JP5678466B2

JP5678466B2 - 信号処理回路及び信号処理方法

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Publication number: JP5678466B2
Application number: JP2010102418A
Authority: JP
Inventors: 澤田　亮; 亮澤田; 西野　弘師; 弘師西野
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 2010-04-27
Filing date: 2010-04-27
Publication date: 2015-03-04
Anticipated expiration: 2030-04-27
Also published as: JP2011234119A

Description

本発明は、信号処理回路及び信号処理方法に関する。

赤外線撮像用のイメージセンサであるＩＲＦＰＡ（Infrared Focal Plane Array）には、例えば、入射光（入射赤外線）の量に応じて電気抵抗値が変化する複数のセンサが縦横にマトリクス上に配置されている。被写体からの赤外線をレンズによって集光してセンサ配列に入射し、各センサにバイアス電圧を印加することで、各センサに流れる電流の量に応じた電圧信号を出力する。具体的には、垂直走査シフトレジスタにより、指定した行位置にあるトランジスタを導通させ、更に水平走査シフトレジスタにより、指定した列位置にあるトランジスタを導通させる。これにより、指定した行位置及び列位置にある画素回路から電圧信号を読み出す。読み出したアナログ電圧信号は信号処理回路に供給される。信号処理回路では、ＡＤ（Analog-to-Digital）変換回路によりアナログ信号をデジタル信号に変換し、演算回路によりオフセット・ゲイン補正を行ない、ＤＡ（Digital-to-Analog）変換回路により補正後のデジタル信号をアナログ信号に変換する。アナログに変換された信号を受け取るＴＶモニタ等のディスプレイが、被写体の赤外線映像を表示する。

ＩＲＦＰＡからは、例えば、１画素周期毎に画素値に応じて変化する出力電圧信号が順次出力される。ＩＲＦＰＡが多画素化されるほど、その出力電圧信号をＡＤ変換する際に、高サンプリングレート（例えば１０ＭＨｚ以上）が必要になる。またＩＲＦＰＡが高精度化されるほど、ＡＤ変換に際して高分解能（例えば１４ビット以上）が必要になる。しかしながら、従来のＡＤ変換回路では、高サンプリングレートでＡＤ変換を行なおうとすると雑音が大きくなり、高分解能の要求に応えることができないという問題がある。このような問題は、ＩＲＦＰＡ以外の撮像素子やセンサ装置からの出力をＡＤ変換するＡＤ変換回路において同様に存在する。

雑音発生のメカニズムは、以下のように説明できる。回路基板に実装する際、ＡＤ変換ＩＣチップをリードが設けられたＩＣパッケージの内部に収容し、ＡＤ変換ＩＣチップとリードとの間をワイヤボンディングによって配線する。ＡＤ変換ＩＣチップからグランド用のリードに高周波の重畳した電流が流れると、リードやボンディングワイヤの自己インダクタンスの影響により、回路基板の接地電位に対してＡＤ変換ＩＣチップの接地電位が変動する。この変動は、グランド用のリードに流れる電流の周波数が高くなるほど大きくなる。この結果、ＩＲＦＰＡの出力端子を高サンプリングレートのＡＤ変換ＩＣチップの入力端子に接続したとき、チップの接地電位に対する入力端子電圧が相対的に変動することになる。これが雑音となり、ＡＤ変換誤差が発生してしまう。

上記の雑音の対策として、差動入力型のＡＤ変換ＩＣを用いることが考えられる。差動信号を入力とすることにより、理想的には、接地電位の変動のような同相ノイズの影響を除去することができる。しかしながら現実の回路では、接地電位の変動によりＡＤ変換ＩＣ側と差動信号供給側との間でコモンモード電圧が変動すると、コモンモード電圧の変動が信号成分に影響したり、ＡＤ変換ＩＣの入力部分の直線性の影響が現れたりする。これらの影響が雑音として現れ、ＡＤ変換誤差の原因となる。

コモンモード電圧の変動を避けるためには、ＡＤ変換ＩＣにトランスを介して入力電圧信号を印加することが考えられる。ＡＤ変換ＩＣチップの接地電位が変動してトランス入力側の電圧が相対的に変動しても、その変動はトランスの２つの入力端に印加される２つの入力電圧に対して同相であり、そのような同相の変動はトランスを通過しない。即ち、トランスに流れる電流は接地電位の変動の影響を受けず、ＡＤ変換ＩＣチップの入力に雑音が現れることはない。しかしながら、トランスにより入力電圧信号の直流成分も失われてしまうので、直流成分が信号として意味のあるＩＲＦＰＡ等の撮像素子やセンサ装置に接続されるＡＤ変換回路の入力に、トランス結合を使用することはできない。

またＡＤ変換ＩＣ内部回路で差動信号の中心電圧として用いる電圧をＡＤ変換ＩＣからその前段の回路に供給し、その電圧を前段の回路の差動信号のコモンモード電圧とする方式もある。しかしながら、能動素子の応答性や配線が長いこと等が原因となって時間遅れが生じ、接地電位の変動の影響を抑制する効果は限定的である。

特開２００４−３１２５８７号公報特開２００９−１６８５８８号公報

以上を鑑みると、高サンプリングレートにおいて高精度でＤＣ信号をＡＤ変換可能な信号処理回路及び信号処理方法が望まれる。

発明の一観点によれば、入力信号電圧に応じた振動幅で振動する電圧波形を生成する変調回路と、前記電圧波形を受け取る入力端と出力端とを備え、前記入力端と出力端との間を容量結合又は誘導結合するＡＣ結合回路と、前記ＡＣ結合回路の出力端に現れる出力電圧をＡＤ変換しデジタル値を出力するＡＤ変換回路と、前記デジタル値に基づいて前記入力信号電圧のＡＤ変換値を求める演算回路とを含み、前記入力信号電圧は少なくとも所定周期の間同一値を保持し前記所定周期毎に変化可能な電圧であり、前記変調回路は前記電圧波形として前記所定周期以下の周期の周波数で振動する電圧波形を生成し、前記演算回路は前記ＡＤ変換回路が出力する一連の前記デジタル値のうち、前記電圧波形の１サイクル分の高低に対応する連続する前後の前記デジタル値間の差分を求めることにより、前記入力信号電圧のＡＤ変換値を前記所定周期毎に複数回求め、前記複数回のＡＤ変換値の平均値をとることを特徴とする信号処理回路が提供される。

発明の別の一観点によれば、入力信号電圧に応じた振動幅で振動する電圧波形を生成し、前記電圧波形を容量結合又は誘導結合であるＡＣ結合を通過させ、前記ＡＣ結合の出力端に現れる出力電圧をＡＤ変換しデジタル値を出力し、前記デジタル値に基づく演算により前記入力信号電圧のＡＤ変換値を求める各段階を含み、前記信号電圧は少なくとも所定周期の間同一値を保持し前記所定周期毎に変化可能な電圧であり、前記変調回路は前記電圧波形として前記所定周期以下の周期の周波数で振動する電圧波形を生成し、前記演算回路は前記ＡＤ変換回路が出力する一連の前記デジタル値のうち、前記電圧波形の１サイクル分の高低に対応する連続する前後の前記デジタル値間の差分を求めることにより、前記信号電圧のＡＤ変換値を前記所定周期毎に複数回求め、前記複数回のＡＤ変換値の平均値をとることを特徴とする信号処理方法が提供される。

本願開示の少なくとも１つの実施例によれば、高サンプリングレートにおいて高精度でＤＣ信号をＡＤ変換可能な信号処理回路を提供することができる。

信号処理回路の構成の一例を示す図である。信号処理回路の具体的な構成の一例を示す図である。図２の信号処理回路の動作の一例を示すタイミングチャートである。図２の信号処理回路の動作の別の例を示すタイミングチャートである。ＡＤ変換回路への入力部分のＡＣ結合として容量結合を用いた場合の構成の一例を示す図である。ＩＲＦＰＡを用いた赤外線撮像装置の構成の一例を示す図である。

以下に、本発明の実施例を添付の図面を用いて詳細に説明する。
図１は、信号処理回路の構成の一例を示す図である。信号処理回路１０は、変調回路１１、ＡＤ変換ユニット１２、及び演算回路１３を含む。変調回路１１は、入力信号を受け取り、入力信号電圧に応じた振動幅で振動する電圧波形を生成する。この入力信号は、例えばイメージセンサから出力される一連の画素値を示す電圧信号であり、少なくとも所定周期（例えば画素周期）の間同一値を保持し、前記所定周期毎に変化可能な電圧である。変調回路１１は、後述するように、上記所定周期以下の周期の周波数で振動する電圧波形を生成する。即ち、所定周期の間に少なくとも１サイクル分の高低の変化を示すような電圧波形を生成する。

ＡＤ変換ユニット１２は、ＡＣ入力且つ差動入力型のユニットであり、後述するように、入力段であるＡＣ結合回路とその後段のＡＤ変換回路とを含む。ＡＣ結合回路は、電圧波形を受け取る入力端と出力端とを備え、入力端と出力端との間を容量結合又は誘導結合する。ＡＤ変換回路は、ＡＣ結合回路の出力端に現れる出力電圧をＡＤ変換し、ＡＤ変換結果を示すデジタル値を出力する。演算回路１３は、このデジタル値に基づいて、信号処理回路１０への入力信号電圧のＡＤ変換値を求める。具体的には、演算回路１３は、ＡＤ変換回路が出力する一連のデジタル値のうち連続する前後のデジタル値間の差分を求めることにより、入力信号電圧のＡＤ変換値を求めることができる。

入力信号がその電圧値により例えば画素値等の一連の検出値を表わす場合、一連の検出値Ｙ_ｉは、全体に共通の直流成分ＤＣと、直流成分ＤＣからのｉ番目の検出値のずれ分Ｘ_ｉとを用いて、Ｙ_ｉ＝ＤＣ＋Ｘ_ｉと表現することができる。この入力信号がＡＣ結合の入力端にそのまま与えられる場合を考えると、その変化分Ｘ_ｉ＋１−Ｘ_ｉのみがＡＣ結合を通過して、出力端の信号の変化分として現れる。容量結合であれば電圧の変化分のみが通過して出力信号の変化分となるし、誘導結合であれば電流の変化分のみが通過して出力信号の変化分となる。その結果、入力の信号振幅と出力の信号振幅とが等しい場合には、ＡＣ結合の出力端に現れる信号は、Ｚ_ｉ＝Ａ＋Ｘ_ｉとなる。Ａは出力端側の設定や初期状態に応じた値であり、入力側の直流成分ＤＣには依存しない値となる。従って、入力信号電圧が一連の画素値等の一連の検出値を表わす場合、各画素値の大きさの情報が失われてしまう。

図１に示す構成では、変調回路１１により、入力信号電圧に応じた振動幅で振動する電圧波形を生成している。具体的には、Ｙ_ｉ＝ＤＣ＋Ｘ_ｉを振動幅として振動する電圧波形、即ち、振幅変調された電圧波形を生成している。例えばバイアス分がゼロの場合であれば、＋Ｙ_ｉの値と−Ｙ_ｉの値とを交互にとる電圧波形となる。ｉ番目の検出値Ｙ_ｉに着目した場合、ｉ番目の検出値周期の間に少なくとも１サイクル分の高低の変化を示すような電圧波形により、＋Ｙ_ｉの値と−Ｙ_ｉの値との差分である２Ｙ_ｉ＝２ＤＣ＋２Ｘ_ｉの幅の電圧変化が起こることになる。この変化分２ＤＣ＋２Ｘ_ｉがＡＣ結合回路を通過することにより、入力の信号振幅と出力の信号振幅とが等しい場合には、２ＤＣ＋２Ｘ_ｉが出力端の信号の変化分として現れる。従って、演算回路１３が、ＡＤ変換回路の出力する一連のデジタル値の変化分を求めることにより、入力信号値Ｙ_ｉのＡＤ変換結果を得ることができる。例えば、連続する前後のデジタル値間の差分（変化分）を求めることにより、入力信号値Ｙ_ｉのＡＤ変換結果を得ることができる。なお必ずしも差分を求める必要はなく、ＡＤ変換回路の差動入力の中心電圧に対応するＡＤ変換後のデジタル値が分かっている場合には、このデジタル値からの差を求めてもよい。

図２は、信号処理回路の具体的な構成の一例を示す図である。図２において、図１と同一の構成要素は同一の番号で参照し、その説明は省略する。変調回路１１は、増幅回路２１、増幅回路２２、アナログスイッチ２３、及びアナログスイッチ２４を含む。ＡＤ変換ユニット１２は、ＡＣ結合回路２５とＡＤ変換回路２６とを含む。ＡＣ結合回路２５は、例えば誘導結合を行なうトランスである。演算回路１３は、レジスタ２７と減算器２８とを含む。

図３は、図２の信号処理回路１０の動作の一例を示すタイミングチャートである。（ａ）に示す入力信号は、例えばイメージセンサから出力される一連の画素値を示す電圧信号であり、少なくとも所定周期Ｔ（例えば画素周期）の間同一値を保持し、所定周期Ｔ毎に変化する（変化せずに同一値が続く場合もある）電圧である。図２に示されるように、この入力信号が増幅回路２１の非反転入力に印加され、ユニティゲインの増幅回路２１から入力信号と同一の信号が出力される。増幅回路２２は、増幅回路２１の出力に対する反転増幅回路であり、入力信号を反転した信号を出力する。

増幅回路２１の出力を受け取るアナログスイッチ２３は、図３（ｂ）に示すスイッチ制御信号φ１がＨＩＧＨのときに導通し、ＬＯＷのときに非導通となる。増幅回路２２の出力を受け取るアナログスイッチ２４は、図３（ｃ）に示すスイッチ制御信号φ２がＨＩＧＨのときに導通し、ＬＯＷのときに非導通となる。φ１とφ２とは互いに逆位相であり、φ１を反転した信号がφ２となっている。図３の例では、φ１の１サイクルは入力信号の周期Ｔに等しい。アナログスイッチ２３及び２４の出力を結合することにより、変調回路１１の出力電圧信号が得られる。

変調回路１１の出力電圧信号は、（ａ）の入力信号の値を変調信号とし、搬送波であるφ１を振幅変調した信号となる。この振幅変調信号がＡＣ結合回路２５の一次側コイルの一端に印加されると、二次側コイルには同様の振幅変調信号がトランス出力として現れる。トランス出力の電圧波形が、図３の（ｄ）に示される。図２の回路例ではＡＣ結合回路２５のトランスの一次側コイルと二次側コイルの巻数比は２：１であり、入力側の電圧の振幅に対して出力側の電圧の振幅は１／２となる。ここで（ａ）に示す入力信号電圧値をＣとすると、変調回路１１の出力する振幅変調信号におけるピークからピークまでの振動幅は２Ｃとなる。この振幅変調信号を入力とするトランスの出力は、電圧振幅が１／２となることにより、（ｄ）に示すようにピークからピークまでの振動幅がＣとなる。即ち、トランス出力の振動幅（変化分）は、入力信号電圧値に等しくなる。

トランス出力がＡＤ変換回路２６に入力され、ＡＤ変換される。この際、ＡＤ変換のサンプリングレートは、Ｔ／２の期間に少なくとも１回のサンプリングが行なわれるようなレートである。図３に示す例では、（ｅ）に示すクロック信号ＣＬＫ１の立ち上がりエッジにおいて、ＡＤ変換回路２６への入力がサンプリングされＡＤ変換される。即ち、Ｔ／２の期間に丁度１回のサンプリングが行なわれる。ＡＤ変換回路２６の出力は、演算回路１３の減算器２８とレジスタ２７とに供給される。

レジスタ２７は、図３（ｆ）に示すクロック信号ＣＬＫ２の立ち上がりエッジにおいてＡＤ変換結果をラッチする。クロック信号ＣＬＫ２は前記の信号φ１と同一の周波数である。クロック信号ＣＬＫ２の立ち上がりエッジにおいてＡＤ変換結果をラッチすることにより、（ｄ）に示すＡＤ変換回路２６への入力電圧波形について、正の各ピーク電圧のＡＤ変換結果がレジスタ２７に順次格納されることになる。減算器２８は、図３（ｇ）に示すクロック信号ＣＬＫ３の立ち上がりエッジにおいて、現在のレジスタ２７の格納デジタル値から現在のＡＤ変換回路２６の出力デジタル値を減算し、その結果のデジタル値を出力する。ここでクロック信号ＣＬＫ３は前記の信号φ１と同一の周波数である。従って、減算器２８による減算結果である出力デジタル値は、周期Ｔ毎に更新され、各デジタル値は（ａ）に示す入力信号電圧の各値を示すことになる。例えば、入力信号電圧がイメージセンサから出力される一連の画素値を示す電圧信号である場合、演算回路１３の一連の出力デジタル値は各画素のＡＤ変換結果を示すデジタル値となる。

図４は、図２の信号処理回路１０の動作の別の例を示すタイミングチャートである。図３の動作例では、入力信号の周期ＴとＡＣ振動の周期（φ１の周期）とが等しく、各周期Ｔ毎に１回のＡＤ変換結果を求めている。それに対して、図４の動作例では、入力信号の周期Ｔに対してＡＣ振動の周期（φ１の周期）が１／２であり、各周期Ｔ毎に２回のＡＤ変換結果を求めている。即ち、図４の（ｂ）及び（ｃ）に示すように信号の正負を切り換えるための信号φ１及びφ２の周期は、（ａ）に示す入力信号の周期Ｔの半分となっている。これにより、（ｄ）に示すＡＤ変換回路２６への入力信号電圧は、各周期Ｔにおいて２サイクル分の振動を示し、各周期Ｔにおいて高から低への遷移が２回発生している。また、（ｅ）に示すクロック信号ＣＬＫ１が示すＡＤ変換のサンプリングレートは、Ｔ／４の期間に１回のサンプリングが行なわれるようなレートである。

レジスタ２７は、図４（ｆ）に示すクロック信号ＣＬＫ２の立ち上がりエッジにおいてＡＤ変換結果をラッチする。クロック信号ＣＬＫ２は信号φ１と同一の周波数である。クロック信号ＣＬＫ２の立ち上がりエッジにおいてＡＤ変換結果をラッチすることにより、（ｄ）に示すＡＤ変換回路２６への入力電圧波形について、正の各ピーク電圧のＡＤ変換結果がレジスタ２７に順次格納されることになる。減算器２８は、図４（ｇ）に示すクロック信号ＣＬＫ３の立ち上がりエッジにおいて、現在のレジスタ２７の格納デジタル値から現在のＡＤ変換回路２６の出力デジタル値を減算し、その結果のデジタル値を出力する。ここでクロック信号ＣＬＫ３は信号φ１と同一の周波数である。従って、減算器２８による減算結果である出力デジタル値は周期Ｔ／２毎に更新され、演算回路１３は、（ａ）に示す入力信号電圧の各値のＡＤ変換結果を２回ずつ出力することになる。例えば、入力信号電圧がイメージセンサから出力される一連の画素値を示す電圧信号である場合、演算回路１３の一連の出力デジタル値は、各画素のＡＤ変換結果を２回ずつ出力したものとなる。演算回路１３の後段において、或いは演算回路１３の内部の出力部分において、平均化回路を設け、２回ずつ出力されるＡＤ変換結果の平均値をとることで、より精度の高いＡＤ変換結果を得ることができる。

図４に示すように入力信号の各値に対して複数回のＡＤ変換結果を求める動作は、入力信号の周波数に対して、ＡＤ変換回路２６がより高い周波数で動作可能である場合に可能となる。即ち、入力信号の信号レートに対してＡＤ変換レートが余裕のある場合に可能となる。そのような余裕のある場合、ＡＤ変換回路２６の高速動作性を活用して、複数回のＡＤ変換結果を求めて平均値をとることにより、ＡＤ変換結果の精度を高めることができる。なお１つの入力値に対してＡＤ変換結果を求める回数は、図４に示す例では２回であるが、この例に限定されるものではなく、３回或いはそれ以上の回数のＡＤ変換処理を実行してよい。

図５は、ＡＤ変換回路への入力部分のＡＣ結合として容量結合を用いた場合の構成の一例を示す図である。図５において、図２と同一の構成要素は同一の番号で参照し、その説明は省略する。図５に示す信号処理回路１０Ａは、図２に示す信号処理回路１０に比較して、ＡＣ結合回路２５がＡＣ結合回路２５Ａで置き換えられている点が異なる。それ以外の構成は同一である。

ＡＣ結合回路２５Ａは、容量素子５１乃至５３、及び抵抗素子５４乃至５７を含む。容量素子５１と５２とは同一の容量値を有してよい。抵抗素子５４乃至５７は同一の抵抗値を有してよい。電圧ＶＣは、ＡＤ変換回路２６の電源電圧であってよい。変調回路１１の出力する振幅変調信号は、容量素子５１による容量結合を介してＡＤ変換回路２６の第１の入力端に供給される。この容量結合により、変調回路１１の出力信号の直流成分は失われ、信号の変化分のみがＡＤ変換回路２６の第１の入力端に印加されることになる。ＡＤ変換回路２６の第２の入力端は、抵抗素子５６及び５７により電源電圧ＶＣの１／２にバイアスされている。図５に示すＡＣ結合回路２５Ａはシングルエンド入力の構成となっており、ＡＤ変換回路２６の入力信号のコモンモード電位が、大きくスイングすることになる。しかしながら、各入力のソースインピーダンスがマッチングされていれば、十分な信号対雑音比が得られ、低コストでのアプリケーションにおいては図５のような構成を用いてよい。

図５のようにＡＣ結合回路２５Ａが容量結合回路である場合であっても、図２の構成の場合と同様に、入力信号電圧の直流成分はＡＣ結合回路を通過しない。そこで、変調回路１１を設け入力信号電圧を振幅変調し、入力信号電圧の直流成分の値を信号変化分に反映させることにより、直流成分の大きさに関する情報をＡＣ結合回路を通過させてＡＤ変換回路２６に供給している。これにより、図３で説明したのと同様にして、入力信号電圧のＡＤ変換結果を示す一連のデジタル値を得ることができる。

図６は、ＩＲＦＰＡを用いた赤外線撮像装置の構成の一例を示す図である。図６に示す赤外線撮像装置は、レンズ１００、ＩＲＦＰＡ１０１、信号処理回路１０２、及びディスプレイ１０３を含む。レンズ１００により被写体２００の画像を集光し、ＩＲＦＰＡ１０１の撮像面上に結像させる。ＩＲＦＰＡ１０１には、入射赤外線の量に応じて電気抵抗値が変化する複数のセンサが縦横にマトリクス上に配置されている。各センサにバイアス電圧を印加することで、各センサに流れる電流の量に応じた電圧信号を出力する。垂直走査シフトレジスタにより指定した行位置にあるトランジスタを導通させ、水平走査シフトレジスタにより指定した列位置にあるトランジスタを導通させることにより、指定した行位置及び列位置にある画素回路から電圧信号を読み出す。読み出したアナログ電圧信号は、画像信号として信号処理回路１０２に供給される。

信号処理回路１０２は、ＡＤ変換処理ユニット１１０、演算回路１１１、メモリ１１２、及びＤＡ変換回路１１３を含む。ＡＤ変換処理ユニット１１０は、ＩＲＦＰＡ１０１から受け取ったアナログ画像信号をデジタル画像信号に変換する。演算回路１１１は、デジタル画像信号に対してオフセット・ゲイン補正を行ない、補正後の画像データを１１２に格納する。演算回路１１１の出力する補正後の画像データ或いはメモリ１１２から読み出される画像データは、ＤＡ変換回路１１３によりアナログ信号に変換される。液晶表示パネル等のディスプレイ１０３は、アナログに変換された画像信号を受け取り、被写体の赤外線画像を表示する。

信号処理回路１０２のＡＤ変換処理ユニット１１０として、前述の図２の信号処理回路１０或いは図５の信号処理回路１０Ａを用いてよい。これにより、ＡＣ結合差動入力により、高いサンプリングレートであっても雑音の少ない高精度なＡＤ変換が可能となる。またこの際、変調回路により直流成分の情報を交流成分に反映させることにより、画素データ等のＤＣ電圧データのＡＤ変換が可能となる。なお図６には赤外線撮像装置の例を示したが、赤外線ではない可視光での撮像装置にも同様に図２や図５の信号処理回路の構成を適用することができる。また例えば、医療用センサ（ＣＴスキャナ、超音波診断装置、Ｘ線、ＭＲＩ等）、産業用センサ（非破壊検査装置）、資源探査用センサ、天体観測用センサ、人工衛星用センサ、軍事用センサ（暗視装置等）にも上記の信号処理回路を適用することができる。

以上、本発明を実施例に基づいて説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載の範囲内で様々な変形が可能である。

１０信号処理回路
１１変調回路
１２ＡＤ変換ユニット
１３演算回路

Claims

入力信号電圧に応じた振動幅で振動する電圧波形を生成する変調回路と、
前記電圧波形を受け取る入力端と出力端とを備え、前記入力端と出力端との間を容量結合又は誘導結合するＡＣ結合回路と、
前記ＡＣ結合回路の前記出力端に現れる出力電圧をＡＤ変換しデジタル値を出力するＡＤ変換回路と、
前記デジタル値に基づいて前記入力信号電圧のＡＤ変換値を求める演算回路と
を含み、
前記入力信号電圧は少なくとも所定周期の間同一値を保持し前記所定周期毎に変化可能な電圧であり、前記変調回路は前記電圧波形として前記所定周期以下の周期の周波数で振動する電圧波形を生成し、前記演算回路は前記ＡＤ変換回路が出力する一連の前記デジタル値のうち、前記電圧波形の１サイクル分の高低に対応する連続する前後の前記デジタル値間の差分を求めることにより、前記入力信号電圧のＡＤ変換値を前記所定周期毎に複数回求め、前記複数回のＡＤ変換値の平均値をとる
ことを特徴とする信号処理回路。
前記変調回路は、
前記入力信号電圧を反転入力に受け取る増幅器と、
前記入力信号電圧と前記増幅器の出力とを交互に選択するスイッチ回路と
を含むことを特徴とする請求項１記載の信号処理回路。
前記ＡＣ結合回路はトランスであり、前記ＡＤ変換回路は差動入力型であることを特徴とする請求項１又は２記載の信号処理回路。
入力信号電圧に応じた振動幅で振動する電圧波形を生成し、
前記電圧波形を容量結合又は誘導結合であるＡＣ結合を通過させ、
前記ＡＣ結合の出力端に現れる出力電圧をＡＤ変換しデジタル値を出力し、
前記デジタル値に基づく演算により前記入力信号電圧のＡＤ変換値を求める
各段階を含み、
前記入力信号電圧は少なくとも所定周期の間同一値を保持し前記所定周期毎に変化可能な電圧であり、前記電圧波形を生成する段階は前記電圧波形として前記所定周期以下の周期の周波数で振動する電圧波形を生成し、前記ＡＤ変換値を求める段階は、前記デジタル値を出力する段階が出力する一連の前記デジタル値のうち、前記電圧波形の１サイクル分の高低に対応する連続する前後の前記デジタル値間の差分を求めることにより、前記入力信号電圧のＡＤ変換値を前記所定周期毎に複数回求め、前記複数回のＡＤ変換値の平均値をとる
ことを特徴とする信号処理方法。
一連の画素値に応じた電圧を信号電圧として出力する撮像素子と、
前記信号電圧に応じた振動幅で振動する電圧波形を生成する変調回路と、
前記電圧波形を受け取る入力端と出力端とを備え、前記入力端と出力端との間を容量結合又は誘導結合するＡＣ結合回路と、
前記ＡＣ結合回路の前記出力端に現れる出力電圧をＡＤ変換しデジタル値を出力するＡＤ変換回路と、
前記デジタル値に基づいて前記信号電圧のＡＤ変換値を求める演算回路と
を含み、
前記信号電圧は少なくとも所定周期の間同一値を保持し前記所定周期毎に変化可能な電圧であり、前記変調回路は前記電圧波形として前記所定周期以下の周期の周波数で振動する電圧波形を生成し、前記演算回路は前記ＡＤ変換回路が出力する一連の前記デジタル値のうち、前記電圧波形の１サイクル分の高低に対応する連続する前後の前記デジタル値間の差分を求めることにより、前記信号電圧のＡＤ変換値を前記所定周期毎に複数回求め、前記複数回のＡＤ変換値の平均値をとる
ことを特徴とする撮像装置。