JP5586798B2 - モータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、モータ制御装置に関する。

従来、誘導電動機（モータ）内で発生する全損失が最小となるような励磁電流指令値を表す数式を解析的に導出し、導出した励磁電流指令値を用いた電流制御により誘電モータを制御する方法が開示されている（例えば、下記特許文献１）。

特開平９−１９１７００号公報（「００４３」、（数１６）式）

しかしながら、上記特許文献１にて導出される数式には、平方根の計算式内に平方根同士の除算や、三角関数の乗算および巾乗計算が含まれており、制御計算を簡易に行うことができないという問題点がある。

また、モータ制御装置において、制御対象であるモータの回転速度を制御する場合、例えば起動から低速域または中速域までは電圧・周波数比を一定にするＶ／Ｆ一定制御を行うことが一般的である。一方、上記従来技術では、起動から高速域にわたる全速度領域において上記の数式を用いた演算処理を行うこととしており、必ずしも制御態様に応じた効果的な制御が行われていないという問題点があった。

また、Ｖ／Ｆ一定制御方式では、負荷に応じた値ではなくモータの回転速度指令に応じて電圧・周波数比が決定され、定格時に最適な特性が得られるように出力電圧特性が与えられることになる。このため、低速域または軽負荷の駆動領域では、過剰な電圧がモータに印加され、モータ損失が最適値よりも大きくなって必ずしも高効率な運転が行われていないという問題点があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、Ｖ／Ｆ一定制御方式を用いるモータ制御装置において、特に、低速または軽負荷の駆動領域におけるモータ損失を低減して更なる効率の向上を可能とするモータ制御装置を提供することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明に係るモータ制御装置は、インバータによって駆動されるモータに流出入する電流をトルク電流と励磁電流に分けて、トルク指令より得られるトルク電流指令と励磁電流指令に基づいてそれぞれを個別に制御するモータ制御装置であって、トルク電流指令と励磁電流指令とによる電流実効値が最小となる条件においてトルク指令から最小電流二次磁束指令を演算する、第１の演算部を有する二次磁束指令演算部と、トルク指令と最小電流二次磁束指令とから、トルク電流指令および励磁電流指令を生成し、トルク電流の検出値および励磁電流の検出値がそれぞれトルク電流指令および励磁電流指令に一致するようにベクトル制御を行い、インバータに具備されるスイッチング素子をオン／オフさせる制御信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、を備えたことを特徴とする。

本発明によれば、Ｖ／Ｆ一定制御方式を用いるモータ制御装置において、特に、低速域または軽負荷の駆動領域におけるモータ損失を更に低減してより高効率な運転が可能になるという効果を奏する。

図１は、実施の形態１に係るモータ制御装置の一構成例を示すブロック図である。 図２は、モータ定数とｄｑ各軸電流との関係を説明する図である。 図３は、ｄｑ各軸電流とトルクの関係を説明する図である。 図４は、実施の形態１に係る二次磁束指令演算部の一構成例を示すブロック図である。 図５は、二次磁束指令に対する損失曲線を示す図である。

以下、添付図面を参照し、本発明の実施の形態に係るモータ制御装置について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係るモータ制御装置の一構成例を示すブロック図である。実施の形態１に係るモータ制御装置１は、インバータ１１によって駆動されるモータ１２に流出入する電流（１次電流）をトルク電流と励磁電流に分けてそれぞれを個別に制御するベクトル制御方式による制御装置であり、図示のように、トルク指令演算部４、二次磁束指令演算部５、モータ定数演算部６、座標変換部７、速度制御部８および、電圧指令としてのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部９を備えて構成される。

モータ制御装置１には、図示しない外部の制御装置から出力されるノッチ指令および応荷重信号、インバータ１１と電動機（モータ）１２との間に設けられた電流検出器１４（１４Ｕ，１４Ｖ，１４Ｗ）によって検出される各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）モータ電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷならびに、モータ１２に設けられたパルスジェネレータ（ＰＧ）１３によって検出されるＰＧパルス信号などが入力される。モータ制御装置１は、これらノッチ指令、応荷重信号、モータ電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷおよびＰＧパルス信号に基づき、最終段に位置するＰＷＭ信号生成部９によってインバータ１１を制御する電圧指令としてのＰＷＭ信号（Ｕ，Ｖ，Ｗ，Ｘ，Ｙ，Ｚ）を生成する。

つぎに、実施の形態１に係るモータ制御装置１の動作について説明する。まず、トルク指令演算部４には、ノッチ指令および応荷重信号ならびに、内部的に生成されたインバータ周波数ＦＩＮＶが入力される。トルク指令演算部４は、図示のような速度が閾値以下ではトルクを一定とし閾値を超えるとトルクを減少させるトルク指令のパターン（トルクパターン）を有しており、ノッチ指令、応荷重信号およびインバータ周波数ＦＩＮＶに応ずるトルク指令ＰＴＲを生成して、二次磁束指令演算部５およびＰＷＭ信号生成部９に出力する。なお、インバータ周波数ＦＩＮＶは、外部からの入力信号としてもよい。

モータ定数演算部６は、モータ１２を等価回路モデルで表したときのモータ定数を演算する。モータ定数としては、一次抵抗、二次抵抗、一次インダクタンス、二次インダクタンス、相互インダクタンス、極対数などが代表的なものであるが、実施の形態１では、少なくとも二次インダクタンスＬ２Ｒおよび極対数Ｐｍの値を二次磁束指令演算部５に出力する。なお、極対数Ｐｍであるが、モータ１２が極対数Ｐｍを変更できない構造の場合、二次磁束指令演算部５に出力する極対数Ｐｍは固定値である。一方、極対数Ｐｍの変更が可能なモータ１２の場合、その変化に応じた値が二次磁束指令演算部５に出力される。

電流検出器１４（１４Ｕ，１４Ｖ，１４Ｗ）が検出した各相モータ電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷは、座標変換部７に入力される。座標変換部７は、３相座標系の電流検出値である各相モータ電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷをｄｑ軸座標系の電流検出値に変換したｄ軸電流Ｉ１ＤＦおよびｑ軸電流Ｉ１ＱＦを生成する。これらの電流のうち、ｄ軸電流Ｉ１ＤＦは、ＰＷＭ信号生成部９および二次磁束指令演算部５の双方に入力され、ｑ軸電流Ｉ１ＱＦは、ＰＷＭ信号生成部９に入力される。なお、図１では、各相モータ電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの全てを座標変換部７に入力する構成としているが、各相モータ電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷのうちの何れか２つの情報があればｄ軸電流Ｉ１ＤＦおよびｑ軸電流Ｉ１ＱＦの算出が可能である。

インバータ周波数ＦＩＮＶ、トルク指令ＰＴＲ、二次インダクタンスＬ２Ｒ、極対数Ｐｍおよびｄ軸電流Ｉ１ＤＦは、二次磁束指令演算部５に入力される。二次磁束指令演算部５は、これらインバータ周波数ＦＩＮＶ、トルク指令ＰＴＲ、二次インダクタンスＬ２Ｒ、極対数Ｐｍおよびｄ軸電流Ｉ１ＤＦに基づき、二次磁束指令Ｆ２Ｒを生成してＰＷＭ信号生成部９に出力する。なお、二次磁束指令演算部５の内部構成および更に詳細な動作については後述する。

パルスジェネレータ（ＰＧ）１３が検出したＰＧパルス信号は、速度制御部８に入力される。速度制御部８は、ＰＧパルス信号の周期やＰＧパルス信号に含まれる１周期あたりのパルス数などの情報に基づき、モータ１２の回転周波数であるモータ周波数ＦＭを生成してＰＷＭ信号生成部９に出力する。

このようにして、ＰＷＭ信号生成部９には、トルク指令ＰＴＲ、二次磁束指令Ｆ２Ｒ、ｄ軸電流Ｉ１ＤＦ、ｑ軸電流Ｉ１ＱＦ、モータ周波数ＦＭが入力される。これらの信号（情報）に加え、ＰＷＭ信号生成部９には、インバータ周波数ＦＩＮＶおよび、インバータ１１の直流部側に設けられる図示しないフィルタコンデンサの電圧であるフィルタコンデンサ電圧ＥＦＣも入力される。ＰＷＭ信号生成部９は、内部的にトルク指令ＰＴＲを出力するためのトルク電流指令および二次磁束指令Ｆ２Ｒを出力するための励磁電流指令を生成し、トルク電流の検出値であるｑ軸電流Ｉ１ＱＦおよび励磁電流の検出値であるｄ軸電流Ｉ１ＤＦがそれぞれトルク指令および励磁電流指令に一致するようにベクトル制御を行い、インバータ１１内に具備されるスイッチング素子１６をオン／オフ制御するためのＰＷＭ信号Ｕ，Ｖ，Ｗ，Ｘ，Ｙ，Ｚを生成してインバータ１１に出力する。なお、ＰＷＭ信号Ｕ，Ｖ，Ｗ，Ｘ，Ｙ，Ｚは、インバータ１１が３相インバータである場合の一例であり、上アームを構成するスイッチング素子に対するスイッチング信号がＵ，Ｖ，Ｗに対応し、下アームを構成するスイッチング素子に対するスイッチング信号がＸ，Ｙ，Ｚに対応する。

つぎに、実施の形態１のモータ制御装置１に適用する演算式について、図２および図３の図面などを参照して説明する。図２は、モータ定数とｄｑ各軸電流との関係を説明する図であり、図３は、ｄｑ平面におけるｄｑ各軸電流とトルクの関係を説明する図である。

まず、ベクトル制御を行う制御装置において一般的に用いられるトルク電流指令Ｉ１ＱＲおよび励磁電流指令Ｉ１ＤＲは、図２にも示しているように、トルク指令ＰＴＲ、二次インダクタンスＬ２Ｒ、二次磁束指令Ｆ２Ｒ、極対数Ｐｍ、相互インダクタンスＭＲおよび二次抵抗Ｒ２Ｒを用いて、次式および次々式のように表すことができる。

Ｉ１ＱＲ＝（ＰＴＲ／Ｆ２Ｒ）×（１／Ｐｍ）×（Ｌ２Ｒ／ＭＲ） …（１）
Ｉ１ＤＲ＝（Ｆ２Ｒ／ＭＲ）＋（Ｌ２Ｒ／ＭＲ）
×（１／Ｒ２Ｒ）×ｄ（Ｆ２Ｒ）／ｄｔ …（２）

ここで、Ｖ／Ｆ一定制御領域では、トルク指令ＰＴＲは略一定値に制御される。したがって、二次磁束指令Ｆ２Ｒの時間変化を表す（２）式の第２項は零と置くことができ、二次磁束指令Ｆ２Ｒは、励磁電流指令Ｉ１ＤＲを用いて次式で表すことができる。

Ｆ２Ｒ＝Ｉ１ＤＲ×ＭＲ …（３）

この（３）式を上記（１）式に代入すると、次式が得られる。

ＰＴＲ＝（Ｐｍ／Ｌ２Ｒ）×ＭＲ^２×Ｉ１ＱＲ×Ｉ１ＤＲ …（４）

上記（４）式において、“（Ｐｍ／Ｌ２Ｒ）×ＭＲ^２”は、モータ定数で決まる値であるため定数と考えることができる。したがって、トルク指令ＰＴＲは、トルク電流指令Ｉ１ＱＲと励磁電流指令Ｉ１ＤＲとの積、即ち図３にハッチングで示した長方形の部分の面積に比例する大きさとなる。このため、トルク指令ＰＴＲが与えられたとき、Ｉ１ＱＲ×Ｉ１ＤＲ＝一定という条件（面積一定（即ちトルク一定）の条件）を満足する任意の値のＩ１ＱＲおよびＩ１ＤＲを選択することができる。一方、任意の値のＩ１ＱＲおよびＩ１ＤＲのうち、電流実効値Ｉ１＝√（Ｉ１ＤＲ^２＋Ｉ１ＱＲ^２）／√３を最小にするのはＩ１ＱＲ＝Ｉ１ＤＲのとき、即ち図４に示すハッチング部が正方形になるときである。

実施の形態１のモータ制御装置では、上記の考え方を利用する。Ｉ１ＱＲ＝Ｉ１ＤＲの条件と（３）式の条件とを（４）式に適用すると、励磁電流指令Ｉ１ＤＲは、トルク指令ＰＴＲを用いて次式のように表すことができる。

Ｉ１ＤＲ＝√｛（Ｌ２Ｒ／Ｐｍ）×ＰＴＲ｝／ＭＲ …（５）

また、この（５）式を上記（３）式に代入すれば、二次磁束指令Ｆ２Ｒは、次式のように表される。

Ｆ２Ｒ＝√｛（Ｌ２Ｒ／Ｐｍ）×ＰＴＲ｝ …（６）

この（６）式によれば、二次磁束指令Ｆ２Ｒは、トルク指令ＰＴＲ、二次インダクタンスＬ２Ｒおよび極対数Ｐｍにより求めることができる。そこで、図１に示した二次磁束指令演算部５を図４のように構成する。図４は、実施の形態１に係る二次磁束指令演算部５の一構成例を示すブロック図である。図示のように、二次磁束指令演算部５は、第１の演算部としての最小電流二次磁束指令演算部２１、第２の演算部としての磁束指令補償演算部２２、乗算器２３および減算器２４を備えて構成される。

この二次磁束指令演算部５において、最小電流二次磁束指令演算部２１には、トルク指令ＰＴＲ、二次インダクタンスＬ２Ｒおよび極対数Ｐｍが入力される。最小電流二次磁束指令演算部２１は、トルク指令ＰＴＲ、二次インダクタンスＬ２Ｒおよび極対数Ｐｍに基づき、（６）式に示す演算処理を行い、その演算結果を最小電流二次磁束指令Ｆ２Ｒ１として出力する。

このように、最小電流二次磁束指令演算部２１にて最小電流二次磁束指令Ｆ２Ｒ１を生成する場合、トルク電流指令Ｉ１ＱＲ＝励磁電流指令Ｉ１ＤＲの電流調整が行われ、同一のトルクを発生するのに必要な電流を最小にすることができる。モータ１２での銅損は、電流の大きさに依存しており、電流が大きくなるほど損失も大きくなるから、電流を小さくすることにより、銅損も小さくなる。また、インバータ１１のスイッチング素子１６における損失も電流の大きさに依存するため、電流を最小とする制御により、インバータ１１での損失も低減することができる。

つぎに、磁束指令補償演算部２２を設けた意義について説明する。図５は、二次磁束指令Ｆ２Ｒに対する損失曲線を示す図である。図５において、実線は銅損を表し、破線は鉄損を表している。モータで発生する損失は銅損と鉄損が支配的であるため、銅損と鉄損の和を最小にできれば、モータ損失をほぼ最小とすることができる。

ところが、最小電流二次磁束指令演算部２１にて最小電流二次磁束指令Ｆ２Ｒ１を生成する場合、上記のようにＩ１ＱＲ＝Ｉ１ＤＲの電流調整を行って銅損を最小とする調整を行う。しかし、銅損が最小になる最小電流二次磁束指令値Ｆ２Ｒ１は、鉄損も考慮すると、損失最小の磁束条件にはならない。インバータ周波数ＦＩＮＶが小さく、モータに印加される電圧Ｖが小さい場合は、鉄損が小さく、鉄損を無視しても問題ない。

一方、インバータ周波数ＦＩＮＶが大きくなり、モータに印加される電圧Ｖが大きくなると、鉄損が無視できない大きさになる。その場合には、図５から分かるように、最小電流二次磁束指令値Ｆ２Ｒ１から二次磁束指令値Ｆ２Ｒを僅かに減少させると、銅損の増加分よりも鉄損の減少分の方が大きく、銅損と鉄損の合計損失も減少する。つまり、銅損と鉄損の合計損失を最小にする二次磁束指令値Ｆ２Ｒは、Ｆ２Ｒ１よりも小さくなる。そこで、実施の形態１の二次磁束指令演算部５では、図示のようにモータの周波数に基づいてモータの銅損と鉄損の合計損失が最小となる二次磁束指令値の最小電流二次磁束指令Ｆ２Ｒ１からの補償分を求めるための磁束指令補償演算部２２を設けると共に、乗算器２３にて磁束指令補償演算部２２の出力とｄ軸電流Ｉ１ＤＦとを乗算し、その乗算値を最小電流二次磁束指令演算部２１の出力から減算するようにしている。

磁束指令補償演算部２２には、あらかじめ設計時のモータ特性より鉄損を演算する鉄損分考慮テーブルが備えられ、入力されたインバータ周波数ＦＩＮＶに基づき、ｄ軸電流Ｉ１ＤＦに対して鉄損による損失を低減するような最適な補償係数を生成して、乗算器２３に出力する。

ここで、乗算器２３の出力が零ではない場合、最小電流二次磁束指令Ｆ２Ｒ１に乗算器２３の出力である鉄損を考慮した補償分を減算したものが最終的な二次磁束指令Ｆ２Ｒとして生成され、ＰＷＭ信号生成部９に出力される。

なお、乗算器２３の出力が零もしくは最小電流二次磁束指令Ｆ２Ｒ１に比して小さい場合（例えばｄ軸電流Ｉ１ＤＦが小さい場合または、磁束指令補償演算部２２が出力する補償係数が零もしくは小さい場合）、最小電流二次磁束指令演算部２１が生成する最小電流二次磁束指令Ｆ２Ｒ１がそのまま二次磁束指令Ｆ２Ｒとして、前述したＰＷＭ信号生成部９に出力される。

以上説明したように、実施の形態１のモータ制御装置によれば、電圧・周波数比を一定にし、且つ、トルク一定にて駆動する駆動領域でのトルク電流と励磁電流とによる電流実効値を最小とする二次磁束指令値を演算し、トルク電流の検出値および励磁電流の検出値がそれぞれトルク指令と最小電流二次磁束指令から演算されたトルク電流指令および励磁電流指令に一致するようにベクトル制御を行うこととしたので、銅損および鉄損も含めたモータ損失を低減することができ、より高効率な運転制御を可能とするモータ制御装置を実現することができる。

実施の形態２．
実施の形態２では、インバータ１１に具備されるスイッチング素子１６について説明する。インバータ１１に用いられるスイッチング素子１６としては、珪素（Ｓｉ）を素材とする半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴなど、以下「Ｓｉ−ＳＷ」と略記）が一般的である。上記実施の形態１で説明した技術は、この一般的なＳｉ−ＳＷを用いて構成することができる。

一方、上記実施の形態１の技術は、このＳｉ−ＳＷに限定されるものではない。この珪素（Ｓｉ）に代え、近年注目されている炭化珪素（ＳｉＣ）を素材とする半導体スイッチング素子（以下「ＳｉＣ−ＳＷ」と略記）を上述したスイッチング素子１６として用いることも無論可能である。

ここで、インバータ１１における損失としては、スイッチング素子１６のスイッチング損失および導通損失が主となる。特に、ＳｉＣ−ＳＷをＭＯＳＦＥＴ構造とすれば、スイッチング損失を大幅に低減できることが期待される。また、ＳｉＣ−ＳＷをＭＯＳＦＥＴ構造とする場合、ＭＯＳＦＥＴの導通損失は電流の２乗に比例して増加するので、ＳｉＣ−ＳＷに流れる電流値を小さくすることにより、導通損失の低減が可能となる。

実施の形態１のモータ制御装置では、同一のトルクを発生するための電流を最小化することができるので、実施の形態１のインバータ１１に具備されるスイッチング素子１６をＳｉＣ−ＳＷとすることにより、導通損失を大幅に低減することができる。これにより、インバータ１１での損失を低減することができ、より高効率なモータ制御を可能とするモータ制御装置を実現することが可能となる。

また、従来より、電気車などの大容量の電動機を駆動する場合、インバータ１１の出力周波数を多パルスモード、１パルスモードの複数の制御モードを順次切り替えて制御していたが、ＳｉＣなどのワイドバンドギャップ半導体によるスイッチング素子１６では、全制御領域において非同期ＰＷＭ制御が可能となる。そのため、本実施の形態のモータ制御装置による損失低減効果も全領域にわたり、全領域で高効率なモータ制御が可能となる。特に、全領域非同期ＰＷＭ制御とするために電流値を高く設定した場合の、モータに対する損失低減効果は非常に大きい。

なお、ＳｉＣは、Ｓｉよりもバンドギャップが大きいという特性を捉えて、ワイドバンドギャップ半導体と称される半導体の一例である（これに対し、Ｓｉは、ナローバンドギャップ半導体と称される）。このＳｉＣ以外にも、例えば窒化ガリウム系材料または、ダイヤモンドを用いて形成される半導体もワイドバンドギャップ半導体に属しており、それらの特性も炭化珪素に類似した点が多い。したがって、炭化珪素以外の他のワイドバンドギャップ半導体を用いる構成も、本発明の要旨を成すものである。

また、このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高いため、スイッチング素子の小型化が可能であり、これら小型化されたスイッチング素子を用いることにより、これらの素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化が可能となる。

また、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子は、耐熱性も高いため、ヒートシンク等の冷却機構を必要とするスイッチング素子の場合、冷却機構の小型化が可能となり、スイッチング素子モジュールの更なる小型化が可能になる。

なお、以上の実施の形態１，２に示した構成は、本発明の構成の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもない。

以上のように、本発明は、低速域または軽負荷の駆動領域におけるモータ損失を低減することができるモータ制御装置として有用である。

１ モータ制御装置、４ トルク指令演算部、５ 二次磁束指令演算部、６ モータ定数演算部、７ 座標変換部、８ 速度制御部、９ ＰＷＭ信号生成部、１１ インバータ、１２ モータ、１３ パルスジェネレータ（ＰＧ）、１４ 電流検出器、１６ スイッチング素子、２１ 最小電流二次磁束指令演算部、２２ 磁束指令補償演算部、２３ 乗算器、２４ 減算器。

Claims (6)

1. インバータによって駆動されるモータに流出入する電流をトルク電流と励磁電流に分けて、トルク指令より得られるトルク電流指令と励磁電流指令に基づいてそれぞれを個別に制御するモータ制御装置であって、
   前記トルク電流指令と前記励磁電流指令とによる電流実効値が最小となる条件において前記トルク指令から最小電流二次磁束指令を演算する第１の演算部を有する二次磁束指令演算部と、
   前記トルク指令と前記最小電流二次磁束指令とから前記トルク電流指令および前記励磁電流指令を生成し、前記トルク電流の検出値および前記励磁電流の検出値がそれぞれ前記トルク電流指令および前記励磁電流指令に一致するようにベクトル制御を行い、前記インバータに具備されるスイッチング素子をオン／オフさせる制御信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、
   を備えたことを特徴とするモータ制御装置。
2. インバータによって駆動されるモータに流出入する電流をトルク電流と励磁電流に分けて、トルク指令より得られるトルク電流指令と励磁電流指令に基づいてそれぞれを個別に制御するモータ制御装置であって、
   前記トルク電流指令と前記励磁電流指令とによる電流実効値が最小となる条件において前記トルク指令から最小電流二次磁束指令を演算する第１の演算部を有し、インバータ周波数及び前記最小電流二次磁束指令に基づいて、前記モータの銅損と鉄損の合計損失が前記最小電流二次磁束指令を用いた場合よりも減少する二次磁束指令を演算する二次磁束指令演算部と、
   前記トルク指令と前記二次磁束指令とから前記トルク電流指令および前記励磁電流指令を生成し、前記トルク電流の検出値および前記励磁電流の検出値がそれぞれ前記トルク電流指令および前記励磁電流指令に一致するようにベクトル制御を行い、前記インバータに具備されるスイッチング素子をオン／オフさせる制御信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、
   を備えたことを特徴とするモータ制御装置。
3. 前記二次磁束指令演算部は、前記インバータ周波数に基づいて鉄損による損失を低減するような補償分を生成し、前記最小電流二次磁束指令から前記補償分を減算して前記二次磁束指令を演算すること
   を特徴とする請求項２に記載のモータ制御装置。
4. 前記第１の演算部は、前記モータの二次インダクタンスおよび極対数ならびに前記トルク指令に基づいて前記最小電流二次磁束指令を演算すること
   を特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
5. 前記スイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体にて形成されること
   を特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
6. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化ケイ素、窒化ガリウム系材料または、ダイヤモンドを用いた半導体であること
   を特徴とする請求項５に記載のモータ制御装置。
   

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