JP5582986B2 - 近接センサ - Google Patents

Description

本発明は、物体の位置を検出する近接センサに関する。

従来から、２つのアンテナを備え、一方のアンテナから交流電磁界を発生し、他方のアンテナでこれを受信し、受信した信号を位相検波する構成を持ち、物体の位置や移動を検出する所謂近接センサが提案されている（例えば、特許文献１および２参照）。

図３６は、特許文献１および２に記載の従来の近接センサの構成を示す回路図である。従来の近接センサでは、発振器１０２の信号に基づいて送信アンテナ１０３から交流信号Ｅａを送信するとともに、交流信号Ｅｂを受信アンテナ１０４で回路に取り込む。また従来の近接センサは、受信アンテナ１０４で回路に取り込んだ信号を増幅器１０８で直接増幅した後、位相検波器１０９により発振器１０２の信号で検波する。

さらに従来の近接センサは、位相検波器１０９の出力をＬＰＦ１１０で直流化して、被検査領域における電磁波の変化を直流電圧の変化として出力端子１１１から出力する。

特開２００６−２７５６２９号公報（第３−５頁、図１） 特開２００７−１７１０３１号公報（第４−６頁、図１）

しかし、従来技術では、以下のような問題がある。上述した現象は非常に微弱であるため、アンテナの性質もしくは被検物体と電波の相互作用の性質から、高周波でなければ充分な利得が得ることができない。よって、近接センサとして充分な検出感度を得る為には、特許文献１、２のいずれの方式も、非常に高い周波数の信号を発振器１０２から発生する必要がある。低周波を意識した特許文献１においても最低ＨＦ帯という高い周波数を想定し、特許文献２においてはＧＨｚ帯を想定している。

一方、高周波信号を発生させる為には大きなエネルギーを投入しなければならず、回路全般に高周波信号に対応する為の消費電力の大きな回路構成を用いなければならない問題がある。

また、図３６に示すような、アンプ１０８への入力がアンテナ４以外に接続されていない構成では、交流信号Ｅｂの電位が定まらず、アンプ１０８の出力が電源電圧範囲内に入らず、交流信号Ｅｂは正負何れかの電源電圧に張り付いてしまう問題がある。

これを避けるためには、図３７に示すように、大きな抵抗７Ｔを用いて受信アンテナ４からの交流信号Ｅｂをアンプの中間電位にクランプすればよい。このようにすれば受信アンテナ４からの交流信号Ｅｂを測定することが出来る。

抵抗接続による交流信号Ｅｂの減衰を避けるためには、図３８に示すように、電気的接続が直流のみ通せばよいことを想定してインダクタ７ＬＴを抵抗７Ｔと中間電位の間に直列接続すればよい。これにより交流信号が減衰するのを防ぐことが出来る。

しかしながら、図３７から図３８に示す構成では、電波の送受信では位相に殆ど変化が起こらないので、この方法では図３９に示すように位相検波は、受信アンテナ４からの交流信号Ｅｂの受信波形とほぼ同じ検波位相を持って、図中矢印で示したように、物体Ｏの変化を反映する受信波形の振幅の変化のみを見ることになる。従って受信波形の振幅は抵抗７ＬＴまたは抵抗７ＬＴ及びインダクタ７ＬＴとアンプ８の増幅率を調整して電源電圧の範囲に調整しなければならない。もし増幅率が低すぎると波形はＧＮＤレベルに張り付いて、しばらくこれから立ち上がれず、また高すぎると波形は電源電圧に張り付いてしまい、振幅の変化が観察できなくなるからである。ここで重要なのは抵抗７Ｔまたはインダクタ７ＬＴで設定する増幅率の上下には不感帯があってこの不感帯領域では感度が取れないことである。この作業は精密に行わなければならないが、この受信波形の振幅を決める条件は、受信アンテナ４を取り巻く外部環境の変化に影響されやすく、結果として検波結果はＳＮが悪く、ドリフトの大きいものとなる。

また更に厄介な問題として、物体Ｏが帯電している場合に重畳される静電気による影響により、被検波信号である受信波形が正負の何れかの電圧レベルに非対称に波形が張り付いてしまうことがある。この現象は検波結果をドリフトさせるが、このドリフトは被検物までの距離測定結果のエラーに他ならず、披検査物体Ｏは帯電していてはいけない、という致命的な制限を与えてしまう。

そこで、本発明は上記課題を解決し、感度を安定させ、静電気などによる外乱による計測値のエラーを回避することを可能とする近接センサを提供することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明の近接センサは下記記載の構成を採用するものである。

本発明の近接センサは、交流信号発生源と、交流信号発生源の信号に基づいて電波を送信する送信アンテナと、電波を受信する受信アンテナと、交流信号発生源からの信号を移相する第１の移相手段と、第１の移相手段で移相された信号と受信アンテナで受信した信号とを合成する合成手段と、合成手段で合成された合成信号を、交流信号発生源の信号で位相検波する位相検波手段と、を備えることを特徴とする。

更に、本発明の近接センサは、上記に記載の構成に加えて、第１の移相手段として、送信アンテナと合成手段とを接続する抵抗またはインダクタを備えることを特徴とする。

更に、本発明の近接センサは、上記に記載の構成に加えて、第１の移相手段および受信アンテナによる移相量に応じて、交流信号発生源からの信号を移相する第２の移相手段を備え、位相検波手段は、合成手段で合成された合成信号を、第２の移相手段で移相された信号で移相検波することを特徴とする。

更に、本発明の近接センサは、上記に記載の構成に加えて、位相検波手段は、２値化された合成信号を、２値化された交流信号発生源の信号で位相検波することを特徴とする。

更に、本発明の近接センサは、上記に記載の構成に加えて、受信アンテナと基準電位とを接続する抵抗を備えることを特徴とする。

更に、本発明の近接センサは、上記に記載の構成に加えて、受信アンテナと基準電位とを接続する抵抗及びインダクタを備えることを特徴とする。

更に、本発明の近接センサは、上記に記載の構成に加えて、受信アンテナで受信した信号を増幅する第１の増幅器と、第１の移相手段で移相された信号を増幅する第２の増幅器と、を備え、合成手段として、第１の増幅器と第２の増幅器とで増幅された信号を加算する加算器を備えることを特徴とする。

更に、本発明の近接センサは、上記に記載の構成に加えて、交流信号発生源と送信アンテナとの間に、交流信号発生源の回路の電源を昇圧する昇圧手段と、交流信号発生源の信号を、昇圧手段で昇圧された電源系で増幅する増幅手段と、を備えることを特徴とする。

更に、本発明の近接センサは、上記に記載の構成に加えて、交流信号発生源と送信アンテナとの間に、分周器を備えることを特徴とする。

更に、本発明の近接センサは、上記に記載の構成に加えて、交流信号発生源から発する電波を遮蔽する遮蔽手段を備えることを特徴とする。

更に、本発明の近接センサは、上記に記載の構成に加えて、移相検波手段の後段に、対数増幅回路を備えることを特徴とする。

本発明の近接センサは、交流信号発生源からの信号を移相した信号と、受信アンテナで受信した信号とを合成し、この合成された信号を交流信号発生源の信号で位相検波する。これにより、受信アンテナで受信した信号の変化を、交流信号発生源からの信号を移相した信号と受信アンテナで受信した信号との合成信号の位相の変化として検出することができ、アンテナで受信した信号をそのまま用いて位相検波を行う従来技術と比較して、感度を安定させ、静電気などによる外乱による計測値のエラーを回避することが出来る。

本発明の実施例１の近接センサの構成を示す回路図である。 本発明の実施例１の近接センサの動作を説明する波形図である。 本発明の実施例１の近接センサの動作を説明する波形図である。 本発明の実施例１の近接センサの構成を示す回路図である。 本発明の実施例１の近接センサの構成を示す回路図である。 本発明の実施例２の近接センサの構成を示す回路図である。 本発明の実施例３の近接センサの構成を示す回路図である。 本発明の実施例４の近接センサの構成を示す回路図である。 本発明の実施例５の近接センサの構成を示す回路図である。 本発明の実施例６の近接センサの構成を示す回路図である。 本発明の実施例７の近接センサの構成を示す回路図である。 本発明の実施例８の近接センサの構成を示す回路図である。 本発明の実施例９の近接センサの対数増幅回路の回路図である。 本発明の実施例１０及び実施例１１の近接センサの構成を示す回路図である。 本発明の実施例１１の近接センサの動作を説明する波形図である。 本発明の実施例１１の近接センサの動作を説明する波形図である。 本発明の実施例１１の近接センサの動作を説明する波形図である。 本発明の実施例１２の近接センサの構成を示す回路図である。 本発明の実施例１２の近接センサの動作を説明する波形図である。 送信アンテナおよび受信アンテナの構成例を示す説明図である。 送信アンテナおよび受信アンテナの構成例を示す説明図である。 送信アンテナおよび受信アンテナの構成例を示す説明図である。 送信アンテナおよび受信アンテナの構成例を示す説明図である。 送信アンテナおよび受信アンテナの構成例を示す説明図である。 送信アンテナおよび受信アンテナの構成例を示す説明図である。 アンテナに近づけた披検物体と当該センサの出力電圧の関係を示す説明図である。 透明基板上に形成した送信アンテナおよび受信アンテナの構成例を示す説明図である。 透明基板上に形成した送信アンテナおよび受信アンテナの構成例を示す説明図である。 透明基板上に形成した送信アンテナおよび受信アンテナの構成例を示す説明図である。 透明基板上に形成した送信アンテナおよび受信アンテナの構成例を示す説明図である。 透明基板上に形成した送信アンテナおよび受信アンテナの構成例を示す説明図である。 送信アンテナおよび受信アンテナの構成例を示す説明図である。 送信アンテナおよび受信アンテナの構成例を示す説明図である。 送信アンテナおよび受信アンテナの構成例を示す説明図である。 送信アンテナおよび受信アンテナの構成例を示す説明図である。 従来の近接センサの構成を示す回路図である。 従来の近接センサの構成を示す回路図である。 従来の近接センサの構成を示す回路図である。 従来の近接センサの動作を説明する波形図である。

以下、本発明の実施の形態を詳細に説明する。
［実施例１：図１〜図５］
まず、本発明の実施例１の近接センサの構成について説明する。図１は実施例１の近接センサ１ａの構成を示す回路図である。図１に示すように近接センサ１ａは、発振器２と、該発振器２で生成した低周波信号に基づいて交流信号Ｅａを被検査領域へ放射する送信アンテナ３を備える。

発振器２は、交流信号発生源の一例であり、例えば水晶振動子を用いて構成される。送信アンテナ３から放射される交流信号Ｅａは、その周波数及び強度の安定性が当該近接センサとしての出力の安定性を左右するので、周波数の安定度が高く、温度や経時変化等に対して安定な水晶振動子を用いるのが望ましい。

例えば、携帯機器などに使用されることを想定して低消費電力の構成を目指す為、ＶＬＦ帯の発振を可能とする音叉型水晶振動子を用いる。発振器の回路構成は低消費電力を考慮して時計などに用いられる、一般的なコルピッツ型発回路などでよい。

また、水晶振動子以外では、ＰＺＴ薄膜等の圧電素子とセラミックで構成した振動子（セラミック振動子）、同じくＰＺＴ薄膜等の圧電素子をＭＥＭＳで構成した振動体表面に形成したＭＥＭＳ振動子、タンタル酸リチウム単結晶、ニオブ酸リチウム単結晶またはランガサイトを用いた振動子などを用いて、発振器２を構成してもよい。

また、近接センサ１ａは、被検査領域からの交流信号Ｅｂを受信する受信アンテナ４と、送信アンテナ３と受信アンテナ４を電気的に接続する抵抗７を備える。

バッファ６は、発振器２へ後段の回路からの影響が及び、周波数や振幅に変化を生じるのを避ける為に設けられる。抵抗７は送信アンテナ３と受信アンテナ４の結合抵抗であり、抵抗器７の値が小さすぎると電気的結合が強くなりすぎ、一方、抵抗器７の値が大きすぎると電気的結合が弱すぎる。このため、抵抗器７の抵抗値の選択は重要である。本実施例１の場合、抵抗器９の抵抗値は０．５〜１ＭΩ程度が適当である。

さらに、近接センサ１ａは、受信アンテナ４の出力を増幅する増幅器８と、発振器２の出力信号で、受信アンテナ４で受信した信号を位相検波する位相検波器９を備える。さらに、近接センサ１ａは、位相検波器９の出力を平滑化するＬＰＦ（ローパスフィルタ）１０と、出力端子１１を備える。

次に、上述した構成を備える近接センサ１ａの動作について説明する。なお、以下の説明では、動作説明を明確にする為、位相検波器９で乗算する増幅器８からの参照信号は、予め２値化回路を用いて上下電源電圧を交互に変化し、位相情報のみを持つ矩形波に加工されたものを用いる。それ以外の信号は、矩形波と正弦波のいずれであっても効果は変わらないが、本説明においては全て正弦波とする。ここで、実際に発振回路の波形を正弦波にする為には発振回路にＡＧＣが必要である。

まず、図１において、発振器２により低周波信号を発生させ、送信アンテナ３により被検査領域へ交流信号Ｅａを放射する。送信アンテナ３から放射した交流信号Ｅａは、被検査領域に、この領域に存在する大気，誘電体および導体等により決定される電磁界を形成する。受信アンテナ４は、被検査領域に形成される電磁界に応じた交流信号Ｅｂを受信する。

この時、被検査領域に存在する物が一切動かなければ、送信アンテナ３が送信する交流信号Ｅａが形成する電磁界は定常的な状態となり、受信アンテナ４が受信する交流信号Ｅｂは安定した位相と振幅を持つ。しかし、この領域へ例えば人間の指等の適度な誘電率を備えた被検査物体Ｏが浸入すると、電磁界が擾乱を受けて変化する。この結果受信アンテナ４が受信する交流信号Ｅｂの位相と主に振幅が変化する。位相の変化は非常に小さく、主に振幅が変化する。

図２は、本発明の実施例１の近接センサの動作を説明する波形図である。実施例１においては、図１に示す様に増幅器８の入力は発振回路の出力であるバッファ６の出力に大きな抵抗７を用いて接続してある。バッファ６からの出力は発振器２より電源電圧の中間電位を中心にした交流という性質を引き継いでいるので、交流の平均値はこの接続で電源電圧の中間電位へのクランプが実現する。

また、この構成により、大きな値の抵抗７と実際の回路素子の持つ小さな寄生容量５とによりバッファ６の出力とアンプ８の入力の間にはローパスフィルタが形成される。この抵抗７と寄生容量５とからなるローパスフィルタが、第１の移相手段として、バッファ６の出力とアンプ８の入力の間に信号波形の位相差を生じさせる。第１の移相手段により移
相された信号を図２の移相発信波形で示す。

一方、受信アンテナ４からの交流信号Ｅｂは、発信アンテナ３からの交流信号Ｅａとの間で位相差を生じない。受信アンテナ４で受信した信号を、図２の受信波形で示す。また、抵抗７と受信アンテナ４とは接続されており、この接続により、受信アンテナ４からの交流信号Ｅｂと、抵抗７からの出力信号とが合成される。この抵抗７と受信アンテナ４との接続は、合成手段の一例である。この合成信号の波形を図２の合成波形で示す。

図３は、合成波形の変化の説明図である。図３に示すように、物体Ｏの変化を反映する受信波形の振幅の変化により、この合成波形は振幅及び位相が変化する。すなわち、物体Ｏの変化を反映する受信波形の振幅の変化は、合成波形が受信波形と同相の検波位置で検波されることで、合成波形の振幅及び位相の変化として検出される。

抵抗７及び寄生容量５によって生成される移相発信波形を抵抗７の値またはアンプ８の増幅率を調整することによりその振幅が電源電圧を超えるように調整しておくと、移相発信波形及び合成波形は電源電圧によりその振幅を制限されて台形波形または矩形波形となり、受信波形による変化は合成波形の位相のみに反映されることになる。このような状態では各々の波形の微妙な振幅調整は不要となり、振幅を変化させる環境要因は除外されるので、結果的に検波結果のＳＮは向上する。

また、移相発信波形に比較して受信波形の振幅を小さくなるように各々の信号を調整しておくことにより、物体Ｏが帯電している場合に重畳される静電気による影響により、被検波信号が正負の何れかの電圧レベルに非対称に張り付いてしまう現象を極力抑えることが出来、物体Ｏの帯電に影響されないロバストな近接センサを実現することが出来る。この移相発信波形に比較して受信波形の振幅を小さくなるように各々の信号を調整することは、抵抗７と寄生容量５の値を調整することにより行う。抵抗７を大きくすると受信アンテナ４からの信号の比率が大きくなる。また、寄生容量５の値を大きくすると、やはり受信アンテナ４からの信号の比率が大きくなる。全体のレベル調整はアンプ８で行う。

このような構成は、図４に示す近接センサ１ｂのように、抵抗７の代わりにインダクタ７Ｌを用いたり、または図５に示す近接センサ１ｃのように抵抗７の代わりに抵抗７及びインダクタ７Ｍの直列接続を用いることでも実現できる。またこれらの構成において図１、図４および図５に破線で示した寄生容量５は、その容量値の安定の為に、想定される寄生容量よりも少し大きめの値のコンデンサを実際に回路に追加しておいても良い。

上述したように、被検査領域に例えば人間の指等の適度な誘電率を備えた被検物体Ｏが進入すると、電磁界が擾乱を受けて変化する。この結果受信アンテナ４が受信する交流信号Ｅｂの位相と振幅は変化するので位相検波器９の出力は変化し、これを平滑化する平滑器１０からの直流出力は変化する。この直流出力の変化によって被検物体Ｏの存在、運動を知る事が出来る。

ここで注意を要するのは、送信アンテナ３により形成される被検査領域の電磁界は、被検査領域の物体の配置により変化し、また、送信アンテナ３と受信アンテナ４から見た被検査領域は、電磁波の形成される範囲と解釈すると、原理的には無限遠方にまで及んでしまう。よって、本実施例の近接センサがノイズに埋もれないで感知できる領域を被検査領域と定義し、送信アンテナ３と受信アンテナ４を設置した環境での出力をバックグラウンドとし、被検査物体Ｏによる電磁波の擾乱による変化はこのバックグラウンド出力からの変化として捉える必要がある。

［実施例２：図６］
次に、本発明の実施例２の近接センサの構成について説明する。図６は、実施例２の近接センサ２ｃの構成を示す回路図である。図６に示すように、実施例２の近接センサ２ｃは、図１に示す実施例１の近接センサ１ａに加えて、基準電位と受信アンテナ４とを接続する抵抗７Ｔ及びインダクタ７ＬＴを有する。

発振回路２の出力をバッファ６により増強した信号は発信アンテナ３により空中に放射され、受信アンテナ４により受信されるが、図６に示す近接センサ２ｃでは、この受信波形は抵抗７Ｔ及びインダクタ７ＬＴにより基準電圧レベルが調整される。図１で説明した実施例１の近接センサ１ａと同様に、この受信波形はバッファ６と接続する抵抗と寄生容量５により移相されたバッファ６からの位相発信波形と重畳された後にアンプ８に入力する。

この合成波形を位相検波器９によりバッファ６からの参照信号で位相検波されることによりこの信号をＬＰＦ１０で平滑化した結果の出力端子１１から出力される出力は受信アンテナ４からの情報が合成波形の位相変化として観測される。このような構成により、実施例１で示したＳＮ向上と被検物の帯電による影響を取り除く効果は発揮される。図６では、受信波形のレベル調整のため、受信アンテナと基準電位を接続する上記抵抗とインダクタを備える例を示したが、受信アンテナと基準電位を抵抗だけ、または、インダクタだけ接続する構成としても良い。

［実施例３：図７］
次に、本発明の実施例３の近接センサの構成について説明する。図７は、実施例３の近接センサ３ａの構成を示す回路図である。図１、図４〜図６に示した、回路構成においては、各々の波形の合成において抵抗７やコンデンサ８の値に制限が課せられる。

図７に示す近接センサ３ａでは、受信アンテナ４からの入力信号を抵抗７Ｕにより基準電位に接地してレベル合わせした信号と、発振回路２からの信号を抵抗７Ｔ及びコンデンサ５Ｓを用いたローパスフィルタで移相した信号とを、各々増幅器６Ｓ１（第１の増幅器）及び増幅器６Ｓ２（第２の増幅器）によって任意の電圧に増幅した後に加算回路１２により合成する。ここで、抵抗７Ｓ及びコンデンサ５Ｓを用いたローパスフィルタは第１の移相手段の一例であり、加算器１２は合成手段の一例である。

加算器１２により得られた合成信号を、検波器９を用いて発振回路２の信号で位相検波する。このような構成とすることにより、図７に示す近接センサ３ａは、各々の信号の合成時の振幅に、自由度を持たせることが出来る。

［実施例４：図８］
次に、本発明の実施例４の近接センサについて説明する。図８は実施例４の近接センサ１ｄの構成を示す回路図である。図８に示すように、実施例４の近接センサ１ｄは、実施例１の近接センサ１ａの構成において、発振器２と送信アンテナ３の間に、発振器２の回路の電源を昇圧する昇圧回路３０と、昇圧回路３０で昇圧された電源系で交流信号発生源の信号を増幅する増幅回路３１と、を備える。昇圧回路３０は昇圧手段の一例であり、増幅回路３１は増幅手段の一例である。

このような構成とすることにより、発振器２から出力する信号が昇圧回路３０および増幅回路３１により電圧増幅され、本装置が使用する電源電圧に比べて電圧増幅された該信号に基づいて送信アンテナ３により強い電磁波の交流信号Ｅａが被検査領域へ放射される。

よって、実施例４の近接センサ１ｄは、使用する電源の電圧が例えば３Ｖ及び５Ｖとい
った低い電源電圧であっても、実施例１の近接センサ１ａと比較して、広い被検査領域で被検物体Ｏの距離検出を行うことが可能となる。

［実施例５：図９］
次に、本発明の実施例５の近接センサの構成について説明する。図９は、実施例５の近接センサ１Ｘの構成を示す回路図である。図９に示すように、実施例５の近接センサ１Ｘは、一つの発振器２及び送信アンテナ３と、複数の受信アンテナ４及び移相検波器９を用いて、複数の近接センサを実現したものである。

図９に示す近接センサ１Ｘは、一つの発振回路２及び一つの発信アンテナ３を共用して発信した電波を、受信アンテナ４Ｒ、４Ｌ、４Ｕ、４Ｄで各々受信した場合、各々の増幅器８Ｒ、８Ｌ、８Ｕ、８Ｄには、各々の受信アンテナによる異なる情報を反映した信号が入力する。各アンプの出力信号を各々同じ発振器２の信号であるバッファ６からの参照信号で位相検波したとしても、各ＬＰＦ１０Ｒ、１０Ｌ、１０Ｕ、１０Ｄで平滑化した各出力端子１１Ｒ、１１Ｌ、１１Ｕ、１１Ｄからは別々の出力が得られ、これらは各々受信アンテナ４Ｒ、４Ｌ、４Ｕ、４Ｄからの信号を反映しており、４つの近接センサを実現できる。

また、図９に示す近接センサ１Ｘは、第１の移相手段として、送信アンテナ３と各受信アンテナ４Ｒ、４Ｌ、４Ｕ、４Ｄとを接続する抵抗７Ｒ、７Ｌ、７Ｕ、７Ｄを備える。ここで、抵抗により全てのアンテナが結合されて互いの入力に影響が出ることが心配されるが、送信アンテナ３はバッファ６の出力により安定な状態に保たれるので、各受信アンテナからの信号は他のアンテナに到達するまでに抵抗により減衰するので、各受信アンテナ間の混信が発生することはなく、４つの近接センサを実現できる。また、単一の第１の移相手段を用いて移相を行ない、バッファ等を用いてこの信号を各受信アンテナに分配すれば、複数の移送手段を用いなくても、これらの混信を避ける構成を実現できる。

［実施例６：図１０］
次に、本発明の実施例６の近接センサの構成について説明する。図１０は、実施例６の近接センサ１Ｙの構成を示す回路図である。図１０に示すように、実施例６の近接センサ１Ｙは、複数の周波数の異なる発振器２及び送信アンテナ３と、一つの受信アンテナ４及び複数の移相検波器９を用いて、複数の近接センサを実現したものである。

図１０に示す近接センサ１Ｙは、周波数の異なる複数の発振回路２Ｒ、２Ｌ、２Ｕ、２Ｄ及び複数の発信アンテナ３Ｒ、３Ｌ、３Ｕ、３Ｄを用いて発信した電波を、受信アンテナ４を共有して受信した場合、各々のアンプ８Ｒ、８Ｌ、８Ｕ、８Ｄには、各々のアンテナによる異なる情報を反映した信号が入力する。

同じ受信アンテナ４から入力して混合されたとはいえ、各アンプの出力信号は各々周波数の異なる複数の発振回路２Ｒ、２Ｌ、２Ｕ、２Ｄの信号であるバッファ６Ｒ、６Ｌ、６Ｕ、６Ｄからの周波数と位相の異なる参照信号で位相検波することにより、各ＬＰＦ１０Ｒ、１０Ｌ、１０Ｕ、１０Ｄで平滑化した各出力端子１１Ｒ、１１Ｌ、１１Ｕ、１１Ｄからは別々の出力が得られ、これらは各々受信アンテナ４Ｒ、４Ｌ、４Ｕ、４Ｄからの信号を反映しており、４つの近接センサを実現できる。

また、図１０に示す近接センサ１Ｙは、各出力アンテナ３Ｒ、３Ｌ、３Ｕ、３Ｄと受信アンテナ４が抵抗７Ｒ、７Ｌ、７Ｕ、７Ｄにより連結されている。ここでは抵抗による連結により全てのアンテナが結合されて互いの入力に影響が出ることが心配されるが、出力アンテナは各バッファ６Ｒ、６Ｌ、６Ｕ、６Ｄの出力により安定な状態に保たれ、また周波数及び位相が異なるので、各送信アンテナ間の混信が発生することはなく、この場合も
４つの近接センサを実現できる。

一般に位相検波器は極めて鋭いバンドパスフィルタと見ることが出来ると説明されており、実際に異なる周波数の交流信号を排他的に検出することが出来る。しかし、周波数差が小さい場合はやはり混信が発生する。複数の発振器の周波数が近い場合の共振現象などを含めて各々の発振器に使用する周波数差は、ＶＬＦ帯を使用する場合でも１００Ｈｚ程度以上離しておく必要がある。更に高周波を使用する場合も、複数の近接センサを使用する場合は、使用する周波数の１％程度以上の周波数差を各々持たせておくと良い。

また、図１０に示す近接センサ１Ｙにおいて、周波数の異なる発振器２、送信アンテナ３及び複数の移相検波器９を奇数備え、各位相検波器９の出力から、多数決処理により正しい出力を決定する判定手段を更に備えても良い。この構成により、発振器２と近い周波数の雑音電波源が当該近接センサの周囲に存在する場合であっても、この雑音電波の影響を排除することが可能となる。

図９および図１０では、第１の移相手段として、送信アンテナ３と受信アンテナ４とを接続する抵抗を備える例を示した。しかし、本発明はこれに限定されるものではなく、図９および図１０に示す近接センサにおいて、図４および図５に示すように、第１の移相手段として、インダクタ又は、インダクタ及び抵抗をくみあわせたものを備えても良い。

また、図９および図１０に示す近接センサにおいて、図６（実施例２）に示すように、受信アンテナ４と基準電位とを接続する抵抗およびインダクタを備えても良い。更に、図９および図１０に示す近接センサにおいて、図７（実施例３）に示すように、受信アンテナで受信した信号を増幅する第１の増幅器と、第１の移相手段で移相された信号を増幅する第２の増幅器と、を備え、第１の増幅器と第２の増幅器とで増幅された信号を加算する加算器を備えた構成としても良い。更に、図９および図１０に示す近接センサにおいて、図８（実施例４）に示すように、交流信号発生源と送信アンテナとの間に、交流信号発生源の回路の電源を昇圧する昇圧手段と、交流信号発生源の信号を、昇圧手段で昇圧された電源系で増幅する増幅手段とを備える構成としても良い。

［実施例７：図１１］
次に、本発明の実施例７の近接センサの構成について説明する。図１１は、実施例７の近接センサ１Ｚの構成を示す回路図である。前述したように、一般に位相検波器は極めて鋭いバンドパスフィルタと見ることができ、異なる周波数の交流信号を排他的に検出することが出来る。しかし、周波数差が小さい場合は混信が発生する。複数の発振器の周波数が近い場合の共振現象などを含めて各々の発振器に使用する周波数差は、ＶＬＦ帯を使用する場合でも１００Ｈｚ程度以上離しておく必要があるが、前述した各実施例の近接センサの近辺に、使用する発振器と近い周波数の電波発信源が存在すると、当該近接センサは誤動作を生じてしまう。実施例７の近接センサ１Ｚは、この問題を解決するための構成である。

実施例７の近接センサ１Ｚでは、発振器２は、位相検波で使用する周波数帯よりも一桁以上高い発振周波数を持つものとする。例えば数ＭＨｚの発振周波数を持つＡＴカット水晶振動子などを用いたコルピッツ発振回路などで良い。例えばインバータ等で構成したバッファ６を通した出力は矩形波であるが、これを分周器１３Ａに入力し、数十ＫＨｚ程度の周波数として、送信アンテナ３より放出し、受信アンテナ４で受信した信号を分周器１３Ａで分周した信号を参照信号として位相検波器９により検出する構成とする。

実施例７の近接センサ１Ｚでは、分周器１３Ａの分周比を任意に設定できるようにしておくことで外部環境に存在する電波の周波数と近接センサ１Ｚの使用する周波数を離すこ
とができる。これにより、外部の電波環境による影響を避ける機能を持たせるものである。

また、消費電力が問題となる場合は、低周波発振器を用いて参照パルスを発生しておき、ＲＣ発振器で発生させた周波数を参照パルスの整数倍に合わせる、所謂ＰＬＬで任意周波数を発生させても良い。何れの場合も、発振器及び分周器の部分を接地した導体で囲む等の、発振器２の発振部分から発生する電波を遮断するシールド（遮断手段）を備え、この周波数が外部の電波に影響されない構造を取ることができる。これにより、発振器２の原発振の電波による影響を抑えることが可能となる。

［実施例８：図１２］
次に、本発明の実施例８の近接センサの構成について説明する。図１２は、実施例８の近接センサ１Ｕの構成を示す回路図である。実施例８の近接センサ１Ｕは、複数の近接センサ及びアンテナを用いて、電波環境による影響を避ける機能を持たせるものである。近接センサが自動機に組み込まれている場合などには、実施例７で説明したような、外部電波に影響されないための周波数の退避が、自動的に行われる必要がある。

図１２に示す実施例８の近接センサ１Ｕでは、発振回路２で発生させた周波数を、分周器１３Ｂによって３つの分周比に分周させ、各々の周波数に対して近接センサを構成している。また、図１２に示す近接センサ１Ｕにおいて、各位相検波器９Ｘ、９Ｙ，９Ｚの出力から、多数決処理により正しい出力を決定する判定手段を更に備えても良い。この構成により、発振器２と近い周波数の雑音電波源が当該近接センサの周囲に存在する場合であっても、この雑音電波の影響を排除することが可能となる。ここで、実施例５で説明したように、これら３つの近接センサの送信アンテナ３Ｘ、３Ｙ、３Ｚは同一のものであっても構わず、受信アンテナ４Ｘ、４Ｙ、４Ｚは同一のものであっても構わない。

［実施例９：図１３］
次に、本発明の実施例９の近接センサの構成について説明する。図１３は、実施例９の近接センサで用いられる対数増幅回路の回路図である。上述した実施例８の構成は、自動機械に組み込まれ、その信頼性を改善することを想定している。このような場合出力端子１１からの出力１１はＡＤコンバータによってデジタル化した後に利用されることが多い。しかしながら後述する図２２のように、アンテナの形状を点状とリング状として感度をアンテナと被検物体との距離のみに依存させた場合、その感度は距離に反比例する。

距離に反比例する出力は距離が小さい地点、即ちアンテナ近傍で出力が非常に大きくなる。一方アンテナから距離の大きな領域では出力は小さくなる。従ってアンテナから遠方の領域での距離分解能を確保して電位を均等にＡＤ変換すると、全体として非常に高い分解能のＡＤコンバータを使用しなければならない。

高分解能のＡＤコンバータは回路規模が大きく、歩留まりよく製造することが困難なので、実施例９においては、近接センサの出力を図１３に示すような対数増幅回路を用いて増幅した後にＡＤ変換して使用する。これにより高い電圧を発生するアンテナ近傍の領域の電圧はその変化率が小さくなり、結果として分解能の低い低精度のＡＤ変換器を使用する事ができる。

図１３に示す対数増幅回路の動作について説明する。図１３にはオペアンプ１８、入力抵抗１９及び帰還抵抗の代わりのトランジスタ１７の接続を示してある。基本的な動作はオペアンプ１８による反転増幅であり、オペアンプの反転入力端子には抵抗１９が、そしてオペアンプ１８の出力端子と反転入力端子の間には帰還率を変更するためにトランジスタのエミッタとコレクタが接続してある。オペアンプ１８の基準電位を与える正入力端子
は設置してある。この回路で、抵抗１９を流れる電流I１９はバーチャルショートにより、入力電圧を∨１９とすると、I１９＝∨１９／Ｒ１９になる。この電流はオペアンプの帰還電流としてトランジスタ１８に流れるので，トランジスタの性質として、トランジスタのベースエミッタ間電圧∨ＢＥは一般に定数をＫとして、∨ＢＥ＝ＫｌｏｇＩ１９、即ち∨ＢＥ＝Ｋｌｏｇ（∨１９／Ｒ１９）となる。出力電圧∨Ｏは、バーチャルショートから見た電位なので、∨Ｏ＝―Ｋｌｏｇ（∨１９／Ｒ１９）となり、入力電圧∨１９の対数がＶＯとして出力される。

［実施例１０：図１４］
次に、本発明の実施例１０の近接センサの構成について説明する。図１４は、実施例１０の近接センサ１Ｖの構成を示す回路図である。図１４に示すように、実施例１０の近接センサ１Ｖは、検波器９に用いる位相検波用の参照信号の位相を抵抗７Ｂ，コンデンサ５Ｂ及びアンプ８Ｂを用いて移相して使用する。

図１に示す実施例１では受信アンテナ４からの情報を、発振波形を抵抗７及びコンデンサ５を用いて移相して受信アンテナ４からの信号に合成して合成波形の移相変化情報に直して使用しているが、この移相操作の為のローパスフィルタに用いる抵抗７及びコンデンサ５は温度特性を持っており各々の電気的定数が変化する。これら定数の温度変化は前記移相量を変化させる為、実施例１のセンサの出力は結果として温度ドリフト特性を持ち、センサの精度を低下させる。実施例１０は、この温度ドリフトを低減させる構成を説明するものであり、センサとしての実用的な性能を向上させる構成について説明する。

さて、実施例１で受信アンテナ４からの情報が無い場合、発振波形を抵抗７及びコンデンサ５を用いて移相した信号のみが検波器９に送られる。従ってこの移相した発振波形の検波結果がセンサ出力の出力が０の点を与えることになる。本実施例が問題にしている温度ドリフトとは、このセンサ０点出力の温度ドリフトのことであるが、発振波形を用いて移相した発振波形を検波する本構成では、ドリフトの原因の殆どは、移相の過程で発生する。具体的な要因は上述したように、移相操作の為のローパスフィルタに用いる抵抗７及びコンデンサ５は温度特性を持っており各々の電気的定数が変化する為である。

そこで、実施例１０では検波用の参照信号を移相して使用することとする。即ち参照信号を第２の移相手段として抵抗７Ｂ及びコンデンサ５Ｂを用いてローパスフィルタを形成することにより移相した後、アンプ８Ｂを通して波形を整形することとする。更に受信部では、アンテナ４を設置するにあたり、アンテナ４自身及びアンテナ４設置場所までの電気的接続部のシールド線の持つ容量成分による位相の変化が発生しているので、本補正はこれらの容量と同量の容量付加を行うことにより完全なものとなる。即ち、図には示していないが、抵抗７及びコンデンサ５の連結部からアンテナ４までの電気的結線に使用する同軸ケーブルと同じものを、抵抗７Ｂ及びコンデンサ５Ｂの連結部に接続しておくとよい。またこの先端にアンテナ４と同等の容量を持つダミーアンテナを接続しておくとより補正の完成度が向上する。

アンテナ部の容量が小さい場合は、アンプ移相用に用いる抵抗７Ｂ及びコンデンサ５Ｂに使用する素子は抵抗７及びコンデンサ５に用いるものとほぼ同じものを使用する。アンテナ部の容量が大きい場合は、アンテナ４と同等の容量を持ち、外部からシールドされた図示しないアンテナ４Ｂを抵抗７Ｂとコンデンサ５Ｂの接合部に接続するか、コンデンサ５Ｂの容量を調整して、検波部の移相量をアンテナ４による位相量に合わせるとよい。このような構成を用いることにより、受信波形に合成する移相発振波形と検波用に使用する移相発振波形はほぼ同じ信号となり、各々の回路素子の温度特性により各々の信号に発生する温度変化はほぼ同等となり、検波器９により検波された結果は各々の素子の温度変化に影響されず、結果として実施例１０では温度ドリフトの少ないセンサを実現することが
できる。

［実施例１１：図１４〜図１７］
次に、本発明の実施例１１の近接センサの構成について説明する。実施例１１の近接センサは、図２０に示す実施例１０の近接センサにおいて、発振器２からの信号を補強するバッファ６に使用するアンプの増幅率を非常に大きく取り、電源電圧を充分超えるまで増幅し、本実施例ではコンパレータとして使用する。

コンパレータにより矩形波を生成して使用するのであれば、発振器２はＡＧＣ回路を付加して予め正弦波にする必要もなく、使用する電源により電力が制限されるため自動的に擬似的なレシオメトリックが実現し、本センサの出力をＡＤコンバータを用いてデジタル化して使用する場合などは電源を共有することにより電源電圧変動の影響をキャンセルすることができる。

また、発振波形が矩形波ならば、周波数が高いが、安価で周波数の温度特性に優れた例えば水晶のＡＴカット振動子を用いた発振器を用いることができ、ＦＦ等のデジタル回路を使用することにより周波数を分周すれば１つの発振器で様々な周波数を使用できる。

発振波形を矩形波としてしまうことにより、波形の持つ振幅情報は失われ、温度特性として考慮する必要はなくなるので、温度の影響は位相情報だけに反映されることとなり、本実施例１１に於いては実施例１０の場合に比べて更に温度特性の向上が期待できる。

発振波形以下全ての信号を矩形波にした場合の動作を以下詳細に説明する。図１５に示すようにコンパレータ６により発振器の生成する発振波形が電圧レベルで制限される矩形波となると、移相発振波形はローパスフィルタの出口でノコギリ状の波形となるが、受信波形と合成後に再度アンプ８により充分な振幅まで増幅すると、移相発振波形は検波位置を示す発振波形を数十度移相した矩形波となる。また、受信波形が０でない場合に移相発振波形と合成後にアンプ８により充分な振幅まで増幅すると、合成波形は移相発振波形が受信波形の影響で更に移相された矩形波となる。

次に検波の実態を図１６を用いて説明する。図１６には、６段に亘って矩形波の波形を示してある。矩形波の下端はＧＮＤ電位を示す０レベル、上端は電源電圧を示す１レベルを表すものとする。まず、最上段には、検波位置を示す発振波形を記す。２段目には移相発振波形を示すが、移相発振波形は発振波形か位相が例えば右方向に数十度ずれた、即ち遅れた波形として示してある。３段目には移相発振波形に受信波形を合成した合成波形を示すが、ここでは数度程度左に移相し、受信波形により位相が進んだ様子を示してある。

４段目には、初段の検波位置を示す発振波形により２段目の移相発振波形が検波された結果を示す。検波は発振波形による移相発振波形の論理積操作と同じであり、１レベルの区間が減少した様子が示されている。センサの０点はこの信号をＬＰＦに通して直流とした電圧レベルで示される。５段目には、初段の検波位置を示す発振波形により３段目の合成波形が検波された結果を示す。検波は発振波形による合成波形の論理積操作と同じであり、４段目に示した受信波形が無い場合に比べて、この信号をＬＰＦに通して直流とした電圧レベルが上昇するであろう様子が示されている。６段目には４段目に示した検波後の移相発振波形と検波後の合成波形の差異を示した。受信波形による影響はこの６段目の波形をＬＰＦで平滑化して得られる電圧レベルとして捉えることができる。

ここで述べた移相発振波形の移相は上述の抵抗７及びコンデンサ５により成されたものであるが、この移相量は数十度と大きい。大きな移相を実現できることは、回路素子の温度変化の影響が大きいことを意味している。

次に図１７を用いて、検波用の参照信号を移相した場合について説明する。図１７には、図１６と同様に６段に亘って矩形波の波形を示してある。矩形波の下端はＧＮＤ電位を示す０レベル、上端は電源電圧を示す１レベルを表すものとする。まず、最上段には、検波位置用の発振波形を抵抗７Ｂ及びコンデンサ５Ｂにより移相し、アンプ８Ｂにより２値化した様子を記す。２段目には移相発振波形を示すが、移相発振波形は発振波形を抵抗７及びコンデンサ５により移相し、アンプ８により２値化したものだが、これは１段目に示した移相検波位置とほぼ同じものになる。３段目には移相発振波形に受信波形を合成した合成波形を示すが、ここでは数度程度左に移相し、受信波形により位相が進んだ様子を示してある。

４段目には、初段の検波位置を示す発振波形により２段目の移相発振波形が検波された結果を示す。検波は発振波形による移相発振波形の論理積操作と同じであり、双方がほぼ同等の移相を受けたため双方とほぼ同じになる様子が示されている。センサの０点はこの信号をＬＰＦに通して直流とした電圧レベルで示される。５段目には、初段の検波位置を示す発振波形により３段目の合成波形が検波された結果を示す。検波は発振波形による合成波形の論理積操作と同じであり、４段目に示した受信波形が無い場合に比べて、この信号をＬＰＦに通して直流とした電圧レベルが下降するであろう様子が示されている。６段目には４段目に示した検波後の移相発振波形と検波後の合成波形の差異を示した。受信波形による影響はこの６段目の波形をＬＰＦで平滑化して得られる電圧レベルとして捉えることができるが、この量は検波用の波形の移相によって変化しないことが示される。

ここで述べた移相発振波形の移相は上述の抵抗７及びコンデンサ５により成されたものであるが、この移相量は数十度と大きい。一方、検波用の移相発振波形の移相は上述の抵抗７Ｂ及びコンデンサ５Ｂにより成されたものであるが、この移相量も数十度と大きい。大きな移相を実現できることは、回路素子の温度変化の影響が大きいことを意味しているが、双方同等の移相量としたことで、回路素子の温度変化による位相ズレの影響は互いに打ち消され、検波結果に殆ど影響しなくなる。また検波用波形の移相により受信波形の影響が検波結果の電圧出力の方向に影響することには注意を要する。

［実施例１２：図１８〜図１９］
次に、本発明の実施例１２の近接センサの構成について説明する。本実施例に於いてもバッファ６にはコンパレータの機能を持たせ、これ以降の信号には矩形波信号を用いている。図１８は、実施例１２の近接センサ１Ｗの構成を示す回路図である。本回路に於いては位相検波に乗算素子を用いず、排他的論理和素子を用いている。これまでの説明で示したように、矩形波信号においてはデジタル回路に於ける演算が適用できる。位相検波には通常乗算素子を想定しているが、実施例１１に於いては論理積素子を用いた。本実施例を説明する図１８に於いて使用する素子として実施例１１の説明に用いた図１４に示した構成と異なるのは、この位相検波用の論理積素子が排他的論理和素子９９に置き換わったことだけである。

図１９を用いて本実施例の動作を説明する。図１９には、図１７と類似に５段に亘って矩形波の波形を示してある。矩形波の下端はＧＮＤ電位を示す０レベル、上端は電源電圧を示す１レベルを表すものとする。まず、最上段には、検波位置用の発振波形を抵抗７Ｂ及びコンデンサ５Ｂにより移相し、アンプ８Ｂにより２値化した様子を記す。２段目には移相発振波形を示すが、移相発振波形は発振波形を抵抗７及びコンデンサ５により移相し、アンプ８により２値化したものだが、これは１段目に示した移相検波位置とほぼ同じものになる。３段目には移相発振波形に受信波形を合成した合成波形を示すが、ここでは数度程度左に移相し、受信波形により位相が進んだ様子を示してある。

４段目には、初段の検波位置を示す発振波形により２段目の移相発振波形が排他的論理和された結果を示す。排他的論理和操作は２つの信号に相違がなければ出力は０になるので、この操作により、出力が全て０になる様子が示してある。５段目には、初段の検波位置を示す発振波形により３段目の合成波形が排他的論理和された結果を示す。排他的論理和により受信波形により位相の変化した合成波形は、この位相の変化分だけ初段に示した参照信号と異なり、４段目に示した全く差異が無い場合に比べて、位相ズレの発生を反映する信号の全てのエッジに１の信号が発生する。５段目に示した受信波形を反映する排他的論理和の波形は、実施例１１に示した受信波形を反映する論理積波形に比べて１となる量が丁度２倍になっている。これは論理積に於いては矩形波信号の変化における立ち上がりもしくは立ち下がりの一方の情報のみ捉えるのに対して、排他的論理和ではその双方の情報を捉えることができることを反映している。別の言い方では、実施例１１の構成が半波整流だったのに対して本実施例の構成では全波整流を実現していることになる。

このように本実施例では論理積による矩形波検波を排他的論理和による矩形波検波に置き換えただけで、２倍の情報が取れる全波整流を実現している。

［送信アンテナおよび受信アンテナの構成例：図２０〜図３５］
次に、上述した近接センサの各実施例に用いられる送信アンテナ３および受信アンテナ４の構成について説明する。図２０から図３５は、送信アンテナ３および受信アンテナ４の構成の説明図である。

上述した各実施例の近接センサにおいて、送信アンテナ３および受信アンテナ４の配置には工夫を要する。アンテナの効率を考えると、図２０に示すように平面状の送信アンテナ３ａ、受信アンテナ４ａを平行に配置し、または図２１に示すように各々を棒状の送信アンテナ３ｂ、受信アンテナ４ｂを平行に配置し、各アンテナの間の空間領域に被検物体が接近するのを検知する構成が、最も電磁波の伝わり方の変化が大きく、センサとしての感度が大きい。また、配線部の信号の受信、送信への影響を抑えるため、配線部には、シールド１５、１６を設けることが望ましい。

しかしながら、図２０および図２１に示すアンテナの構成では、被検物体とアンテナとの距離が同じであっても、アンテナに対する被検物体の移動方向が異なると、近接センサの出力が異なるものとなってしまう。
以下に、図２２から図２５を用いて、近接センサの出力がアンテナに対する被検物体の移動方向に依存せず、アンテナと被検物体の距離に依存する送信アンテナ３および受信アンテナ４の構成について説明する。

図２２に示すアンテナの構成は、棒状の送信アンテナ３ｃと、この棒状の送信アンテナ３ｃが延びた方向に垂直な面内で、棒状の送信アンテナ３ｃから等しい距離に配置されたリング状の受信アンテナ４ｃと、を備える。棒状の送信アンテナ３ｃには、先端の微小部分を除く箇所にシールド１５が設けられ、リング状の受信アンテナ４ｃには、リング部を除く箇所にシールド１６が設けられる。

図２２に示す構成のアンテナでは、送信アンテナ３ｃから送信される電磁波は、送信アンテナ３ｃの棒状部分を中心として対称となる。また、図２２に示す構成のアンテナでは、受信アンテナ４ｃのリング径を小さくすると、送信アンテナ３ｃから受信アンテナ４ｃに形成される電磁界は、所定の距離だけ離れた位置からは中心対称とみることができる。
よって、図２２に示す構成のアンテナは、近接センサの出力がアンテナに対する被検物体の移動方向に依存せず、アンテナと被検物体の距離に依存するものとすることができる。

図２３に示す構成のアンテナは、図２２に示す構成のアンテナにおいて、同心円状の複数のリングが接合された受信アンテナ４ｄを備える。図２４に示す構成のアンテナは、図２２に示す構成のアンテナにおいて、複数回巻かれたコイル状の受信アンテナ４ｅを備える。図２３、図２４のような構成にすることで、アンテナの受信感度を向上させることが可能となる。アンテナの受信感度は、リングの数に応じて増加する。

図２５に示す構成のアンテナは、図２４に示す構成のアンテナにおいて、複数回巻かれたコイル状の先端部を有する送信アンテナ３ｄを備える。このように構成することにより、送信アンテナとして機能する領域を増加させ、送信アンテナの出力を向上させることができる。この送信アンテナ３ｄと、図２２から図２４に示す受信アンテナ４ｃ、４ｄとを組み合わせても良い。

図２６は、図２５に示す構成のアンテナを備えた実施例３の近接センサ１ｃを用いて実験を行い、その実験結果として得られた、アンテナに近づけた披検物体と当該センサの出力電圧の関係を示す。披検物体として人の指を用いている。図２６において、横軸（Ｘ軸）はアンテナの中心部から被検物体までの距離を示し、縦軸（Y軸）に当該センサの出力
電圧を示す。図２６の実線は当該センサの出力を示し、破線はＹ＝３０００／Ｘ−５０で近似した線を示している。

この実験に用いた近接センサの出力は直流である。図２６では、出力電圧を、この近接センサから被検物体が充分離れている時の出力値からの差分値で示してある。この実験に用いた近接センサの出力は２ｍＶｒｍｓ程度のノイズを持っており、図２６に示す様に５ｃｍを越える距離では出力はノイズに埋もれて、測定不能となってしまう。

また図２６に示すように、この実験に用いた近接センサの出力は、被検物体のアンテナの中心からの距離にほぼ反比例することが確認できる。このように、被検物体の距離に出力が反比例することは、この近接センサによる距離の検出動作が、静電場ではなく電磁波に起因するものであることを裏付ける。

また、この実験に用いた近接センサでは、発振器２の出力が５Ｖの電圧振幅では、約５ｃｍ以内の距離の被検物体を充分なＳ／Ｎで検出できることが確認できた。仮に、本発明の近接センサで発振器２の出力を１００Ｖの電圧振幅としたときは、約１ｍ以内の距離の被検物体を充分なＳ／Ｎで検出できる。

図２２から図２５では、棒状の送信アンテナ３とリング状の受信アンテナ４を備える例を示したが、送信アンテナ３をリング形状とし、受信アンテナ４を棒状としてもよい。
図２０から図２５を用いて説明した送信アンテナ３と受信アンテナ４は、設置環境にあまり制限が課せられない場合に感度に最適化したアンテナの構成である。

ところで、最近はディスプレイ上に描写された映像情報と連動した入力装置、即ちタッチパネルと呼ばれる入力装置の必要性が増大している。本発明の近接センサの送信アンテナおよび受信アンテナをディスプレイ上の異なる位置に配置すれば、ディスプレイ上の３次元領域に位置する被検物体の位置を検出する位置検出装置を構成することが出来る。この位置検出装置による被検物体の３次元の位置情報に応じて機器への入力を制御することにより、入力装置を構成することが出来る。

以下に、このような位置検出装置を構成するため透明基板上にＩＴＯ等の透明電極を用いて形成した送信アンテナ３および受信アンテナ４について説明する。図２７は、透明基板上に透明電極を用いて形成した送信アンテナ３および受信アンテナ４の第１の構成例である。

図２７に示すアンテナの構成は、ガラス又は樹脂等の透明基板２５上に、ＩＴＯ等の透明電極を用いて透明な配線によりリング状に形成された送信アンテナ３ｆと受信アンテナ４ｆとを備える。受信アンテナ４ｆのパターンが送信アンテナ３ｆのパターンを囲って、同心円状に形成される。このように送信アンテナおよび受信アンテナを同心円のリング状に形成することにより、図２２から図２５に示すアンテナ構成と同様に、アンテナに対する被検物体の移動方向に依存せず、アンテナと被検物体の距離に依存した近接センサの出力を得ることが出来る。

また、送信アンテナ３ｆと受信アンテナ４ｆから、近接センサを構成する図示しない回路部に接続するための配線を行う必要があるが、配線部の信号の受信、送信への影響を抑えるため、配線部には、シールド１５、１６を設けることが望ましい。
図２７では、送信アンテナと受信アンテナが一つのリング状のパターンで形成される例を示したが、送信アンテナと受信アンテナの一方または両方を、二重以上のリング状のパターンで形成しても良い。アンテナの受信感度は、各アンテナのリングの数を増やすことにより向上させることができる。

通常、ディスプレイの領域は矩形である。この矩形領域上の３次元空間に位置する物体を、例えば４つの近接センサで検出する場合、各近接センサのアンテナを矩形領域の角部に配置するのが合理的である。

ここで、前述したように、本発明の近接センサの出力は、被検物体とアンテナ中心との距離に反比例するため、アンテナのリングの中心近傍はセンサの出力が大きくなりすぎてしまう。また、アンテナのリングの中心近傍は、感度が距離に反比例する状況が歪んでいる特異領域でもある。よって、リングの中心近傍は検出には不向きである。

しかし、図２７に示す構成のアンテナを矩形領域の角部に配置すると、アンテナのリングの中心近傍が角部から内側に位置することとなる。また、感度を上げるために大きなリングでアンテナを形成すると、アンテナのリングの中心近傍は更に内側に位置することとなる。
すなわち、図２７に示す構成のアンテナを矩形領域の角部に配置しても、検出には不向きなリングの中心近傍が矩形領域の角部から内側に位置することとなり、ディスプレイ領域上の３次元空間に位置する物体を正しく検出できない問題がある。

図２８は、このような問題を解決するための構成であり、透明基板上に透明電極を用いて形成した送信アンテナ３および受信アンテナ４の第２の構成例である。図２８に示すアンテナの構成では、透明基板２５の角部に、ＩＴＯ等の透明電極を用いた透明な配線により、１／４の円弧状の送信アンテナ３ｇ１と受信アンテナ４ｇ１とが透明基板２５の２つの辺に跨って形成される。受信アンテナ４ｇ１のパターンが送信アンテナ３ｇ１のパターンを囲って同心円の円弧状に形成される。

送信アンテナ３ｇ１と受信アンテナ４ｇ１のそれぞれから、接続端子２７、２８を介して、近接センサを構成する図示しない回路部に接続するための配線が行われる。配線部の信号の受信、送信への影響を抑えるため、配線部には、シールド１５、１６を設けることが望ましい。

送信アンテナ３ｇ２−３ｇ４と受信アンテナ４ｇ２−４ｇ４も同様に、透明基板２５の他の角部に１／４の円弧状パターンで形成される。受信アンテナ４ｇ２−４ｇ４のパターンが送信アンテナ３ｇ２−３ｇ４のパターンを囲って、同心円の円弧状に形成される。
ここで、送信アンテナ３ｇ２と受信アンテナ４ｇ２、送信アンテナ３ｇ３と受信アンテ
ナ４ｇ３、送信アンテナ３ｇ４と受信アンテナ４ｇ４は、それぞれ別々の近接センサを構成する回路部に接続される。図２８では、送信アンテナ３ｇ１と受信アンテナ４ｇ１からの配線のみを示している。

図２８に示す構成例では、送信アンテナと受信アンテナを１／４の円弧状に形成することにより、検出には不向きなリングの中心近傍を矩形領域の角部に位置することができる。これにより、ディスプレイ領域上の３次元空間に位置する物体を正しく検出することが可能となる。

また、図２８に示す構成例では、送信アンテナおよび受信アンテナを同心円の円弧状に形成することにより、矩形領域の内側に対しては、アンテナに対する被検物体の移動方向に依存せず、アンテナと被検物体の距離に依存した近接センサの出力を得ることが出来る。

図２９は、透明基板上に透明電極を用いて形成した送信アンテナ３および受信アンテナ４の第３の構成例である。図２９に示すアンテナの構成では、透明基板２５上に、ＩＴＯ等の透明電極を用いた透明な配線により、円弧状の送信アンテナ３ｈ１−３ｈ４と受信アンテナ４ｈ１−４ｈ４とが形成される。受信アンテナ４ｈ１−４ｈ４のパターンが送信アンテナ３ｈ１−３ｈ４のパターンを囲って、透明基板２５の角部に２つの辺に跨って同心円の円弧状に形成される。

送信アンテナ３ｈ１と受信アンテナ４ｈ１、送信アンテナ３ｈ２と受信アンテナ４ｈ２、送信アンテナ３ｈ３と受信アンテナ４ｈ３、送信アンテナ３ｈ４と受信アンテナ４ｈ４は、それぞれ別々の近接センサを構成する回路部に接続される。図２９では、送信アンテナ３ｈ１と受信アンテナ４ｈ１からの配線のみを示している。

図２９ではディスプレイの表示部の境界をＢで示している。表示部の境界Ｂは透明基板２５の端部から所定長さだけ内側に位置している。また、送信アンテナ３ｈ１−３ｈ４と受信アンテナ４ｈ１−４ｈ４の円弧の中心部Ｃ１−Ｃ４は、それぞれ表示部の角部に位置している。送信アンテナ３ｈ１−３ｈ４と受信アンテナ４ｈ１−４ｈ４は１／４より大きい円弧で、表示部の境界Ｂを超えて透明基板２５の端部まで形成されている。

これにより、図２９に示す構成のアンテナでは、図２８に示す１／４の円弧で形成されたアンテナと比較して、表示部の領域に対する感度の歪を抑え、精度良く被検物体の位置を検出することが可能となる。

図３０は、透明基板上に透明電極を用いて形成した送信アンテナ３および受信アンテナ４の第４の構成例である。図３０に示すアンテナの構成では、透明基板２５上に、ＩＴＯ等の透明電極を用いた透明な配線により、送信アンテナ３ｉ１−３ｉ４と受信アンテナ４ｉ１−４ｉ４とが、それぞれ二重の１／４の円弧状パターンで形成される。また、受信アンテナ４ｇ１−４ｇ４のパターンが送信アンテナ３ｇ１−３ｇ４のパターンを囲って、表示部の境界Ｂの角部に同心円の円弧状で形成される。

送信アンテナ３ｉ１と受信アンテナ４ｉ１、送信アンテナ３ｉ２と受信アンテナ４ｉ２、送信アンテナ３ｉ３と受信アンテナ４ｉ３、送信アンテナ３ｉ４と受信アンテナ４ｉ４は、それぞれ別々の近接センサを構成する回路部に接続される。図３０では、送信アンテナ３ｉ１と受信アンテナ４ｉ１からの配線のみを示している。

図３０に示す構成のアンテナでは、送信アンテナ３ｉ１−３ｉ４と受信アンテナ４ｉ１−４ｉ４とが、それぞれ二重の１／４の円弧状パターンで形成されことにより、アンテナ
の受信感度を向上させることが可能となる。アンテナの受信感度は、各アンテナの円弧状パターンリングの数を増やすことにより向上させることができる。
図３０では、送信アンテナと受信アンテナの両方が二重の円弧パターンで形成される例を示したが、いずれか一方のアンテナのみを二重の円弧パターンで形成してもよい。また、送信アンテナと受信アンテナの一方または両方を、三重以上の円弧パターンで形成しても良い。

図３１は、透明基板上に透明電極を用いて形成した送信アンテナ３および受信アンテナ４の第５の構成例である。
図３１に示すアンテナの構成では、図３０と同様に、透明基板２５の角部にＩＴＯ等の透明電極を用いた透明な配線により、送信アンテナ３ｊ１−３ｊ４と受信アンテナ４ｊ１−４ｊ４とが、それぞれ二重の１／４の円弧状パターンで形成される。

送信アンテナ３ｊ１と受信アンテナ４ｊ１、送信アンテナ３ｊ２と受信アンテナ４ｊ２、送信アンテナ３ｊ３と受信アンテナ４ｊ３、送信アンテナ３ｊ４と受信アンテナ４ｊ４は、それぞれ別々の近接センサを構成する回路部に接続される。図３１では、送信アンテナ３ｊ１と受信アンテナ４ｊ１からの配線のみを示している。

図３１に示すアンテナ構成では、さらに、透明基板２５の辺部に二重の１／２の円弧状パターンで形成された送信アンテナ３ｊ５−３ｊ６と受信アンテナ４ｊ５−４ｊ６とを備える。受信アンテナ４ｊ５−４ｊ６のパターンが送信アンテナ３ｊ５−３ｊ６のパターンを囲って、表示部の境界Ｂの角部に同心円の円弧状で形成される。
送信アンテナ３ｊ５と受信アンテナ４ｊ５、送信アンテナ３ｊ６と受信アンテナ４ｊ６は、それぞれ別々の近接センサを構成する回路部に接続される。

図３１のような構成とすることにより、透明基板の角部にのみアンテナが配置される図２７〜図３０の構成と比較して、より広い被検査領域の物体の検出を行うことが可能となる。図３１では、送信アンテナと受信アンテナの両方が二重の円弧パターンで形成される例を示したが、いずれか一方または両方のアンテナを一つの円弧パターンで形成してもよい。図２７から図３１では、受信アンテナ４が送信アンテナ３を囲って形成される例を示したが、送信アンテナ３が受信アンテナ４を囲って形成してもよい。

図３２に示すアンテナ構成は、送信アンテナ３Ｄ、３Ｌ、３Ｕ，３Ｒを、分割されたリング状に配置し、これらに対向する位置に、点状の受信アンテナ４Ｄ、４Ｌ、４Ｕ，４Ｒを配置したものである。図１に示すような近接センサを４組用いることで、図２８等に示すアンテナ構成と同様に、位置検出装置を構成することができる。

ここで、図１に示した回路に対して、図２２に示すリング状アンテナ４と点状アンテナ３のセットの感度の中心位置について詳細な実験を行うと、当然ながら感度の中心は点状アンテナ３の位置である。

さて、このリング状と点状の送受信アンテナは、リングの半径が大きいほど近接センサとしての感度が向上する。逆にリングの大きさを小さくすると近接センサとしての感度が低下する。従ってリングの大きさは、あまり小さくすることができない。実施例４において、図２２に示した単純なリングと点状のアンテナを用いた実験結果によると、５Ｖ電源で運用する近接センサでは、リングの半径を１ｃｍとした場合、図２６に示したように５ｃｍ程度の有効な感度距離を実現できた。もしもこの有効感度距離を必要とする場合は、リング状アンテナの直径は１ｃｍ程度必要である。

一方、図３３に示すようにリング状アンテナ４に相対的な点状アンテナ３の位置をリン
グ状アンテナ４の中心位置から移動したところ、感度は殆ど変化なく、感度の中心は点状アンテナ３の位置に移動した。このことは、リング状アンテナ４の位置を変えなくても、点状アンテナ３の位置を変えるだけでアンテナセットの配置を変更できることを示している。このリング状のアンテナに対して、内側に位置する点状のアンテナの位置を変更することでアンテナセット配置を変更できることを利用したアンテナの構成を以下に説明する。

図３４は、図９に示す実施例５の位近接センサ１Ｘに用いるアンテナ構成の例である。図３４に示す構成では、送信アンテナ３をリングアンテナとし、各々の受信アンテナ４Ｒ，４Ｌ，４Ｕ，４Ｄを点状アンテナとし、各々上下左右に対向するもの同士の間隔をｄとして配置した様子を示した。この構成においては、図９の回路の場合、ｄの値をリングアンテナ３の直径に近づけることにより、４セットの近接センサの送受信アンテナを１ｃｍ程度離して配置するにもかかわらず、アンテナが占有するのは直径１ｃｍ程度の領域で足りることになる。

図３５は、図１０に示す実施例６の位近接センサ１Ｙに用いるアンテナ構成の例である。図３５に示す構成では、受信アンテナ４をリングアンテナとし、各々の送信アンテナ４Ｒ、４Ｌ、４Ｕ、４Ｄを点状アンテナとし、各々上下左右に対向するもの同士の間隔をｄとして配置した様子を示した。この構成においては、図１０の回路の場合、ｄの値をリングアンテナ４の直径に近づけることにより、４セットの近接センサの送受信アンテナを１ｃｍ程度離して配置するにもかかわらず、アンテナが占有するのは直径１ｃｍ程度の領域で足りることになる。

図３２に示すアンテナ構成では、各々のアンテナの感度の対称性が充分でなく、近接センサの感度が距離だけに依存するという条件を満たすことができない。しかし、図３４及び図３５に示すアンテナ構成により、狭い領域に、感度出力の対称性の良い複数のアンテナを互いに離して配置し、近接センサの感度が距離だけに依存する構成を実現することができる。

図３４及び図３５に示すアンテナ構成を用いた位置検出装置により、一つの非接触のボタンに空間入力装置として、方向指示もしくは入力機能を持たせることが可能となる。ボタンという概念は、一般にその存在領域を限定された小さな領域と規定している。本実施例５に於いてはこの領域として１平方ｃｍ程度の大きさと想定する。

リング状アンテナの直径を１ｃｍとし、縦横２方向の動作検出に必要な近接センサの個数を４個とすると、４個のリングアンテナを一つのボタン内に収納しなければならないので、これら４個のリングアンテナの中心を正方形の頂点に配置したとしても、ボタンの大きさは最低２ｃｍ角が必要となる。そして、この場合の４組の各近接センサのアンテナセットの仮想中心間距離は１ｃｍ程度である。

本発明の近接センサにおいて、図２７から図３１に示すような構成で、透明基板上に透明電極で形成された送信アンテナおよび受信アンテナを用い、このアンテナをディスプレイ上に配置することにより、ディスプレイ上の３次元領域に位置する被検物体の位置を検出する位置検出装置を構成することが出来る。この位置検出装置による被検物体の３次元の位置情報に応じて機器への入力を制御することにより、入力装置を構成することが出来る。また、図３３から図３５に示すような構成によりボタンという概念で示されるような小さな領域に複数の、ほぼ距離だけに依存する感度をもたらすアンテナを備えたことによる位置検出装置を構成することができる。

１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄ、１Ｘ、１Ｙ、１Ｚ、１Ｕ、１Ｖ、１Ｗ、２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄ 近接センサ
２ 発振器
３、３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄ、３ｆ、３ｇ１−３ｇ４、３ｈ１−３ｈ４、３ｉ１−３ｉ４、３ｊ１−３ｊ６ 発信アンテナ
４、４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄ、４ｅ、４ｆ、４ｇ１−４ｇ４、４ｈ１−４ｈ４、４ｉ１−４ｉ４、４ｊ１−４ｊ６ 受信アンテナ
５、５Ｓ 寄生容量またはコンデンサ
６、６Ｄ、６Ｌ、６Ｒ、６Ｕ バッファ
６Ｓ１、６Ｓ２ 増幅器
７、７Ｄ、７Ｌ、７Ｒ、７Ｕ、７Ｔ 抵抗
７Ｍ、７ＬＴ インダクタ
８、８Ｄ，８Ｌ，８Ｒ、８Ｕ 増幅器
９ 位相検波器
１０ ＬＰＦ
１１ 出力端子
１２ 加算回路
１３Ａ、１３Ｂ 分周器
１４ 対数増幅回路
１５、１６ シールド
１７ トランジスタ
１８ オペアンプ
１９ 抵抗
２５ 透明基板
２７ 接続端子
２８ 接続端子
３０ 昇圧回路
３１ 増幅回路
１０２ 発振器
１０３ 送信アンテナ
１０４ 受信アンテナ
１０７ 抵抗
１０８ コンデンサ
１０９ 位相検波器
１１０ ＬＰＦ
１１１ 出力端子

Claims (11)

1. 交流信号発生源と、
   前記交流信号発生源の信号に基づいて電波を送信する送信アンテナと、
   電波を受信する受信アンテナと、
   前記交流信号発生源からの信号を移相する第１の移相手段と、
   前記第１の移相手段で移相された信号と前記受信アンテナで受信した信号とを合成する合成手段と、
   前記合成手段で合成された合成信号を、前記交流信号発生源の信号で位相検波する位相検波手段と、を備える
   ことを特徴とする近接センサ。
2. 前記第１の移相手段として、前記送信アンテナと前記合成手段とを接続する抵抗またはインダクタを備える
   ことを特徴とする請求項１に記載の近接センサ。
3. 前記第１の移相手段および前記受信アンテナによる移相量に応じて、前記交流信号発生源からの信号を移相する第２の移相手段を備え、
   前記位相検波手段は、前記合成手段で合成された合成信号を、前記第２の移相手段で移相された信号で移相検波する
   ことを特徴とする請求項１又は２に記載の近接センサ。
4. 前記位相検波手段は、２値化された前記合成信号を、２値化された前記交流信号発生源の信号で位相検波する
   ことを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載の近接センサ。
5. 前記受信アンテナと基準電位とを接続する抵抗を備える
   ことを特徴とする請求項１から４のいずれか一項に記載の近接センサ。
6. 前記受信アンテナと基準電位とを接続する抵抗及びインダクタを備える
   ことを特徴とする請求項１から５のいずれか一項に記載の近接センサ。
7. 前記受信アンテナで受信した信号を増幅する第１の増幅器と、
   前記第１の移相手段で移相された信号を増幅する第２の増幅器と、を備え、
   前記合成手段として、前記第１の増幅器と前記第２の増幅器とで増幅された信号を加算する加算器を備える
   ことを特徴とする請求項５または６に記載の近接センサ。
8. 前記交流信号発生源と前記送信アンテナとの間に、
   前記交流信号発生源の回路の電源を昇圧する昇圧手段と、
   前記交流信号発生源の信号を、前記昇圧手段で昇圧された電源系で増幅する増幅手段と、を備える
   ことを特徴とする請求項１から７のいずれか一項に記載の近接センサ。
9. 前記交流信号発生源と前記送信アンテナとの間に、分周器を備える
   ことを特徴とする請求項１から８のいずれか一項に記載の近接センサ。
10. 前記交流信号発生源から発する電波を遮蔽する遮蔽手段を備える
    ことを特徴とする請求項９に記載の近接センサ。
11. 前記移相検波手段の後段に、対数増幅回路を備える
    ことを特徴とする請求項１から１０のいずれか一項に記載の近接センサ。

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