JP5682322B2 - 光送信回路 - Google Patents

Description

本発明は、レーザダイオードと電界吸収型光変調器が一体に集積された光半導体素子を含む光送信回路に関するものである。

光通信では、レーザダイオード（以下、「ＬＤ」）の光出力を変調するために、ＬＤと一体に集積された電界吸収型光変調器（以下、「ＥＡ変調器」）を使用することがある。この場合、光信号を出力する光送信回路は、ＬＤ及びＥＡ変調器からなる光半導体素子と、ＬＤ及びＥＡ変調器を駆動するための回路を含むことになる。

ＥＡ変調器の駆動方式には様々なものがある。例えば、特許文献１では、ＬＤとＥＡ変調器に共通のカソードがグランド電位に接続されており、駆動回路はＥＡ変調器のアノードに直流的に接続されている。一方、特許文献２では、ＬＤとＥＡ変調器の共通電位をグランド電位とは異なる電位に設定し、この電位を基準として互いに逆方向にＬＤとＥＡ変調器を駆動する。この種の駆動方式を採用する光送信回路の構成の一例を図７に示す。

図７に示す光送信回路１Ｘは、光半導体素子１０におけるＬＤ１１とＥＡ変調器１２に共通のカソードが、グランド電位とは異なる入力電源（入力電源電圧Ｖｉｎ）に接続されている。ＥＡ変調器１２のアノードには変調駆動回路２０から変調信号が供給され、一方、ＬＤ１１のカソードにはＬＤ駆動回路３０からバイアス電流が供給される。ここで、変調駆動回路２０は入力電源電圧Ｖｉｎで動作する。一方、ＬＤ１１及びＬＤ駆動回路３０には、昇圧回路４０Ｘによって入力電源電圧Ｖｉｎが昇圧された昇圧電圧Ｖｏｕｔが印加される。すなわち、光送信回路１Ｘは、ＬＤ１１及びＥＡ変調器１２を共に正電源で駆動する。

特開平０７−０７４４２０号公報 特開２００３−２９８１７５号公報

上記した光送信回路１Ｘでは、昇圧回路４０Ｘは入力電源電圧Ｖｉｎに依存することなく出力電圧Ｖｏｕｔを常に一定に保持するので、入力電源電圧Ｖｉｎが変動したり、入力電源電圧Ｖｉｎにノイズが重畳されていたりすると、ＬＤ１１及びＬＤ駆動回路３０にこれらの電源変動及びノイズが印加されることとなる。

ここで、入力電源電圧Ｖｉｎの変動分をΔＶｉｎ、ＬＤ１１のインピーダンスをＺ_ＬＤ、ＬＤ駆動回路３０のインピーダンスをＺｏとすると、ＬＤ１１に印加される変動分ΔＶ_ＬＤは、ΔＶ_ＬＤ＝ΔＶｉｎ×Ｚ_ＬＤ／(Ｚ_ＬＤ＋Ｚｏ)となる。通常、ＬＤ駆動回路３０のインピーダンスＺｏは１０ｋΩ以上と大きいのに対し、ＬＤ１１のインピーダンスＺ_ＬＤは２Ω程度と小さいので、ΔＶ_ＬＤはΔＶｉｎの０．０２％と極めて小さい。

しかしながら、消費電力を下げるために、ＬＤ駆動回路３０に印加する電圧を小さくしたり、電源変動がノイズのように高周波であったりする場合には、ＬＤ駆動回路３０のインピーダンスＺｏが低下してしまい、ΔＶ_ＬＤが増加してしまう。例えば、Ｚｏが２００Ω程度まで低下すると、ΔＶ_ＬＤはΔＶｉｎの１％にまで増加してしまう。その結果、光出力が変動してしまい、その後の伝送特性が低下してしまう虞がある。

この問題点に関し、様々な対処が考案されている。例えば、昇圧回路４０Ｘによる昇圧電圧Ｖｏｕtを、入力電源電圧Ｖｉｎの変動を考慮して大きく設定することにより、入力電源電圧Ｖｉｎが変動してもＬＤ駆動回路３０のインピーダンスＺｏが充分大きく保たれるようにする。あるいは、ＬＤ１１に並列に大容量のキャパシタを設けることにより、入力電源電圧Ｖｉｎが変動してＬＤ駆動回路３０のインピーダンスＺｏが低下しても、ＬＤ１１とキャパシタとの合成インピーダンスが十分に小さい比率となるようにする。

しかしながら、昇圧回路４０Ｘによる昇圧電圧Ｖｏｕtを大きく設定する場合、入力電源電圧Ｖｉｎの変動が最大値となるとき以外では、ＬＤ駆動回路３０の消費電力を無駄に増加してしまうという問題がある。また、ＬＤ１１に並列に大容量キャパシタを設ける場合には、高周波ノイズに対する効果はあるが、低周波のＶｉｎ変動に対してはＬＤ１１とキャパシタとの合成インピーダンスを十分に小さい比率にすることができないという問題が残る。

そこで、本発明は、入力電源電圧の変動やノイズに起因する光出力の変動を低減し、かつ、消費電力を低減することが可能な光送信回路を提供することを目的としている。

本発明の光送信回路は、入力電源に接続された共通のカソードを有するレーザダイオード及び電界吸収型光変調器が一体に集積された光半導体素子と、入力電源電圧で動作し、電界吸収型光変調器のアノードに変調信号を供給する変調駆動回路と、レーザダイオードのアノードにバイアス電流を供給するＬＤ駆動回路と、入力電源電圧を昇圧した昇圧電圧を生成し、当該昇圧電圧を電源電圧としてＬＤ駆動回路に供給する昇圧回路と、昇圧回路を制御し、入力電源電圧の変動に応じて昇圧電圧を変更させる電圧制御回路と、を備える。

この光送信回路によれば、電圧制御回路によって、入力電源電圧の変動に応じて昇圧電圧が変更されるので、入力電源電圧が変動しても、昇圧電圧と入力電源電圧との差電圧、すなわち、レーザダイオード及びＬＤ駆動回路の印加電圧を一定に保つことができ、その結果、レーザダイオードのインピーダンスを一定に、かつ、ＬＤ駆動回路のインピーダンスに対して十分に小さく保つことができる。

また、電圧制御回路によって、昇圧回路による昇圧電圧が入力電源電圧の変動に追従されるので、レーザダイオード及びＬＤ駆動回路には同一の変動が加わることとなる。したがって、入力電源電圧にノイズが重畳されても、レーザダイオード及びＬＤ駆動回路ではノイズがキャンセルされ、その結果、レーザダイオードのインピーダンスを一定に、かつ、ＬＤ駆動回路のインピーダンスに対して十分に小さく保つことができる。

したがって、この光送信回路によれば、光出力の変動を低減することができ、その後の伝送特性の低下を抑制することが可能となる。

更に、上述した従来の光送信回路のように、入力電源電圧の変動を考慮して昇圧回路による昇圧電圧を大きく設定する必要がないので、入力電源電圧の変動が最大値となるとき以外でのＬＤ駆動回路の消費電力を低減することができる。

上記した電圧制御回路は、昇圧電圧から所望の電圧だけ減算した検出電圧を検出し、当該検出電圧と入力電源電圧とが等しくなるように昇圧電圧を変更させることが好ましい。

これによれば、電圧制御回路によって、昇圧電圧が常に入力電源電圧より所望の電圧だけ高い電圧に制御されるので、入力電源電圧が変動しても、レーザダイオード及びＬＤ駆動回路の印加電圧を一定に保つことができる。

また、上記した昇圧回路は、昇圧電圧に応じた検出電圧を検出し、当該検出電圧が一定になるように昇圧電圧を変更し、電圧制御回路は、入力電源電圧の変動に応じて検出電圧を変更することが好ましい。

この構成によれば、電圧制御回路によって、入力電源電圧の変動に応じて昇圧回路の検出電圧が変更されるので、すなわち、昇圧電圧の変動が擬似的に発生されるので、昇圧回路によって昇圧電圧が変更されることとなる。したがって、入力電源電圧が変動しても、レーザダイオード及びＬＤ駆動回路の印加電圧を一定に保つことができる。

また、上記した光送信回路は、昇圧回路とＬＤ駆動回路との間に設けられたノイズフィルタを更に備えてもよいし、入力電源電圧のノイズを低減するためのノイズフィルタを更に備えてもよい。

これらの構成によれば、昇圧回路及び電圧制御回路による入力電源電圧の変動に対する昇圧電圧の追従が行われない高周波ノイズをカットすることができるので、入力電源電圧にノイズが重畳されても、レーザダイオード及びＬＤ駆動回路の印加電圧を一定に保つことができる。

本発明によれば、光送信回路において、入力電源電圧の変動やノイズに起因する光出力の変動を低減し、かつ、消費電力を低減することができる。

本発明の第１〜第３の実施形態に係る光送信回路の構成を示す回路図である。 図１に示す第１の実施形態の光送信回路の構成を詳細に示す回路図である。 図１に示す第２の実施形態に係る光送信回路の構成を詳細に示す回路図である。 図１に示す第３の実施形態に係る光送信回路の構成を詳細に示す回路図である。 図１に示す第１の実施形態の光送信回路においてノイズフィルタを更に備える変形例１の構成を示す回路図である。 図１に示す第１の実施形態の光送信回路においてノイズフィルタを更に備える変形例２の構成を示す回路図である。 従来の光送信回路の構成を示す回路図である。 図７に示す従来の光送信回路の構成を詳細に示す回路図である。

以下、図面を参照して本発明の好適な実施形態について詳細に説明する。なお、各図面において同一又は相当の部分に対しては同一の符号を附すこととする。
［第１の実施形態］

図１は、本発明の第１の実施形態に係る光送信回路の構成を示す回路図であり、図２は、図１に示す第１の実施形態の光送信回路の構成を詳細に示す回路図である。図１及び図２に示す光送信回路１は、光半導体素子１０と、変調駆動回路２０と、ＬＤ駆動回路３０と、昇圧回路４０と、電圧制御回路５０とを備える。

光半導体素子１０は、レーザダイオード（以下、ＬＤという。）１１と電界吸収型光変調器（以下、ＥＡ変調器という。）１２とを有する。ＬＤ１１は、ある一定の強度のレーザ光を生成し、ＥＡ変調器１２に供給する。ＥＡ変調器１２は、変調駆動回路２０からの変調信号に応じてそのレーザ光を変調し、出力レーザ光を生成する。

この光半導体素子１０では、ＬＤ１１とＥＡ変調器１２とが単一の半導体基板上に集積され、一体化されている。基板の下面には、ＬＤ１１とＥＡ変調器１２に共通のカソードが設けられており、そのカソードは入力電源（入力電源電圧Ｖｉｎ）に接続されている。

ＬＤ１１のアノードには、ＬＤ駆動回路３０からのバイアス電流が供給される。一方、ＥＡ変調器１２のアノードは、変調駆動回路２０に直流的に接続されている。なお、後述するように、変調駆動回路２０は入力電源電圧Ｖｉｎで動作し、ＬＤ１１及びＬＤ駆動回路３０は昇圧回路４０によって入力電源電圧Ｖｉｎを昇圧した昇圧電圧Ｖｏｕｔで動作するので、ＬＤ１１及びＥＡ変調器１２は、共に正電源で駆動されることとなる。なお、ＥＡ変調器１２のアノード−カソード間には、変調駆動回路２０に対する終端抵抗１３が接続されている。

変調駆動回路２０は、入力電源電圧Ｖｉｎで動作し、ＥＡ変調器１２のアノードに変調信号を供給する。図２に示すように、変調駆動回路２０は、複数段の差動回路を備えており、一方の出力のみがＥＡ変調器１２のカソードに直流的に接続されている。

ＬＤ駆動回路３０は、上記したように、ＬＤ１１にバイアス電流を供給する。ＬＤ駆動回路３０は、昇圧回路４０からの昇圧電圧Ｖｏｕｔを電源として動作する。

昇圧回路４０は、入力電源電圧Ｖｉｎを昇圧して昇圧電圧Ｖｏｕｔを生成し、当該昇圧電圧ＶｏｕｔをＬＤ駆動回路３０に供給する。図２に示すように、昇圧回路４０は、インダクタ４１と、ダイオード４２と、キャパシタ４３と、昇圧制御部４６とを備える。昇圧制御部４６は、インダクタ４１を短絡するためのスイッチング素子や、このスイッチング素子のスイッチングデューティを制御する制御部などを含んでいる。

この昇圧回路４０では、スイッチング素子を短絡する期間にインダクタ４１にエネルギーを蓄積し、スイッチング素子の短絡を解除する期間に、極性反転するインダクタ４１の端子間電圧を入力電源電圧Ｖｉｎに加えることによって昇圧し、ダイオード４２で整流すると共にキャパシタ４３によって平滑化することによって昇圧電圧Ｖｏｕｔを生成する。昇圧電圧Ｖｏｕｔは、昇圧制御部４６によるスイッチング素子のスイッチングデューティに依存し、スイッチング素子のスイッチングデューティは、電圧制御回路５０からの制御信号に応じて制御される。

電圧制御回路５０は、入力電源電圧Ｖｉｎの変動に応じて昇圧電圧Ｖｏｕｔを変更させるための制御信号を生成し、昇圧回路４０に供給する。図２に示すように、電圧制御回路５０は、ツェナーダイオード５１と、抵抗素子５２と、ＯＰアンプ５３とを備える。ツェナーダイオード５１と抵抗素子５２とは、昇圧回路４０の出力とグランドとの間に直列に接続されており、ツェナーダイオード５１と抵抗素子５２との間のノードはＯＰアンプ５３のプラス入力端子に接続されている。ＯＰアンプ５３のマイナス入力端子は入力電源（入力電源電圧Ｖｉｎ）に接続されており、出力端子は昇圧回路４０の昇圧制御部４６に接続されている。ツェナーダイオード５１は、ＬＤ１１及びＬＤ駆動回路３０に供給する所望の電圧に設定され、本実施形態では２Ｖである。

この電圧制御回路５０では、ＯＰアンプ５３によって、昇圧電圧Ｖｏｕｔからツェナーダイオード５１の電圧降下分（所望の電圧：例えば、２Ｖ）を減算した電圧（検出電圧）と入力電源電圧Ｖｉｎとが等しくなるように、昇圧回路４０にフィードバック制御が行われる。これにより、昇圧電圧Ｖｏｕｔは、常に入力電源電圧Ｖｉｎより所望の電圧だけ高い電圧に制御されることとなる。

このように、第１の実施形態の光送信回路１によれば、電圧制御回路５０によって、昇圧電圧Ｖｏｕｔが常に入力電源電圧Ｖｉｎより所望の電圧だけ高い電圧に制御されるので、すなわち、入力電源電圧Ｖｉｎの変動に応じて昇圧電圧Ｖｏｕｔが変更されるので、入力電源電圧Ｖｉｎが変動しても、昇圧電圧Ｖｏｕｔと入力電源電圧Ｖｉｎとの差電圧、すなわち、ＬＤ１１及びＬＤ駆動回路３０の印加電圧を一定に保つことができ、その結果、ＬＤ１１のインピーダンスを一定に、かつ、ＬＤ駆動回路３０のインピーダンスに対して十分に小さく保つことができる。

また、電圧制御回路５０によって、昇圧回路４０による昇圧電圧Ｖｏｕtが入力電源電圧Ｖｉｎの変動に追従されるので、ＬＤ１１及びＬＤ駆動回路３０には同一の変動が加わることとなる。したがって、入力電源電圧Ｖｉｎにノイズが重畳されても、ＬＤ１１及びＬＤ駆動回路３０ではノイズがキャンセルされ、その結果、ＬＤ１１のインピーダンスを一定に、かつ、ＬＤ駆動回路３０のインピーダンスに対して十分に小さく保つことができる。

したがって、第１の実施形態の光送信回路１によれば、光出力の変動を低減することができ、その後の伝送特性の低下を抑制することが可能となる。

更に、上述した従来の光送信回路１Ｘ（図７）ように、入力電源電圧Ｖｉｎの変動を考慮して昇圧回路４０Ｘによる昇圧電圧Ｖｏｕｔを大きく設定する必要がないので、入力電源電圧Ｖｉｎの変動が最大値となるとき以外でのＬＤ駆動回路３０の消費電力を低減することができる。以下では、この消費電力の低減効果について一例を用いて検証する。

まず、従来の光送信回路１Ｘについて算出する。図８は、図７に示す従来の光送信回路の構成を詳細に示す回路図である。図７及び図８に示す光送信回路１Ｘは、本実施形態の光送信回路１において、昇圧回路４０に代えて昇圧回路４０Ｘを備えている点、及び、電圧制御回路５０を備えていない点の２点で異なる。光送信回路１Ｘのその他の構成は、本実施形態の光送信回路１と同一である。

昇圧回路４０Ｘは、図８に示すように、昇圧回路４０の構成に加え、更に抵抗素子４４，４５を備えている。抵抗素子４４，４５は、昇圧回路４０の出力とグランドとの間に直列に接続されており、抵抗素子４４，４５の間のノードに昇圧電圧Ｖｏｕｔに応じた検出電圧が発生する。昇圧制御部４６は、検出電圧が一定になるようにスイッチング素子のスイッチングデューティを制御する。これにより、入力電源電圧Ｖｉｎに依存することなく、昇圧電圧Ｖｏｕｔが一定に保たれる。

この光送信回路１Ｘでは、入力電源電圧Ｖｉｎが上昇すると、昇圧電圧Ｖｏｕｔと入力電源電圧Ｖｉｎとの差電圧、すなわち、ＬＤ１１及びＬＤ駆動回路３０の印加電圧が低下する。その結果、ＬＤ駆動回路３０のインピーダンスが低下し、ＬＤ１１に印加される変動分が増加してしまい、光出力が変動してしまう虞がある。

そこで、光送信回路１Ｘでは、昇圧回路４０Ｘによる昇圧電圧Ｖｏｕtを入力電源電圧Ｖｉｎの変動を考慮して大きく設定している。例えば、入力電源電圧Ｖｉｎの変動範囲が５．０Ｖ±０．５Ｖであるとする。また、光出力の変動を回避するための、すなわち、ＬＤ駆動回路３０のインピーダンスをＬＤ１１のインピーダンスに対して十分に大きくするためのＬＤ１１及びＬＤ駆動回路３０の所望の印加電圧が２Ｖであるとする。この場合、入力電源電圧Ｖｉｎが変動範囲の最大値５．５Ｖに上昇しても、ＬＤ１１及びＬＤ駆動回路３０に所望の電圧２Ｖ以上を供給できるように、昇圧電圧Ｖｏｕｔは７．５Ｖに設定される。

消費電力は、主に、ＬＤ駆動回路３０の消費電力（端子間電圧×バイアス電流）と、昇圧回路４０Ｘ（４０）の消費電力（出力電力×効率による損失）と、変調駆動回路２０の消費電力（電源電圧×バイアス電流）との総和により求められる。昇圧回路４０Ｘ（４０）の効率を８０％、ＬＤ駆動回路３０のバイアス電流を１００ｍＡ、変調駆動回路２０のバイアス電流１００ｍＡ×差動回路２段とすると、従来の光送信回路１Ｘの消費電力は、
入力電源電圧Ｖｉｎが５．５Ｖのとき、
(7.5V-5.5V)*100mA+750mW*20%+5.5V*200mA =1450mW
入力電源電圧Ｖｉｎが５．０Ｖのとき、
(7.5V-5.0V)*100mA+750mW*20%+5.0V*200mA =1400mW
入力電源電圧Ｖｉｎが４．５Ｖのとき、
(7.5V-4.5V)*100mA+750mW*20%+4.5V*200mA =1350mW
と求められる。

一方、本実施形態の光送信回路１の消費電力は、
入力電源電圧Ｖｉｎが５．５Ｖのとき、
(7.5V-5.5V)*100mA+750mW*20%+5.5V*200mA =1450mW
入力電源電圧Ｖｉｎが５．０Ｖのとき、
(7.0V-5.0V)*100mA+750mW*20%+5.0V*200mA =1350mW
入力電源電圧Ｖｉｎが４．５Ｖのとき、
(6.5V-4.5V)*100mA+750mW*20%+4.5V*200mA =1250mW
と求められる。

このように、本実施形態の光送信回路１によれば、入力電源電圧Ｖｉｎの変動が最大値５．５Ｖ以外での消費電力、特にＬＤ駆動回路３０の消費電力を低減することができる。
［第２の実施形態］

図１は、本発明の第２の実施形態に係る光送信回路の構成を示す回路図であり、図３は、図１に示す第２の実施形態に係る光送信回路の構成を詳細に示す回路図である。図１及び図３に示す光送信回路１Ａは、光送信回路１において昇圧回路４０及び電圧制御回路５０に代えて上記した昇圧回路４０Ｘ及び電圧制御回路６０を備える構成で第１の実施形態と異なる。光送信回路１Ａの他の構成は、光送信回路１と同一である。

電圧制御回路６０は、電圧制御回路５０と同様に、入力電源電圧Ｖｉｎの変動に応じて昇圧電圧Ｖｏｕｔを変更させるための回路である。図３に示すように、電圧制御回路６０は、ＯＰアンプ６１と、抵抗素子６２，６３，６４とを備える。ＯＰアンプ６１のマイナス入力端子には抵抗素子６２を介して入力電源電圧Ｖｉｎが入力され、プラス入力端子には基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。ＯＰアンプ６１の出力端子は、抵抗素子６４を介して昇圧回路４０Ｘの抵抗素子４４，４５の間のノードに接続されると共に、抵抗素子６３を介してマイナス入力端子にフィードバック接続されている。

ＯＰアンプ６１は、基準電圧Ｖｒｅｆを基準として入力電源電圧Ｖｉｎを監視し、入力電源電圧Ｖｉｎの変動に応じて昇圧回路４０Ｘの検出電圧（抵抗素子４４，４５の間のノード電圧）を変更することにより、昇圧回路４０Ｘに昇圧電圧Ｖｏｕtを変更させる。例えば、入力電源電圧Ｖｉｎが低下するとＯＰアンプ６１の出力電圧が上昇する。すると、昇圧回路４０Ｘの抵抗素子４５に電流が流れ込み、昇圧回路４０Ｘの検出電圧が上昇するので、昇圧回路４０Ｘでは昇圧電圧Ｖｏｕtの上昇を疑似的に感知し昇圧電圧Ｖｏｕtを低下する。

ここで、各抵抗素子の値を設定することにより、入力電源電圧Ｖｉｎの変動量と昇圧電圧Ｖｏｕｔの変動量とを同一にすることができ、ＬＤ１１及びＬＤ駆動回路３０の印加電圧を一定に保つことができる。

したがって、第２の実施形態の光送信回路１Ａでも、第１の実施形態の光送信回路１と同様の利点を得ることができる。
［第３の実施形態］

図１は、本発明の第３の実施形態に係る光送信回路の構成を示す回路図であり、図４は、図１に示す第３の実施形態に係る光送信回路の構成を詳細に示す回路図である。図１及び図４に示す光送信回路１Ｂは、光送信回路１Ａにおいて電圧制御回路６０に代えて電圧制御回路７０を備える構成で第２の実施形態と異なる。光送信回路１Ｂの他の構成は、光送信回路１Ａと同一である。

電圧制御回路７０は、電圧制御回路５０，６０と同様に、入力電源電圧Ｖｉｎの変動に応じて昇圧電圧Ｖｏｕｔを変更させるための回路である。図４に示すように、電圧制御回路７０は、ＯＰアンプ７１と、トランジスタ７２と、抵抗素子７３，７４，７５とを備える。抵抗素子７３，７４は入力電源（入力電源電圧Ｖｉｎ）とグランドとの間に直列に接続されており、その間のノードがＯＰアンプ７１のマイナス入力端子に接続されている。ＯＰアンプ７１の出力端子はトランジスタ７２のベースに接続されており、トランジスタ７２のエミッタはフィードバック用の抵抗素子７５を介してグランドに接続されると共に、ＯＰアンプ７１のプラス入力端子にフィードバック接続されている。トランジスタ７２のコレクタは、昇圧回路４０Ｘの抵抗素子４４，４５の間のノードに接続されている。

ＯＰアンプ７１、トランジスタ７２及び抵抗素子７５は、入力電源電圧Ｖｉｎの変動に応じて昇圧回路４０Ｘの検出電圧（抵抗素子４４，４５の間のノード電圧）を変更することにより、昇圧回路４０Ｘに昇圧電圧Ｖｏｕtを変更させる。例えば、入力電源電圧Ｖｉｎ、すなわちＯＰアンプ７１の入力電圧が上昇すると、トランジスタ７２のコレクタに流れる電流が増加する。すると、昇圧回路４０Ｘの抵抗素子４５に流れる電流が減少し、昇圧回路４０Ｘの検出電圧が低下するので、昇圧回路４０Ｘでは昇圧電圧Ｖｏｕtの低下を疑似的に感知し昇圧電圧Ｖｏｕtを上昇する。

ここで、各抵抗素子の値を設定することにより、入力電源電圧Ｖｉｎの変動量と昇圧電圧Ｖｏｕｔの変動量とを同一にすることができ、ＬＤ１１及びＬＤ駆動回路３０の印加電圧を一定に保つことができる。

したがって、第３の実施形態の光送信回路１Ｂでも、第１及び２の実施形態の光送信回路１，１Ａと同様の利点を得ることができる。

なお、本発明は上記した本実施形態に限定されることなく種々の変形が可能である。

本実施形態の電圧制御回路５０，６０，７０による上述したノイズキャンセル効果を得るためには、入力電源電圧Ｖｉｎの揺らぎとＬＤ１１のアノードの揺らぎとが略同一であり、かつ、略同時に伝わらなければならない。しかしながら、入力電源電圧Ｖｉｎの変化がＬＤ１１のカソードに伝わる速さに比べ、入力電源電圧Ｖｉｎの変化がＬＤ駆動回路３０に伝わる速さが遅い場合には、昇圧回路４０の応答速度を上げればよい。例えば、電圧制御回路５０や昇圧制御部４６のためのＯＰアンプに高速なものを用いたり、昇圧回路４０のスイッチング周波数を上げたりすることが考えられる。

また、昇圧回路４０の応答速度を上げでも、入力電源電圧Ｖｉｎの変化がＬＤ１１のカソードに伝わる速さに比べ、入力電源電圧Ｖｉｎの変化がＬＤ駆動回路３０に伝わる速さが遅い場合には、ＬＤ駆動回路３０の前段、もしくは入力電源（入力電源電圧Ｖｉｎ）の直近にノイズフィルタを挿入することが考えられる。
［変形例１］

図５は、第１の実施形態の光送信回路の変形例１を示す回路図である。この変形例１では、図１に示す光送信回路１において、更に、昇圧回路４０とＬＤ駆動回路３０との間にノイズフィルタ８０を備える。ノイズフィルタ８０は、例えば、インダクタ８１とキャパシタ８２とから構成されるローパスフィルタであり、入力電源（入力電源電圧Ｖｉｎ）に対して設けられている。これにより、昇圧回路４０が追従できない高周波ノイズをカットすることができ、ＬＤ１１及びＬＤ駆動回路３０の印加電圧を一定に保つことができる。
［変形例２］

図６は、第１の実施形態の光送信回路の変形例２を示す回路図である。この変形例２では、図１に示す光送信回路１において、更に、入力電源（入力電源電圧Ｖｉｎ）の直近に、すなわち、入力電源電圧Ｖｉｎのノイズを低減するためにノイズフィルタ８０を備える。変形例２では、ノイズフィルタ８０はグランドに対して設けられている。これにより、昇圧回路４０が追従できない高周波ノイズをカットすることができ、ＬＤ１１及びＬＤ駆動回路３０の印加電圧を一定に保つことができる。

なお、変形例１，２では、ノイズフィルタ８０は、昇圧回路が追従できない高周波ノイズのみをカットできればよいので、インダクタ８１及びキャパシタ８２は小さくものでよく、ノイズフィルタ８０は小型なものとなる。

１，１Ａ，１Ｂ，１Ｘ…光送信回路、１０…光半導体素子、１１…レーザダイオード（ＬＤ）、１２…電界吸収型光変調器（ＥＡ変調器）、１３…終端抵抗、２０…変調駆動回路、３０…ＬＤ駆動回路、４０，４０Ｘ…昇圧回路、４１…インダクタ、４２…ダイオード、４３…キャパシタ、４４，４５…抵抗素子、４６…昇圧制御部、５０，６０，７０…電圧制御回路、５１…ツェナーダイオード、５２，６２，６３，６４，７３，７４，７５…抵抗素子、５３，６１，７１…ＯＰアンプ、７２…トランジスタ、８０…ノイズフィルタ、８１…インダクタ、８２…キャパシタ。

Claims (2)

1. 入力電源に接続された共通のカソードを有するレーザダイオード及び電界吸収型光変調器が一体に集積された光半導体素子と、
   前記入力電源電圧で動作し、前記電界吸収型光変調器のアノードに変調信号を供給する変調駆動回路と、
   前記レーザダイオードのアノードにバイアス電流を供給するＬＤ駆動回路と、
   前記入力電源電圧を昇圧した昇圧電圧を生成し、当該昇圧電圧を電源電圧として前記ＬＤ駆動回路に供給する昇圧回路と、
   前記昇圧回路を制御し、前記入力電源電圧の変動に応じて前記昇圧電圧を変更させる電圧制御回路と、
   を備え、
   前記電圧制御回路は、前記昇圧電圧から所望の電圧だけ減算した検出電圧を検出し、当該検出電圧と前記入力電源電圧とが等しくなるように前記昇圧電圧を変更させる、
   光送信回路。
2. 入力電源に接続された共通のカソードを有するレーザダイオード及び電界吸収型光変調器が一体に集積された光半導体素子と、
   前記入力電源電圧で動作し、前記電界吸収型光変調器のアノードに変調信号を供給する変調駆動回路と、
   前記レーザダイオードのアノードにバイアス電流を供給するＬＤ駆動回路と、
   前記入力電源電圧を昇圧した昇圧電圧を生成し、当該昇圧電圧を電源電圧として前記ＬＤ駆動回路に供給する昇圧回路と、
   前記昇圧回路を制御し、前記入力電源電圧の変動に応じて前記昇圧電圧を変更させる電圧制御回路と、
   を備え、
   前記昇圧回路は、前記昇圧電圧に応じた検出電圧を検出し、当該検出電圧が一定になるように前記昇圧電圧を変更し、
   前記電圧制御回路は、前記入力電源電圧の変動に応じて前記検出電圧を変更する、
   光送信回路。
   

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