて交流電源１１から供給される交流電力を抵抗加熱ヒータに供給する。

本発明の目的は、抵抗加熱ヒータの劣化に起因する抵抗値の変化を検出することができ、ひいては抵抗加熱ヒータの交換時期を正確に予測できる電力供給システムを提供することにある。

本発明の一態様によれば、正弦波波形を有する交流電圧の波高値を制御する供給電力調節器と、前記供給電力調節器によって制御された交流電圧が印加されることによって発熱する発熱体と、前記発熱体に印加された交流電圧及び交流電流を測定する測定器と、前記測定器によって得られた電圧値及び電流値から前記発熱体の抵抗値を算出し、算出した前記抵抗値に基づいて前記発熱体の劣化診断を行う演算器と、を備える電力供給システムが提供される。

本発明によれば、発熱体の劣化の進行状態を正確に把握して、発熱体の交換時期を正確に予測することができる。また、基板処理と抵抗加熱ヒータの劣化診断を並行して行うことができるので、リアルタイムでの劣化の進行状態を監視できる。

本発明の一実施形態に係る電力供給システムの構成を示すブロック図である。 図１における供給電力調節器の主要部の構成を示す回路図である。 図１における供給電力調節器の主要部の構成を示すブロック図である。 図２に示す供給電力調節器による交流電圧の制御態様を説明する図である。 図１における抵抗検出装置の動作を示すフロー図である。 本発明に係る電力供給システムを備えた基板処理装置の構成を示す斜視図である。 図６における反応炉の断面及び基板支持具の構成を示す図である。 本発明に係る実施例における炉内温度及び抵抗加熱ヒータの抵抗値の測定結果を示す図である。 従来のサイリスタを備えた電力供給システムの構成を示すブロック図である。 図９の電力供給システムから出力される交流電圧の波形図である。

＜本発明の一実施形態＞
以下、本発明の一実施形態を図面に即して説明する。

図１は、本発明の一実施形態に係る電力供給システム１００の構成を示すブロック図である。電力供給システム１００は、交流電源１０１、受電用端子台１０２、保護用ブレーカ（ＮＦＢ）１０３、電源トランス１０４、分配用端子台１０５、抵抗加熱ヒータ１０６、炉１０７、供給電力調節器１１０、電圧測定ライン１２８、温度調整用調節計１３０、抵抗検出装置１４０、熱電対１３１、１４１、及びカレントトランス１４２を備えている。また、供給電力調節器１１０は、入力側フィルタ回路１１１、ＩＧＢＴ変換器１１２、カレントトランス１１３、電圧測定ライン１２３、電源変動検出手段フィードフォワード回路１１４、周波数変換回路１１５、出力側フィルタ回路１１６、カレントトランス１１７、電圧測定ライン１１８、及び負荷変動検出手段フィードバック回路１１９を備えている。また、抵抗検出装置１４０は、Ａ／Ｄ変換器１４３、演算器（ＣＰＵ）１４４、ヒータ製作時基準テーブル１４５、ヒータ温度係数テーブル１４６、ＤＯ出力手段１４７、及び通信インターフェイス（Ｉ／Ｆ）１４８を備えている。

交流電源１０１は、例えば周波数５０／６０Ｈｚ、ＡＣ２００Ｖの単相の商用電源である。交流電源１０１は、受電用端子台１０２に連結されており、抵抗加熱ヒータ１０６に対して交流電力を供給する。受電用端子台１０２は、交流電源１０１からの電力を抵抗加熱ヒータ１０６側へ渡す端子で構成されたものである。抵抗加熱ヒータ１０６は、ニケイ化モリブデン、炭化珪素、カーボン、鉄−クロム−アルミ系合金、またはニッケル−クロム系合金から選択される発熱体である。

受電用端子台１０２には、保護用ブレーカ１０３が接続され、さらに電源トランス１０４が接続されている。交流電源１０１から供給される電力は、受電用端子台１０２に受電された後に、保護用ブレーカ１０３を介して電源トランス１０４に供給される。

保護用ブレーカ１０３は、抵抗加熱ヒータ１０６に過度の電力が供給されることを防止するためのものであり、通常時は交流電源１０１と抵抗加熱ヒータ１０６とを導通状態にしており、抵抗加熱ヒータ１０６に過度の電力が供給されそうなときには交流電源１０１と抵抗加熱ヒータ１０６との導通を遮断する。

電源トランス１０４は、交流電源１０１の交流電圧を、抵抗加熱ヒータ１０６で使用可能な電圧に変換するものである。電源トランス１０４で変圧された電力は、入力側フィルタ回路１１１を介して、周波数変換回路１１５が制御するＩＧＢＴ変換器１１２へ供給され、さらに出力側フィルタ回路１１６を介して分配用端子台１０５に接続された抵抗加熱
ヒータ１０６に供給される。なお、電源トランス１０４は、抵抗加熱ヒータ１０６の仕様によっては使用されない場合もある。

供給電力調節器１１０は、高速スイッチング動作する変換器の出力を抵抗加熱ヒータ１０６に電力として供給するものであり、その変換器のデバイスには、高速スイッチング電力制御用素子であるＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ−Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ／絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）が用いられている。供給電力調節器１１０は、交流電圧をＩＧＢＴ変換器１１２で直接スイッチングしてパルス幅変調した交流電圧を抵抗加熱ヒータ１０６に印加する。供給電力調節器１１０が抵抗加熱ヒータ１０６に印加する交流電圧の波形は、図４の（ｅ）電圧波形Ｃまたは（ｉ）電圧波形Ｃに示す歪みのない正弦波波形となる。そのため、抵抗加熱ヒータ１０６に印加される交流電圧には、図１０に示す無効電力期間Ｂが存在しない。

熱電対１３１は、炉１０７内の温度を測定して温度調整用調節計１３０に出力するものであり、抵抗加熱ヒータ１０６の測定温度を炉１０７の設定温度に一致させるためのものである。また、熱電対１３１は、縦型炉である炉１０７内に設置されており、炉１０７内で生じた熱起電力をその炉内温度を示すデータとして温度調整用調節計１３０に出力する。一般的に、熱電対１３１は、抵抗加熱ヒータ１０６の近傍に設置されている。

熱電対１４１は、抵抗加熱ヒータ１０６の温度を測定して抵抗加熱ヒータ１０６の劣化診断を実施するためのものである。熱電対１４１は、抵抗加熱ヒータ１０６の近傍に設置されており、抵抗加熱ヒータ１０６の発熱によって生じた熱起電力を抵抗加熱ヒータ１０６の温度を示すデータとして抵抗検出装置１４０に出力する。なお、熱電対１４１は、熱電対１３１と同様の素材で構成され、同様に炉１０７内温度を示すデータとして温度調整用調節計１３０にも出力されるように構成されてもよい。

カレントトランス１４２は、抵抗加熱ヒータ１０６に流れる電流を測定して電気信号に変換し、その電気信号を抵抗検出装置１４０に出力するものである。なお、カレントトランス１４２は、負荷変動を精度良く測定するために、分配用端子台１０５よりも抵抗加熱ヒータ１０６側に設置されることが好ましい。

温度調整用調節計１３０は、熱電対１３１の熱起電力に対応する温度と予め設定している抵抗加熱ヒータ１０６の設定温度とに基づいて、ＩＧＢＴ変換器１１２のオン／オフを制御するためのフィードバック制御信号を周波数変換回路１１５に出力する。また、温度調整用調節計１３０は、熱電対１３１の熱起電力に対応する温度や前記フィードバック制御信号を通信インターフェイス１４８を介して図示しない上位の管理装置等へ送信したりする。具体的には、温度調整用調節計１３０は、熱電対１３１による炉１０７の炉内測定温度とその設定温度との温度差（温度変動）を算出し、この温度変動に応じて、抵抗加熱ヒータ１０６に供給すべき電力量を演算し、周波数変換回路１１５に演算結果をフィードバック制御信号として出力する。また、温度調整用調節計１３０は、温度異常を検出した時には、通信インターフェイス１４８を介して上位の管理装置等にアラームを出力する。本実施形態では、図１で示したように熱電対１３１が検出する温度に基づいて温度調整用調節計１３０による温度制御が行われているが、図示しないものの熱電対１４１でも代用できる。

Ａ／Ｄ変換器１４３は、電圧測定ライン１２８による抵抗加熱ヒータ１０６に印加されている交流電圧の測定値を変換して、またカレントトランス１４２による測定電流値を変換して、また熱電対１４１からの温度測定値を変換して、演算器１４４へ出力するものである。

ヒータ温度係数テーブル１４６は、劣化診断のための診断基準データすなわち抵抗加熱ヒータ１０６の抵抗温度係数、抵抗加熱ヒータ１０６の長さ、及び抵抗加熱ヒータ１０６の断面積等のデータを一組で格納しているメモリである。

ヒータ製作時基準テーブル１４５は、抵抗加熱ヒータ１０６の作製時（初回使用時）における抵抗加熱ヒータ１０６の温度及び抵抗値の実測データを一組で格納しているメモリである。ヒータ製作時基準テーブル１４５は、抵抗加熱ヒータ１０６の初回使用時において、Ａ／Ｄ変換器１４３からの出力に基づいて演算器１４４が算出した抵抗加熱ヒータ１０６の抵抗値（実測初期抵抗値）をその測定時の温度と関連付けて格納している。

つまり、ヒータ温度係数テーブル１４６は、抵抗加熱ヒータ１０６の理論抵抗値を算出するときに使用するデータを格納したメモリであり、一方でヒータ製作時基準テーブル１４５は、抵抗加熱ヒータ１０６の抵抗値と温度の初期値（実測初期値）を格納したメモリである。したがって、ヒータ製作時基準テーブル１４５とヒータ温度係数テーブル１４６は、どちらも同質のデータを格納しているため、演算器１４４が抵抗加熱ヒータ１０６の劣化診断を実施する際には、択一的に使用される。

演算器１４４は、Ａ／Ｄ変換器１４３で変換されたデジタル信号に基づいて抵抗加熱ヒータ１０６の抵抗値（実測抵抗値）を随時算出する。また、演算器１４４は、ヒータ製作時基準テーブル１４５にアクセスして熱電対１４１による測定温度に関連付けられた抵抗加熱ヒータ１０６の実測初期抵抗値を取得するか、あるいはヒータ温度係数テーブル１４６にアクセスしてそこに格納されているデータを取得し、取得したデータを用いて熱電対１４１による測定温度に対応する抵抗加熱ヒータ１０６の理論抵抗値を算出する。そして、演算器１４４は、抵抗加熱ヒータ１０６の実測抵抗値と前記実測初期抵抗値または前記理論抵抗値とを比較する。そして、演算器１４４は、その比較結果を通信インターフェイス１４８を介して上位の管理装置等に送信するとともに、その比較結果が所定の条件を満たしたときには、抵抗加熱ヒータ１０６が断線する可能性が高いと判断して、ＤＯ出力手段１４７にアラームを発信するように命令する。本実施形態では、図１で示したように、熱電対１４１が検出する温度に基づいて抵抗検出装置１４０による温度制御が行われているが、図示しないものの熱電対１３１でも代用できる。

ＤＯ出力手段１４７は、演算器１４４からの命令に従って抵抗加熱ヒータ１０６を交換するように報知するアラーム、例えば警告音を出力する。通信インターフェイス１４８は、演算器１４４及び温度調整用調節計１３０と上位の管理装置等とを接続するインターフェイスである。

次に、図２を参照しながら、入力側フィルタ回路１１１、出力側フィルタ回路１１６、及びＩＧＢＴ変換器１１２の構成、機能、及び動作について説明する。

入力側フィルタ回路１１１は、フィルタ方式にＬＣを用いたローパスフィルタであり、フィルタ要素がＣＬＣの順に配置されているものである。コイルＬは、入力ライン及びコモンラインにＬ１−１とＬ１−２とに分割されて挿入されている。なお、ＬＣの前のコンデンサＣ１−１は、交流電源の正弦波波形に乗った高調波ノイズを除去することと損失低減とを目的として設置されたものであって、非常に小さな容量のコンデンサであることが望ましい。ローパスフィルタの遮断周波数は、交流電源の正弦波波形や高調波ノイズの観点からスイッチング周波数（ＩＧＢＴが１秒間にＯＮ／ＯＦＦする回数で本実施形態では２０ＫＨｚとする）の１／１０〜１／４０（５００Ｈｚ〜２ＫＨｚ）に設定されている。したがって、入力側フィルタ回路１１１は、高調波ノイズを遮断して目的とする商用周波数（５０または６０Ｈｚ）程度の交流電力を確実に抵抗加熱ヒータ１０６に供給することができる。また、入力側フィルタ回路１１１は、ＩＧＢＴ変換器１１２を高速・高周波で
スイッチング動作させることによって発生する電磁ノイズを抑制する。つまり、入力側フィルタ回路１１１は、交流電源１０１側につながるＩＧＢＴ変換器１１２の入力ラインに電磁ノイズが誘導されることを抑制し、交流電源１０１にノイズ障害が発生することを防止できる。

出力側フィルタ回路１１６は、入力側フィルタ回路１１１と同様に、フィルタ方式にＬＣを用いたローパスフィルタであり、フィルタ要素がＬＣＣの順に配置されているものである。コイルＬは、出力ライン及びコモンラインにＬ２−１とＬ２−２とに分割されて挿入されている。なお、ＬＣの後のコンデンサＣ２−２は、入力側フィルタ回路１１１で説明したように、交流電源の正弦波波形に乗った高調波ノイズを除去するためのコンデンサである。さらに、このローパスフィルタの遮断周波数も同様に５００Ｈｚ〜２ｋＨｚである。出力側フィルタ回路１１６は、ＩＧＢＴ変換器１１２でスイッチングして得た出力をスムージング（平滑化）するとともに、出力中に含まれる高調波ノイズを有効に除去する。

ＩＧＢＴ変換器１１２は、電力用ＩＧＢＴ変換器１１２ａと回生用ＩＧＢＴ変換器１１２ｂとを備えている。ＩＧＢＴ変換器１１２は、正の電圧・電流と負の電圧・電流の波形のスイッチングを別々に行うタブラアーム型である。電力用ＩＧＢＴ変換器１１２ａは、高速整流回路ＦＲＤ１と、ＩＧＢＴ２を有するチョッパー部と、から構成されている。チョッパー部は、チョッパー部ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ／パルス幅変調）信号が加えられる上アームと下アームを備えている。回生用ＩＧＢＴ変換器１１２ｂは、ＩＧＢＴ３と高速整流回路ＦＲＤ２を備えている。ＩＧＢＴ２は、交流電力を高速・高周波の基本キャリア周波数で直接スイッチする。例えば、ＰＷＭ方式によるスイッチのタイミングは供給元の交流電圧のゼロクロス点であり、そのゼロクロス点を基準に制御信号（ＰＷＭ信号）が合わされる。そして、ＩＧＢＴ変換器１１２は、合わせたキャリア周波数で交流電源１０１の交流電圧をスイッチしてパルス幅変調波を得て、これを出力側フィルタ回路１１６を介して抵抗加熱ヒータ１０６に印加する。なお、ＩＧＢＴ変換器１１２は、交流電圧の周波数を周波数制御方式で略連続的に変化させることもできる。一般に、誘導電動機等、周波数で回転速度を制御する装置等には、周波数可変幅と誘導電動機等に印加される電圧を制御し、電動機の始動時スリップを改善する安定した回転を得る方法が用いられる。本発明では、抵抗付加が制御対象であるため、パルス幅制御を用いている。

次に、図３を参照しながら、電源変動検出手段フィードフォワード回路１１４、周波数変換回路１１５、負荷変動検出手段フィードバック回路１１９、及び温度調整用調節計１３０の構成、機能、及び動作について説明する。

電源変動検出手段フィードフォワード回路１１４は、入力側フィルタ回路１１１から出力される交流電圧の変動を検出して、その変動に応じたフィードフォワード制御信号を周波数変換回路１１５に出力する。電源変動検出手段フィードフォワード回路１１４は、入力側フィルタ回路１１１から出力された交流電流を測定するカレントトランス１１３と、入力側フィルタ回路１１１の出力線間電圧を測定する電圧測定ライン１２３と、を備えている。電源変動検出手段フィードフォワード回路１１４は、交流電源の電源変動を検出するために、カレントトランス１１３による実測電流値と設定電流との差、ならびに電圧測定ライン１２３による実測電圧値と設定電圧との差を求める。これらの差の積（電力）が電源変動となる。この電源変動がフィードフォワード制御信号として周波数変換回路１１５に入力される。

負荷変動検出手段フィードバック回路１１９は、抵抗加熱ヒータ１０６に供給される交流電力の変動を検出して、その変動に応じたフィードバック信号を周波数変換回路１１５
に出力する。負荷変動検出手段フィードバック回路１１９は、出力側フィルタ回路１１６の出力線間電圧を測定する電圧測定ライン１１８と、抵抗加熱ヒータ１０６に印加される交流電流を測定するカレントトランス１１７と、に接続されている。負荷変動検出手段フィードバック回路１１９は、電圧測定ライン１１８による実測電圧値と設定電圧との差及びカレントトランス１１７による実測電流値と設定電流との差を求める。これらの差の積（電力）が負荷変動となる。この負荷変動が周波数変換回路１１５にフィードバック制御信号として入力される。

周波数変換回路１１５は、前記温度変動、前記電源変動、及び前記負荷変動に応じて、ＩＧＢＴ変換器１１２をパルス幅変調方式で制御する。具体的には、周波数変換回路１１５は、電源変動検出手段フィードフォワード回路１１４から出力されたフィードフォワード制御信号、負荷変動検出手段フィードバック回路１１９から出力されたフィードバック制御信号、及び温度調整用調節計１３０から出力されたフィードバック制御信号に基づいて、抵抗加熱ヒータ１０６に供給するべき電力量（目標電力量）を算出する。次いで、周波数変換回路１１５は、ＩＧＢＴ変換器１１２から出力される交流電圧の波高値がこの目標電力量に応じた値となるように、ＩＧＢＴ変換器１１２で使用されるパルス幅変調方式におけるデューティ比を調節する。次いで、周波数変換回路１１５は、調節後のデューティ比を含むゲート制御信号を、ＩＧＢＴ変換器１１２を構成する各ＩＧＢＴのゲートに入力する。なお、周波数変換回路１１５は、ＩＧＢＴ変換器１１２が周波数制御方式によって交流電圧の波高値を制御する場合には、前記目標電力量に対応する周波数を含むゲート制御信号をＩＧＢＴ変換器１１２に入力する。

また、電力供給システム１００における抵抗加熱ヒータ１０６の実測可能な抵抗値は、従来の電力供給システム１０における抵抗加熱ヒータ５の実測可能な抵抗値よりも小さくなる。つまり、電力供給システム１００によれば、ＩＧＢＴ変換器１１２から歪みのない正弦波波形の交流電圧が出力されるため、抵抗加熱ヒータ１０６の実測抵抗値のゆらぎが小さくなるからである。さらに、小さい抵抗値でも実測できるようになるほど、実測抵抗値のゆらぎが低減されるので、抵抗加熱ヒータ１０６の劣化に起因する実測抵抗値の瞬間的な変化が検出できるようになる。

また、温度調整用調節計１３０及び周波数変換回路１１５は、次のようにして抵抗加熱ヒータ１０６の温度が設定温度となるように制御する。

温度調整用調節計１３０は、炉１０７内の測定温度とその設定温度との温度差を求め、この温度差に応じて、抵抗加熱ヒータ１０６に供給すべき電力量を演算し、周波数変換回路１１５に演算結果を出力する。周波数変換回路１１５は、温度調整用調節計１３０からの出力値に応じたデューティ比を持つゲート制御信号をＩＧＢＴ変換器１１２に入力する。ＩＧＢＴ変換器１１２は、入力側フィルタ回路１１１から出力された交流電圧の波高値を、周波数変換回路１１５からのゲート制御信号に応じたディーティ比を用いて制御し、波高値が制御された交流電圧を出力側フィルタ回路１１６を介して抵抗加熱ヒータ１０６に印加する。そして、波高値が制御された交流電圧が抵抗加熱ヒータ１０６に印加されることにより、抵抗加熱ヒータ１０６に印加される交流電流が変化して抵抗加熱ヒータ１０６の温度が変化する。

このように、温度調整用調節計１３０と周波数変換回路１１５の間では、温度変動の検出→制御演算→出力値の出力→温度の変化→温度変動の検出→・・・という閉じたループにより、フィードバック制御が行われる。したがって、電力供給システム１００によれば、炉１０７の温度を検出してから、温度調整用調節計１３０及び周波数変換回路１１５によって抵抗加熱ヒータ１０６に供給する目標電力量が設定されるため、良好なフィードバック制御が可能になる。さらに、電力供給システム１００によれば、抵抗加熱ヒータ１０
６の温度変動が補正されて抵抗加熱ヒータ１０６に安定した交流電圧が印加されるため、抵抗加熱ヒータ１０６の温度を一定に保持することができる。

抵抗加熱ヒータ１０６の温度が良好にフィードバック制御されている時に、交流電源１０１の交流電圧が変動すると、この変動は入力側フィルタ回路１１１の出力に電源変動となって現れる。この電源変動は、カレントトランス１１３と電圧測定ライン１２３によって測定され、電源変動検出手段フィードフォワード回路１１４で検出される。そして、この電源変動を検出した電源変動検出手段フィードフォワード回路１１４は、その電源変動に応じたフィードフォワード制御信号を周波数変換回路１１５に出力する。このフィードフォワード制御信号を入力された周波数変換回路１１５は、このフィードフォワード制御信号に従って、実測電力量と目標電力量との差に応じたデューティ比を含むゲート制御信号をＩＧＢＴ変換器１１２に出力する。このような一連のフィードフォワード制御により、交流電源１０１に起因する電源変動が補正されて、抵抗加熱ヒータ１０６に安定した電力が供給されるようになる。また、このフィードフォワード制御により、入力側フィルタ回路１１１から熱電対１３１までの応答特性が改善される。

また、炉１０７の温度が良好にフィードバック制御されている時に、抵抗加熱ヒータ１０６に外乱（例えば外気が当たる等）が生じたり、抵抗加熱ヒータ１０６の性質が多少変化したりすると、それはＩＧＢＴ変換器１１２の抵抗値の変動または抵抗加熱ヒータ１０６に提供される電力量の変動（負荷変動）として現れる。すなわち、抵抗加熱ヒータ１０６に印加される交流電圧及び交流電流が変動する。この負荷変動は、カレントトランス１１７と電圧測定ライン１１８で測定され、負荷変動検出手段フィードバック回路１１９によって検出される。負荷変動検出手段フィードバック回路１１９から、負荷変動に応じたフィードバック制御信号が周波数変換回路１１５に入力される。周波数変換回路１１５は、このフィードバック制御信号に従って、実測電力量と設定電力量との差に応じたデューティ比を含むゲート制御信号をＩＧＢＴ変換器１１２に出力する。このゲート制御信号がＩＧＢＴ変換器１１２に入力されることにより、負荷変動に基づくフィードバック制御が実施されることになる。したがって、電力供給システム１００によれば、負荷変動が補正されることにより、抵抗加熱ヒータ１０６への安定した電力供給が可能になる。

このような負荷変動制御は、外乱→ヒータ温度変化→熱電対検出の３ステップを経る温度変動制御と比べて、外乱→電力変動検出と２ステップであり、熱電対検出のステップが省略できるため、応答特性が速い。

次に、図３を適宜参照しながら、周波数変換回路１１５が、前記電源変動に基づくフィードフォワード制御信号と、前記負荷変動に基づくフィードバック制御信号と、温度変動に基づくフィードバック制御信号と、を入力されて、ＩＧＢＴ変換器１１２にゲート制御信号を出力する際の制御処理について、より具体的に説明する。

電源変動検出手段フィードフォワード回路１１４は、カレントトランス１１３による実測電流値及び電圧測定ライン１２３による実測電圧値を、実効値（ＲＭＳ）からＡＣ／ＤＣ変換器１１４ａ、１１４ｂでそれぞれＤＣ変換し、演算器１１４ｃで電流（ＤＣ）×電圧（ＤＣ）＝一次側電力を計算して、これを一次側電源変動フィードバック信号ＦＢ１として周波数変換回路１１５に入力する。

負荷変動検出手段フィードバック回路１１９は、カレントトランス１１７による実測電流値及び電圧測定ライン１１８による実測電圧値を、実効値（ＲＭＳ）からＡＣ／ＤＣ変換器１１９ａ、１１９ｂでそれぞれＤＣ変換し、演算器１１９ｃで電流（ＤＣ）×電圧（ＤＣ）＝二次側電力を計算して、これを二次側負荷変動フィードバック信号ＦＢ２として周波数変換回路１１５に入力する。

温度調整用調節計１３０は、炉１０７内の測定温度とその設定温度との温度差を求め、この温度差に応じて、抵抗加熱ヒータ１０６に供給すべき目標電力量を演算し、その演算結果を周波数変換回路１１５に入力する。

周波数変換回路１１５は、内部に２個の電力ゲイン調整器１１５ａ、１１５ｂと、１個の電力設定ゲイン調整器１１５ｃと、を備え、個別に調整可能なアナログ演算またはＣＰＵ演算により、それぞれの信号レベルのレベル調整を行う。そして、レベル調整されたそれぞれの信号は、加算器１１５ｆに入力されて加算される。この加算もアナログ演算またはＣＰＵ演算によって行われる。

上記のような構成において、周波数変換回路１１５に一次側電源変動フィードバック信号ＦＢ１及び二次側負荷変動フィードバック信号ＦＢ２がそれぞれ入力されると、一次側フィードバック電源変動信号ＦＢ１及び二次側負荷変動フィードバック信号ＦＢ２は、電力ゲイン調整器１１５ａ、１１５ｂでゲインが調整され、インバータ１１５ｄ、１１５ｅによってそれぞれ負に反転されて加算器１１５ｆに入力される。そして、加算器１１５ｆでは、予め電力設定信号を出力するときのフィードバック信号ＦＢ１´（ＦＢ２´）とフィードバック信号ＦＢ１（ＦＢ２）が比較される。その差が電源変動（負荷変動）として、電力設定信号に加算される。

温度調整用調節計１３０から周波数変換回路１１５に電力設定信号が入力されると、電力設定信号は、電力設定ゲイン調整器１１５ｃでゲインが調整されて加算器１１５ｆに入力される。周波数変換回路１１５は、電源変動または負荷変動が生じた場合、上記のようにゲイン調整した一次側電源変動フィードバック信号ＦＢ１及び二次側負荷変動フィードバック信号ＦＢ２の変動分を、加算器１１５ｆ内で電力設定信号に加算して、最適な電力設定信号をゲート制御信号（ＩＧＢＴ周波数設定信号）として出力する。

このように高速スイッチング電力制御用半導体変換器を構成する素子として高周波で大容量のＩＧＢＴ変換器１１２を用いて、炉１０７の温度変動に対するフィードバック制御に、電源変動に対するフィードフォワード制御及び負荷変動に対するフィードバック制御を組み込んだため、電力供給システム１００によれば、炉１０７の温度安定度、ならびに電源変動及び負荷変動に対する安定度を著しく改善することができ、さらに抵抗加熱ヒータ１０６の温度安定性を高めることもできる。

図４は、図２に示す供給電力調節器１１０の要部のスイッチング動作、並びに図２に示す各ポイント（（ａ）〜（ｅ）、（ｆ）〜（ｉ））での交流電圧の波形を示したものである。以下、図２及び図４を適宜参照しながら、ＩＧＢＴ変換器１１２の機能及び動作について詳述する。

図２に示す端子台ＴＢ１に、図４の（ａ）電圧波形Ａの波形を有する交流電圧が印加される。なお、アームを介して加えられるＩＧＢＴ変換器１１２へのＰＷＭ信号（ゲート制御信号）の入力周波数は２０ＫＨｚ（５０μｓｅｃ）で固定されている。図２に示すＩＧＢＴ２の上アーム及び下アームに、それぞれ図４の（ｂ）及び（ｃ）に示すチョッパー部ＰＷＭ信号が加えられる。図２に示すＩＧＢＴ変換器１１２の出力波形は、図４の（ｄ）電圧波形Ｂである。これは、ＩＧＢＴ２がＯＮの時（ＰＷＭ信号が加えられている時）に限り交流電源１０１を通電させ、一方でＩＧＢＴ２がＯＦＦの時には交流電源１０１からの通電を遮断するからである。ＩＧＢＴ変換器１１２の出力波形は、出力側フィルタ回路１１６により平滑化される。この平滑化により、出力側フィルタ回路１１６から分配用端子台１０５を介して、図４の（ｅ）電圧波形Ｃに示すような歪みのない正弦波波形を有する商用周波数の交流電圧が抵抗加熱ヒータ１０６に印加されるようになる。このように、
ＩＧＢＴ２のＯＮの期間を変えることにより、抵抗加熱ヒータ１０６に印加される交流電圧の波高値を制御することができる。したがって、ＩＧＢＴ２に入力されるＰＷＭ信号のデューティ比を調節することにより、交流電源１０１の周波数を変えることなく、抵抗加熱ヒータ１０６に印加される交流電圧の波高値のみを０〜１００％の範囲で制御することができる。

なお、ＩＧＢＴ２の上アーム及び下アームに加えられるチョッパー部ＰＷＭ信号のパルス幅を、図４の（ｆ）及び（ｇ）に示すように、上記の（ｂ）及び（ｃ）に示すパルス幅よりも広くした場合には、ＩＧＢＴ変換器１１２から出力される交流電圧の波形は、図４の（ｈ）電圧波形Ｂに示す波形となる。さらに、図４の（ｈ）電圧波形Ｂは出力側フィルタ回路１１６によって平滑化されるため、出力側フィルタ回路１１６に印加される交流電圧の波形は、図４の（ｉ）電圧波形Ｃに示す正弦波波形となる。なお、図４の（ｉ）電圧波形Ｃの波高値は、ＩＧＢＴ２に入力されたＰＷＭ信号のパルス幅の差を反映して、図４の（ｅ）電力波形Ｃの波高値よりも大きくなっている。ちなみに、本発明の一実施形態では、ＩＧＢＴ変換器１１２内に組込んだＩＧＢＴ２で交流電源１０１との通電を直接スイッチしているため、ＩＧＢＴ変換器１１２の入力側にダイオード全波整流回路が不要である。

このＩＧＢＴ変換器１１２を構成するスイッチング素子であるＩＧＢＴ２は、電圧駆動のゲートを組み合わされたバイポーラパワートランジスタであり、ゲート駆動消費電力が少なく高速スイッチングに適している。また、高周波で動作する大容量の素子であり、オン電圧がＭＯＳＦＥＴ（ＳＳＲ）より大幅に小さい。ＩＧＢＴ２は、無効電力を低減するために、高周波で制御されることが好ましい。

図５は、抵抗検出装置１４０が抵抗加熱ヒータ１０６の劣化診断を実施する際の抵抗検出装置１４０の動作を示すフロー図である。

まず、ステップＳ１１０では、演算器１４４がヒータ製作時基準テーブル１４５にアクセスして、ヒータ製作時基準テーブル１４５に抵抗加熱ヒータ１０６の実測初期抵抗値が格納されているか確認する。ヒータ製作時基準テーブル１４５に実測初期抵抗値が格納されている場合は、演算器１４４は、ヒータ製作時基準テーブル１４５から実測初期抵抗値を取得して内蔵メモリに保持した後に、ステップＳ１３０の動作を行う。一方で、ヒータ製作時基準テーブル１４５に抵抗加熱ヒータ１０６の実測初期抵抗値が格納されていない場合は、演算器１４４は、ステップＳ１２０の動作を行う。

次いで、ステップＳ１２０では、演算器１４４が、ヒータ温度係数テーブル１４６にアクセスして、劣化診断用データすなわち抵抗加熱ヒータ１０６の抵抗温度係数、抵抗加熱ヒータ１０６の長さ、及び抵抗加熱ヒータ１０６の断面積のデータを取得する。この劣化診断用データを取得した演算器１４４は、抵抗加熱ヒータ１０６の設定温度域の理論抵抗値Ｒ_ｔｈを算出して内蔵メモリに保持する。なお、抵抗加熱ヒータ１０６の理論抵抗値Ｒ_ｔｈは、任意の温度Ｔ℃での抵抗温度係数をρ_Ｔ、抵抗加熱ヒータ１０６の長さをＬ、抵抗加熱ヒータ１０６の断面積をＳとすると、「Ｒ_ｔｈ＝ρ_Ｔ×Ｌ／Ｓ」の式から算出される。

次いで、ステップＳ１３０では、演算器１４４が、Ａ／Ｄ変換器１４３によって変換された、抵抗加熱ヒータ１０６に印加された交流電圧及び交流電流の測定値から抵抗加熱ヒータ１０６の実測抵抗値を算出する。なお、演算器１４４は、算出した抵抗加熱ヒータ１０６の実測抵抗値を、通信インターフェイス１４８を介して上位の管理装置等に常時提供する。

次いで、ステップＳ１４０では、演算器１４４が、ステップＳ１１０で取得した抵抗加熱ヒータ１０６の実測初期抵抗値またはステップＳ１２０で算出した理論抵抗値Ｒ_ｔｈのいずれかを基準抵抗値として、この基準抵抗値とステップＳ１３０で算出した抵抗加熱ヒータ１０６の実測抵抗値との差を算出する。

次いで、ステップＳ１５０では、演算器１４４が、ステップＳ１４０で算出した差が所定の閾値を越えるか判定する。ステップＳ１４０で算出した差が所定の閾値を越える場合は、演算器１４４は、抵抗加熱ヒータ１０６が断線する危険性が高いすなわち交換時期に達したと判定して、ＤＯ出力手段１４７にアラームを出力するように命令する。演算器１４４から命令を受けたＤＯ出力手段１４７は、スピーカ等の警報装置を作動させることにより、電力供給システム１００の管理者に抵抗加熱ヒータ１０６が交換時期に達したことを通知する。

図６は、本発明の一実施形態に係る電力供給システム１００を備えた半導体製造装置６１０の構成を示す斜視図である。半導体製造装置６１０は、バッチ式縦型熱処理装置であり、主要部が配置される筐体６１２を有する。

筐体６１２内の背面側上側には、反応炉６４０（炉１０７）が配置されている。この反応炉６４０内に、複数枚の基板７５４を装填した基板支持具６３０が挿入され、熱処理が行われる。

図７は、反応炉６４０の断面及び反応炉６４０内に挿入された基板支持具６３０を示す図である。反応炉６４０は、石英製の反応管７４２を有する。この反応管７４２は、上端部が閉塞され下端部が開放された円筒形状をしている。この反応管７４２の下方には、反応管７４２を支持するよう石英製のアダプタ７４４が配置されている。この反応管７４２とアダプタ７４４により反応容器７４３が形成されている。また、反応容器７４３におけるアダプタ７４４を除いた反応管７４２の周囲には、抵抗加熱ヒータ１０６が配置されている。抵抗加熱ヒータ１０６は、反応管７４２とアダプタ７４４の接点付近から鉛直上方向に順にＨ５、Ｈ４、Ｈ３、Ｈ２、及びＨ１と符号付けされた５つのセクションで構成されている。これらの各セクションＨ１〜Ｈ５それぞれの抵抗加熱ヒータ１０６は、別個独立に温度制御され、また必要に応じて個別に新たな抵抗加熱ヒータ１０６に交換される。つまり、各セクションＨ１〜Ｈ５には、個別に動作する電力供給システム１００がそれぞれ設置されている。

反応容器７４３の下部は、基板支持具６３０を挿入するために開放されている。この開放部分（炉口部）は、炉口シールキャップ７４８がアダプタ７４４の下端部フランジの下面に当接することにより密閉される。炉口シールキャップ７４８は、基板支持具６３０を支持しており、また基板支持具６３０と共に昇降可能に設けられている。基板支持具６３０は、多数枚、例えば２５〜１００枚の基板７５４を略水平状態で隙間をもって多段に支持し、反応管７４２内に装填される。

アダプタ７４４には、アダプタ７４４と一体化したガス供給口７５６及びガス排気口７５９が設けられている。ガス供給口７５６にはガス導入管７６０が、ガス排気口７５９には排気管７６２が、それぞれ接続されている。

ガス導入管７６０からガス供給口７５６に導入された処理ガスは、アダプタ７４４の側壁部に設けられたガス導入経路７６４及びノズル７６６を介して反応管７４２内に供給される。

次に、半導体製造装置６１０の動作について説明する。なお、以下の説明において、半
導体製造装置６１０の各構成要素の動作は、コントローラ７７０により制御される。

まず、ポッドステージ６１４に複数枚の基板７５４を収容したポッド６１６がセットされると、ポッド搬送装置６１８がポッド６１６をポッドステージ６１４からポッド棚６２０へ搬送してストックする。次いで、ポッド搬送装置６１８が、ポッド棚６２０にストックしたポッド６１６をポッドオープナ６２２に搬送してセットする。ポッドオープナ６２２がポッド６１６の蓋を開いた後に、基板枚数検知器６２４がポッド６１６に収容されている基板７５４の枚数を確認する。

次いで、基板移載機６２６のツイーザ６３２が、ポッドオープナ６２２の位置にあるポッド６１６から基板７５４を取り出し、ノッチアライナ６２８に移載する。このノッチアライナ６２８は、基板７５４を回転させながら、ノッチを検出し、整列させる。次に、基板移載機６２６のツイーザ６３２は、ノッチアライナ６２８から基板７５４を取り出し、基板支持具６３０に移載する。

このようにして、１バッチ分の基板７５４を基板支持具６３０に移載すると、例えば６００℃程度に設定された反応管７４２内に複数枚の基板７５４を装填した基板支持具６３０が挿入され、炉口シールキャップ７４８が反応炉６４０を密封する。次いで、反応炉６４０が熱処理温度まで昇温された後に、処理ガスがガス導入管７６０からガス供給口７５６、ガス導入経路７６４、及びノズル７６６を介して反応管７４２内に導入される。基板７５４を熱処理する際には、反応炉６４０内の温度は、例えば１０００℃に保持される。

基板７５４の熱処理が終了すると、例えば反応炉６４０内の温度が６００℃程度まで下げられた後に、基板支持具６３０が反応管７４２からアンロードされる。そして、基板支持具６３０に支持されている全ての基板７５４が冷えて室温になるまで、基板支持具６３０は所定位置に留め置かれる。

次いで、待機させた基板支持具６３０の基板７５４が所定温度まで冷却されると、基板移載機６２６が、基板支持具６３０から基板７５４を取り出し、ポッドオープナ６２２にセットされている空のポッド６１６に搬送して収容する。

次いで、ポッド搬送装置６１８が、基板７５４が収容されたポッド６１６をポッド棚６２０またはポッドステージ６１４に搬送して一連の処理が完了する。

（本発明に係る一実施形態による効果）
抵抗加熱ヒータ１０６は、使用時間が増えるに従って、その実測抵抗値が徐々に増大していくとともに、断線の発生率も高くなっていくという特性を有している。つまり、抵抗加熱ヒータ１０６の実測抵抗値の変化量は、抵抗加熱ヒータ１０６の断線の発生率を示す良い指標となりうる。

そこで、電力供給システム１００によれば、供給電力調節器１１０が交流電圧の正弦波波形を維持したまま波高値を制御するとともに交流電圧から高調波ノイズを取り除くため、抵抗検出装置１４０による抵抗加熱ヒータ１０６の実測抵抗値の変化が高い分解能で検出されるようになる。そして、抵抗加熱ヒータ１０６の実測抵抗値の変化が高い分解能で検出されることにより、抵抗加熱ヒータ１０６の劣化を詳細に、かつ、正確に把握することが可能になる。特に、抵抗加熱ヒータ１０６の実測抵抗値が低い時には、抵抗加熱ヒータ１０６の劣化に起因する実測抵抗値の変化量が相対的に大きく見えるため、抵抗加熱ヒータ１０６の劣化の進行状態がより正確に把握されるようになる。そこで、抵抗加熱ヒータ１０６は中低温時に抵抗値が低いことから、抵抗加熱ヒータ１０６が中低温時にその実測抵抗値の変化量をモニタリングすることにより、抵抗加熱ヒータ１０６の劣化の進行状
態を一層正確に把握することができる。

このように電力供給システム１００によれば、作業者の経験に基づく主観的な劣化診断ではなく客観的な基準に基づく正確な劣化診断が可能になるため、断線が生じる前に抵抗加熱ヒータ１０６を確実に交換できるようになる。

また、電力供給システム１００によれば、抵抗加熱ヒータ１０６の実測抵抗値の変化を高い分解能で検出できるため、抵抗加熱ヒータ１０６の劣化の進行状態をその使用開始後初期段階から正確に把握することができる。そのため、電力供給システム１００によれば、予備の抵抗加熱ヒータ１０６を準備しておいて定期的に交換する必要がなくなるとともに、抵抗加熱ヒータ１０６が寿命予測範囲期間内で突発的に断線して基板処理作業を中断せざるを得なくなるという問題も生じ難くなる。

さらに、電力供給システム１００によれば、抵抗加熱ヒータ１０６の断線による基板処理中の加熱不良を確実に防止できるため、基板処理中のロット不良の発生を防止して基板処理の生産性を改善することができる。特に、炉１０７が縦型炉である場合に、その生産性が著しく改善する。

また、電力供給システム１００によれば、演算器１４４から通信インターフェイス１４８を介して送信される抵抗加熱ヒータ１０６の実測抵抗値と基準抵抗値との差を、上位の管理装置等を用いてモニタリングすることができる。ここで、抵抗加熱ヒータ１０６の実測抵抗値が徐々に高くなっていく過程においては、実測抵抗値に瞬間的なピークが出現し、そのピークの出現頻度及び最大値が抵抗加熱ヒータ１０６の劣化の進行に伴って増大していく。したがって、抵抗加熱ヒータ１０６の実測抵抗値と基準抵抗値との差をモニタリングしながらそのピークの出現頻度及び最大値を計測することにより、抵抗加熱ヒータ１０６の劣化診断を実施することができる。このピークの出現頻度及び最大値の計測による劣化診断は、抵抗加熱ヒータ１０６が中低温の時や抵抗加熱ヒータ１０６の使用開始後初期段階での劣化診断に特に有用である。

また、供給電力調節器１１０によれば、ＩＧＢＴ変換器１１２で発生した電磁ノイズが入力側フィルタ回路１１１によって抑制されるため、交流電源交流電源１０１からの交流電圧に電磁ノイズが混入し難くなる。したがって、電力供給システム１００によれば、交流電圧に含まれる電磁ノイズに起因する障害の発生を防止することができる。また、電力供給システム１００によれば、交流電源１０１からＩＧＢＴ変換器１１２に至る入力ケーブルに電磁ノイズが誘導されることを抑制できる。さらに、電力供給システム１００によれば、ＩＧＢＴ変換器１１２の出力に含まれる高調波ノイズが出力側フィルタ回路１１６によって抑制されるため、抵抗加熱ヒータ１０６に印加される交流電圧に含まれる高調波ノイズを減衰させることできる。

また、電力供給システム１００によれば、回生用ＩＧＢＴ変換器１１２ｂがＩＧＢＴ変換器１１２外で発生する逆起電力を回生して交流電源１０１に戻しているため、交流電源１０１のエネルギー効率を大幅に改善することができる。特に、ＩＧＢＴ変換器１１２は高速・高周波でスイッチング動作しているため、逆起電力の発生回数もそれだけ多く、電力回生が頻繁に行われることになる。

また、電力供給システム１００によれば、電源変動がフィードフォワード制御により、負荷変動及び温度変動がフィードバック制御により、ＩＧＢＴ変換器１１２での交流電圧の波高値の制御に反映されるため、抵抗加熱ヒータ１０６の温度安定性を改善することができる。換言すれば、電力供給システム１００は、温度調整用調節計１３０による炉１０７の温度変動に基づくフィードバック制御に加えて、電源変動検出手段フィードフォワー
ド回路１１４による電源変動に基づくフィードフォワード制御と、負荷変動検出手段フィードバック回路１１９による負荷変動に基づくフィードバック制御と、を同時に実施することにより、抵抗加熱ヒータ１０６が低中温の時や抵抗加熱ヒータ１０６への供給電力が小さい時でも、抵抗加熱ヒータ１０６の抵抗値を正確に測定することができる。したがって、電力供給システム１００によれば、安定した電力制御が可能となるため、その使い勝手がよくなる。

また、電力供給システム１００によれば、高速スイッチング素子であるＩＧＢＴ変換器１１２が利用されているため、温度応答性に優れているとともに、進相コンデンサの補正に依存しないため、電磁ノイズが発生し難い構造であることから、電磁ノイズを嫌う計装ラインの構成素子として好適である。したがって、電力供給システム１００の各構成要素の誤動作や破損、ならびに周辺機器に対する誤動作の誘引等の問題が発生することを防止できる。

また、電力供給システム１００によれば、ＩＧＢＴ変換器１１２で発生した電磁ノイズが入力側フィルタ回路１１１によって除去されるため、交流電源１０１への電磁ノイズの混入を効果的に抑制することができる。さらに、電力供給システム１００によれば、ＩＧＢＴ変換器１１２から出力される交流電圧に含まれる高調波ノイズが出力側フィルタ回路１１６によって除去されるため、供給電力調節器１１０から歪みのない正弦波波形の交流電圧が出力されることから、システム全体の省電力化が可能になる。したがって、抵抗加熱ヒータ１０６の実測抵抗値を低温時でも正確に算出することができる。

半導体製造装置６１０によれば、電力供給システム１００を備えているため、反応炉６４０内の温度安定性を改善することができ、その結果、高性能な半導体装置を製造することができる。

また、半導体製造装置６１０によれば、基板支持具６３０が反応管７４２内に挿入された後で基板７５４が加熱処理される前のスタンバイ状態によらず常に抵抗加熱ヒータ１０６の劣化診断が可能であるため、抵抗加熱ヒータ１０６の劣化診断用の時間を別個設ける必要がなくなり、基板処理の生産性を高めることができる。

（本発明に係る一実施形態の変形例）
本発明に係る一実施形態では、温度調整用調節計１３０によって検出された抵抗加熱ヒータ１０６の温度変動に基づくフィードバック制御信号に、電源変動検出手段フィードフォワード回路１１４によって検出された電源変動に基づくフィードフォワード制御信号及び負荷変動検出手段フィードバック回路１１９によって検出された負荷変動に基づくフィードバック制御信号が周波数変換回路１１５によって加算された後にＩＧＢＴ変換器１１２に入力される場合について説明したが、本発明はこの場合に限定されるものではない。例えば、本発明に係る一実施形態を一部変形して、周波数変換回路１１５が、前記温度変動に基づくフィードバック制御信号に、前記電源変動に基づくフィードフォワード制御信号または前記負荷変動に基づくフィードバック制御信号のいずれかを加算してＩＧＢＴ変換器１１２に入力するようにしてもよい。前記電源変動に基づくフィードフォワード制御信号を加算した場合は、ＩＧＢＴ変換器１１２が電源変動を打ち消すように補正した交流電圧を出力するため、抵抗加熱ヒータ１０６への供給電力が安定する。一方で、前記負荷変動に基づくフィードバック制御信号を加算した場合は、ＩＧＢＴ変換器１１２が負荷変動を打ち消すように補正した交流電圧を出力するため、供給電力調節器１１０の動作に起因する電圧の変化が抑制されて抵抗加熱ヒータ１０６への供給電力が安定する。

また、本発明に係る一実施形態では明示しなかったが、例えばＡ／Ｄ変換器１４３と演算器１４４が、あるいは温度調整用調節計１３０と通信インターフェイス１４８が、デー
タ通信回線を介して接続されていても良い。このように、電力供給システム１００内の各構成要素がデータ通信回線を介して接続される場合には、電力供給システム１００の設計自由度が著しく高くなるため、電力供給システム１００の適用範囲や用途を拡大することができる。

また、本発明に係る一実施形態では、１つの反応炉６４０を５つのセクションＨ１〜Ｈ５毎に別個独立に温度制御する場合、すなわち各セクションＨ１〜Ｈ５に電力供給システム１００を１つずつ設置する場合について説明したが、本発明はこの場合に限定されるものではなく、例えば１つの反応炉６４０をセクション分けすることなく１つの電力供給システム１００で温度制御するようにしてもよい。さらに、同型の反応炉６４０を複数同時に温度制御する場合には、例えば１つの反応炉６４０をサンプルとして、このサンプルの反応炉６４０にのみ電力供給システム１００を設置し、その他の反応炉６４０にはサンプルの反応炉６４０と同じ条件で電力供給を行うようにしてもよい。

また、本発明の一実施形態では、炉１０７及び反応炉６４０が縦型炉である場合について説明したが、本発明はこの場合に限定されるものではなく、例えば炉１０７及び反応炉６４０が横型炉や枚葉式炉であってもよい。

また、本発明の一実施形態では、供給電力調節器１１０がカレントトランス１１７及び電圧測定ライン１１８を備え、一方で抵抗検出装置１４０がカレントトランス１４２及び分配用端子台１０５の前段に配置された電圧測定ライン１２８に接続されている場合について説明したが、本発明はこの場合に限定されるものではなく、例えば供給電力調節器１１０と抵抗検出装置１４０がカレントトランスと電圧測定ラインを共用するように構成してもよい。

（実施例１）
本発明の一実施形態に係る電力供給システム１００を備える半導体製造装置６１０を用いて、基板支持具６３０に装填した基板７５４を反応管７４２内で熱処理した。この熱処理における具体的な加熱条件は、次のとおりである。

（１）基板７５４を保持した基板支持具６３０を室温の反応管７４２内に挿入して密封する。
（２）次いで、抵抗加熱ヒータ１０６の設定温度を１００℃〜３８０℃に、かつ、この温度範囲を１時間周期で往復するように設定して、供給電力調節器１１０から抵抗加熱ヒータ１０６に波高値が制御された歪みのない正弦波波形の交流電圧を印加する。
（３）次いで、供給電力調節器１１０から抵抗加熱ヒータ１０６に通電を開始してから１０時間経過後に、抵抗加熱ヒータ１０６の設定温度を７５０℃に修正する。
（４）次いで、抵抗加熱ヒータ１０６の設定温度を７５０℃に修正してから１時間経過後に、抵抗加熱ヒータ１０６の設定温度を再度１００℃〜３８０℃に、かつ、この温度範囲を１時間周期で往復するように設定し直す。
（５）次いで、抵抗加熱ヒータ１０６の設定温度を１００℃〜３８０℃に再設定してから１０時間経過後に、抵抗加熱ヒータ１０６の設定温度を７５０℃に再度修正する。
（６）次いで、抵抗加熱ヒータ１０６の設定温度を７５０℃に再修正してから１時間経過後に、抵抗加熱ヒータ１０６の設定温度を再度１００℃〜３８０℃に、かつ、この温度範囲を１時間周期で往復するように設定し直す。
（７）次いで、抵抗加熱ヒータ１０６の設定温度を１００℃〜３８０℃に再設定してから５時間経過後に、供給電力調節器１１０から抵抗加熱ヒータ１０６への交流電力の供給を止めて、反応管７４２及び基板７５４等を放熱させて室温に戻す。

実施例１では、原則的に上記（１）〜（７）の各熱処理工程が繰り返し実施されるが、（５）工程及び（６）工程が実施されない場合や（６）工程の後に再度（５）工程及び（６）工程が繰り返し実施される場合もある。

なお、実施例１で使用した抵抗加熱ヒータ１０６は未使用品であって全く劣化していないものであった。また、実施例１では、演算器１４４がヒータ温度係数テーブル１４６にアクセスして抵抗加熱ヒータ１０６の理論抵抗値を温度毎に算出し、その算出した理論抵抗値を基準抵抗値として使用した。また、実施例１では、演算器１４４が、抵抗加熱ヒータ１０６−Ｈ３すなわち反応炉６４０の中央部のセクションに配置された抵抗加熱ヒータ１０６の実測抵抗値と前記基準抵抗値との差を常時算出し続けた。

（比較例１）
比較例１では、実施例１で使用した反応炉６４０において、供給電力調節器１１０を従来の電力供給システム１０におけるサイリスタ１６に置換して、実施例１と同一の加熱条件で基板７５４を熱処理した。また、比較例１においても、未使用の抵抗加熱ヒータ１０６を使用するとともに、抵抗加熱ヒータ１０６の理論抵抗値を基準抵抗値として使用した。さらに、比較例１においても、演算器１４４が、抵抗加熱ヒータ１０６−Ｈ３の実測抵抗値と理論抵抗値との差を常時算出し続けた。

（実施例１と比較例１との対比）
図８は、実施例１及び比較例１における抵抗加熱ヒータ１０６−Ｈ３の測定温度（上段の線分）と、その測定時の抵抗加熱ヒータ１０６−Ｈ３の実測抵抗値と理論抵抗値との差（下段の線分）と、を示したグラフである。図８では、左側が比較例１すなわち位相制御方式による熱処理の結果を示しており、一方で中央から右側が実施例１すなわち電圧波高値制御方式による熱処理の結果を示している。

図８のグラフから、比較例１における抵抗加熱ヒータ１０６−Ｈ３の実測抵抗値と理論抵抗値との差の方が、実施例１における抵抗加熱ヒータ１０６−Ｈ３の実測抵抗値と理論抵抗値との差よりも大きいことが分かる。このように、比較例１における抵抗加熱ヒータ１０６の実測抵抗値がその理論抵抗値よりも比較的大きな値となる理由は、比較例１の位相制御方式では、抵抗加熱ヒータ１０６に印加される交流電圧の波形が正弦波波形ではなく急峻な立ち上がりを有する歪んだ波形であるため、この交流電圧の歪んだ波形に交流電流が追随できずに遅延してしまうからであると考えられる。

また、図８のグラフから、実施例１における抵抗加熱ヒータ１０６−Ｈ３の実測抵抗値と理論抵抗値との差の線分に瞬間的なピークが形成されていることが分かる。このピークは、抵抗加熱ヒータ１０６の劣化に起因していると考えられ、実際に図８の実施例１を示す線分では、抵抗加熱ヒータ１０６−Ｈ３の使用時間が増えるに従って、このピークの出現頻度が高まるとともに、このピークの最大値が大きくなっている。

したがって、本発明の一実施形態に係る電力供給システム１００によれば、このようなピークの出現頻度とピークの最大値とをモニタリングし続けることにより、抵抗加熱ヒータ１０６の劣化の進行状態を正確に把握することができる。特に、電力供給システム１００によれば、抵抗加熱ヒータ１０６の実測抵抗値と理論抵抗値との差が比較的小さいため、抵抗加熱ヒータ１０６の劣化に起因する図８に示すピークの発生を確認し易い。そこで、本発明の一実施形態に係る電力供給システム１００では、抵抗加熱ヒータ１０６の実測抵抗値と理論抵抗値との差に関する閾値を予め設定しておき、図８に示すピークが前記閾値を所定の頻度で超えた場合に、抵抗加熱ヒータ１０６の劣化が進行して交換時期に達したと診断するようにしてもよい。

＜本発明の好ましい態様＞
以下に、本発明の好ましい態様について付記する。

第１の態様は、
半導体製造装置に備えられた制御対象（発熱体）の電流値を検出する電流検出手段と、
前記制御対象の電圧値を検出する電圧検出手段と、
前記電流検出手段が検出する電流値と前記電圧検出手段が検出する電圧値に基づいて前記制御対象の抵抗値を算出する抵抗値算出手段と、
前記抵抗値算出手段が算出した抵抗値を前記制御対象の劣化診断に用いる演算器と、
前記抵抗値算出手段が算出した抵抗値を、他の半導体製造装置に備えられた制御対象の劣化診断に用いる診断基準データとして、通信回線を介して送信する送信手段と、を備える抵抗検出装置と、
交流電源の交流電圧を、制御信号のデューティ比に応じた交流電圧に変換して前記制御対象に印加する電力用変換器（ＩＧＢＴ変換器）と、
前記電力用変換器のスイッチング動作によって生じる逆起電力を回生して前記交流電源に戻す回生用変換器（ＩＧＢＴ変換器）と、を備える供給電力調節器と、を具備する電力供給システムである。

第２の態様は、前記第１の態様に係る電力供給システムにおいて、
前記供給電力調節器が、
前記制御対象の温度変動を検出する温度変動検出手段と、
前記交流電源から前記電力用変換器に供給される電力から前記交流電源の電源変動を検出する電源変動検出手段と、
前記電力用変換器から前記制御対象に供給される電力から負荷変動を検出する負荷変動検出手段と、
前記温度変動検出手段、前記電源変動検出手段、及び前記負荷変動検出手段による各検出結果に応じて、前記供給電力調節器に加える前記制御対象に供給すべき電力量に応じた制御信号の周波数を制御する周波数可変手段と、を備えた電力供給システムである。

第３の態様は、
制御対象の温度を測定する温度測定手段と、
前記制御対象の理論抵抗値の算出に使用されるデータを格納しているヒータ温度係数テーブルと、
前記制御対象の実測初期抵抗値を温度データと共に格納しているヒータ作成時基準テーブルと、
前記温度測定手段によって測定された前記制御対象の温度に対応する基準抵抗値を、前記ヒータ温度係数テーブルに格納されているデータから算出するか、または前記ヒータ作成時基準テーブルに格納されている実測初期抵抗値を取得するかして、さらに前記制御対象に印加されている交流電圧及び交流電流の測定値から前記制御対象の実測抵抗値を算出し、算出した前記実測抵抗値と前記基準抵抗値とを比較する演算器と、を備える抵抗検出装置である。

第４の態様は、
交流電圧に含まれる高調波ノイズを除去する入力側フィルタ回路と、
前記入力側フィルタ回路からの出力の電源変動を検出して、検出した電源変動を打ち消すフィードフォワード制御信号を出力する電源変動検出手段フィードフォワード回路と、
前記入力側フィルタ回路から出力された交流電圧の正弦波波形の波高値を制御するＩＧＢＴ変換器と、
前記ＩＧＢＴ変換器から出力された前記交流電圧に含まれる高調波ノイズを除去する出力側フィルタ回路と、
前記出力側フィルタ回路からの出力の電源変動を検出して、検出した電源変動（負荷変動）を打ち消すフィードバック制御信号を出力する負荷変動検出手段フィードバック回路と、
前記出力側フィルタ回路から出力された前記交流電圧が印加された制御対象（発熱体）の測定温度と前記制御対象の設定温度との温度差を解消する温度調整用制御信号、前記フィードフォワード制御信号、及び前記フィードバック制御信号に応じて、前記ＩＧＢＴ変換器に前記交流電圧の正弦波波形の波高値を調節させる周波数変換回路と、を備える供給電力調節器である。

第５の態様は、
温度測定手段が制御対象（発熱体）の温度を測定する温度測定ステップと、
演算器が、ヒータ温度係数テーブルから前記制御対象の理論抵抗値の算出用データを取得して前記温度測定ステップでの測定温度に対応する前記理論抵抗値を算出するか、またはヒータ作成時基準テーブルから前記温度測定ステップでの測定温度に対応する前記制御対象の実測初期抵抗値を取得するか、する基準抵抗値取得ステップと、
前記演算器が、前記制御対象に印加されている交流電圧及び交流電流の測定値から前記制御対象の実測抵抗値を算出する実測抵抗値算出ステップと、
前記演算器が、前記基準抵抗値取得ステップで算出または取得した前記制御対象の基準抵抗値と、前記実測抵抗値算出ステップで算出した前記実測抵抗値と、を比較する抵抗値比較ステップと、
前記演算器が、前記抵抗値比較ステップでの比較結果が所定の閾値を超えるか判定することにより、前記制御対象の劣化診断を実施する劣化診断ステップと、を有する制御対象の劣化診断方法である。

第６の態様は、前記第５の態様において、
前記抵抗値比較ステップでの比較結果が所定の閾値を超えると前記演算器が判定した場合に、前記制御対象の交換を促す警報が発信される警報発信ステップと、
前記警報が発信された場合に、前記制御対象を交換する交換ステップと、を有する半導体装置の製造方法である。

第７の態様は、
基板を熱処理する反応炉に設置された抵抗加熱ヒータを制御対象とする電力供給システムを備えた半導体製造装置であって、
前記制御対象の温度を測定する温度測定手段（熱電対）と、
前記制御対象の理論抵抗値の算出に使用されるデータを格納しているヒータ温度係数テーブルと、
前記制御対象の実測初期抵抗値を測定温度と共に格納しているヒータ作成時基準テーブルと、
前記温度測定手段による前記制御対象の測定温度に対応する基準抵抗値を、前記ヒータ温度係数テーブルに格納されているデータから算出するか、または前記ヒータ作成時基準テーブルに格納されている実測初期抵抗値を取得するかして、さらに前記制御対象に印加されている交流電圧及び交流電流の測定値から前記制御対象の実測抵抗値を算出し、算出した前記実測抵抗値と前記基準抵抗値とを比較する演算器と、を備える抵抗検出装置と、
交流電圧に含まれる高調波ノイズを除去する入力側フィルタ回路と、
前記入力側フィルタ回路からの出力の電源変動を検出して、検出した前記電源変動を打ち消すフィードフォワード制御信号を出力する電源変動検出手段フィードフォワード回路と、
前記入力側フィルタ回路から出力された交流電圧の正弦波波形の波高値を制御するＩＧＢＴ変換器と、
前記ＩＧＢＴ変換器から出力された交流電圧に含まれる高調波ノイズを除去する出力側
フィルタ回路と、
前記出力側フィルタ回路からの出力の電源変動を検出して、検出した前記電源変動（負荷変動）を打ち消すフィードバック制御信号を出力する負荷変動検出手段フィードバック回路と、
前記出力側フィルタ回路から出力された前記交流電圧が印加された前記制御対象の測定温度と前記制御対象の設定温度との温度差を解消する温度調整用制御信号、前記フィードフォワード制御信号、及び前記フィードバック制御信号に応じて、前記ＩＧＢＴ変換器に前記交流電圧の正弦波波形の波高値を調節させる周波数変換回路と、を備える供給電力調節器と、
を具備する半導体製造装置である。

第８の態様は、
波高値の制御された交流電圧が供給されることによって発熱する抵抗加熱ヒータと、
前記抵抗加熱ヒータの温度変動を検出する熱電対と、
波高値が制御される前の交流電圧及び交流電流から電源変動を検出する電源変動検出手段フィードフォワード回路と、
前記抵抗加熱ヒータに印加される交流電圧及び交流電流から負荷変動を検出する負荷変動検出手段フィードバック回路と、
前記温度変動、前記電源変動、及び前記負荷変動に応じた制御信号を出力する周波数変換回路と、
前記制御信号に応じてパルス幅変調方式によって交流電圧の正弦波波形を維持したまま波高値を制御するＩＧＢＴ変換器と、
前記抵抗加熱ヒータに印加されている交流電流を測定するカレントトランスと、
前記抵抗加熱ヒータに印加されている交流電圧を測定する電圧測定ラインと、
前記カレントトランスによる測定電流値及び前記電圧測定ラインによる測定電圧値から前記抵抗加熱ヒータの実測抵抗値を算出し、算出した前記実測抵抗値に基づいて前記抵抗加熱ヒータの劣化診断を実施する抵抗検出装置と、
を備える電力供給システムである。

本発明に係る電力供給システム及びこの電力供給システムを備える基板処理装置は、半導体基板やガラス基板等に対する薄膜形成処理のみならず、アニール処理や酸化・還元処理にも適用できる。

１００ 電力供給システム
１０６ 抵抗加熱ヒータ
１０７ 炉
１１０ 供給電力調節器
１１２ ＩＧＢＴ変換器
１１４ 電源変動検出手段フィードフォワード回路
１１５ 周波数変換回路
１１９ 負荷変動検出手段フィードバック回路
１３０ 温度調整用調節計
１４４ 演算器
１４５ ヒータ製作時基準テーブル
１４６ ヒータ温度係数テーブル

Claims (9)

1. 正弦波波形を有する交流電源の交流電圧の波高値を制御する電力用ＩＧＢＴ変換器を少なくとも備えた供給電力調節器と、
   前記供給電力調節器によって制御された交流電圧が印加されることによって発熱する抵抗加熱ヒータと、
   前記抵抗加熱ヒータに印加された交流電圧及び交流電流を測定する測定器と、
   前記測定器によって得られた電圧値及び電流値から前記抵抗加熱ヒータの抵抗値を算出し、算出した前記抵抗値に基づいて前記抵抗加熱ヒータの劣化診断を行う演算器と、
   前記抵抗加熱ヒータの温度を測定する温度測定手段と、
   前記抵抗加熱ヒータの理論抵抗値の算出に使用されるデータを格納しているヒータ温度係数テーブルと、
   前記抵抗加熱ヒータの実測初期抵抗値を温度データと共に格納しているヒータ作成時基準テーブルと、を備える抵抗検出装置と、
   を備え、
   前記供給電力調節器は、
   前記電力用ＩＧＢＴ変換器に入力されるゲート制御信号のデューティ比を調節することにより、前記交流電源の周波数を変えることなく、前記交流電圧の正弦波波形を維持したまま波高値を制御し、
   演算器は、
   前記温度測定手段によって測定された前記抵抗加熱ヒータの温度に対応する基準抵抗値を、前記ヒータ温度係数テーブルに格納されているデータから算出するか、または前記ヒータ作成時基準テーブルに格納されている実測初期抵抗値を取得するかして、さらに前記抵抗加熱ヒータに印加されている交流電圧及び交流電流の測定値から制御対象の実測抵抗値を算出し、算出した前記実測抵抗値と前記基準抵抗値との差を４Ωより小さい所定の閾値と比較し、前記閾値を超えたか判定する
   ことを特徴とする電力供給システム。
2. 前記供給電力調節器は、
   前記電力用ＩＧＢＴ変換器のスイッチング動作によって生じる逆起電力を回生して前記交流電源に戻す回生用ＩＧＢＴ変換器と、を備える請求項１に記載の電力供給システム。
3. 前記供給電力調節器が、
   前記抵抗加熱ヒータの温度変動を検出する温度変動検出手段と、
   前記交流電源から前記電力用ＩＧＢＴ変換器に供給される電力から前記交流電源の電源変動を検出する電源変動検出手段と、
   前記電力用ＩＧＢＴ変換器から前記抵抗加熱ヒータに供給される電力から負荷変動を検出する負荷変動検出手段と、
   前記温度変動検出手段、前記電源変動検出手段、及び前記負荷変動検出手段による各検出結果に応じて、前記供給電力調節器に加える前記抵抗加熱ヒータに供給すべき電力量に応じた制御信号の周波数を制御する周波数可変手段と、
   を備える請求項１または２に記載の電力供給システム。
4. 前記供給電力調節器は、
   交流電圧に含まれる高調波ノイズを除去する入力側フィルタ回路と、
   前記入力側フィルタ回路からの出力の電源変動を検出して、検出した前記電源変動を打ち消すフィードフォワード制御信号を出力する電源変動検出手段フィードフォワード回路と、
   前記入力側フィルタ回路から出力された交流電圧の正弦波波形の波高値を制御する電力用ＩＧＢＴ変換器と、
   前記電力用ＩＧＢＴ変換器から出力された交流電圧に含まれる高調波ノイズを除去する出力側フィルタ回路と、
   前記出力側フィルタ回路からの出力の電源変動を検出して、検出した前記電源変動を打ち消すフィードバック制御信号を出力する負荷変動検出手段フィードバック回路と、
   前記出力側フィルタ回路から出力された前記交流電圧が印加された前記抵抗加熱ヒータの測定温度と前記抵抗加熱ヒータの設定温度との温度差を解消する温度調整用制御信号、前記フィードフォワード制御信号、及び前記フィードバック制御信号に応じて、前記電力用ＩＧＢＴ変換器に前記交流電圧の正弦波波形の波高値を調節させる周波数変換回路と、
   を備える請求項１または請求項２に記載の電力供給システム。
5. 請求項１乃至請求項４のいずれかに記載の電力供給システムを備える基板処理装置。
6. 半導体基板およびガラス基板の少なくともいずれかに対し、薄膜形成処理、アニール処理、酸化処理のうちいずれかの処理を行うよう構成された請求項５に記載の基板処理装置。
7. 基板を熱処理する反応炉に設置された抵抗加熱ヒータを制御対象とする供給電力調節器を備えた半導体製造装置であって、
   前記制御対象の温度を測定する温度測定手段と、
   前記制御対象の理論抵抗値の算出に使用されるデータを格納しているヒータ温度係数テーブルと、
   前記制御対象の実測初期抵抗値を測定温度と共に格納しているヒータ作成時基準テーブルと、
   前記温度測定手段による前記制御対象の測定温度に対応する基準抵抗値を、前記ヒータ温度係数テーブルに格納されているデータから算出するか、または前記ヒータ作成時基準テーブルに格納されている実測初期抵抗値を取得するかして、さらに前記制御対象に印加されている交流電圧及び交流電流の測定値から前記制御対象の実測抵抗値を算出し、算出した前記実測抵抗値と前記基準抵抗値とを比較する演算器と、を備える抵抗検出装置と、
   交流電源の交流電圧に含まれる高調波ノイズを除去する入力側フィルタ回路と、
   前記入力側フィルタ回路からの出力の電源変動を検出して、検出した電源変動を打ち消すフィードフォワード制御信号を出力する電源変動検出手段フィードフォワード回路と、
   前記入力側フィルタ回路から出力された交流電圧の正弦波波形の波高値を制御する電力用ＩＧＢＴ変換器と、
   前記電力用ＩＧＢＴ変換器から出力された前記交流電圧に含まれる高調波ノイズを除去する出力側フィルタ回路と、
   前記出力側フィルタ回路からの出力の電源変動を検出して、検出した負荷変動を打ち消すフィードバック制御信号を出力する負荷変動検出手段フィードバック回路と、
   前記出力側フィルタ回路から出力された前記交流電圧が印加された前記制御対象の測定温度と前記制御対象の設定温度との温度差を解消する温度調整用制御信号、前記フィードフォワード制御信号、及び前記フィードバック制御信号から算出されるゲート制御信号に応じて、前記電力用ＩＧＢＴ変換器に前記交流電圧の正弦波波形の波高値を調節させる周波数変換回路と、
   前記電力用ＩＧＢＴ変換器に入力される前記ゲート制御信号のデューティ比を調節することにより、前記交流電源の周波数を変えることなく、前記交流電圧の正弦波波形を維持したまま波高値を制御する供給電力調節器と、
   を具備し、
   前記演算器は、前記実測抵抗値と前記基準抵抗値との差が、４Ωより小さい所定の閾値を超えたか判定する半導体製造装置。
8. 請求項７に記載の半導体製造装置における劣化診断方法であって、
   前記温度測定手段が、前記制御対象の温度を測定する温度測定ステップと、
   演算器が、ヒータ温度係数テーブルから前記制御対象の理論抵抗値の算出用データを取得して前記温度測定ステップでの測定温度に対応する前記理論抵抗値を算出するか、またはヒータ作成時基準テーブルから前記温度測定ステップでの測定温度に対応する前記制御対象の実測初期抵抗値を取得するか、する基準抵抗値取得ステップと、
   前記演算器が、前記制御対象に印加されている交流電圧及び交流電流の測定値から前記制御対象の実測抵抗値を算出する実測抵抗値算出ステップと、
   前記演算器が、前記基準抵抗値取得ステップで算出または取得した前記制御対象の基準抵抗値と、前記実測抵抗値算出ステップで算出した前記実測抵抗値と、を比較する抵抗値比較ステップと、
   前記演算器が、前記抵抗値比較ステップでの比較結果が、４Ωより小さい所定の閾値を超えるか判定することにより、前記制御対象の劣化診断を実施する劣化診断ステップと、
   を有する劣化診断方法。
9. 前記抵抗値比較ステップでの比較結果が、４Ωより小さい所定の闘値を超えると前記演算器が判定した場合に、前記制御対象の交換を促す警報が発信される警報発信ステップと、
   前記警報が発信された場合に、前記制御対象を交換する交換ステップと、を有する請求項８に記載の劣化診断方法。