JP5659639B2

JP5659639B2 - モータ駆動装置

Info

Publication number: JP5659639B2
Application number: JP2010197452A
Authority: JP
Inventors: 貴志飯田
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2010-09-03
Filing date: 2010-09-03
Publication date: 2015-01-28
Anticipated expiration: 2030-09-03
Also published as: JP2012055126A

Description

本発明は、直流電力を交流電力に変換するインバータにより、回転子位置を検出せずに永久磁石同期電動機（以下、ＰＭモータともいう）を駆動するモータ駆動装置に関するものである。

インバータによるＰＭモータの制御方式として、ＰＭモータに印加する電圧の大きさと周波数との比をほぼ一定にして制御する方式（以下、Ｖ／ｆ制御方式という）が知られている。このＶ／ｆ制御方式を用いた従来技術として、特許文献１に記載された永久磁石形同期電動機の制御装置がある。
この特許文献１に開示された従来技術では、インバータの直流電流（直流母線電流）を検出し、この直流電流検出値のフィルタ出力から生成した周波数補正量をインバータの出力周波数指令値にフィードバックすることで、ＰＭモータの安定した制御を可能にしている。

ここで、図３は上記従来技術の構成を示すブロック図であり、図３の主回路において、３０は直流母線、３１は直流平滑コンデンサ、３２はインバータ、４０はＰＭモータである。
一方、制御装置において、５１はインバータ３２の出力電圧の周波数指令値ｆ^＊を生成する周波数指令器、５２は周波数指令値ｆ^＊を電圧振幅指令値Ｖ^＊に変換するｆ／Ｖ変換器、５３は直流母線３０の電流を検出する電流検出器、５４は検出した直流電流ｉ_ｄｃ０の平均値ｉ_ｄｃを求めるローパスフィルタ（ＬＰＦ）、５５は前記電圧振幅指令値Ｖ^＊と直流電流平均値ｉ_ｄｃとから出力電流の有効電流ｉ_δを求める有効電流演算器、５６は有効電流ｉ_δの振動成分Δｉ_δを求めるハイパスフィルタ、５７は振動成分Δｉ_δに所定のゲインを乗算して周波数補正量Δｆ^＊を出力する比例演算器、５８は周波数指令値ｆ^＊と周波数補正量Δｆ^＊との偏差を求める減算器、５９は上記偏差を積分して位相角指令値θ^＊を求める積分器、６０は電圧振幅指令値Ｖ^＊及び位相角指令値θ^＊に基づいてインバータ３２の半導体スイッチング素子に対する駆動パルスを生成するパルス幅変調器である。

特許文献１に記載された従来技術によれば、検出手段として直流母線３０の電流を検出する電流検出器５３だけを設ければよいため、回路構成が簡単で低コストな制御装置を実現することができる。

なお、インバータの直流電流のピーク値とインバータ出力周波数及び出力電圧からトルク電流を推定演算し、前記ピーク値がトルク電流推定値に等しくなるようにインバータの出力電圧及び周波数を制御するようにしたモータ駆動装置が、特許文献２に開示されている。

特開２００５−２１８２７３号公報（段落［００１２］〜［００１７］、図１等）特開２００８−３０１５９３号公報（段落［００１２］〜［００４４］、図１，図２，図５，図６等）

しかし、特許文献１に係る従来技術では、負荷に応じてインバータ３２の出力電圧を調整する機能を備えていないため、例えば負荷が急変した場合等に出力電流が過電流になって損失が増加し、効率の低下やＰＭモータ４０の破損を招くという問題を生じていた。
また、特許文献２に係る従来技術では、モータの負荷に応じた最適電流制御によりモータの発熱や騒音、損失の低減を図っているが、トルク電流を推定演算するために、インバータの出力電圧や負荷角の余弦、正弦等の複雑な演算が不可欠であり、ＣＰＵの演算負荷が大きい等の問題がある。

そこで、本発明の解決課題は、簡単な構成の制御回路と簡易な演算により、インバータの直流電流から求めたトルク電流に基づき、負荷トルクに応じてインバータの出力電圧を調整可能としたモータ駆動装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、直流電力を交流電力に変換するインバータにより、回転子位置を検出する手段を持たない永久磁石同期電動機を駆動するモータ駆動装置であって、前記インバータの出力電圧の大きさとその周波数との比をほぼ一定に制御するモータ駆動装置において、
前記インバータの直流母線に流れる電流の平均値を検出する電流平均値検出手段と、
前記電流平均値検出手段により検出した電流の平均値から、ｄ−ｑ座標系における電流のｑ軸成分であるトルク電流を検出するトルク電流検出手段と、
前記トルク電流検出手段により検出したトルク電流をトルク電流指令値に一致させるような出力電圧調整量を演算し、この出力電圧調整量により前記インバータの出力電圧の振幅指令値を補正する手段と、
ｄ−ｑ座標系における電流のｄ軸成分である磁化電流をゼロに制御したときの前記トルク電流指令値を、前記振幅指令値及び前記インバータの周波数指令値に基づいて求める手段と、
を備えたものである。

また、請求項２に係る発明は、請求項１に記載したモータ駆動装置において、前記トルク電流検出手段は、前記電流平均値検出手段により検出した電流の平均値と、前記直流母線の電圧検出値と、前記インバータの出力電圧のｑ軸成分と、を用いて前記トルク電流を検出するものである。

本発明によれば、インバータの直流電流を検出してＰＭモータのＶ／ｆ制御を行うモータ駆動装置において、負荷トルクに応じた電圧調整が可能となり、損失が少なく高効率で安定したモータ駆動が可能となる。
また、制御回路の構成やトルク電流の演算も比較的簡単であり、製造コストや演算負荷の低減に寄与することができる。

本発明の実施形態における制御回路の主要部を示すブロック図である。ＳＰＭモータにおいて、Ｉ_ｄ＝０であるときの各回転速度に対するインバータ出力電圧とトルク電流指令値との関係を示す図である。特許文献１に記載された従来技術を示すブロック図である。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。なお、ここでは、突極性のない表面磁石構造のＰＭモータ（以下、ＳＰＭモータという）を駆動する場合について説明し、モータ駆動装置の主回路は、図３と同様に、直流母線３０、直流平滑コンデンサ３１、インバータ３２を備えているものとする。

まず、図１は、本実施形態のモータ駆動装置における制御回路の主要部を示すブロック図である。
図１において、インバータの出力電圧の周波数指令値ｆ^＊は、ｆ／Ｖ変換器１１により出力電圧の振幅指令値Ｖ^＊に変換される。
また、１２はトルク電流指令演算手段であり、このトルク電流指令演算手段１２では、ＰＭモータの任意の回転速度において、モータの損失が最小になる、あるいはそれに近い状態になるようなトルク電流指令値Ｉ_ｑ ^＊を演算する。以下に、このトルク電流指令値Ｉ_ｑ ^＊の演算方法について説明する。

一般にＰＭモータの制御系では、永久磁石により発生する磁束の方向をｄ軸とし、ｄ軸からπ／２［ｒａｄ］進んだ方向をｑ軸とする直交座標系（ｄ−ｑ座標系）を用いて電流、電圧を制御する。
数式１に、ｄ−ｑ座標系におけるＳＰＭモータの電圧方程式を示す。

ＳＰＭモータでは、モータから発生するトルクは永久磁石によるトルクのみであり、電流のｑ軸成分（トルク電流）Ｉ_ｑに比例する。一方、モータの発生損失には鉄損と銅損とがあり、鉄損に比べて銅損の方が支配的であるとすれば、銅損を最小にすることによってモータの損失を最小化することができる。
周知のように、銅損は、モータに流れる電流Ｉ_ｏが小さいほど少なくなる。ここで、モータに流れる電流Ｉ_ｏは、ｑ軸成分（トルク電流）Ｉ_ｑ及びｄ軸成分（磁化電流）Ｉ_ｄを用いて数式２により表される。

数式２によれば、モータに流れる電流Ｉ_ｏを最小にして銅損ひいてはモータの損失を最小にするには、モータから発生するトルクに寄与しないＩ_ｄを０にすればよいことがわかる。つまり、ＳＰＭモータにおいて、モータで発生する銅損を最小にするには、Ｉ_ｄ＝０となるように印加電圧を制御すればよい。

定常時において、Ｉ_ｄ＝０で制御する場合、インバータの出力電圧のｄ軸成分Ｖ_ｄ及びｑ軸成分Ｖ_ｑ、並びに出力電圧の振幅Ｖ_ｏは、数式３〜数式５によって表される。

図２は、数式３〜数式５から求めたインバータの出力電圧の振幅Ｖ_ｏを横軸に、そのときのトルク電流指令値を縦軸にとり、モータの回転速度をパラメータとしてプロットしたグラフである。ただし、この場合の電圧、電流、速度は、すべて、ある基準量に対するパーセント表示である。
ＳＰＭモータの場合、回転速度は出力周波数指令値ｆ^＊によって決まり、インバータの出力電圧の大きさは電圧振幅指令値Ｖ_ｏ ^＊と等しいとするならば、出力周波数指令値ｆ^＊及び電圧振幅指令値Ｖ_ｏ ^＊のもとで、Ｉ_ｄ＝０（Ｉ_ｄ ^＊＝０）に設定してモータが制御されているときのトルク電流指令値Ｉ_ｑ ^＊は、図２のグラフをテーブル化し、または関数等により近似することで求めることができる。
すなわち、図１におけるトルク電流指令演算手段１２は、図２のグラフをテーブル化し、または関数等により近似することで実現可能であり、出力周波数指令値ｆ^＊及び電圧振幅指令値Ｖ_ｏ ^＊に基づいてトルク電流指令値Ｉ_ｑ ^＊を演算することができる。

次に、図１におけるトルク電流検出手段１７について説明する。まず、図３に示した直流母線３０に電圧検出器を設けて直流母線電圧Ｅ_ｄｃを検出する。また、直流母線３０にはパルス状の電流が流れているため、図３のローパスフィルタ５４と同様に、電流平均値検出手段としてのローパスフィルタ１６を用いて直流電流平均値Ｉ_ｄｃを検出する。
このときのインバータに入力される直流電力Ｐ_ｉｎｖは、数式６によって表される。

一方、ＳＰＭモータの入力電力Ｐ_ｍは数式７によって表される。

いま、インバータの損失が無視できるものとすると、数式８が成り立つ。

ここでは、Ｉ_ｄ＝０で制御するため、トルク電流検出値Ｉ_ｑは、数式９によって求めることができる。すなわち、図１のトルク電流検出手段１７は、数式９の演算を行ってトルク電流Ｉ_ｑを検出する。

なお、数式９におけるＶ_ｑは、前述した数式４を応用して、図１の電圧降下演算器１５によりトルク電流指令値Ｉ_ｑ ^＊に電機子抵抗Ｒを乗算した結果と、誘起電圧演算器１３により求めた現時点のモータ回転速度における誘起電圧ωΨ（＝２πｆ・Ψ）とを、加算器１４により加算して求めることができる。

そして、トルク電流指令演算手段１２により求められたトルク電流指令値Ｉ_ｑ ^＊とトルク電流検出手段１７により検出されたトルク電流Ｉ_ｑとの偏差（言い換えればトルク指令と負荷トルクとの偏差）を減算器１８により求め、この偏差をゼロにするように（比例積分）調節手段１９によって出力電圧調整量ΔＶ_ｏ ^＊が求められる。更に、減算器２０において電圧振幅指令値Ｖ^＊から出力電圧調整量ΔＶ_ｏ ^＊を減算することにより、最終的な電圧振幅指令値Ｖ_ｏ ^＊を得る。
この電圧振幅指令値Ｖ_ｏ ^＊は、図３に示した位相角指令値θ^＊と共にパルス幅変調器６０に与えられ、インバータ３２の半導体スイッチング素子に対する駆動パルスが生成される。

上記のようにしてインバータの出力電圧を調整すれば、そのときの回転速度と負荷トルクにおいてＩ_ｄ＝０制御でモータを駆動できていることになり、モータに流れる電流Ｉ_ｏを最小にして銅損を最小化することができる。なお、ＰＩ調節手段１９に代えて、積分調節手段や比例調節手段と一次遅れフィルタとによって構成した調節手段を用いる場合も、インバータの出力電圧を適切に調整できることは言うまでもない。

１１：ｆ／Ｖ変換器
１２：トルク電流指令演算手段
１３：誘起電圧演算器
１４：加算器
１５：電圧降下演算器
１６：ローパスフィルタ
１７：トルク電流検出手段
１８，２０：減算器
１９：ＰＩ調節手段
３０：直流母線
３１：直流平滑コンデンサ
３２：インバータ
４０：永久磁石同期電動機
５１：周波数指令器
５２：ｆ／Ｖ変換器
５３：電流検出器
５４：ローパスフィルタ
５５：有効電流演算器
５６：ハイパスフィルタ
５７：比例演算器
５８：減算器
５９：積分器
６０：パルス幅変調器

Claims

直流電力を交流電力に変換するインバータにより、回転子位置を検出する手段を持たない永久磁石同期電動機を駆動するモータ駆動装置であって、前記インバータの出力電圧の大きさとその周波数との比をほぼ一定に制御するモータ駆動装置において、
前記インバータの直流母線に流れる電流の平均値を検出する電流平均値検出手段と、
前記電流平均値検出手段により検出した電流の平均値から、ｄ−ｑ座標系における電流のｑ軸成分であるトルク電流を検出するトルク電流検出手段と、
前記トルク電流検出手段により検出したトルク電流をトルク電流指令値に一致させるような出力電圧調整量を演算し、この出力電圧調整量により前記インバータの出力電圧の振幅指令値を補正する手段と、
ｄ−ｑ座標系における電流のｄ軸成分である磁化電流をゼロに制御したときの前記トルク電流指令値を、前記振幅指令値及び前記インバータの周波数指令値に基づいて求める手段と、
を備えたことを特徴とするモータ駆動装置。
請求項１に記載したモータ駆動装置において、
前記トルク電流検出手段は、
前記電流平均値検出手段により検出した電流の平均値と、前記直流母線の電圧検出値と、前記インバータの出力電圧のｑ軸成分と、を用いて前記トルク電流を検出することを特徴とするモータ駆動装置。