JP5597065B2 - 導波管・平面線路変換器及び高周波回路 - Google Patents

Description

本発明は、導波管・平面線路変換器及び高周波回路に係り、更に詳しくは、導波管及び平面線路の伝送電力を相互に変換する導波管・平面線路変換器の改良、並びに、この様な導波管・平面線路変換器を用いた高周波回路の改良に関する。

近年、自動車の周辺環境を監視するための車載レーダとして、ミリ波レーダが実用化されつつある。ミリ波レーダは、レーダ信号として波長１〜１０ｍｍのミリ波を用いることにより、比較的分解能の高いレーダ装置を実現することができる。また、誘電体基板上にアンテナパターンを形成した平面アンテナとして実現することができ、装置の小型軽量化が容易であり、量産化によるコスト低減効果も期待できる。

導波管及びマイクロストリップ線路（ＭＳＬ）を接続する場合、導波管及びＭＳＬの伝送電力を相互に変換することができる導波管・平面線路変換器が用いられる（例えば、特許文献１の図５、図６及び図１３）。この様な導波管・平面線路変換器を備えた誘電体基板上にアンテナパターンを形成すれば、小型軽量の導波管励振アンテナを実現することができる。

図１８は、従来の導波管・平面線路変換器の一例を示した斜視図であり、バックショート構造を有する導波管・平面線路変換器１８０が示されている。この導波管・平面線路変換器１８０は、一方の面に平面線路５、他方の面に接地板６がそれぞれ形成された誘電体基板１が、導波管ブロック２及び短絡ブロック４０により挟み込まれるように固定されている。接地板６は、導波管ブロック２の端面に接続され、平面線路５は、短絡ブロック４０の短絡面までの距離が導波管ブロック２の管内波長の約１／４となるように配置されている。このような短絡ブロック４０を用いる構造は、バックショート型と呼ばれている。

図１９及び図２０は、従来の導波管・平面線路変換器の他の例を示した斜視図であり、共振素子７を有する導波管・平面線路変換器１９０が示されている。図１９は、導波管・平面線路変換器１９０の斜視図、図２０の（ａ）及び（ｂ）は、図１９に示された誘電体基板１の平面図である。この導波管・平面線路変換器１９０は、導波管ブロック２の開口部に誘電体基板１の下面が密着固定されるとともに、誘電体基板１の上面には短絡板３が形成され、短絡板３の切り込み１１内に平面線路５が形成されている。また、誘電体基板１の下面には共振領域を形成する共振素子７が形成され、平面線路５は、誘電体基板１を挟んで共振素子７と対向して配置されることにより互いに電磁的に結合されている。この明細書では、バックショート型に対し、このような共振素子７を用いる構造を共振型と呼ぶことにする。

バックショート型の導波管・平面線路変換器１８０では、短絡ブロック４０を用いることから、部品数が多くなるとともに、小型軽量化が難しいという問題があった。また、平面線路５から短絡面までの距離に高い精度が求められることから、組立作業に高い精度が要求されるという問題もあった。これに対し、共振型の導波管・平面線路変換器１９０は、このような問題がなく、安価に製造できるとともに、小型軽量化が容易である点で優れている。

ところが、共振型の導波管・平面線路変換器１９０は、共振素子７を用いていることから、良好な変換特性が得られる周波数帯域が狭いという問題があった。例えば、反射量が−２０ｄＢ以下となる周波数帯域は、帯域比で３％未満しか確保することができない。このため、製造誤差などの影響によって中心周波数にずれが生じた場合のマージンが少なく、製造歩留まりを低下させ、製造コストを増大させるという問題があった。

特開２０００−２４４２１２号公報

本発明は、上記の事情に鑑みてなされたものであり、導波管・平面線路変換器を安価に提供することを目的とする。特に、小型軽量の導波管・平面線路変換器を安価に提供することを目的とする。

また、小型軽量かつ広帯域の導波管・平面線路変換器を提供することを目的とする。特に、共振型の導波管・平面線路変換器の帯域幅を広げることを目的とする。また、共振型の導波管・平面線路変換器の所望の周波数における特性ばらつきを抑制し、製造歩留まりを向上させることを目的とする。

さらに、導波管・平面線路変換器を備えた高周波回路を安価に提供することを目的とする。特に、小型軽量の高周波回路を安価に提供することを目的とする。

第１の本発明による導波管・平面線路変換器は、空洞共振器及び導波管が形成された導波管ブロックと、上記導波管とは反対側に形成された上記空洞共振器の開口部を閉鎖する第１面に共振領域が形成され、第２面に上記共振領域と対向する平面線路が形成された誘電体基板とを備え、上記導波管及び空洞共振器は、上記導波管ブロック内において管軸方向に連通する中空部からなり、互いを区分する連結面上の内壁に段差が形成されている。

この様な構成により、空洞共振器及び共振領域の各共振周波数で共振させることができ、これらの共振周波数の間において所望の変換特性が得られる範囲内において、上記共振周波数を異ならせることによって、上記共振周波数を決定することにより、導波管・平面線路変換器の帯域を広げることができる。なお、共振領域は、導電性薄膜からなる共振素子であってもよいし、導電性薄膜に形成した共振窓であってもよい。

上記導波管ブロックの内壁に段差を形成し、互いに連通する空洞共振器及び導波管を形成することによって、空洞共振器及び導波管を個別に製作する場合に比べて、部品数を減少させることができるとともに、小型軽量化することができる。

第２の本発明による導波管・平面線路変換器は、上記構成に加えて、上記空洞共振器が、上記導波管の管軸に直交する断面形状が上記導波管とは異なるように構成される。この様な構成により、互いに連通する導波管及び空洞共振器を有する導波管ブロックを容易に実現することができる。従って、広帯域の導波管・平面線路変換器を安価に製造することができる。

第３の本発明による導波管・平面線路変換器は、上記構成に加えて、上記空洞共振器及び上記導波管が、４つの管壁に囲まれた矩形の断面形状を有する中空部からなり、上記段差が、少なくとも対向する一対の管壁にそれぞれ形成されている。この様な構成により、上記導波管ブロックを更に容易に製作することができる。

第４の本発明による導波管・平面線路変換器は、上記構成に加えて、上記空洞共振器及び上記共振領域の共振周波数が、上記導波管の伝送波の周波数を挟んで異なるように構成される。

第５の本発明による高周波回路は、互いに対向する一対の回路形成面を有する導波管ブロックと、上記回路形成面にそれぞれ配置された一対の誘電体基板とを備え、上記導波管ブロックが、上記回路形成面にそれぞれ開口部を有する一対の空洞共振器と、これらの上記空洞共振器を互いに連通させる導波管とを有し、上記誘電体基板が、上記開口部を閉鎖する第１面に共振領域が形成され、第２面に上記共振領域と対向する平面線路が形成されている。このような構成により、空洞共振器及び共振領域の各共振周波数において共振を生じさせることにより、高周波回路を構成する２つの導波管・平面線路変換器の帯域幅をそれぞれ広げることができる。このため、帯域幅の広い高周波回路を形成することができる。

第６の本発明による高周波回路は、上記構成に加えて、上記導波管及び空洞共振器が、上記導波管ブロック内において管軸方向に連通する中空部からなり、互いを区分する連結面上の内壁に段差が形成されている。この様な構成により、２つの空洞共振器と、これらの共振器を互いに連通させる導波管とを有する導波管ブロックを容易に実現することができる。従って、広帯域の２つの導波管・平面線路変換器を有する高周波回路を安価に製造することができる。

第７の本発明による高周波回路は、上記構成に加えて、上記空洞共振器が、上記導波管の管軸に直交する断面が上記導波管とは異なる形状からなり、一対の上記空洞共振器の少なくとも一方の断面積が、導波管の断面積よりも大きくなるように形成される。この様な構成により、導波管ブロックをダイキャスト法により成型することができるので、高精度かつ安価に製造することができる。

本発明によれば、共振領域が形成された誘電体基板と導波管との間に空洞共振器を介在させることにより、空洞共振器及び共振領域の各共振周波数において共振する導波管・平面線路変換器を実現することができる。従って、共振型の導波管・平面線路変換器の帯域幅を広げることができ、小型軽量かつ広帯域の導波管・平面線路変換器を提供することができる。

また、この様な広帯域化により、共振型の導波管・平面線路変換器の所望の周波数における特性ばらつきを抑制し、製造歩留まりを向上させることができる。従って、小型軽量の導波管・平面線路変換器を安価に提供することができる。

また、本発明によれば、導波管及び空洞共振器が、いずれも導波管ブロックの中空部であって、当該導波管ブロックの内壁に形成された段差によって互いに区分される領域として形成される。このため、導波管・平面線路変換器を更に小型化することができるとともに、更に安価に提供することができる。

また、本発明によれば、高周波回路を構成する２つの広帯域の導波管・平面線路変換器を広帯域化することにより、高周波回路を安価に提供することができる。また、小型軽量の高周波回路を実現することができる。

本発明の実施の形態１による導波管・平面線路変換器１００を示した斜視図である。 図１の導波管・平面線路変換器１００の展開斜視図である。 図１の導波管・平面線路変換器１００の平面図である。 図３のＡ１−Ａ１切断線による断面図である。 図３のＢ１−Ｂ１切断線による断面図である。 図１の導波管・平面線路変換器１００における透過量及び反射量を計測した計測結果が示されている。 キャビティ長Ｃ３と反射特性との関係の一例を示した図である。 図７において反射量が−１４ｄＢとなる帯域幅をキャビティ長Ｃ３ごとに求めた図表である。 本発明の実施の形態２による導波管ブロック２ａを示した図である。 本発明の実施の形態２による導波管ブロック２ｂを示した図である。 本発明の実施の形態２による導波管ブロック２ｃを示した図である。 本発明の実施の形態３による導波管・平面線路変換器１０１を示した展開斜視図である。 図１２の導波管・平面線路変換器１０１の平面図である。 本発明の実施の形態４による高周波回路２００の側面図である。 図１４の高周波回路２００の上面図である。 図１４の高周波回路２００の底面図である。 本発明の実施の形態５による高周波回路２０１の側面図である。 バックショート構造を有する従来の導波管・平面線路変換器１８０を示した斜視図である。 共振素子７を有する従来の導波管・平面線路変換器１９０を示した斜視図である。 図１９の従来の導波管・平面線路変換器１９０の平面図である。

実施の形態１．
図１〜図５は、本発明の実施の形態１による導波管・平面線路変換器１００の一構成例を示した図である。図１には外観図、図２には展開斜視図、図３には平面図、図４には図３のＡ１−Ａ１切断線による断面図、図５には図３のＢ１−Ｂ１切断線による断面図が示されている。

この導波管・平面線路変換器１００は、導波管２１及びキャビティ２２が形成された導波管ブロック２と、共振素子７及び平面線路５が形成された誘電体基板１とを備え、キャビティ２２の開口部２３に共振素子７を対向させるように、開口部２３が誘電体基板１によって閉鎖されている。このため、共振素子７及びキャビティ２２の各共振周波数により二重共振させることができ、広い帯域幅を確保することができる。

＜誘電体基板１＞
誘電体基板１は、その下面が導波管ブロック２の開口部２３を閉鎖するように配置されている。この誘電体基板１は開口部２３よりも広く、開口部２３に対応する閉鎖領域１０の周辺に導波管ブロック２の端面が密着固定されている。また、誘電体基板１上には、短絡板３、平面線路５、接地板６及び共振素子７が、導電性金属の薄膜パターンとして形成されている。これらの薄膜パターンは、熱圧着法、スパッタリング法、蒸着法などにより、銅などの薄膜を誘電体基板１の全面に形成した後、フォトエッチング法により上記薄膜をパターニングすることによって形成される。

短絡板３は、閉鎖領域１０を覆うように誘電体基板１の上面に形成され、導波管ブロック２を終端させる短絡面を構成している。図中の短絡板３は長方形からなり、その長辺から内側に向けてストリップ状の切り込み１１が形成されている。この切り込み１１は、閉鎖領域１０の短辺と平行に延び、閉鎖領域１０に達している。

平面線路５は、誘電体基板１の上面に形成された平面線路であり、その一端が短絡板３の切り込み１１内に形成され、閉鎖領域１０の長辺及び短絡板３の長辺を横切り、他端が短絡板３の外側へ引き出されている。この平面線路５は、切り込み１１内では、短絡板３から一定の距離を隔てて配置され、短絡板３とともにコプレーナ線路を形成している。また、閉鎖領域１０よりも外側では、誘電体基板１を介して接地板６と対向するように配置され、接地板６とともにマイクロストリップ線路（ＭＳＬ）を形成している。

接地板６は、閉鎖領域１０を取り囲むように形成され、この接地板６に導波管ブロック２の端面を密着させることによって、接地板６及び導波管ブロック２を導通させている。図中では、誘電体基板１の外縁を及び導波管ブロック２の端面の外縁と一致させ、接地板６が、閉鎖領域１０と一致する内縁を有し、閉鎖領域１０を除く誘電体基板１の下面全体に形成されている。

共振素子７は、接地板６と導通しないように閉鎖領域１０内に形成された素子であり、誘電体基板１上に共振領域を形成している。また、共振素子７は、誘電体基板１を挟んで平面線路５の先端と重複するように配置され、平面線路５と電磁的に結合されている。一般に、方形導波管内では、短手方向の電界しか存在せず、この電界分布は長手中央において最大となることが知られている。このため、共振素子７は、開口部２３の長辺方向の略中央を通り、開口部２３の短手方向の長さＰ２が誘電体基板１内における波長の約１／２となるように形成される。なお、平面線路５の閉鎖領域１０への挿入量と、開口部２３の短手中央からの距離とを調整することにより、インピーダンス整合を図ることができる。

スルーホール８は、誘電体基板１の貫通孔に導電性材料を充填させることにより形成されている。このスルーホール８を介して、短絡板３及び接地板６を導通させることにより、短絡板３を導波管ブロック２と同電位に保持している。このため、閉鎖領域１０の周辺に多数のスルーホール８を配置し、閉鎖領域１０を取り囲むことによって、誘電体基板１における電力損失を抑制することができる。

＜導波管ブロック２＞
導波管ブロック２は、導電性材料からなる直方体のブロック体であり、互いに連通する中空部として、導波管２１及びキャビティ２２が形成されるとともに、キャビティ２２を外部に連通させる開口部２３が形成されている。このような導波管ブロック２は、例えば、ドリル等を用いて金属ブロックを切削加工することにより製作することができる。また、アルミダイキャスト法により製作することもできる。さらに、金属板をプレス加工することにより製作することもできる。なお、導波管ブロック２は、一体をなすブロック体として製作されることが望ましいが、例えば、導波管２１を有するブロック体と、キャビティ２２を有するブロック体とをそれぞれ製作し、これらを連結したものであってもよい。

導波管２１は、管壁に囲まれた導波管ブロック２内の中空部であり、管軸方向に電波を伝搬することができる。ここでは、導波管２１が、２つの狭壁及び２つの広壁により囲まれた方形導波管であり、伝搬方向に直交する断面形状が、広壁に相当する長辺と、狭壁に相当する短辺とからなる長方形であるものとする。

キャビティ２２は、導波管２１と同様、管壁に囲まれた導波管ブロック２内の中空部であるが、所定の共振周波数を有する空洞共振器として機能する。ここでは、キャビティ２２の断面形状が長方形であり、その長辺が導波管２１の長辺よりも短く、その短辺が導波管２１の短辺よりも長くなっている。また、キャビティ２２の管軸方向の長さは、キャビティ２２内における波長の約１／２になっている。

このキャビティ２２は、導波管２１の管軸方向に連通するように導波管２１の一端に配置され、導波管２１とは異なる断面形状を有している。また、導波管２１とは反対側に開口部２３が形成され、この開口部２３は誘電体基板１により閉鎖されている。つまり、導波管ブロック２内の中空部は、導波管２１及びキャビティ２２を区分する連結面２４において断面形状が変化することによる段差２５が形成され、当該連結面２４において電波の反射が生じる。また、開口部２３においても電波の反射が生じることから、キャビティ２２は、互いに対向する反射面に挟まれた空間であり、共振器として機能する。

一般に、一対の反射面に挟まれた空間は、これらの反射面間の距離の約２倍に相当する波長を閉じこめることができ、共振器として機能することが知られている。このため、開口部２３を有する中空部の内周面に段差２５を形成し、開口部２３に対向する連結面２４を設けることにより、開口部２３及び連結面２４間の空間をキャビティ２２とすることができる。このとき、キャビティ２２の共振周波数は、キャビティ２２内における波長が開口部２３及び連結面２４間の距離の約１／２に相当する周波数となる。この共振周波数を共振素子７の共振周波数と異ならせることによって、導波管・平面線路変換器１００を二重共振させることができる。

図６は、図１の導波管・平面線路変換器１００の透過量及び反射量の周波数特性を示した図である。透過量及び反射量は、散乱パラメータＳ２１，Ｓ１１として求められる値であり、横軸には、中心周波数ｆ０により正規化された正規化周波数（ｆ／ｆ０）を用いている。図中の実線Ｔ１及びＲ１は、図１〜図５の導波管・平面線導波管・平面線路変換器１００の透過量及び反射量をそれぞれ示す特性曲線である。一方、破線Ｔ２及びＲ２は、図１９及び図２０に示した従来の導波管・平面線路変換器１９０の透過量及び反射量をそれぞれ示す特性曲線である。なお、中心周波数ｆ０は、従来の導波管・平面線路変換器１９０における共振周波数、つまり、伝送波の周波数である。

中心周波数ｆ０における透過量を比較すれば、透過特性Ｔ１では−０．２５ｄＢ、透過特性Ｔ２では−０．２１ｄＢとなっており、本実施の形態による透過特性Ｔ１は、従来の透過特性Ｔ２とほぼ同等であるということができる。一方、反射量が−２０ｄＢ以下となる帯域幅を比較すれば、反射特性Ｒ１では６．９％、反射特性Ｒ２では２．８％となっており、本実施の形態による反射特性Ｒ１は、従来の反射特性Ｒ２と比べて、帯域幅が２倍以上になっていることがわかる。つまり、透過特性Ｔ１をほとんど劣化させることなく、反射特性Ｒ１の帯域幅が大幅に改善されている。

従来の導波管・平面線路変換器１９０の周波数特性は、共振素子７の共振周波数に相当する中心周波数ｆ０において、透過量が最大となり、反射量が最小となる。また、透過特性Ｔ２は、周波数に応じて緩やかに変化するのに対し、反射特性Ｒ２は、中心周波数ｆ０付近において急峻に変化する。このため、透過量及び反射量がともに良好な周波数帯域は、反射特性Ｒ２によって決まり、比較的狭い帯域幅しか確保することができなかった。

これに対し、本実施の形態による導波管・平面線路変換器１００は、僅かに異なる２つの共振周波数ｆ１，ｆ２を有することにより、透過特性Ｔ１を顕著に劣化させることなく、反射特性Ｒ１の帯域幅を広げている。つまり、共振素子７及びキャビティ２２の各共振周波数ｆ１，ｆ２で共振させることにより、従来装置における急峻な反射特性Ｒ２を周波数軸方向にずらして２つ重ね合わせたような反射特性Ｒ１が得られる。

ここで、キャビティ２２の共振周波数ｆ２は、共振素子７の共振周波数ｆ１とは独立して調整することができる。共振素子７は、誘電体基板１内における波長が共振素子７の幅Ｐ２の約２倍に相当する周波数ｆ１で共振する。つまり、共振周波数ｆ１は、開口部２３の短手方向に関する共振素子７の幅Ｐ２によって調整することができる。一方、キャビティ２２は、キャビティ２２内における波長がキャビティ長Ｃ３の約２倍に相当する周波数ｆ２に共振する。つまり、共振周波数ｆ２は、管軸方向に関するキャビティ長Ｃ３によって、共振素子７の共振周波数ｆ１とは独立して調整することができる。このため、これらの共振周波数ｆ１，ｆ２を僅かに異ならせることにより、二重共振を利用して帯域幅を広げることができる。

また、導波管・平面線路変換器１００の帯域幅を広げるためには、共振周波数ｆ１，ｆ２が、中心周波数ｆ０を挟む周波数であり、かつ、共振周波数ｆ１，ｆ２間において、所望の変換特性が得られていることが必要となる。図６では、２つの共振周波数ｆ１，ｆ２の差が帯域比で約５％となるように、共振素子７の共振周波数ｆ１が中心周波数ｆ０よりも低く、キャビティ２２の共振周波数ｆ２が中心周波数ｆ０よりも高くなるように調整した導波管・平面線路変換器１００が用いられている。

図７及び図８は、キャビティ長Ｃ３と反射特性との関係の一例を示した図であり、キャビティ長Ｃ３の異なる複数の導波管・平面線路変換器１００を製作し、それぞれの反射特性Ｒ０１〜Ｒ０７を測定した測定結果が示されている。図８は、図７において反射量が−１４ｄＢ以下となる帯域幅をキャビティ長Ｃ３ごとに求めた図表である。

この測定に使用した導波管・平面線路変換器１００の各寸法は、次の通りである。誘電体基板１として、厚さ０．１２７ｍｍ、比誘電率２．１７のフッ素樹脂基板の両面に厚さ９μｍの銅箔を貼り合わせたものを用いた。下面の銅箔は、共振素子７を除く閉鎖領域１０内をエッチング加工により除去した。共振素子７は、閉鎖領域１０の長辺方向の長さＰ１を１．１３ｍｍ、短辺方向の長さＰ２を１．１６ｍｍとし、共振周波数ｆ１が、中心周波数７６ＧＨｚよりもやや低くなるように形成した。また、上面の銅箔も短絡板３及び平面線路５を除いてエッチング加工により除去した。平面線路５は、線路幅Ｗが０．３ｍｍ、閉鎖領域１０への挿入長Ｌが０．５５ｍｍとなるように形成した。

導波管ブロック２は、厚さ６ｍｍのアルミニウム板を使用し、切削加工により、導波管２１及びキャビティ２２を形成した。導波管２１は、長辺Ｇ１が３．１０ｍｍ、短辺Ｃ２が１．５５ｍｍとなるように形成した。また、キャビティ２２は、長辺Ｃ１が２．４ｍｍ、短辺Ｃ２が２．０ｍｍ、長さＣ３が３．０６ｍｍ〜３．６６ｍｍとなるように形成した。図７の反射特性Ｒ０１〜Ｒ０７は、キャビティ長Ｃ３を３．０６ｍｍから３．６６ｍｍまで０．１０ｍｍごとに変化させた場合の測定結果である。

その結果、図８に示した通り、キャビティ長Ｃ３が３．２６ｍｍ〜３．５６ｍｍの場合に、帯域幅が帯域比で９％以上になり、従来構造の帯域幅５．６２％に比べて、顕著に広帯域化されていることがわかる。

なお、図８では、反射量が−１４ｄＢとなる帯域幅を求めたが、反射量が−２０ｄＢとなる帯域幅を求めれば、キャビティ長Ｃ３が３．３６ｍｍの場合に、３．２６ｍｍ及び３．４６ｍｍの場合に比べて、より広い帯域幅が得られることがわかる。つまり、共振周波数ｆ１，ｆ２における反射量をバランスさせることにより、より広い帯域幅を確保することができる。このバランスは、キャビティ２２の断面形状を変化させることにより調整することができる。

本実施の形態による導波管・平面線路変換器１００は、キャビティ２２に連通する導波管２１と、キャビティ２２の開口部２３を閉鎖する誘電体基板１とを備え、誘電体基板１の第１面には、開口部２３と対向する共振素子７が形成され、第２面には、誘電体基板１を挟んで共振素子７と対向する平面線路５が形成されている。このような構成により、共振素子７及びキャビティ２２の各共振周波数ｆ１，ｆ２で共振させることができ、共振素子７を利用した導波管・平面線路変換器１００の帯域幅を広げることができる。このため、変換器を大型化することなく、また、製造コストを顕著に増大させることなく、導波管・平面線路変換器の帯域幅を広げることができる。

また、この様な広帯域化によって、製造時の加工精度の影響を受けて、導波管・平面線路変換器１００の変換特性が顕著に劣化するのを抑制することができる。例えば、共振周波数ｆ１には、共振素子７を形成するためのパターニング精度に応じた誤差が生じる。同様にして、共振周波数ｆ２にはキャビティ２２の加工精度に応じた誤差が生じる。しかしながら、異なる２つの共振周波数ｆ１，ｆ２で二重共振させることによって、これらの共振周波数ｆ１，ｆ２の一方又は両方に多少の誤差が生じたとしても、伝送波の周波数における変換特性が顕著に劣化することはない。従って、伝送波の周波数に関し、製品毎の特性のばらつきを抑制することができる。その結果、製造歩留まりを向上させることができ、製造コストを低減することができる。

さらに、導波管ブロック内にキャビティ２２を形成することにより、広帯域化を実現していることから、部品数を増大させることなく、また、小型軽量化を犠牲にすることもない。従って、小型軽量で広帯域の導波管・平面線路変換器を実現することができる。しかも、このような導波管・平面線路変換器を安価に製造することができる。

実施の形態２．
実施の形態１では、導波管・平面線路変換器１００を広帯域化するための導波管ブロック２の一構成例について説明した。本実施の形態では、導波管ブロック２の他の構成例について更に説明する。

キャビティ２２は、連結面２４よりも開口部２３側の空間であり、連結面２４は、導波管ブロック２の内周面に段差２５を設けることによって形成された反射面である。従って、連結面２４を形成する内周面上の段差２５は、開口部２３からの距離がキャビティ２２内における波長の約１／２となる位置に形成されていればよい。また、段差２５の形状は、キャビティ２２内において反射を生じさせるものであればよい。つまり、キャビティ２２の断面形状は、導波管２１の断面形状と異なるものであればよく、その形状は任意である。このため、本実施の形態では、導波管・平面線路変換器１００に適用することができる種々の導波管ブロック２ａ〜２ｄを例示する。

図９は、本発明の実施の形態２による導波管・平面線路変換器１００の要部の一構成例を示した図であり、導波管ブロック２ａが示されている。図中の（ａ）には平面図、（ｂ）にはＡ２−Ａ２切断線による断面図、（ｃ）にはＢ２−Ｂ２切断線による断面図が示されている。なお、誘電体基板１は、図１の導波管・平面線路変換器１００の場合と同じものが用いられる。

この導波管ブロック２ａでは、導波管２１及びキャビティ２２の断面形状は、ともに矩形であり、長辺の長さが一致しているが、短辺の長さは、導波管２１よりもキャビティ２２の方が短くなっている。つまり、導波管２１及びキャビティ２２は、互いの狭壁が一致する一方、互いの広壁は一致せず、広壁の段差２５のみによって連結面２４が形成されている。

図１０は、導波管・平面線路変換器１００の要部の他の構成例を示した図であり、導波管ブロック２ｂが示されている。図中の（ａ）には平面図、（ｂ）にはＡ３−Ａ３切断線による断面図、（ｃ）にはＢ３−Ｂ３切断線による断面図が示されている。

この導波管ブロック２ｂも、図９の導波管ブロック２ａと同様、導波管２１及びキャビティ２２の断面形状はともに矩形であるが、短辺の長さが一致し、長辺の長さが、導波管２１よりもキャビティ２２の方が長くなっている。つまり、導波管２１及びキャビティ２２は、互いの広壁が一致する一方、互いの狭壁は一致せず、狭壁の段差２５のみによって連結面２４が形成されている。

つまり、導波管２１及びキャビティ２２の断面形状がともに矩形からなる場合、狭壁及び広壁のいずれか一方のみに段差２５を設けるだけでも、連結面２４を形成することができる。また、この段差２５は、キャビティ２２の断面積を導波管２１の断面積よりも大きくするものであってもよいし、小さくするものであってもよい。

図１１は、導波管・平面線路変換器１００の要部の他の構成例を示した図であり、導波管ブロック２ｃが示されている。図中の（ａ）には平面図、（ｂ）にはＡ４−Ａ４切断線による断面図、（ｃ）にはＢ４−Ｂ４切断線による断面図が示されている。

この導波管ブロック２ｃでは、キャビティ２２の断面形状が長円になっている。つまり、キャビティ２２は、長円の底面を有する柱状体の空間からなる。長円の直線部分は、導波管２１の広壁と一致する一方、円弧部分は、導波管２１の狭壁とは一致せず、狭壁及び円弧部分によって形成される段差２５によって連結面２４が形成されている。つまり、キャビティ２２の断面形状は矩形でなくてもよく、例えば、円形であってもよい。ドリルを用いた切削加工によりキャビティ２２を形成する場合、この様な長円の断面形状に加工する方が、矩形の断面形状に加工するよりも効率的である。

本実施の形態において示した通り、キャビティ２２の断面形状は、導波管２１とは異なっていればよく、その断面形状は任意である。また、本実施の形態では、キャビティ２２の断面形状が管軸上の位置にかかわらず一定となる形状、つまり、柱状体である場合について説明したが、本発明による導波管・平面線路変換器１００のキャビティ２２は、柱状体には限定されない。例えば、管軸方向に沿って断面形状が滑らかに変化するものであってもよい。キャビティ２２の内部において顕著な反射を生じさせることは望ましくないため、キャビティ２２の内周面には反射面を形成するような段差が形成されていなければよく、キャビティ２２の断面積が一定であることは必須ではない。

実施の形態３．
上記実施の形態では、誘電体基板１に共振素子７が形成された導波管・平面線路変換器１００について説明した。これに対し、本実施の形態では、誘電体基板１に共振窓７ａが形成された導波管・平面線路変換器１０１について説明する。

図１２及び図１３は、本発明の実施の形態３による導波管・平面線路変換器１０１の一構成例を示した図である。図１２には展開斜視図、図１３には平面図が示されている。この導波管・平面線路変換器１０１は、共振素子７に代えて、共振窓７ａを有する点で、図１〜図５の導波管・平面線路変換器１００とは異なる。なお、図１〜図５に示された構成要素に相当するものには、同一の符号を付し、重複する説明を省略する。

接地板６ａは、閉鎖領域１０の周辺に加えて、共振窓７ａを除く閉鎖領域１０内にも形成されている。この接地板６ａに導波管ブロック２の端面を密着させることによって、接地板６及び導波管ブロック２を導通させている。図中では、接地板６が、共振窓７ａと一致する内縁を有し、共振窓７ａを除く誘電体基板１の下面全体に形成されている。

共振窓７ａは、接地板６ａに形成された窓、つまり、接地板６ａの開口部であり、誘電体基板１上の共振領域となる。また、共振窓７ａは、誘電体基板１を挟んで平面線路５の先端と重複するように配置され、平面線路５と電磁的に結合されている。共振窓７ａは、開口部２３の長辺方向の略中央を通り、開口部２３の長手方向の長さＰ３が誘電体基板１内における波長の約１／２となるように形成される。

このような共振窓７ａを有する誘電体基板１を用いた導波管・平面線路変換器１０１においても、導波管２１及びキャビティ２２が形成された導波管ブロック２を用いることにより、実施の形態１及び２と同様の作用効果が得られる。

実施の形態４．
図１４〜図１６は、本発明の実施の形態４による高周波回路２００の一構成例を示した図であり、図１４には側面図、図１５には上面図、図１６には底面図が示されている。この高周波回路２００は、２枚の誘電体基板１ｎ，１ｍが導波管ブロック２ｄの両面に密着固定されて構成される。誘電体基板１ｎ，１ｍ上には、回路３１，３２がそれぞれ形成されており、これらの回路３１，３２は、導波管ブロック２内の導波管２１を介して接続されている。

導波管ブロック２ｄは、互いに対向する回路形成面２ｎ，２ｍを有し、これらの回路形成面２ｎ，２ｍには、開口部２３ｎ，２３ｍがそれぞれ形成されている。また、導波管ブロック２ｄの内部には、導波管２１が形成されるとともに、導波管２１の両端にキャビティ２２ｎ，２２ｍが形成されている。キャビティ２２ｎ，２２ｍは、導波管２１に対し管軸方向にそれぞれ連通し、導波管２１とは反対側に開口部２３ｎ，２３ｍがそれぞれ形成されている。つまり、開口部２３ｎ，２３ｍは、キャビティ２２ｎ，２２ｍ及び導波管２１を介して連通している。

回路形成面２ｎ上には、誘電体基板１ｎが密着固定されている。誘電体基板１ｎは、図１〜図５に示した誘電体基板１上にアンテナ３１が形成された基板であり、短絡板３ｎ及び平面線路５ｎと、図示しない接地板及び共振素子を有し、さらに、平面線路５ｎに接続されたアンテナパターン３１を有している。

同様にして、回路形成面２ｍ上には、誘電体基板１ｍが密着固定されている。誘電体基板１ｍは、図１〜図５に示した誘電体基板１上に送受信回路３２が配置された基板であり、短絡板３ｍ及び平面線路５ｍと、図示しない接地板及び共振素子を有し、さらに、平面線路５ｍに接続された送受信回路３２を有している。

つまり、この高周波回路２００は、上面側に導波管・平面線路変換器１００ｎ、下面側に導波管・平面線路変換器１００ｍが形成され、これらの導波管・平面線路変換器１００ｎ，１００ｍが導波管２１を介して接続されている。従って、誘電体基板１ｎ上のアンテナ３１と、誘電体基板１ｍ上の送受信回路３２が、導波管・平面線路変換器１００ｎ，１００ｍ及び導波管２１を介して接続されている。

これらの導波管・平面線路変換器１００ｎ，１００ｍは、導波管２１の両端に形成されたキャビティ２２ｎ，２２ｍによって、広帯域化されているため、アンテナ３１及び送受信回路３２の接続経路を全体として広帯域化することができる。

この様な広帯域化によって、製造時の加工精度の影響を受けて、導波管・平面線路変換器１００の変換特性が顕著に劣化するのを抑制することができる。つまり、アンテナ３１及び送受信回路３２間の伝送波の周波数に関し、製品毎の特性のばらつきを抑制することができる。その結果、製造歩留まりを向上させることができ、製造コストを低減することができる。

実施の形態５．
図１７は、本発明の実施の形態５による高周波回路２０１の一構成例を示した側面図である。この高周波回路２０１は、図１４の高周波回路２００と比較すれば、導波管ブロック２ｅ内に形成されたキャビティ２２ｎ，２２ｍ及び導波管２１の断面積の大小関係のみが異なっている。

管軸に垂直な断面積は、図１４の高周波回路２００では、導波管２１よりもキャビティ２２ｎ，２２ｍの方が大きい。これに対し、図１５の高周波回路２０１では、キャビティ２２ｍ、導波管２１、２２ｎの順で大きくなっていく。

つまり、これらの高周波回路２００，２０１は、２つのキャビティ２２ｎ，２２ｍのうち、少なくとも一方の断面積が、導波管の断面積よりも大きくなっている。このため、導波管ブロック２ｄ，２ｅは、中子を用いたダイキャスト法により製造することができ、高精度かつ安価に製造することができる。

１，１ｎ，１ｍ 誘電体基板
２，２ａ〜２ｅ 導波管ブロック
２，２ｍ，２ｎ 回路形成面
３，３ｍ，３ｎ 短絡板
５，５ｍ，５ｎ 平面線路
６，６ａ 接地板
７ 共振素子
７ａ 共振窓
８ スルーホール
１０ 閉鎖領域
２１ 導波管
２２，２２ｍ，２２ｎ キャビティ
２３，２３ｍ，２３ｎ 開口部
２４ 連結面
２５ 段差
３１ アンテナ
３２ 送受信回路
１００，１００ｍ，１００ｎ，１０１ 導波管・平面線路変換器
２００，２０１ 高周波回路
ｆ０ 中心周波数
ｆ１，ｆ２ 共振周波数

Claims (7)

1. 空洞共振器及び導波管が形成された導波管ブロックと、
   上記導波管とは反対側に形成された上記空洞共振器の開口部を閉鎖する第１面に共振領域が形成され、第２面に上記共振領域と対向する平面線路が形成された誘電体基板とを備え、
   上記導波管及び空洞共振器は、上記導波管ブロック内において管軸方向に連通する中空部からなり、互いを区分する連結面上の内壁に段差が形成されていることを特徴とする導波管・平面線路変換器。
2. 上記空洞共振器は、上記導波管の管軸に直交する断面形状が上記導波管とは異なることを特徴とする請求項１に記載の導波管・平面線路変換器。
3. 上記空洞共振器及び上記導波管は、４つの管壁に囲まれた矩形の断面形状を有する中空部からなり、
   上記段差は、少なくとも対向する一対の管壁にそれぞれ形成されていることを特徴とする請求項２に記載の導波管・平面線路変換器。
4. 上記空洞共振器及び上記共振領域の共振周波数は、上記導波管の伝送波の周波数を挟んで異なることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の導波管・平面線路変換器。
5. 互いに対向する一対の回路形成面を有する導波管ブロックと、
   上記回路形成面にそれぞれ配置された一対の誘電体基板とを備え、
   上記導波管ブロックは、上記回路形成面にそれぞれ開口部を有する一対の空洞共振器と、これらの上記空洞共振器を互いに連通させる導波管とを有し、
   上記誘電体基板は、上記開口部を閉鎖する第１面に共振領域が形成され、第２面に上記共振領域と対向する平面線路が形成されていることを特徴とする高周波回路。
6. 上記導波管及び空洞共振器は、上記導波管ブロック内において管軸方向に連通する中空部からなり、互いを区分する連結面上の内壁に段差が形成されていることを特徴とする請求項５に記載の高周波回路。
7. 上記空洞共振器は、上記導波管の管軸に直交する断面が上記導波管とは異なる形状からなり、
   一対の上記空洞共振器の少なくとも一方の断面積が、導波管の断面積よりも大きいことを特徴とする請求項６に記載の高周波回路。

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