JP5628279B2

JP5628279B2 - コンバータの等価抵抗の制御方法および制御装置

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Description

本発明は、等価抵抗の制御技術に関し、さらに詳細には、コンバータの等価抵抗の制御方法および制御装置に関する。

一般に、３端子交流半導体スイッチ（トライアック）および力率改善回路（ＰＦＣ）を備えるアーキテクチャは、照明装置、発光ダイオード、またはその他の照明モジュールに対して調光操作を行うために使用される。小さい導通角でもトライアックを作動させるため、アーキテクチャはさらにブリーダも備えている。ブリーダはトライアックのカットオフ現象を防止するようにトライアックに必要な保持電流を維持することができる。

さらに、調光操作の間、入力信号には短いサージ振動が生じることがあるため、アーキテクチャは、この短いサージ振動を防止するために、ダンパおよび制御回路も備えている必要がある。したがって、回路全体に係る製造コストは、ブリーダおよびダンパを追加することにより増大する可能性がある。製造コストの増大とは別に、短いサージ振動の発生を制限するために抵抗ダンパを使用することにより、新たなエネルギー損失が生じてしまう。

１つの態様では、電圧変換モジュールを備えコンバータの等価抵抗を制御する装置に適用されるコンバータの等価抵抗の制御方法であって、電源入力信号を受信し、電源入力信号の電圧レベルおよび振動状態に応じて第１の制御信号を生成するとともに、第１の制御信号に応じて電圧変換モジュールの等価抵抗を調整して電圧変換モジュールをダンパモードまたはコンバータモードで動作させ、電圧変換モジュールがコンバータモードで動作する場合、電源入力信号を出力信号に変換し、電圧変換モジュールがダンパモードで動作する場合、電源入力信号の防止対象振動を抑制するとともに、抑制された電源入力信号を出力信号に変換し、電圧変換モジュールがダンパモードでの動作を終えた後、電源入力信号の電流レベルを検出して第２の制御信号を生成するとともに、第２の制御信号に応じて等価抵抗を調整して電圧変換モジュールをブリーダモードまたはコンバータモードで動作させ、電圧変換モジュールがブリーダモードで動作する場合、電流レベルが照明用の調光器のカットオフを防止するべく調光器の保持電流以上となるように電源入力信号を調整するとともに、調整された電源入力信号を出力信号に変換する。

もう１つの態様では、コンバータの等価抵抗の制御装置であって、電源入力信号を受信し、電源入力信号の電圧レベルおよび振動状態に応じて第１の制御信号を生成し、電源入力信号の電流レベルに応じて第２の制御信号を生成するようになっている制御モジュールと、制御モジュールと接続されて、コンバータモード、ダンパモード、およびブリーダモードのいずれか１つのモードで選択的に動作するための第１の制御信号および第２の制御信号に応じて等価抵抗を調整して、第１の制御信号に応じてダンパモードまたはコンバータモードで動作するようになっている電圧変換モジュールであって、コンバータモードで動作する場合、電源入力信号を出力信号に変換するようになっており、ダンパモードで動作する場合、電源入力信号の防止対象振動を抑制するとともに、抑制された電源入力信号を出力信号に変換し、ダンパモードでの動作に続いて第２の制御信号に応じてブリーダモードまたはコンバータモードで動作し、ブリーダモードで動作する場合、電流レベルが照明用の調光器のカットオフを防止するべく調光器の保持電流以上となるように電源入力信号を調整するとともに、調整された電源入力信号を出力信号に変換するようになっている電圧変換モジュールと、を備えている。

本開示は、以下に記載した詳細説明から完全に理解されるであろう。以下の記載は、例示のみを目的としているため、本開示を限定するものではない。

本開示の一実施形態による負荷駆動回路のブロック図である。本開示の一実施形態による電源入力信号の波形の図である。本開示の一実施形態による、電圧変換モジュールがダンパモード、ブリーダモード、およびコンバータモードで動作するときの電源入力信号の電圧波形および電流波形の図である。本開示の一実施形態による力率改善共振型コンバータの図である。本開示の一実施形態による負荷駆動回路の一部を示す図である。本開示の一実施形態による昇降圧コンバータの図である。本開示の一実施形態によるコンバータの等価抵抗の制御方法のフローチャートである。本開示のもう１つの実施形態によるコンバータの等価抵抗の制御方法のフローチャートである。

図１は、本開示の一実施形態による負荷駆動回路のブロック図である。負荷駆動回路１００は、トライアック１１０、整流器１２０、電磁インターフェース（ＥＭＩ）フィルタ１３０、およびコンバータの等価抵抗の制御装置１４０を備える。この実施形態では、トライアック１１０を、負荷駆動回路１００が駆動する照明モジュール（例えば、発光ダイオードまたは照明装置であり、図１には図示していない）に対して調光操作を行うように適応できる。もう１つの実施形態では、負荷駆動回路１００でトライアック１１０を省略することができる。つまり、交流電流（ＡＣ）信号ＶＡＣは、整流器１２０に直接入力される。注目すべきことは、本開示の説明にはトライアックが調光器に書き換えることがある。

整流器１２０は、トライアック１１０に接続されることができる。トライアック１１０および整流器１２０が処理できるＡＣ信号ＶＡＣは、整流した信号ＶＩの生成を引き起こすことができる。整流器１２０は、ブリッジ整流器であってもよいがこれに限定されない。整流器１２０に接続されたＥＭＩフィルタ１３０は、整流した信号ＶＩをフィルタリングし、電源入力信号ＶＩＮを生成するために使用されることができる。

コンバータの等価抵抗の制御装置１４０は、制御モジュール１５０および電圧変換モジュール１６０を備えることができる。制御モジュール１５０は、電源入力信号ＶＩＮを受信し、この電源入力信号ＶＩＮの電圧レベルおよび振動状態に応じて制御信号ＣＳ１を生成し、信号ＶＩＮの電圧レベルまたは電流レベルに応じてもう１つの制御信号ＣＳ２を生成するために使用されることができる。

制御モジュール１５０に接続された電圧変換モジュール１６０は、電圧変換モジュール１６０がダンパモードまたはコンバータモードで動作できるように、制御信号ＣＳ１に応じて電圧変換モジュール１６０の等価抵抗を調整するために使用されることができる。電圧変換モジュール１６０がコンバータモードで動作するとき、電圧変換モジュール１６０は、電源入力信号ＶＩＮを出力信号ＶＯに変換する。

ダンパモードで動作するとき、電圧変換モジュール１６０は、制御信号ＣＳ２および照明用の調光器のカットオフを防止するための保持電流に応じて自らの等価抵抗を調整し、その結果、電圧変換モジュール１６０は、ブリーダモードまたはコンバータモードで動作できるようになる。このようにして、装置１４０は、電圧変換モジュール１６０の等価抵抗を調整することによって、他のパッシブダンパおよびパッシブブリーダがなくても、アクティブダンパ、アクティブブリーダ、またはアクティブコンバータとして働くことができる。したがって、回路全体の製造コストを効果的に削減することができる。

この実施形態では、制御モジュール１５０は、まず電源入力信号ＶＩＮの電圧レベルがゼロよりも高いかどうかを検出することができ、これによって負荷駆動回路１００が作動しているかどうかを示す。次に、制御モジュール１５０は、電源入力信号ＶＩＮが防止対象振動状態にあるか否かを検出する。電源入力信号ＶＩＮが防止対象振動状態にない場合、制御モジュール１５０は、例えば、電圧変換モジュール１６０をコンバータモードで動作するように制御するために、制御信号ＣＳ１を「高」論理レベル（ｌｏｇｉｃｈｉｇｈｌｅｖｅｌ，１）で生成し、これによって電源入力信号ＶＩＮを出力信号ＶＯに変換する。このように、負荷駆動回路１００は、トライアック１１０を備えていない。つまり、装置１４０は、シリコン制御の電力調整器と一緒には使用されない。

一方、電源入力信号ＶＩＮが防止対象振動状態にあることを制御モジュール１５０が検出すれば、制御モジュール１５０は、例えば、電圧変換モジュールの等価抵抗１６０を調整して電圧変換モジュール１６０をダンパモードで動作させるために、制御信号ＣＳ１を「低」論理レベル（ｌｏｇｉｃｌｏｗｌｅｖｅｌ，０）で生成する。つまり、電圧変換モジュール１６０は、ダンパとして機能する。このように、負荷駆動回路１００はトライアック１１０を備えている、すなわち装置１４０は、シリコン制御の電力調整器と一緒に使用される。

例えば、トライアック１１０が動作するとき、ＥＭＩフィルタ１３０にフィルタリングされた電源入力信号ＶＩＮは、ＥＭＩフィルタ１３０によるリンギング効果と関連していることがある。リンギング効果によって、電源入力信号ＶＩＮは、図２に示すように、振動したり上向きおよび下向きに揺れたりすることがある。図２において、曲線Ｓ１は、電源入力信号ＶＩＮの電流波形を示す。制御モジュール１５０は、電圧変換モジュール１６０の等価抵抗を調整して電圧変換モジュール１６０がダンパとして機能するようにし、電源入力信号ＶＩＮの振動を効果的に防止する。電圧変換モジュール１６０はダンパとして働くことができるため、本例では必要されてない追加のダンパを設置することで起こる新たなエネルギー消費を削減することができる。

次に、制御モジュール１５０はさらに、電源入力信号ＶＩＮの電圧レベルまたは電流レベルがデフォルト値よりも低いかどうかを検出し、電圧変換モジュール１６０をブリーダモードまたはコンバータモードで動作するように制御する。電源入力信号ＶＩＮの電圧レベルまたは電流レベルがデフォルト値よりも低い場合、制御モジュール１５０は、例えば、電圧変換モジュール１６０の等価抵抗を調整して電圧変換モジュール１６０をブリーダモードで動作させるために、制御信号ＣＳ２を低論理レベルで生成する。例えば、電源入力信号ＶＩＮの電流がトライアック１１０の保持電流よりも大きいまたは等しい場合、電圧変換モジュールはブリーダとしての役割を果たす。

電圧変換モジュール１６０がブリーダモードで動作したのち、制御モジュール１５０は、電源入力信号ＶＩＮが各電源周期の初めに振動状態にあるかジャンピング状態にあるかを再び検出し、これによって、電源入力信号ＶＩＮに対する次の変換動作のために、電圧変換モジュール１６０の動作モードをダンパモード、ブリーダモード、またはコンバータモードに切り替えるべきかどうかを決定する。

電源信号ＶＩＮの電圧レベルまたは電流レベルがデフォルト値よりも高いと検出された場合、制御モジュール１５０は、例えば、電圧変換モジュール１６０の等価抵抗を調整して電圧変換モジュール１６０がコンバータモードで動作できるようにするために、制御信号ＣＳ２を「高」論理レベルで生成し、その結果、電源入力信号ＶＩＮは、出力信号ＶＯに変換される。注目すべきことは、電源入力信号ＶＩＮの電流は、通常トライアック１１０の保持電流よりも大きいことである。このように、電圧変換モジュール１６０は、次の動作のためのコンバータとして働くことができる。

電圧変換モジュール１６０がコンバータモードで動作したのち、制御モジュール１５０は、電源入力信号ＶＩＮが各電源周期の初めに防止対象振動状態にあるか否かを再び検出し、これによって、電源入力信号ＶＩＮに対する次の変換動作のために、電圧変換モジュール１６０の動作モードを切り替える。

前述したように、この実施形態では、電源入力信号が防止対象振動状態（すなわち電源入力信号ＶＩＮの状態）にあるかの検出結果に基づいて、電圧変換モジュール１６０が１つのモード（すなわちコンバータモード）で動作するか、３つのモード（すなわちダンパモード、ブリーダモード、およびコンバータモード）で動作するかを決定できる。

図３は、電圧変換モジュール１６０がダンパモード、ブリーダモード、およびコンバータモードで動作するときの電源入力信号の電圧波形および電流波形を示す。図３の曲線Ｓ２は、電源入力信号ＶＩＮの電圧波形であり、図３の曲線Ｓ３は、同じ電源入力信号ＶＩＮの電流波形である。図３に示すように、電圧変換モジュール１６０がブリーダモードで動作するとき、電源入力信号ＶＩＮの電流は、ブリーダの電流と等しくかつ保持電流よりも高いレベルに維持される。電圧変換モジュール１６０がコンバータモードで動作するとき、電源入力信号ＶＩＮの電流が常に保持電流よりも大きいことよって、トライアック１１０のカットオフ効果の影響を最小限度に保持できる。このほか、電圧変換モジュール１６０がダンパモードで動作する継続時間は、１回の実行で、例えばＥＭＩフィルタ１３０の共振時間の１／２の時間続くことができる。

この実施形態では、電源入力信号ＶＩＮは、入力電圧および入力電流を含む。出力信号ＶＯは、定量的な電圧および定量的な電流を含む。

このほか、電圧変換モジュール１６０は、昇降圧コンバータ、力率改善共振型コンバータ、降圧型コンバータ、昇圧型コンバータ、またはフライバックコンバータであってよいが、これらに限定されない。

以下の例は、どのように制御モジュール１５０が電圧変換モジュール１６０を制御してその等価抵抗を調整し、電圧変換モジュール１６０を対応する動作モードで動作させるのかを、当業者によりよく理解してもらうために説明するものである。電圧変換モジュール１６０は力率改善共振型コンバータであると仮定する。力率改善共振型コンバータは、力率改善ＬＣ−ＬＣ型コンバータとも呼ばれる。

図４は、力率改善共振型コンバータの図である。力率改善共振型コンバータ（すなわち電圧変換モジュール１６０）は、電力取得回路４１０、エネルギー貯蔵部品４２０、エネルギー輸送回路４３０、ダイオードＤ３、コンデンサＣ１、および制御部４４０を備える。これらの素子の接続関係については、図３を参照することができ、ここでは再度説明しない。電力取得回路４１０は、スイッチＳＷ１、ダイオードＤ１およびＤ２、ならびにインダクタＬ１を備える。これらの素子の接続関係については、図４を参照することができ、ここでは再度説明しない。スイッチＳＷ１は、制御信号ＣＳ３によって制御される。

この実施形態では、エネルギー貯蔵部品４２０は、コンデンサＣＰを備えることができる。エネルギー輸送回路４３０は、インダクタＬ２、スイッチＳＷ２、ならびにダイオードＤ３およびＤ５を備える。これらの素子の接続関係については、図４を参照することができ、ここでは再度説明しない。スイッチＳＷ２は、制御信号ＣＳ４によって制御される。この実施形態では、エネルギーの輸送は、コンデンサＣＰを充放電させることによって実現できる。コンデンサＣＰに蓄積された電荷は、次式で表される。

この実施形態では、電源入力信号ＶＩＮは、入力電圧および入力電流を含む。出力信号ＶＯは、負荷に基づき定められた電圧および負荷に基づき定められた電流を含む。

ΔＱはコンデンサＣＰの電荷である。Ｉは、コンデンサＣＰを流れる電流である。Δｔは、コンデンサＣＰに対する充電時間である。Ｃ_pは、ＣＰの静電容量である。ΔＶは、コンデンサＣＰが充電または放電されているときのコンデンサＣＰの電圧差である。さらに、ΔＶは、式（２）で示すように、それぞれのスイッチのスイッチング時間に検出された入力電圧とも等しい。

次に、スイッチＳＷ１が導通されるときにコンデンサＣＰを流れる平均電流Ｉ_SW1,avg(t)は、式（１）、（２）、および（３）を用いて計算でき、式（４）に示すようになる。

Ｖ_peakは、電源入力信号ＶＩＮのピーク電圧である。Ｔ１は、スイッチＳＷ１の導通時間である。I_SW1(t)は、スイッチＳＷ１が導通されるときにコンデンサＣＰを流れる電流である。Ｃ_pは、ＣＰの静電容量である。Ｔ_SWは、スイッチＳＷ１のスイッチング時間である。

電圧変換モジュール１６０の等価抵抗は、式（４）から導くことができ、式（５）に示すようになる。

Ｆ_SWは、スイッチＳＷ１のスイッチング周波数である。

ＥＭＩフィルタ１３０がインダクタＬ３およびコンデンサＣ２を備えているかぎり、電圧変換モジュール１６０を抵抗Ｒ_eqとみなしてもよい。これらの素子の接続関係については、図５を参照することができ、ここでは再度説明しない。図５によれば、負荷駆動回路１００に対する輸送機能は、式（６）で示すことができる。

であり、これは共振角周波数である。
Ｌは、ＥＭＩフィルタ１３０におけるＬ３のインダクタンス値である。Ｃは、ＥＭＩフィルタ１３０におけるコンデンサＣ２の静電容量である。Ｒ_eqは、電圧変換モジュールの等価抵抗１６０である。負荷駆動回路１００のＱファクタは、式（７）を用いて計算できる。

Ｑ＝０．５、Ｌ＝６．８ｍＨ、Ｃ＝４７ｎＦであれば、等価抵抗は、式（７）を用いて得ることができる。つまり、

である。

したがって、電圧変換モジュール１６０がダンパモードで動作するためには、等価抵抗Ｒ_eqを７６０Ωになるように調整しなければならない。Ｃ_pの静電容量が１０ｎＦであれば、電圧変換モジュール１６０のスイッチング周波数は、Ｒ_eq＝７６０Ωを式（５）に代入することによって得られる。このように、スイッチング周波数は、

になることができる。

シリコン制御の電力調整器を使用する場合、電源入力信号ＶＩＮの電圧レベルがゼロよりも高いことを制御モジュール１５０が検出すると、制御信号ＣＳ１は、スイッチング周波数を１３１．６ＫＨｚになるように制御することができる。このように、電圧変換モジュール１６０は、ダンパモードで動作でき、Ｑファクタ＝０．５が達成される。したがって、電源入力信号ＶＩＮに関連する振動を低減することができる。

このほか、トライアック１１０の保持電流が２０ｍＡ、トライアックの最小導通角が１０度、入力電圧ＶＩＮが２７Ｖであれば、電圧変換モジュール１６０の等価抵抗Ｒ_eqを計算でき、

になる。
コンデンサＣＰの静電容量Ｃ_pが１０ｎＦであれば、電圧変換モジュール１６０に必要なスイッチング周波数は、Ｒ_eq＝１３５０Ωを式（５）に代入することによって得られる。したがって、

である。

電源入力信号ＶＩＮの電圧レベルまたは電流レベルがデフォルト値よりも低いことを制御モジュール１５０が検出すると、制御信号ＣＳ２は、スイッチング周波数を７４．１ＫＨｚになるように制御することができ、その結果、電圧変換モジュール１６０は、ブリーダモードで動作できる。

一方、電圧変換モジュール１６０からこれに続く負荷（例えば、照明モジュール）に十分な電流量を供給するためには、電圧変換モジュール１６０の等価抵抗が重要になる。照明モジュールに７つの発光ダイオードがあり、電流が２００ｍＡである場合、電圧変換モジュール１６０から送られる出力信号ＶＯの電圧は２１Ｖであり、出力信号ＶＯの電力は４．２Ｗであるはずである。

しかしながら、電圧変換モジュール１６０の転送効率は完全に１００％ではないことがある。転送効率が９０％であれば、電源入力信号ＶＩＮの平均電力は、Ｐ_{in_avg}＝４．６７Ｗであり、ＡＣ入力ピーク電圧信号の電圧は１１０Ｖであり、電源入力信号ＶＩＮの電圧の二乗平均平方根Ｖ_rmsは７７．７８Ｖ、すなわち、Ｖ_rms＝７７．７８Ｖである。
したがって、電源入力信号ＶＩＮの電流の二乗平均平方根Ｉ_rmsは、

である。算出されたＩ_rmsを基に、電圧変換モジュール１６０の等価抵抗が得られる。すなわち、

である。

ＣＰの静電容量Ｃ_pが１０ｎＦであれば、電圧変換モジュール１６０に必要なスイッチング周波数は、Ｒ_eq＝１．３ＫΩを式（５）に代入することによって得られる。つまり、

である。したがって、電源入力信号ＶＩＮの電圧レベルまたは電流レベルがデフォルト値よりも大きいことを制御モジュール１５０が検出すると、制御信号ＣＳ２は、スイッチング周波数を７４．１ＫＨｚになるように制御することができ、その結果、電圧変換モジュール１６０は、コンバータモードで動作できる。

この実施形態における電圧変換モジュール１６０は、力率改善共振型コンバータに限定されるわけではない。以下にもう１つの例を記載する。

電圧変換モジュール１６０は、図６に示すような昇降圧コンバータであってもよい。昇降圧コンバータ１６０は、トランジスタＭ１、インダクタＬ４、コンデンサＣ３、およびダイオードＤ６を備える。これらの素子の接続関係については、図６に示しているため、ここでは再度説明しない。図６によれば、インダクタＬ４を流れる平均電流は、式（８）を用いて計算できる。

ＩＬ_avgは、インダクタＬ４を流れる平均電流である。ＶＩＮは、電源入力信号の電圧である。Ｌは、Ｌ４のインダクタンス値である。Ｄは、スイッチングデューティ比である。Ｔ_SWは、トランジスタＭ１のスイッチング時間である。よって、電圧変換モジュール１６０の等価抵抗は、式（９）を用いて得られる。

したがって、Ｌ４のインダクタンス値Ｌおよびスイッチング時間Ｔ_SWがわかれば、制御モジュール１５０は、制御信号ＣＳ１およびＣＳ２を使用してスイッチングデューティ比Ｄに相当する電圧変換モジュール１６０の等価抵抗を調整でき、その結果、電圧変換モジュール１６０は、ダンパモード、ブリーダモード、またはコンバータモードで動作できる。

このほか、電圧変換モジュールが降圧型コンバータ、昇圧型コンバータ、またはフライバックコンバータによって実行される場合、電圧変換モジュール１６０の等価抵抗も、上記の昇降圧コンバータに使用した方法を用いて計算できる。したがって、降圧型コンバータ、昇圧型コンバータ、またはフライバックコンバータによって実行される電圧変換モジュール１６０は、調整したスイッチングデューティ比Ｄによって、ダンパモード、ブリーダモード、またはコンバータモードで動作することもできる。

コンバータの等価抵抗の制御装置１４０は、ダンパ、ブリーダ、またはコンバータとしての役割を果たすことができる。電源入力信号ＶＩＮの振動を効果的に抑制でき、新たなエネルギー消費および新たな回路の使用に係るコストを削減できる。

コンバータの等価抵抗の制御方法をさらに図７に挿入することができ、この図は、このような方法のフローチャートを示す。本方法は、コンバータの等価抵抗の制御装置に使用でき、この装置は電圧変換モジュールを備える。ステップＳ７１０では、電源入力信号が受信される。ステップＳ７２０では、電圧変換モジュールの等価抵抗を調整して電圧変換モジュールをダンパモードまたはコンバータモードで動作させるために、電源入力信号の電圧レベルおよび振動状態に応じて第１の制御信号が生成される。ステップＳ７３０では、電圧変換モジュールがコンバータモードで動作するとき、電源入力信号を対応する出力信号に変換する。ステップＳ７４０では、本方法はさらに、電圧変換モジュールがダンパモードで動作するときに、電圧変換モジュールの等価抵抗を調整することを含む。ステップＳ７５０では、電源入力信号の電流レベルを検出して第２の制御信号を生成し、この制御信号を基に等価抵抗をさらに調整する。等価抵抗は照明用の調光器のカットオフを防止するための保持電流に応じて調整するもできる。よって、調整可能な等価抵抗に基づいて、電圧変換モジュールがブリーダモードまたはコンバータモードで動作する。

この実施形態では、電源入力信号は、入力電圧および入力電流を含む。出力信号は、負荷に基づき定められた電圧および負荷に基づき定められた電流を含む。電圧変換モジュールは、昇降圧コンバータ、力率改善共振型コンバータ、降圧型コンバータ、昇圧型コンバータまたはフライバックコンバータである。

図８は、本開示のもう１つの実施形態による、コンバータの等価抵抗の制御方法のフローチャートである。本方法は、コンバータの等価抵抗の制御装置に使用されることができ、この装置は、電圧変換モジュールを備える。ステップＳ８１０では、電源入力信号が受信される。ステップＳ８２０では、本方法は、電源入力信号の電圧レベルがゼロよりも大きいかどうかの検出を含む。

電源入力信号の電圧レベルがゼロ以下の場合（例えばゼロであれば）、本方法は、ステップＳ８１０に戻って電源入力信号を再度受信する。電源入力信号の電圧レベルがゼロよりも大きい場合、本方法はステップＳ８３０に進み、電源入力信号が防止対象振動状態にあるか否かを検出する。

電源入力信号が防止対象振動状態にない場合、本方法はステップＳ８４０に進み、電圧変換モジュールをコンバータモードで動作させる第１の制御信号を生成し、電源入力信号を対応する出力信号に変換する。電源入力信号が防止対象振動状態にある場合、本方法はステップＳ８５０に進み、電圧変換モジュールの等価抵抗を調整して電圧変換モジュールをダンパモードで動作させるために、もう１つの第１の制御信号を生成する。

ステップＳ８６０では、本方法は、電源入力信号の電圧レベルまたは電流レベルがデフォルト値よりも低いかどうかを判断できる。電圧レベル／電流レベルがデフォルト値よりも低い場合、本方法はステップＳ８７０に進み、電圧変換モジュールの等価抵抗を調整して電圧変換モジュールをブリーダモードで動作させるために、第２の制御信号を生成する。電源入力信号の電流は、ブリーダ電流となるように調整され、電源入力信号は出力信号に変換される。電源入力信号の電流は、トライアック（調光器）の保持電流よりも大きいまたは等しい。

ステップＳ８７０のあと、本方法はステップＳ８８２に進みラインサイクルが終了したかどうかを判断する。ラインサイクルが終了すれば、各電源周期の初めにステップＳ８３０に戻り、電源入力信号に対する次の変換動作のために、電源入力信号が防止対象振動状態にあるか否かを再度検出する。終了していなければ、本方法はステップＳ８６０に進む。

電源入力信号の電流レベルがデフォルト値よりも大きい場合、本方法はステップＳ８８０に進み、電圧変換モジュールの等価抵抗を調整して電圧変換モジュールをコンバータモードで動作させるために、もう１つの第２の制御信号を生成する。電源入力信号は出力信号に変換され、電源入力信号の電流はトライアックの保持電流よりも大きい。ステップＳ８８０を終えたのち、本方法は、ラインサイクルが終了したかどうかを判断するステップＳ８８４に進む。ステップＳ８８０が終わってラインサイクルが終了すると、本方法は、各電源周期の初めにステップＳ８３０に戻り、電源入力信号に対する次の変換動作のために、電源入力信号が防止対象振動状態にあるか否かを再度検出する。終了していなければ、本方法はステップＳ８６０に戻る。

この実施形態では、電源入力信号は、入力電圧および入力電流を含む。出力信号は、負荷に基づき定められた電圧および負荷に基づき定められた電流を含む。電圧変換モジュールは、昇降圧コンバータ、力率改善共振型コンバータ、降圧型コンバータ、昇圧型コンバータ、またはフライバックコンバータである。

コンバータの等価抵抗の制御方法および制御装置は、電源入力信号の電圧レベルまたは電流レベルおよび状態を検出することによって電圧変換モジュールの等価抵抗を調整し、これによって電圧変換モジュールは、ダンパモード、ブリーダモード、またはコンバータモードで動作するように制御される。このように、電圧変換モジュールは、ダンパ、ブリーダ、またはコンバータとして機能することができるため、他のダンパおよびブリーダを設置する必要性がなくなる。したがって、回路全体のエネルギー消費および製造コストを効果的に削減することができる。

Claims

電圧変換モジュールを備えコンバータの等価抵抗を制御する装置に適用されるコンバータの等価抵抗の制御方法であって、
電源入力信号を受信し、
前記電源入力信号の電圧レベルおよび振動状態に応じて第１の制御信号を生成するとともに、当該第１の制御信号に応じて前記電圧変換モジュールの等価抵抗を調整して前記電圧変換モジュールをダンパモードまたはコンバータモードで動作させ、
前記電圧変換モジュールが前記コンバータモードで動作する場合、前記電源入力信号を出力信号に変換し、
前記電圧変換モジュールが前記ダンパモードで動作する場合、前記電源入力信号の防止対象振動を抑制するとともに、抑制された当該電源入力信号を前記出力信号に変換し、
前記電圧変換モジュールが前記ダンパモードでの動作を終えた後、前記電源入力信号の電流レベルを検出して第２の制御信号を生成するとともに、当該第２の制御信号に応じて前記等価抵抗を調整して前記電圧変換モジュールをブリーダモードまたは前記コンバータモードで動作させ、
前記電圧変換モジュールが前記ブリーダモードで動作する場合、前記電流レベルが照明用の調光器のカットオフを防止するべく当該調光器の保持電流以上となるように前記電源入力信号を調整するとともに、調整された当該電源入力信号を前記出力信号に変換する
ことを特徴とするコンバータの等価抵抗の制御方法。
前記電源入力信号の電圧レベルおよび振動状態に応じて前記第１の制御信号を生成するとともに、当該第１の制御信号に応じて前記電圧変換モジュールの前記等価抵抗を調整して前記電圧変換モジュールを前記ダンパモードまたは前記コンバータモードで動作させる工程においては、さらに、
前記電源入力信号の電圧レベルがゼロよりも大きいか否かを検出し、
前記電源入力信号の電圧レベルがゼロ以下である場合、前記電源入力信号の電圧レベルがゼロよりも大きいか否かを検出する工程に戻り、
前記電源入力信号の電圧レベルがゼロよりも大きい場合、前記電源入力信号が前記防止対象振動状態にあるか否かを検出し、
前記電源入力信号が前記防止対象振動状態にない場合、前記電圧変換モジュールが前記コンバータモードで動作するように制御するための第１のレベルの前記第１の制御信号を生成し、
前記電源入力信号が前記防止対象振動状態にある場合、前記電圧変換モジュールが前記ダンパモードで動作するように前記電圧変換モジュールの等価抵抗を調整するための前記第１のレベルと異なる第２のレベルの前記第１の制御信号を生成する
ことを特徴とする請求項１に記載のコンバータの等価抵抗の制御方法。
前記電源入力信号の電流レベルを検出して前記第２の制御信号を生成するとともに、当該第２の制御信号に応じて前記等価抵抗を調整して前記電圧変換モジュールを前記ブリーダモードまたは前記コンバータモードで動作させる工程においては、さらに、
前記電源入力信号の電流レベルが前記保持電流に係るデフォルト値よりも小さいか否かを検出し、
前記電源入力信号の電流レベルが前記デフォルト値よりも小さい場合、前記電源入力信号の電流レベルがブリーダ電流の電流レベルと等しくなるように調整された前記ブリーダモードで前記電圧変換モジュールを動作させるために前記等価抵抗を調整するための第３のレベルの前記第２の制御信号を生成し、
前記電源入力信号の電流レベルが前記デフォルト値よりも大きい場合、前記電源入力信号の電流レベルが前記保持電流の電流レベルより大きい前記コンバータモードで前記電圧変換モジュールを動作させるために前記等価抵抗を調整するための前記第３のレベルと異なる第４のレベルの前記第２の制御信号を生成する
ことを特徴とする請求項２に記載のコンバータの等価抵抗の制御方法。
前記電源入力信号は、入力電圧および入力電流を含むことを特徴とする請求項１に記載のコンバータの等価抵抗の制御方法。
前記出力信号は、負荷に基づき定められた電圧および当該負荷に基づき定められた電流を含むことを特徴とする請求項１に記載のコンバータの等価抵抗の制御方法。
前記電圧変換モジュールは、昇降圧コンバータ、力率改善共振型コンバータ、降圧型コンバータ、昇圧型コンバータ、またはフライバックコンバータであることを特徴とする請求項１に記載のコンバータの等価抵抗の制御方法。
コンバータの等価抵抗の制御装置であって、
電源入力信号を受信し、前記電源入力信号の電圧レベルおよび振動状態に応じて第１の制御信号を生成し、前記電源入力信号の電流レベルに応じて第２の制御信号を生成するようになっている制御モジュールと、
前記制御モジュールと接続されて、コンバータモード、ダンパモード、およびブリーダモードのいずれか１つのモードで選択的に動作するための前記第１の制御信号および前記第２の制御信号に応じて等価抵抗を調整して、当該第１の制御信号に応じて前記ダンパモードまたは前記コンバータモードで動作するようになっている電圧変換モジュールであって、前記コンバータモードで動作する場合、前記電源入力信号を出力信号に変換するようになっており、前記ダンパモードで動作する場合、前記電源入力信号の防止対象振動を抑制するとともに、抑制された当該電源入力信号を前記出力信号に変換し、当該ダンパモードでの動作に続いて前記第２の制御信号に応じてブリーダモードまたは前記コンバータモードで動作し、前記ブリーダモードで動作する場合、前記電流レベルが照明用の調光器のカットオフを防止するべく当該調光器の保持電流以上となるように前記電源入力信号を調整するとともに、調整された当該電源入力信号を前記出力信号に変換するようになっている電圧変換モジュールと、
を備えたことを特徴とするコンバータの等価抵抗の制御装置。
前記制御モジュールは、
前記電源入力信号の電圧レベルがゼロよりも大きいか否かを検出するようになっており、
前記電源入力信号がゼロ以下の場合、前記電源入力信号の電圧レベルがゼロよりも大きいか否かの検出を継続するようになっており、前記電源入力信号の電圧レベルがゼロよりも大きい場合、前記電源入力信号が防止対象振動状態にあるか否かを検出するようになっており、
前記電圧変換モジュールは、
前記制御モジュールによって、前記電源入力信号が前記防止対象振動状態にないと検出されて、第１のレベルの前記第１の制御信号が生成された場合、前記コンバータモードで動作し、
前記制御モジュールによって、前記電源入力信号が前記防止対象振動状態にあると検出されて、前記第１のレベルと異なる第２のレベルの前記第１の制御信号が生成された場合、前記ダンパモードで動作して等価抵抗を調整するようになっている
ことを特徴とする請求項７に記載のコンバータの等価抵抗の制御装置。
前記制御モジュールは、
前記電源入力信号の電流レベルが前記保持電流に係るデフォルト値よりも小さいか否かを検出するようになっており、
前記電圧変換モジュールは、
前記制御モジュールによって、前記電源入力信号の電流レベルが前記デフォルト値よりも小さいと検出されて、第３のレベルの前記第２の制御信号が生成された場合、前記ブリーダモードで動作して前記電源入力信号の電流レベルをブリーダ電流の電流レベルと等しくなるように調整し、
前記制御モジュールによって、前記電流レベルが前記デフォルト値よりも大きいと検出されて、前記第３のレベルと異なる第４のレベルの第２の制御信号が生成された場合、前記コンバータモードで動作して、前記電流レベルが前記保持電流の電流レベルよりも大きくなる
ことを特徴とする請求項８に記載のコンバータの等価抵抗の制御装置。
前記電源入力信号は、入力電圧および入力電流を含むことを特徴とする請求項７に記載のコンバータの等価抵抗の制御装置。
前記出力信号は、負荷に基づき定められた電圧および当該負荷に基づき定められた電流を含むことを特徴とする請求項７に記載のコンバータの等価抵抗の制御装置。
前記電圧変換モジュールは、昇降圧コンバータ、力率改善共振型コンバータ、降圧型コンバータ、昇圧型コンバータ、またはフライバックコンバータであることを特徴とする請求項７に記載のコンバータの等価抵抗の制御装置。