JP5700059B2 - 交流電動機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、交流電動機の制御装置に関する。

近年、低燃費、低排気エミッションの社会的要請から車両の動力源として交流電動機を搭載した電気自動車やハイブリッド自動車が注目されている。例えば、ハイブリッド自動車においては、二次電池等からなる直流電源と交流電動機とを、インバータ等で構成された電力変換装置を介して接続し、直流電源の直流電圧をインバータで交流電圧に変換して交流電動機を駆動するようにしたものがある。

このようなハイブリッド自動車や電気自動車に搭載される交流電動機の制御装置において、相電流を検出する電流センサを１相に設けることで、電流センサの数を減らし、インバータの３相出力端子近傍の小型化や交流電動機の制御系統のコスト低減を図る技術が知られている（例えば特許文献１参照）。

特開２００８−８６１３９号公報

特許文献１では、１相の電流センサ値に加え、他相はｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値と電気角とで逆ｄｑ変換することにより得られる３相交流電流指令値を電流推定値として用いることにより１相制御としている。ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値を逆ｄｑ変換した３相交流電流指令値は、実際の交流電動機の電流を正確に反映した情報とはならない。特に、交流電動機の回転数が小さい場合、サンプリング間隔あたりの電流センサ値の電流変化量や回転角移動量が小さくなるため、実機情報が更に乏しくなり、制御がより不安定となる虞がある。また、電流指令値に対し、実電流値と偏差の極性が逆向きの電流推定値がフィードバックされると、実電流値と電流指令値との差が増大する方向に制御される。また、電流指令値に対し、実電流と偏差の極性が逆向きの電流推定値がフィードバックされる状態が継続すると、実電流値と電流指令値との差が増大し続け、実電流値が発散する。
本発明は、上述の課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、交流電動機の回転数が小さい低回転域において制御の発散を抑制可能な交流電動機の制御装置を提供することにある。

本発明の交流電動機の制御装置は、インバータによって印加電圧が制御される３相の交流電動機の駆動を制御するものであって、電流取得手段と、回転角取得手段と、回転数演算手段と、電流推定手段と、偏差演算手段と、第１の電圧指令値演算手段と、偏差反転手段と、を備える。

電流取得手段は、交流電動機のいずれか１相であるセンサ相に設けられる電流センサから電流検出値を取得する。回転角取得手段は、交流電動機の回転角を検出する回転角センサから回転角検出値を取得する。回転数演算手段は、回転角検出値に基づき、交流電動機の回転数を演算する。

電流推定手段は、電流検出値および回転角検出値に基づき、電流推定値を演算する。なお、電流検出値および回転角検出値に加え、例えば電流指令値に基づいて電流推定値を演算してもよい。
偏差演算手段は、交流電動機の駆動に係る電流指令値とフィードバックされる電流推定値との偏差を演算する。第１の電圧指令値演算手段は、偏差に基づき、インバータの駆動に係る駆動信号の生成に用いる第１の電圧指令値を演算する。
偏差反転手段は、回転数が第１の判定閾値以下である場合、第１の電圧指令値の演算に用いる偏差の正負を反転期間ごとに反転する。

低回転域においては、サンプリング間隔あたりの電流検出値の電流変化量や回転角移動量が小さくなる。電流検出値の電流変化量や回転角移動量が小さくなると、フィードバックされる電流推定値がほとんど変化しなくなる。そのため、電流指令値に対し、実電流値と偏差極性が逆向きの電流推定値がフィードバックされると、その状態が継続され、実電流値と電流指令値との差が増大しつづけ、実電流値が発散する虞がある。そこで本発明では、電流指令値と電流推定値との偏差の正負を反転期間ごとに反転している。これにより、電流指令値に対し、実電流値と偏差の極性が逆向きの電流推定値がフィードバックされ続けるのを防ぐことができる。そのため、実電流値と電流指令値との差が増大し続けることがなく、実電流値の発散を抑制することができる。したがって、回転数が低回転域であっても、１相の電流検出値による電流フィードバック制御により、交流電動機の駆動を安定して制御することができる。

本発明の第１実施形態の交流電動機駆動システムの構成を示す模式図である。 本発明の第１実施形態の電動機制御装置の構成を示す模式図である。 本発明の第１実施形態の制御部の構成を示すブロック図である。 本発明の第１実施形態おける回転数による制御モードの切り替えを説明する説明図である。 高回転域における交流電動機の挙動を説明するタイムチャートである。 中回転域における交流電動機の挙動を説明するタイムチャートである。 低回転域における交流電動機の挙動を説明するタイムチャートである。 電流の発散を模式的に説明する説明図である。 電流の発散を説明するタイムチャートである。 本発明の第１実施形態による偏差反転制御を模式的に説明する説明図である。 本発明の第１実施形態による駆動制御処理を説明するフローチャートである。 本発明の第１実施形態による偏差反転制御処理を説明するフローチャートである。 本発明の第１実施形態による偏差反転制御処理を行った場合の交流電動機の挙動を説明する説明図である。 本発明の第１実施形態による偏差反転制御処理を行った場合の交流電動機の挙動を説明する説明図である。 本発明の第２実施形態の制御部の構成を示すブロック図である。 本発明の第３実施形態における電流指令ベクトルの位相角について説明する説明図である。 推定電流ＦＢ制御にて始動可能の具体例を説明するタイムチャートである。 推定電流ＦＢ制御にて始動不可の具体例を説明するタイムチャートである。 本発明の第３実施形態による始動可能範囲を説明する説明図である。 本発明の第３実施形態おける回転数による制御モードの切り替えを説明する説明図である。 本発明の第３実施形態による駆動制御処理を説明するフローチャートである。 本発明の変形例による制御部の構成を説明するブロック図である。

以下、本発明による交流電動機の制御装置を図面に基づいて説明する。なお、以下、複数の実施形態において、実質的に同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。
（第１実施形態）
図１に示すように、本発明の第１実施形態による交流電動機２の制御装置としての電動機制御装置１０は、電動車両を駆動する電動機駆動システム１に適用される。

電動機駆動システム１は、交流電動機２、直流電源８、および、電動機制御装置１０等を備える。
交流電動機２は、例えば電動車両の駆動輪６を駆動するためのトルクを発生する電動機である。本実施形態の交流電動機２は、永久磁石式同期型の三相交流電動機である。
電動車両には、ハイブリッド自動車、電気自動車、燃料電池車等、電気エネルギによって駆動輪６を駆動する車両が含まれるものとする。本実施形態の電動車両は、エンジン３を備えるハイブリッド車両であり、交流電動機２は、駆動輪６を駆動するためのトルクを発生する電動機としての機能、および、エンジン３や駆動輪６から伝わる車両の運動エネルギにより駆動されて発電可能な発電機としての機能を有する、所謂モータジェネレータ（図中、「ＭＧ」と記す。）である。

交流電動機２は、例えば変速機等のギア４を介して車軸５に接続される。これにより、交流電動機２の駆動により生じるトルクは、ギア４を介して車軸５を回転させることにより、駆動輪６を駆動する。
直流電源８は、例えばニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池や電気二重層キャパシタ等、充放電可能な蓄電装置である。直流電源８は、電動機制御装置１０のインバータ１２（図２参照）と接続され、インバータ１２を介して交流電動機２と電力の授受可能に構成されている。

車両制御回路９は、マイクロコンピュータ等により構成され、内部にはいずれも図示しないＣＰＵ、ＲＯＭ、Ｉ／Ｏ、および、これらの構成を接続するバスライン等を備えている。車両制御回路９は、予め記憶されたプログラムをＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理や、専用の電子回路によるハードウェア処理により、電動車両全体を制御する。

車両制御回路９は、いずれも図示しないアクセルセンサからのアクセル信号、ブレーキスイッチからのブレーキ信号、および、シフトスイッチからのシフト信号等の各種センサやスイッチ等から信号を取得可能に構成されている。また、車両制御回路９では、取得されたこれらの信号等に基づいて車両の運転状態を検出し、運転状態に応じたトルク指令値ｔｒｑ^*を電動機制御装置１０に出力する。また、車両制御回路９は、エンジン３の運転を制御する図示しないエンジン制御回路に対し、指令信号を出力する。

図２に示すように、電動機制御装置１０は、インバータ１２および制御部１５を備える。
インバータ１２には、交流電動機２の駆動状態や車両要求等に応じて、直流電源８の直流電圧を図示しない昇圧コンバータにより昇圧したインバータ入力電圧ＶＨが印加される。また、インバータ１２は、ブリッジ接続される図示しない６つのスイッチング素子を有する。詳細には、スイッチング素子は、高電位側に設けられる上側スイッチング素子（以下、「上ＳＷ」という。）、および、低電位側に設けられる下側スイッチング素子（以下、「下ＳＷ」という。）からなる。直列に接続される上ＳＷおよび下ＳＷは、交流電動機２の各相に対応して設けられる。スイッチング素子には、例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタ、バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子は、制御部１５のＰＷＭ信号生成部２９（図３参照）から出力されるＰＷＭ信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬに基づいてオン／オフが制御される。これにより、インバータ１２は、交流電動機２に印加される３相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗを制御する。交流電動機２は、インバータ１２により生成された３相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗが印加されることにより駆動が制御される。

電流センサ１３は、交流電動機２のいずれか１相に設けられる。本実施形態では、電流センサ１３は、Ｗ相に設けられており、以下、電流センサ１３の設けられるＷ相を「センサ相」という。電流センサ１３は、センサ相であるＷ相に通電されるＷ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを検出し、制御部１５に出力する。制御部１５では、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを取得する。なお、本実施形態では、電流センサ１３はＷ相に設けられているが、どの相に設けてもよい。以下、本実施形態では、センサ相をＷ相とする構成について説明する。

回転角センサ１４は、交流電動機２の図示しないロータ近傍に設けられ、電気角θｅを検出し、制御部１５に出力する。制御部１５では、電気角θｅを取得する。本実施形態の回転角センサ１４は、レゾルバである。その他、回転角センサ１４は、ロータリエンコーダ等、他種のセンサでもよい。本実施形態では、電気角θｅは、Ｕ相軸を基準とした角度である。

ここで、交流電動機２の駆動制御について説明する。電動機制御装置１０は、回転角センサ１４が検出した電気角θｅに基づく交流電動機２のロータの回転数Ｎ（以下適宜、単に「交流電動機２の回転数Ｎ」という。）および車両制御回路９からのトルク指令値ｔｒｑ^*に応じて、交流電動機２を「電動機としての力行動作」により電力を消費し、または、「発電機としての回生動作」により電力を生成する。具体的には、回転数Ｎおよびトルク指令値ｔｒｑ^*の正負によって、以下の４つのパターンで動作を切り替える。
＜１．正転力行＞ 回転数Ｎが正でトルク指令値ｔｒｑ^*が正のとき、電力消費。
＜２．正転回生＞ 回転数Ｎが正でトルク指令値ｔｒｑ^*が負のとき、発電。
＜３．逆転力行＞ 回転数Ｎが負でトルク指令値ｔｒｑ^*が負のとき、電力消費。
＜４．逆転回生＞ 回転数Ｎが負でトルク指令値ｔｒｑ^*が正のとき、発電。

回転数Ｎ＞０（正転）でトルク指令値ｔｒｑ^*＞０である場合、または、回転数Ｎ＜０（逆転）でトルク指令値ｔｒｑ^*＜０である場合、インバータ１２は、スイッチング素子のスイッチング動作により、直流電源８側から供給される直流電力を交流電力に変換してトルクを出力する（力行動作する）ように、交流電動機２を駆動する。

一方、回転数Ｎ＞０（正転）でトルク指令値ｔｒｑ^*＜０である場合、または、回転数Ｎ＜０（逆転）でトルク指令値ｔｒｑ^*＞０である場合、インバータ１２は、スイッチング素子のスイッチング動作により、交流電動機２が発電した交流電力を直流電力に変換し、直流電源８側へ供給することにより、回生動作する。

次に、制御部１５の詳細について、図３に基づいて説明する。図３に示すように、制御部１５は、回転数演算部１６、電流指令値演算部２１、減算器２２、ＰＩ演算部２４、電圧指令基準値演算部２５、電圧指令基準値補正部２６、切替判定部２７、３相電圧指令値演算部２８、ＰＷＭ信号生成部２９、電流推定部３０、および、偏差反転部３３等を有する。

回転数演算部１６は、電気角θｅに基づき、交流電動機２の回転数Ｎを演算する。
電流指令値演算部２１は、車両制御回路９から取得されるトルク指令値ｔｒｑ^*に基づき、交流電動機２の回転座標として設定される回転座標系（ｄ−ｑ座標系）におけるｄ軸電流指令値ｉｄ^*、および、ｑ軸電流指令値ｉｑ^*を演算する。本実施形態では、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*は、予め記憶されているマップを参照することにより演算されるが、数式等から演算するように構成してもよい。

減算器２２は、ｄ軸電流減算器２２１およびｑ軸電流減算器２２２を有する。ｄ軸電流減算器２２１では、後述する電流推定部３０からフィードバックされるｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｄ軸電流指令値ｉｄ^*との差であるｄ軸電流偏差Δｉｄを演算する。また、ｑ軸電流減算器２２２では、電流推定部３０からフィードバックされるｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流指令値ｉｑ^*との差であるｑ軸電流偏差Δｉｑを演算する。

ＰＩ演算部２４は、ｄ軸ＰＩ演算部２４１およびｑ軸ＰＩ演算部２４２を有する。ｄ軸ＰＩ演算部２４１では、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔをｄ軸電流指令値ｉｄ^*に追従させるべく、ｄ軸電流偏差Δｉｄが０[Ａ]に収束するようにＰＩ演算により第１のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿１を演算する。また、ｑ軸ＰＩ演算部２４２では、ｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔをｑ軸電流指令値ｉｑ^*に追従させるべく、ｑ軸電流偏差Δｉｑが０[Ａ]に収束するようにＰＩ演算により第１のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿１を演算する。

電圧指令基準値演算部２５では、電動機の理論式である電圧方程式を用い、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*に基づき、ｄ軸電圧指令基準値ｖｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電圧指令基準値ｖｑ＿ｒｅｆを演算する。ｄ軸電圧指令基準値ｖｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電圧指令基準値ｖｑ＿ｒｅｆは、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*から直接的に演算されるものであり、フィードフォワード（以下、「ＦＦ」という。）項であると捉えることもできる。

まず、電動機の電圧方程式は、一般に式（１）、（２）で表される。
ｖｄ＝Ｒａ×ｉｄ＋Ｌｄ×（ｄ／ｄｔ）ｉｄ−ω×Ｌｑ×ｉｑ ・・・（１）
ｖｑ＝Ｒａ×ｉｑ＋Ｌｑ×（ｄ／ｄｔ）ｉｑ＋ω×Ｌｄ×ｉｄ＋ω×ψ
・・・（２）

また、過渡特性を表す時間微分（ｄ／ｄｔ）項を無視し、式（１）中のｖｄとしてｄ軸電圧指令基準値ｖｄ＿ｒｅｆ、ｉｄとしてｄ軸電圧指令値ｉｄ^*を用い、式（２）中のｖｑとしてｑ軸電圧指令基準値ｖｑ＿ｒｅｆ、ｉｑとしてｑ軸電圧指令値ｉｑ^*を用いると、式（１）、（２）は、式（３）、（４）のように書き換えられる。
ｖｄ＿ｒｅｆ＝Ｒａ×ｉｄ^*−ω×Ｌｑ×ｉｑ^* ・・・（３）
ｖｑ＿ｒｅｆ＝Ｒａ×ｉｑ^*＋ω×Ｌｄ×ｉｄ^*＋ω×ψ ・・・（４）

式中の記号は以下の通りである。
Ｒａ：電機子抵抗
Ｌｄ：ｄ軸自己インダクタンス、Ｌｑ：ｑ軸自己インダクタンス
ω：電気角速度
ψ：永久磁石の電機子鎖交磁束

なお、交流電動機２の機器定数である電機子抵抗Ｒａ、ｄ軸自己インダクタンスＬｄ、ｑ軸自己インダクタンスＬｑ、および電機子鎖交磁束ψは、固定値としてもよいし、計算にて算出してもよい。また、実際の特性に近い値や実測値をマップ化しておき、トルク指令値ｔｒｑ^*（またはｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*）に基づいて演算してもよい。
電気角速度ωは、電圧指令基準値演算部２５にて、電気角θｅに基づいて演算される。また、電気角速度ωは、回転数Ｎから演算してもよい。

ここで、回転数Ｎが０［ｒｐｍ］の場合、電気角速度ωも０［ｒａｄ／ｓ］となるので、式（３）、（４）のω項がゼロとなり、抵抗項のみが残る。抵抗項は、電機子抵抗Ｒａの値および電流指令値によっては小さい値となる。また、交流電動機２や電動機制御装置１０等に関する物理的な要因等により、電圧方程式から算出される理論上の電圧指令基準値と、指令通りのトルクが得られる交流電動機２の実際の駆動に係る電圧指令値とが乖離することがある。そのため、交流電動機２が始動可能となるように、ｄ軸電圧指令基準値ｖｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電圧指令基準値ｖｑ＿ｒｅｆを適宜補正することが望ましい。そのため本実施形態では、電圧指令基準値補正部２６にてｄ軸電圧指令基準値ｖｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電圧指令基準値ｖｑ＿ｒｅｆを補正している。

電圧指令基準値補正部２６では、ｄ軸電圧指令基準値ｖｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電圧指令基準値ｖｑ＿ｒｅｆを補正し、第２のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿２および第２のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿２を演算する。本実施形態では、電圧方程式から算出される理論上の電圧指令基準値と、指令通りのトルクが得られる交流電動機２の実際の駆動に係る電圧指令値との差分に対応するｄ軸電圧指令補正値ｖｄ＿ｃｍｐおよびｑ軸電圧指令補正値ｖｑ＿ｃｍｐを演算する。

ｄ軸電圧指令基準値ｖｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電圧指令基準値ｖｑ＿ｒｅｆを、ｄ軸電圧指令補正値ｖｄ＿ｃｍｐおよびｑ軸電圧指令補正値ｖｑ＿ｃｍｐにて補正した第２のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿２および第２のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿２を、式（５）、（６）に示す。
ｖｄ^*＿２＝ｖｄ＿ｒｅｆ＋ｖｄ＿ｃｍｐ ・・・（５）
ｖｑ^*＿２＝ｖｑ＿ｒｅｆ＋ｖｑ＿ｃｍｐ ・・・（６）

ｄ軸電圧指令補正値ｖｄ＿ｃｍｐ、およびｑ軸電圧指令補正値ｖｑ＿ｃｍｐは、ｄ軸電圧指令基準値ｖｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電圧指令基準値ｖｑ＿ｒｅｆを補正可能な値であれば、どのような値であってもよい。例えば、ｄ軸電圧指令補正値ｖｄ＿ｃｍｐ、およびｑ軸電圧指令補正値ｖｑ＿ｃｍｐは、上下のスイッチング素子が同時オンとなることによる短絡防止のために設けられるデッドタイムに起因する電圧誤差に相当するデッドタイム補正値としてもよい。また例えば、ｄ軸電圧指令補正値ｖｄ＿ｃｍｐおよびｑ軸電圧指令補正値ｖｑ＿ｃｍｐを実機データに基づくマップ参照等により演算してもよい。

また、式（５）、（６）に係数Ｋを乗じることにより、ｄ軸電圧指令基準値ｖｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電圧指令基準値ｖｑ＿ｒｅｆを補正して、第２のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿２および第２のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿２を演算してもよい。係数Ｋは、どのような値であってもよく、例えば、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*のＷ相成分であるＷ相電流指令値ｉｗ^*とＷ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓとの比率としてもよい。

切替判定部２７では、インバータ１２の駆動に係る駆動信号（後述のＰＷＭ信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬ）の演算に用いるｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*として、第１のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿１および第１のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿１を選択するか、第２のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿２および第２のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿２を選択するか、を切り替える。本実施形態では、回転数Ｎが第２の判定閾値Ａ２より大きい場合、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*として、第１のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿１および第１のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿１を選択する。また、回転数Ｎが第２の判定閾値Ａ２以下の場合、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*として、第２のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿２および第２のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿２を選択する。本実施形態では、第２の判定閾値Ａ２は、後述の第１の判定閾値Ａ１より小さい値である。

３相電圧指令値演算部２８では、回転角センサ１４から取得される電気角θｅに基づく逆ｄｑ変換により、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*を、Ｕ相電圧指令値ｖｕ^*、Ｖ相電圧指令値ｖｖ^*、および、Ｗ相電圧指令値ｖｗ^*に変換する。
ＰＷＭ信号生成部２９では、インバータ１２のスイッチング素子のオン／オフの切り替えに係るＰＷＭ信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬを、３相交流の電圧指令値ｖｕ^*、ｖｖ^*、ｖｗ^*、および、インバータ１２に印加される電圧であるインバータ入力電圧ＶＨに基づいて演算する。

そして、ＰＷＭ信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬに基づいてインバータ１２のスイッチング素子のオン／オフが制御されることより、３相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗが生成され、この３相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗが交流電動機２に印加されることにより、トルク指令値ｔｒｑ^*に応じたトルクが出力されるように、交流電動機２の駆動が制御される。なお、３相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗが「印加電圧」に対応する。

電流推定部３０では、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓおよび電気角θｅに基づき、ｄ軸電流推定値（基準値）ｉｄ＿ｅｓｔ＿ｒｅｆおよびｑ軸電流推定値（基準値）ｉｑ＿ｅｓｔ＿ｒｅｆを演算する。本実施形態では、電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓおよび電気角θｅに加え、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*に基づき、ｄ軸電流推定値（基準値）ｉｄ＿ｅｓｔ＿ｒｅｆおよびｑ軸電流推定値（基準値）ｉｑ＿ｅｓｔ＿ｒｅｆを演算する。具体的には、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*の逆ｄｑ変換により算出されるＵ相電流指令値ｉｕ^*およびＶ相電流指令値ｉｖ^*を、Ｕ相電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔおよびＶ相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔとする。そして、Ｕ相電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔ、Ｖ相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔ、および、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓのｄｑ変換によりｄ軸電流推定値（基準値）ｉｄ＿ｅｓｔ＿ｒｅｆおよびｑ軸電流推定値（基準値）ｉｑ＿ｅｓｔ＿ｒｅｆを演算する。

ｄ軸電流推定値（基準値）ｉｄ＿ｅｓｔ＿ｒｅｆおよびｑ軸電流推定値（基準値）ｉｑ＿ｅｓｔ＿ｒｅｆの演算方法は、これに限らず、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓおよび電気角θｅに基づいて算出されていれば、どのようであってもよい。また、Ｕ相電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔおよびＶ相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔは、どのように演算してもよいし、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔの演算に不要であれば、演算しなくてもよい。

偏差反転部３３では、回転数Ｎが第１の判定閾値Ａ１以下である場合、フィードバックするｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔを、電流推定部３０にて演算されたｄ軸電流推定値（基準値）ｉｄ＿ｅｓｔ＿ｒｅｆそのものとするか、ｄ軸電流推定値（反転値）ｉｄ＿ｅｓｔ＿ｒｅｖとするかを、反転期間Ｔｒごとに切り替える。同様に、フィードバックするｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを、電流推定部３０にて演算されたｑ軸電流推定値（基準値）ｉｑ＿ｅｓｔ＿ｒｅｆそのものとするか、ｑ軸電流推定値（反転値）ｉｑ＿ｅｓｔ＿ｒｅｖとするか、を反転期間Ｔｒごとに切り替える。回転数Ｎが第１の判定閾値Ａ１より大きい場合、フィードバックするｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔは、電流推定部３０にて演算されたｄ軸電流推定値（基準値）ｉｄ＿ｅｓｔ＿ｒｅｆおよびｑ軸電流推定値（基準値）ｉｑ＿ｅｓｔ＿ｒｅｆそのものとする。

ｄ軸電流推定値（反転値）ｉｄ＿ｅｓｔ＿ｒｅｖおよびｑ軸電流推定値（反転値）ｉｑ＿ｅｓｔ＿ｒｅｖは、フィードバックして演算されるｄ軸電流偏差Δｉｄおよびｑ軸電流偏差Δｉｑの正負が反転する値であり、以下の式（７）、（８）のように表される。
ｉｄ＿ｅｓｔ＿ｒｅｖ＝２ｉｄ^*−ｉｄ＿ｅｓｔ ・・・（７）
ｉｑ＿ｅｓｔ＿ｒｅｖ＝２ｉｑ^*−ｉｑ＿ｅｓｔ ・・・（８）

本実施形態では、回転数Ｎが第１の判定閾値Ａ１以下である場合、偏差反転部３３にて、フィードバックするｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを、ｄ軸電流推定値（基準値）ｉｄ＿ｅｓｔ＿ｒｅｆおよびｑ軸電流推定値（基準値）ｉｑ＿ｅｓｔ＿ｒｅｆとするか、ｄ軸電流推定値（反転値）ｉｄ＿ｅｓｔ＿ｒｅｖおよびｑ軸電流推定値（反転値）ｉｑ＿ｅｓｔ＿ｒｅｖとするか、を反転期間Ｔｒごとに切り替えている。したがって、減算器２２にて演算されるｄ軸電流偏差Δｉｄおよびｑ軸電流偏差Δｉｑは、反転期間Ｔｒごとに正負が反転することになる。
すなわち、「ｄ軸電流偏差Δｉｄおよびｑ軸電流偏差Δｉｑの正負が反転するｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔをフィードバックする」ことは、「ｄ軸電流偏差Δｉｄおよびｑ軸電流偏差Δｉｑの正負を反転する」ことと本質的に同じことである。

ここで、本実施形態における回転数Ｎによる制御モードの切り替えについて、図４に基づいて説明する。
回転数Ｎが第２の判定閾値Ａ２以下である場合、第２のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿２および第２のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿２に基づいてインバータ１２の駆動に係る駆動信号（ＰＷＭ信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬ）を生成し、交流電動機２の駆動を制御することを「ＦＦ電圧指令制御モード（以下適宜、「ＦＦ制御」という。）」とする。
回転数Ｎが第２の判定閾値Ａ２より大きい場合、第１のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿１および第１のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿１に基づいてインバータ１２の駆動に係る駆動信号（ＰＷＭ信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬ）を生成し、交流電動機２の駆動を制御することを「電流フィードバック制御モード（以下、フィードバックを適宜「ＦＢ」と記載する。）」とする。補足しておくと、「電流フィードバック制御モード」は、交流電動機２に通電された電流の検出値（本実施形態ではＷ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓ）をフィードバックして第１のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿１および第１のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿１の演算に用いる制御モードである。

また、回転数Ｎが第２の判定閾値Ａ２より大きく、第１の判定閾値Ａ１以下である場合、ｄ軸電圧偏差Δｉｄおよびｑ軸電圧偏差Δｉｑの正負を反転期間Ｔｒごとに反転させる「偏差反転制御モード」とする。
回転数Ｎが第１の判定閾値Ａ１より大きい場合、ｄ軸電圧偏差Δｉｄおよびｑ軸電圧偏差Δｉｑの正負反転を行なわず、「推定電流ＦＢ制御モード」とする。
本実施形態では、「偏差反転モード」および「推定電流ＦＢ制御モード」が「電流ＦＢ制御モード」に含まれる。
本実施形態では、「電流ＦＢ制御モード」が「第１の制御モード」に対応し、「ＦＦ電圧指令制御（ＦＦ制御）モード」が「第２の制御モード」に対応する。なお、本実施形態では、電流センサが１相に設けられていることを鑑みれば、「電流ＦＢ制御」のみならず「ＦＦ制御」も広義の１相制御と捉えることもできる。

ここで、推定電流ＦＢ制御について、図５〜図９に基づいて説明する。図５は高回転域、図６は中回転域、図７は低回転域の例である。ここでいう「高回転、中回転、低回転」は、相対的な意味でのみ用い、具体的な回転数を意味しない。すなわち、図５での回転数をＮ１、図６での回転数をＮ２、図７での回転数をＮ３とすると、単にＮ１≧Ｎ２≧Ｎ３である、ということである。また、図５〜図７において、サンプリング間隔Ｔｓは、同じであるものとする。図５〜図７においては、（ａ）がｄ軸電流、（ｂ）がｑ軸電流、（ｃ）が電気角移動量Δθｅおよび電流変化量Δｉｗとサンプリング間隔Ｔｓとの関係を説明する図である。また、（ａ）、（ｂ）において、時間Ｔｃよりも前段は、２相に電流センサを設け、２相の電流検出値に基づく２相制御を行った場合を示し、時間Ｔｃにて１相の電流検出値（本実施形態ではＷ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓ）に基づく推定電流ＦＢ制御に切り替えた場合を示している。また、図９では、（ａ）がトルク、（ｂ）が回転数、（ｃ）がｄ軸電流、（ｄ）がｑ軸電流、（ｅ）がｄ軸電圧、（ｆ）がｑ軸電圧、（ｇ）がＵ相電流、（ｈ）がＶ相電流、（ｉ）がＷ相電流を示している。また、図５〜図９の各図において、実線が実値、破線が指令値、２点鎖線が推定値を示している。

図５（ａ）、（ｂ）に示すように、回転数Ｎが高回転域にて２相制御から推定電流ＦＢ制御に切り替えた場合、推定電流ＦＢ制御におけるｄ軸実電流値ｉｄおよびｑ軸実電流値ｉｑは、２相制御におけるｄ軸実電流値ｉｄおよびｑ軸実電流値ｉｑと変動幅に大きな差はない。
これは、図５（ｃ）に示すように、サンプリング間隔Ｔｓが回転数Ｎによらず同じである場合、サンプリング間隔Ｔｓにおける電気角移動量Δθｅおよび電流変化量Δｉｗが比較的大きな値となっており、推定電流ＦＢ制御においても実機情報を反映させやすいためである。

一方、図６（ａ）、（ｂ）に示すように、回転数Ｎが中回転域にて２相制御から推定電流ＦＢ制御に切り替えた場合、推定電流ＦＢ制御におけるｄ軸実電流値ｉｄおよびｑ軸実電流値ｉｑは、２相制御におけるｄ軸実電流値ｉｄおよびｑ軸実電流値ｉｑよりも変動幅が大きくなり、制御が不安定になる。
これは、図６（ｃ）に示すように、サンプリング間隔Ｔｓにおける電気角移動量Δθｅおよび電流変化量Δｉｗが、回転数Ｎが高回転域のときよりも減少し、実機情報が乏しくなることに起因する。

さらに、図７（ａ）、（ｂ）に示すように、低回転域にて２相制御から推定電流ＦＢ制御に切り替えた場合、推定電流ＦＢ制御におけるｄ軸実電流値ｉｄおよびｑ軸実電流値ｉｑは、回転数Ｎが中回転域の場合よりもさらに変動幅が大きくなり、制御がより不安定になる。
図７（ｃ）に示すように、回転数Ｎが小さい場合、サンプリング間隔Ｔｓにおける電気角移動量Δθｅおよび電流変化量Δｉｗが０［Ａ］に近くなる。本実施形態では、Ｕ相電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔとしてＵ相電流指令値ｉｕ^*、Ｖ相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔとしてＶ相電流指令値ｉｖ^*を用いているため、指令に対して変化する値である電流変化量Δｉｗが略０［Ａ］となると、フィードバックされるｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔがほとんど変化しなくなるためである。

このように、回転数Ｎが低回転域である場合、サンプリング間隔Ｔｓにおける電気角移動量Δθｅおよび電流変化量Δｉｗが小さくなる。換言すると、フィードバックするｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔに反映される実機情報が乏しくなる、ということである。そのため、フィードバックするｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔの推定精度が低下する虞がある。

図８（ａ）に模式的に示すように、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔの推定精度が低下すると、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*とｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔとの偏差の極性と、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*とｄ軸実電流値ｉｄとの偏差の極性とが逆向きになる虞がある。
ｄ軸電流指令値ｉｄ^*に対し、ｄ軸実電流値ｉｄと偏差の極性が逆向きとなるｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔがフィードバックされ、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔとｄ軸電流指令値ｉｄ^*との偏差が小さくなる方向（図８（ａ）の例では上方向）に制御すると、ｄ軸実電流値ｉｄとｄ軸電流指令値ｉｄ^*との偏差が大きくなる方向（図８（ａ）の例では上方向）に制御されることになる。ｑ軸電流についても同様である。

そのため、図８（ｂ）に示すように、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*に対し、ｄ軸実電流値ｉｄと偏差の極性が逆向きのｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔをフィードバックすると、ｄ軸実電流値ｉｄがｄ軸電流指令値ｉｄ^*から離れる方向に制御される。また、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*に対し、ｄ軸実電流値ｉｄと偏差の極性が逆向きのｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔのフィードバックが継続すると、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*とｄ軸実電流値ｉｄとの差が増大し続け、ｄ軸実電流値ｉｄが発散する。
同様に、ｑ軸電流指令値ｉｑ^*に対し、ｑ軸実電流ｉｑと偏差の極性が逆向きのｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔをフィードバックすると、ｑ軸実電流値ｉｑがｑ軸電流指令値ｉｑ^*から離れる方向に制御される。また、ｑ軸電流指令値ｉｑ^*に対し、ｑ軸実電流ｉｑと偏差の極性が逆向きのｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔのフィードバックが継続すると、ｑ軸電流指令値ｉｑ^*とｑ軸実電流ｉｑとの差が増大し続け、ｑ軸実電流値ｉｑが発散する。

詳細には、図９に示すように、低回転域にて推定電流ＦＢ制御とすると、センサ相であるＷ相は、Ｗ相電流ｉｗがＷ相電流指令値ｉｗ^*に追従しているが、Ｕ相電流ｉｕおよびＶ相電流ｉｖは、単調増加または単調減少する。
同様に、ｄ軸実電流値ｉｄおよびｑ軸実電流値ｉｑも単調増加または単調減少する。これに伴い、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*、ｑ軸電圧指令値ｖｑ^*、実トルク値ｔｒｑ、および、回転数Ｎも変動が大きく、制御が不安定になっている。
なお、制御系や動作点により、単調増加と単調減少とが成り行きで転換することがある。また、成り行きによっては、単調増加と単調減少とが繰り返されることもある。

すなわち、図１０（ａ）に示すように、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*に対し、実電流値ｉｄと偏差の極性が逆向きのｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔがフィードバックされ続けることにより、ｄ軸実電流値ｉｄが発散してしまう。このことは、ｑ軸電流についても同様である。
そこで本実施形態では、図１０（ｂ）に示すように、ｄ軸実電流値ｉｄおよびｑ軸実電流値ｉｑが発散するのを防ぐべく、回転数Ｎが第１の判定閾値Ａ１以下である場合、偏差反転部２３にて、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔとｄ軸電流指令値ｉｄ^*との偏差であるΔｉｄ、および、ｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔとｑ軸電流指令値ｉｑ^*との偏差であるΔｉｑの正負を反転期間Ｔｒごとに反転している。これにより、ｄ軸実電流値ｉｄおよびｑ軸実電流値ｉｑが発散するのを防いでいる。

反転期間Ｔｒは、交流電動機２の応答性や、ＰＩ演算部２４におけるＰＩ演算の特性（ゲイン）等を考慮し、適宜設定することができる。具体的には、ｄ軸実電流値ｉｄおよびｑ軸実電流値ｉｑの傾きは、交流電動機２の応答性やＰＩ演算の特性（ゲイン）によって決まる。そのため、ｄ軸実電流値ｉｄおよびｑ軸実電流値ｉｑがｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*に対する変動許容範囲Ｆ内に収まるように、計算や予めの実測に基づき、反転期間Ｔｒ（または反転期間Ｔｒに対応する制御回数）を設定することが望ましい。

また、制御周期ＴｕやＰＷＭ信号生成に用いる三角波の周波数であるキャリア周波数ｆｃにより、電気１周期中の電圧指令の更新回数が変わる。ここでは、電圧指令更新周期は、制御周期Ｔｕに依るものであり、印加電圧パルス期間はキャリア周波数に依るものである。また、制御周期Ｔｕは、キャリア周波数ｆｃにより決める方法に限定されない。
制御周期Ｔｕが長くなると、同じ電圧指令値に基づく電圧を印加する期間が長くなる。加えて、キャリア周波数ｆｃが低いと、１つ１つの印加電圧パルス期間も長くなる。また、回転数Ｎが大きくなると、電気１周期が短くなり、同じ制御周期Ｔｕである場合には、電気１周期中の電圧指令の更新回数が減少する。このことは、キャリア周波数ｆｃの場合においても同様である。
そのため、ｄ軸実電流値ｉｄおよびｑ軸実電流値ｉｑが変動許容範囲Ｆ内に収まるように、制御周期Ｔｕ、キャリア周波数ｆｃ、および、回転数Ｎ等に基づき、反転期間Ｔｒを可変とすることが望ましい。

ここで、本実施形態による駆動制御処理を図１１および図１２に示すフローチャートに基づいて説明する。図１１および図１２に示す処理は、制御部１５にて実行されるものである。また、図１２は、図１１中の偏差反転制御処理を説明するサブフローである。
図１１に示すように、最初のステップＳ１０１（以下、「ステップ」を省略し、単に記号「Ｓ」で示す。）では、回転角センサ１４から電気角θｅを取得し、回転数Ｎを演算する。また、電流センサ１３からＷ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを取得する。

Ｓ１０２では、電流推定部３０にて、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓおよび電気角θｅに基づき、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを演算する。すなわち本実施形態では、回転数Ｎによらず、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを常時演算している。

Ｓ１０３では、回転数Ｎが第２の判定閾値Ａ２以下か否かを判断する。回転数Ｎが第２の判定閾値Ａ２より大きいと判断された場合（Ｓ１０３：ＮＯ）、Ｓ１０６へ移行する。回転数Ｎが第２の判定閾値Ａ２以下であると判断された場合（Ｓ１０３：ＹＥＳ）、Ｓ１０４へ移行する。

Ｓ１０４では、ＦＦ制御モードとし、電圧指令基準値演算部２５および電圧指令基準値補正部２６にて、第２のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿２および第２のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿２を演算する。
Ｓ１０５では、切替判定部２７にて、ＰＷＭ信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬの演算に用いるｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*として、第２のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿２および第２のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿２を選択する。

回転数Ｎが第２の判定閾値Ａ２より大きいと判断された場合（Ｓ１０３：ＮＯ）に移行するＳ１０６では、回転数Ｎが第１の判定閾値Ａ１以下か否かを判断する。回転数Ｎが第１の判定閾値Ａ１より大きいと判断された場合（Ｓ１０６：ＮＯ）、Ｓ１０８へ移行する。回転数Ｎが第１の判定閾値Ａ１以下であると判断された場合（Ｓ１０６：ＹＥＳ）、すなわちＡ２＜Ｎ≦Ａ１の場合、Ｓ１０７へ移行する。

Ｓ１０７では、偏差反転部２３にて、ｄ軸電流偏差Δｉｄおよびｑ軸電流偏差Δｉｑの正負を反転期間Ｔｒごとに反転する偏差反転モードとする。
ここで、Ｓ１０６における偏差反転処理を図１２に示すフローチャートに基づいて説明する。

Ｓ１７１では、制御周期情報として、制御周期Ｔｕおよびキャリア周波数ｆｃを取得する。
Ｓ１７２では、制御周期Ｔｕ、キャリア周波数ｆｃ、および、回転数Ｎに基づき、反転周期Ｔｒに対応する制御回数閾値Ｒ１およびＲ２を決定する。通常、Ｒ２はＲ１の２倍の値とするが、Ｒ１＜Ｒ２の範囲で適宜設定可能である。

Ｓ１７３では、制御回数カウンタのカウント値Ｒをインクリメントする。
Ｓ１７４では、制御回数カウンタのカウント値Ｒが制御回数閾値Ｒ１より大きいか否かを判断する。カウント値Ｒが制御回数閾値Ｒ１より大きいと判断された場合（Ｓ１７４：ＹＥＳ）、Ｓ１７６へ移行する。カウント値Ｒが制御回数閾値Ｒ１以下であると判断された場合（Ｓ１７４：ＮＯ）、Ｓ１７５へ移行する。

Ｓ１７５では、ｄ軸電流偏差Δｉｄおよびｑ軸電流偏差Δｉｑの正負を反転しない。すなわち、偏差反転部３３にて、フィードバックするｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔをｄ軸電流推定値（基準値）ｉｄ＿ｅｓｔ＿ｒｅｆとし、フィードバックするｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔをｑ軸電流推定値（基準値）ｉｑ＿ｅｓｔ＿ｒｅｆとする。

制御回数カウンタのカウント値Ｒが制御回数閾値Ｒ１より大きいと判断された場合（Ｓ１７４：ＹＥＳ）に移行するＳ１７６では、ｄ軸電流偏差Δｉｄおよびｑ軸電流偏差Δｉｑの正負を反転する。すなわち、偏差反転部３３にて、フィードバックするｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔをｄ軸電流推定値（反転値）ｉｄ＿ｅｓｔ＿ｒｅｖとし、フィードバックするｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔをｑ軸電流推定値（反転値）ｉｑ＿ｅｓｔ＿ｒｅｖとする。

Ｓ１７７では、制御回数カウンタのカウント値Ｒが制御回数閾値Ｒ２より大きいか否かを判断する。カウント値Ｒが制御回数閾値Ｒ２以下であると判断された場合（Ｓ１７７：ＮＯ）、Ｓ１７９へ移行する。カウント値Ｒが制御回数閾値Ｒ２より大きいと判断された場合（Ｓ１７７：ＹＥＳ）、Ｓ１７８へ移行する。
Ｓ１７８では、制御回数カウンタのカウント値Ｒをリセットする。

Ｓ１７９では、ＰＩ演算部２４にて、ｄ軸電流偏差Δｉｄおよびｑ軸電流偏差Δｉｑが０に収束するように、ＰＩ演算により第１のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿１および第１のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿１を演算する。ここで、直前までＦＦ制御であった場合、ＰＩ演算において、直前のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*をＰＩ積分項の初期値として設定することが望ましい。これによりＦＦ制御から電流ＦＢ制御への切り替え時のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*の急変を抑制することが出来る。

図１１に戻り、回転数Ｎが第１の判定閾値Ａ１より大きいと判断された場合（Ｓ１０６：ＮＯ）に移行するＳ１０８では、減算器２２にて、ｄ軸電流偏差Δｉｄおよびｑ軸電流偏差Δｉｑを演算する。また、偏差反転部２３にてｄ軸電流偏差Δｉｄおよびｑ軸電流偏差Δｉｑの正負反転を行わずに演算された第１のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿１および第１のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿１を演算する。
Ｓ１０７およびＳ１０８に続いて移行するＳ１０９では、ＰＷＭ信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬの演算に用いるｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*として、第１のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿１および第１のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿１を選択する。

Ｓ１０５およびＳ１０９に続いて移行するＳ１１０では、３相電圧指令値演算部２８にて、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*を電気角θｅに基づいて逆ｄｑ変換し、３相電圧指令値ｖｕ^*、ｖｖ^*、ｖｗ^*を演算する。
Ｓ１１１では、ＰＷＭ信号生成部２９にて、３相電圧指令値ｖｕ^*、ｖｖ^*、ｖｗ^*をインバータ入力電圧ＶＨに基づいてＰＷＭ変調してＰＷＭ信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬを算出し、インバータ１２へ出力する。

そして、ＰＷＭ信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬに基づいてインバータ１２のスイッチング素子のオン／オフが制御されることにより、３相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗが生成され、この３相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗが交流電動機２に印加されることにより、トルク指令値ｔｒｑ^*に応じたトルクが出力される。

図１３は、回転数ＮがＡ２から増加してＡ１となるまでを偏差反転モードにて制御した場合の交流電動機２の挙動を示したものである。また図１４は、回転数ＮがＡ１から減少してＡ２となるまでを偏差反転モードにて制御した場合の交流電動機２の挙動を示したものである。図１３および図１４において、（ａ）はトルク、（ｂ）は回転数、（ｃ）はｄ軸電流、（ｄ）はｑ軸電流、（ｅ）はｄ軸電圧、（ｆ）はｑ軸電圧を示している。また、実線が実値、破線が指令値、２点鎖線が推定値を示している。

ｄ軸電流偏差Δｉｄおよびｑ軸電流偏差Δｉｑの正負を反転周期Ｔｒごとに反転することにより、図１３（ｅ）、（ｆ）に示すように、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*が比較的安定して制御されている。そのため、図１３（ｃ）、（ｄ）に示すように、図９に示す例とは異なり、ｄ軸実電流値ｉｄおよびｑ軸実電流値ｉｑが単調増加および単調減少を繰り返すことなく、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*に追従している。同様に、実トルク値ｔｒｑもトルク指令値ｔｒｑ^*に追従しており、回転数ＮがＡ２からＡ１に達するまで、安定して交流電動機２を制御している。
同様に図１４に示すように、回転数ＮがＡ１からＡ２まで概ね指令に沿って安定して交流電動機２を制御している。

以上詳述したように、本実施形態の電動機制御装置１０は、インバータ１２によって印加電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗが制御される３相の交流電動機２の駆動を制御する。
電動機制御装置１０の制御部１５では、以下の処理が実行される。交流電動機２のいずれか１相（本実施形態ではＷ相）であるセンサ相に設けられる電流センサ１３からＷ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを取得する（図１１中のＳ１０１）。また、交流電動機２の回転角を検出する回転角センサ１４から電気角θｅを取得する（Ｓ１０１）。

回転数演算部１６では、電気角θｅに基づき、交流電動機２の回転数Ｎを演算する（Ｓ１０１）。
電流推定部３０では、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓおよび電気角θｅに基づき、ｄ軸電流推定値（基準値）ｉｄ＿ｅｓｔ＿ｒｅｆおよびｑ軸電流推定値（基準値）ｉｑ＿ｅｓｔ＿ｒｅｆを演算する（Ｓ１０２）。本実施形態では、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓおよび電気角θｅに加え、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*に基づき、ｄ軸電流推定値（基準値）ｉｄ＿ｅｓｔ＿ｒｅｆおよびｑ軸電流推定値（基準値）ｉｑ＿ｅｓｔ＿ｒｅｆを演算する。

減算器２２では、交流電動機２の駆動に係るｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*とフィードバックされるｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔとの偏差であるｄ軸電流偏差Δｉｄおよびｑ軸電流偏差Δｉｑを演算する（Ｓ１７５、Ｓ１７６、Ｓ１０８）。

ＰＩ演算部２４では、ｄ軸電流偏差Δｉｄおよびｑ軸電流偏差Δｉｑに基づき、インバータ１２の駆動に係るＰＷＭ信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬの生成に用いる第１のｄ軸電圧指令値ｉｄ^*＿１および第１のｑ軸電圧指令値ｉｑ^*＿１を演算する（Ｓ１０８、Ｓ１７９）。

本実施形態では、回転数Ｎが第１の判定閾値Ａ１以下である場合、第１のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿１および第１のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿１の演算に用いるｄ軸電流偏差Δｉｄおよびｑ軸電流偏差Δｉｑの正負を反転期間Ｔｒごとに反転する（Ｓ１７５、Ｓ１７６）。本実施形態では、偏差反転部３３にて、フィードバックするｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを、ｄ軸電流推定値（基準値）ｉｄ＿ｅｓｔ＿ｒｅｆおよびｑ軸電流推定値（基準値）ｉｑ＿ｅｓｔ＿ｒｅｆそのものとするか、ｄ軸電流推定値（反転値）ｉｄ＿ｅｓｔ＿ｒｅｖおよびｑ軸電流推定値（反転値）ｉｑ＿ｅｓｔ＿ｒｅｖとするかを、反転期間Ｔｒごとに切り替える。これにより、減算器２２にて演算されるｄ軸電流偏差Δｉｄおよびｑ軸電流偏差Δｉｑの正負は、反転期間Ｔｒごとに反転する。

本実施形態のようにｄ軸電流偏差Δｉｄおよびｑ軸電流偏差Δｉｑの正負が反転期間Ｔｒごとに反転するようなｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔをフィードバックすることにより、電流指令値演算部２１、減算器２２、および、ＰＩ演算部２４の一連の演算を変更する必要がない。そのため、例えば電流指令値演算部２１、減算器２２、および、ＰＩ演算部２４等がハードウェアにて構成されている場合にも容易に適用することができる。

本実施形態では、Ｗ相に電流センサ１３を設け、Ｕ相およびＶ相の電流センサを省略しており、つまりは電流センサの数を減らすことができる。これにより、インバータ１２の３相出力端子近傍の小型化や電動機制御装置１０のコストを低減することができる。

１相（本実施形態ではＷ相）の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを用いて推定されるｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔをフィードバックして交流電動機２の駆動を制御する推定電流ＦＢ制御とする場合、回転数Ｎが小さい低回転域では、サンプリング間隔Ｔｓあたりの電気角移動量Δθｅおよび電流変化量Δｉｗが小さくなり、実機情報が乏しくなるため、制御が不安定になる虞がある。特に、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*に対し、ｄ軸実電流値ｉｄおよびｑ軸実電流値ｉｑと偏差の極性が逆向きのｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔがフィードバックされる状態が継続すると、ｄ軸実電流値ｉｄおよびｑ軸実電流値ｉｑが、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*に収束せず、ｄ軸実電流値ｉｄおよびｑ軸実電流値ｉｑと、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*との差が増大し続け、ｄ軸実電流値ｉｄおよびｑ軸実電流値ｉｑが発散する。

低回転域においては、サンプリング間隔ＴｓあたりのＷ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓの電流変化量Δｉｗや電気角移動量Δθｅが小さくなる。Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓの電流変化量Δｉｗや電気角移動量Δθｅが小さくなると、フィードバックされるｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔがほとんど変化しなくなる。そのため、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*に対し、ｄ軸実電流値ｉｄと偏差極性が逆向きのｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔがフィードバックされると、その状態が継続され、ｄ軸実電流値ｉｄとｄ軸電流指令値ｉｄ^*との差が増大しつづけ、ｄ軸実電流値ｉｄが発散する虞がある。同様に、ｑ軸電流指令値ｉｑ^*に対し、ｑ軸実電流値ｉｑと偏差極性が逆向きのｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔがフィードバックされると、その状態が継続され、ｑ軸実電流値ｉｑとｄ軸電流指令値ｉｄ^*との差が増大しつづけ発散する虞がある。

そこで本実施形態では、回転数Ｎが第１の判定閾値Ａ１以下である場合、ｄ軸電流偏差Δｉｄおよびｑ軸電流偏差Δｉｑの正負を反転期間Ｔｒごとに反転している。これにより、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*に対し、ｄ軸実電流値ｉｄおよびｑ軸実電流値ｉｑと偏差極性が逆向きのｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔがフィードバックされつづけるのを防ぐことができる。そのため、ｄ軸実電流値ｉｄおよびｑ軸実電流値ｉｑと、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸実電流値ｉｑ^*との差が増大し続けることがなく、ｄ軸実電流値ｉｄおよびｑ軸実電流値ｉｑの発散を抑制することができる。したがって、回転数Ｎが低回転域であっても、１相の電流検出値（本実施形態ではＷ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓ）による電流ＦＢ制御により交流電動機２の駆動を安定して制御することができる。

本実施形態では、反転期間Ｔｒは、キャリア周波数ｆｃ、制御周期Ｔｕ、および、回転数Ｎに基づいて可変としている。これにより、ｄ軸実電流値ｉｄおよびｑ軸電流値ｉｑが、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*に対する変動許容範囲Ｆ内に収まるように、適切に制御することができ、ｄ軸実電流値ｉｄおよびｑ軸電流値ｉｑの発散をより抑制することができる。

また本実施形態では、電圧指令基準値演算部２５および電圧指令基準値補正部２６にて、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*に基づき、ＰＷＭ信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬの生成に用いる第２のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿２および第２のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿２を演算している（Ｓ１０４）。
また、切替判定部２７にて、第１のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿１および第１のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿１に基づいてＰＷＭ信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬを生成する電流ＦＢ制御モードと、第２のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿２および第２のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿２に基づいてＰＷＭ信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬを生成するＦＦ制御モードとを切り替える。

本実施形態では、回転数Ｎが第２の判定閾値Ａ２より大きい場合（Ｓ１０３：ＮＯ）、電流ＦＢ制御モードとし、回転数Ｎが第２の判定閾値Ａ２以下である場合（Ｓ１０３：ＹＥＳ）、ＦＦ制御モードとする。具体的には、回転数Ｎが第２の判定閾値Ａ２より大きい場合（Ｓ１０３：ＮＯ）、切替判定部２７にて、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*として、第１のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿１および第１のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿１を選択する（Ｓ１０９）。また、回転数Ｎが第２の判定閾値Ａ２以下である場合（Ｓ１０３：ＹＥＳ）、切替判定部２７にて、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*として、第２のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿２および第２のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿２を選択する（Ｓ１０５）

本実施形態では、回転数Ｎが第２の判定閾値Ａ２以下である場合、電流ＦＢ制御モードに替えて、ＦＦ制御モードとし、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*に基づいて第２のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿２および第２のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿２を演算している。これにより、低回転域において、始動から駆動、停止までを安定して制御することができる。

特に本実施形態では、電動機の理論式である電圧方程式を用い、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｉｑ^*に基づいて算出されるｄ軸電圧指令基準値ｖｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電圧指令基準値ｖｑ＿ｒｅｆを、理論上の電圧指令基準値と、指令通りのトルクが得られる交流電動機２の実際の駆動に係る電圧指令値との差分に対応するｄ軸電圧指令補正値ｖｄ＿ｃｍｐおよびｑ軸電圧指令補正値ｖｑ＿ｃｍｐに基づいて補正し、第２のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿２および第２のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿２を演算している。これにより、低回転域において、始動から駆動、停止までをより安定して制御することができる。

本実施形態では、制御部１５が「電流取得手段」、「回転角取得手段」、「回転数演算手段」、「電流推定手段」、「偏差演算手段」、「第１の電圧指令値演算手段」、「偏差反転手段」、「第２の電圧指令値演算手段」、「制御モード切替手段」を構成する。より詳細には、電流推定部３０が「電流推定手段」を構成し、減算器２２が「偏差演算手段」を構成し、ＰＩ演算部２４が「第１の電圧指令値演算手段」を構成し、偏差反転部３３が「偏差反転手段」を構成する。また、電圧指令基準値補正部２６が「第２の電圧指令値演算手段」を構成し、切替判定部２７が「制御モード切替手段」を構成する。

図１１中のＳ１０１が「電流取得手段」、「回転角取得手段」および「回転数演算手段」の機能としての処理に相当し、Ｓ１０２が「電流推定手段」の機能としての処理に相当し、Ｓ１７９およびＳ１０８が「偏差演算手段」および「第１の電圧指令値演算手段」の機能としての処理に相当し、Ｓ１７５およびＳ１７６が「偏差反転手段」の機能としての処理に相当する。また、Ｓ１０４が「第２の電圧指令値演算手段」の機能としての処理に相当し、Ｓ１０５、Ｓ１０９が「制御モード切替手段」の機能としての処理に相当する。

また、Ｗ相が「センサ相」に対応し、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓが「電流検出値」に対応し、電気角θｅが「回転角検出値」に対応する。ｄ軸電流推定値（基準値）ｉｄ＿ｅｓｔ＿ｒｅｆおよびｑ軸電流推定値（基準値）ｉｑ＿ｅｓｔ＿ｒｅｆが「電流推定値」に対応し、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*が「電流指令値」に対応し、ｄ軸電流偏差Δｉｄおよびｑ軸電流偏差Δｉｑが「偏差」に対応し、第１のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿１および第１のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿１が「第１の電圧指令値」に対応し、第２のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿２および第２のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿２が「第２の電圧指令値」に対応する。また、ＰＷＭ信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬが「駆動信号」に対応する。

（第２実施形態）
本発明の第２実施形態では、偏差反転部が第１実施形態と異なるので、この点を中心に説明する。
上記実施形態では、ｄ軸電流偏差Δｉｄおよびｑ軸電流偏差Δｉｑの正負を反転期間Ｔｒごとに反転すべく、ｄ軸電流偏差Δｉｄおよびｑ軸電流偏差Δｉｑの正負が反転期間Ｔｒごとに反転するようなｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを減算器２２にフィードバックした。本実施形態では、ｄ軸電流偏差Δｉｄおよびｑ軸電流偏差Δｉｑの正負を直接反転する。

具体的には、図１５に示すように、減算器２２とＰＩ演算部２４との間に、偏差反転部２３が設けられている。
本実施形態では、電流推定部３０にて演算されたｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔが、減算器２２に直接入力される。本実施形態におけるｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔは、上記実施形態のｄ軸電流推定値（基準値）ｉｄ＿ｅｓｔ＿ｒｅｆおよびｑ軸電流推定値（基準値）ｉｑ＿ｅｓｔ＿ｒｅｆと同じである。

減算器２２では、ｄ軸電流偏差Δｉｄおよびｑ軸電流偏差Δｉｑが演算される。
偏差反転部２３では、回転数Ｎが第１の判定閾値Ａ１以下である場合、反転期間Ｔｒごとにｄ軸電流偏差Δｉｄおよびｑ軸電流偏差Δｉｑの正負を反転し、ｄ軸電流偏差確定値Δｉｄ＿ｆｉｘおよびｑ軸電流偏差確定値Δｉｑ＿ｆｉｘを演算する。回転数Ｎが第１の判定閾値Ａ１より大きい場合は、ｄ軸電流偏差Δｉｄおよびｑ軸電流偏差Δｉｑの正負反転を行わない。

ＰＩ演算部２４では、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔをｄ軸電流指令値ｉｄ^*に追従させるべく、ｄ軸電流偏差確定値Δｉｄ＿ｆｉｘが０［Ａ］に収束するようにＰＩ演算により第１のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿１を演算する。また、ｑ軸ＰＩ演算部２４２では、ｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔをｑ軸電流指令値ｉｑ^*に追従させるべく、ｑ軸電流偏差確定値Δｉｑ＿ｆｉｘが０［Ａ］に収束するようにＰＩ演算により第１のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿１を演算する。

フローチャートについて言及しておくと、図１２中のＳ１７５では、減算器２２にて、ｄ軸電流偏差Δｉｄおよびｑ軸電流偏差Δｉｑを演算する。また、ｄ軸電流偏差Δｉｄおよびｑ軸電流偏差Δｉｑの正負を反転しない。すなわち、偏差反転部２３にて、ｄ軸電流偏差確定値Δｉｄ＿ｆｉｘおよびｑ軸電流偏差確定値Δｉｑ＿ｆｉｘとして、正負を反転しないΔｉｄおよびΔｉｑをＰＩ演算部２４に出力する。

また、Ｓ１７６では、減算器２２にて、ｄ軸電流偏差Δｉｄおよびｑ軸電流偏差Δｉｑを演算する。また、ｄ軸電流偏差Δｉｄおよびｑ軸電流偏差Δｉｑの正負を反転する。すなわち、偏差反転部２３にて、ｄ軸電流偏差確定値Δｉｄ＿ｆｉｘおよびｑ軸電流偏差確定値Δｉｑ＿ｆｉｘとして、正負を反転した−Δｉｄおよび−ΔｉｑをＰＩ演算部２４に出力する。
Ｓ１７９では、ＰＩ演算部２４にて、ｄ軸電流偏差確定値Δｉｄ＿ｆｉｘおよびｑ軸電流偏差確定値Δｉｑ＿ｆｉｘが０に収束するように、ＰＩ演算により第１のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿１および第１のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿１を演算する。また、第１実施形態と同様、直前までＦＦ制御であった場合、ＰＩ演算において、直前のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*をＰＩ積分項の初期値として設定することが望ましい。

また、このように構成しても、上記実施形態と同様の効果を奏する。
上記実施形態と異なる点について言及すると、制御部１５の偏差反転部２３が「偏差反転手段」を構成する。また、本実施形態では、Ｓ１７９に替えて、Ｓ１７５およびＳ１７６が「偏差演算手段」の機能としての処理に相当する。また、本実施形態では、電流推定部３０にて演算されるｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔが「電流推定値」に対応する。

（第３実施形態）
本発明の第３実施形態を図１６〜図２１を用いて説明する。
上記実施形態では、回転数Ｎが第２の判定閾値Ａ２以下である場合、電流ＦＢ制御からＦＦ制御に切り替えていた。本実施形態では、電流指令ベクトルｉ^*の位相角θｉによっては電流ＦＢ制御でも始動可能であることに着目し、電流指令ベクトルｉ^*の位相角θｉが始動可能範囲Ｐ内にある場合、回転数Ｎが第２の判定閾値Ａ２以下であっても電流ＦＢ制御としている。

ここで、電流ＦＢ制御にて始動可能である場合と始動不可である場合について説明する。
まず、電流指令ベクトルｉ^*の位相角θｉについて、図１６に基づいて説明する。
図１６に示すように、本実施形態では、電気角θｅは、Ｕ相軸を基準として０［°］から反時計回り方向に定義される。また、Ｗ相軸は、Ｕ相軸に対し、電気角として２４０［°］ずれている。

また、ｄ−ｑ座標において、ｄ軸成分がｄ軸電流指令値ｉｄ^*、ｑ軸成分がｑ軸電流指令値ｉｑ^*からなる電流指令ベクトルｉ^*の位相φは、ｑ軸から反時計回り方向に定義される。Ｕ相軸を基準とする電流指令ベクトルｉ^*の位相角θｉは、式（９）のように表される。
θｉ＝θｅ＋φ＋９０［°］ ・・・（９）

また、基準軸の取り方を特定せず、式（９）を一般化すると、式（１０）のようになる。
θｉ＝θｅ＋φ＋Ｃ （ただしＣは定数） ・・・（１０）

図１７は、電流指令ベクトルｉ^*がＷ相軸に近い位置である場合の例であり、図１８は、電流指令ベクトルｉ^*がＷ相軸に直交するＷ相直交軸に近い位置である場合の例である。図１７および図１８は、いずれも回転数Ｎが０［ｒｐｍ］から推定電流ＦＢ制御にて始動する例を示している。また、（ａ）はトルク、（ｂ）は回転数、（ｃ）はｄ軸電流、（ｄ）はｑ軸電流、（ｅ）は回転情報を示している。また、（ａ）〜（ｄ）においては、実線が実値、破線が指令値、２点鎖線が推定値を示し、（ｅ）においては、実線が位相角θｉ、破線が電気角θｅを示している。

図１７（ｃ）、（ｄ）に示すように、電流指令ベクトルｉ^*がＷ相軸に近い位置である場合、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*に比較的沿ったｄ軸実電流値ｉｄおよびｑ軸実電流値ｉｑが通電されている。そのため図１７（ａ）に示すように、トルク指令値ｔｒｑ^*に比較的沿った実トルク値ｔｒｑが出力されており、交流電動機２を始動することができる（図１７（ｂ）、（ｅ）参照）。
一方、図１８（ａ）、（ｃ）、（ｄ）に示すように、電流指令ベクトルｉ^*がＷ相軸に直交するＷ相直交軸に近い位置である場合、トルク指令値ｔｒｑ^*、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*が上昇しても、ｄ軸実電流値ｉｄおよびｑ軸実電流値ｉｑが略０のままである。そのため、実トルク値ｔｒｑも略０［Ｎｍ］のままであり、トルクが発生せず、交流電動機２を始動することができない。

電流指令ベクトルｉ^*がＷ相直交軸上にある場合、電流指令ベクトルｉ^*のＷ相軸成分であるＷ相電流指令値ｉｗ^*が０［Ａ］となり、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓも０［Ａ］となってしまう。すると、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔは、Ｕ相電流指令値ｉｕ^*およびＶ相電流指令値ｉｖ^*に基づいて演算されることになる。指令のみに基づくｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔがフィードバックされると、ｄ軸電流偏差Δｉｄが０［Ａ］となり、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*もゼロとなってしまう。ｑ軸についても同様、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓが０[Ａ]となり、指令のみに基づくｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔがフィードバックされると、ｑ軸電流偏差Δｉｑが０［Ａ］となり、ｑ軸電圧指令値ｖｑ^*もゼロとなってしまう。ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*がゼロとなると、交流電動機２に電圧が印加されず、交流電動機２を始動することができない。

また、電流指令ベクトルｉ^*がＷ相直交軸上になくとも、Ｗ相直交軸の近くにある場合、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔにおけるＷ相成分が小さくなるため、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔの推定精度が悪化する虞がある。上記第１実施形態にて説明したように、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔの推定精度が悪化し、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*に対して、ｄ軸実電流値ｉｄおよびｑ軸実電流値ｉｑと偏差極性が逆向きのｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔがフィードバックされ、その状態が継続すれば、ｄ軸実電流値ｉｄおよびｑ軸実電流値ｉｑが発散してしまうため、交流電動機２を始動できない虞がある。
一方、電流指令ベクトルｉ^*がＷ相軸上、或いは、Ｗ相軸の近くにある場合、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔにおけるＷ相成分が大きいため、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔの推定精度が比較的良好であり、推定電流ＦＢ制御であっても、交流電動機２を始動可能である

そこで本実施形態では、図１９に示すように、電流指令ベクトルｉ^*の位相角θｉについて、始動可能範囲Ｐを設定し、位相角θｉが始動可能範囲Ｐ内にある場合、回転数Ｎが第２の判定閾値Ａ２以下であっても電流ＦＢ制御とし、位相角θｉが始動可能範囲Ｐ内にない場合、回転数Ｎが第２の判定閾値Ａ２に達するまではＦＦ制御としている。本実施形態では、図１９に示すように、始動可能範囲Ｐは、２つの始動可能範囲Ｐ１、Ｐ２からなる。始動可能範囲Ｐ１は、Ｗ相軸に対応する２４０［°］を基準とし、２４０［°］−θｐ１１≦θｉ＜２４０［°］＋θｐ１２とする。始動可能範囲Ｐ２は、−Ｗ相軸に対応する６０［°］を基準とし、６０［°］−θｐ２１≦θｉ≦６０［°］＋θｐ２２とする。θｐ１１、θｐ１２、θｐ２１、θｐ２２は、全て同じ角度に設定してもよいし、例えば実験結果等に基づき、異なる値に設定してもよい。

制御モードの切り替えについて第１実施形態にて説明した図４と対応させて説明すると、電流指令ベクトルｉ^*の位相角θｉが始動可能範囲内Ｐ内にある場合、図２０に示すように、回転数Ｎが第２の判定閾値Ａ２以下であっても電流ＦＢ制御とする。また、第１の判定閾値以下である場合、偏差反転制御モードとする。回転数Ｎが第１の判定閾値Ａ１より大きい場合、推定電流ＦＢ制御モードとする。

また、電流指令ベクトルｉ^*の位相角θｉが始動可能範囲Ｐ内にない場合、図４に示すように、第１実施形態と同様、回転数Ｎが第２の判定閾値Ａ２以下である場合、ＦＦ制御モードとし、回転数Ｎが第２の判定閾値Ａ２より大きく第１の判定閾値Ａ１以下である場合、偏差反転制御モードとし、回転数Ｎが第１の判定閾値Ａ１より大きい場合、推定電流ＦＢ制御とする。
なお、偏差反転モードにおけるｄ軸電流偏差Δｉｄおよびｑ軸電流偏差Δｉｑの正負反転方法は、第１実施形態のようにしてもよいし、第２実施形態のようにしてもよい。

ここで本実施形態における駆動制御処理を図２１に基づいて説明する。
Ｓ２０１およびＳ２０２の処理は、図１１中のＳ１０１およびＳ１０２の処理と同様である。
Ｓ２０３では、回転数Ｎが第２の判定閾値Ａ２以下か否かを判断する。回転数Ｎが第２の判定閾値Ａ２より大きいと判断された場合（Ｓ２０３：ＹＥＳ、）Ｓ２０７へ移行する。回転数Ｎが第２の判定閾値Ａ２以下であると判断された場合（Ｓ２０３：ＮＯ）、Ｓ２０４へ移行する。

Ｓ２０４では、電流指令ベクトルｉ^*の位相角θｉが始動可能範囲Ｐ内であるか否かを判断する。位相角θｉが始動可能範囲Ｐ内であると判断された場合（Ｓ２０４：ＹＥＳ）、Ｓ２０８へ移行する。位相角θｉが始動可能範囲Ｐ内ではないと判断された場合（Ｓ２０４：ＹＥＳ）、Ｓ２０５へ移行する。

Ｓ２０５およびＳ２０６は、図１１中のＳ１０４およびＳ１０５と同様であり、ＦＦ制御モードとし、ＰＷＭ信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬの演算に用いるｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*として、第２のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿２および第２のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿２を選択する。

回転数Ｎが第２の判定閾値Ａ２より大きいと判断された場合（Ｓ２０３：ＮＯ）に移行するＳ２０７では、回転数Ｎが第１の判定閾値Ａ１以下か否かを判断する。回転数Ｎが第１の判定閾値Ａ１より大きいと判断された場合（Ｓ２０７：ＮＯ）、Ｓ２０９へ移行する。回転数Ｎが第１の判定閾値Ａ１以下であると判断された場合（Ｓ２０７：ＹＥＳ）、Ｓ２０８へ移行する。

回転数Ｎが第２の判定閾値Ａ２以下であり、電流指令ベクトルｉ^*の位相角θｉが始動可能範囲Ｐ内であると判断された場合（Ｓ２０３：ＹＥＳ、Ｓ２０４：ＹＥＳ）、および、回転数Ｎが第２の判定閾値Ａ２より大きく、第１の判定閾値Ａ１以下であると判断された場合（Ｓ２０３：ＮＯ、Ｓ２０７：ＹＥＳ）に移行するＳ２０８は、図１１中のＳ１０７と同様であり、ｄ軸電流偏差Δｉｄおよびｑ軸電流偏差Δｉｑの正負を反転期間Ｔｒごとに反転する偏差反転モードとする。また、反転期間Ｔｒごとに正負が反転されたｄ軸電流偏差Δｉｄおよびｑ軸電流偏差Δｉｑに基づき、第１のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿１および第１のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿１を演算する。

回転数Ｎが第１の判定閾値Ａ１より大きいと判断された場合（Ｓ２０７：ＮＯ）に移行するＳ２０９は、図１１中のＳ１０８と同様であり、正負反転されていないｄ軸電流偏差Δｉｄおよびｑ軸電流偏差Δｉｑに基づき、第１のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿１および第１のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿１を演算する。
Ｓ２１０は、図１１中のＳ１０９と同様であり、ＰＷＭ信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬの演算に用いるｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*として、第１のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿１および第１のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿１を選択する。
Ｓ２０９およびＳ２１０の処理は、Ｓ１０８およびＳ１０９と同様である。

本実施形態では、電流指令ベクトルｉ^*の位相角θｉが始動可能範囲Ｐ内である場合（Ｓ２０４：ＹＥＳ）、回転数Ｎが第２の判定閾値Ａ２以下であっても（Ｓ２０３：ＹＥＳ）、電流ＦＢ制御モードとしている。これにより、位相角θｉが始動可能範囲Ｐ内である場合には、ＦＦ制御に替えて、電流ＦＢ制御とすることができる。
また、上記実施形態と同様の効果を奏する。

本実施形態では、図２１中のＳ２０１が「電流取得手段」、「回転角取得手段」および「回転数演算手段」の機能としての処理に相当し、Ｓ２０２が「電流推定手段」の機能としての処理に相当し、Ｓ２０８およびＳ２０９が「第１の電圧指令値演算手段」の機能としての処理に相当し、Ｓ２０８が「偏差反転手段」の機能としての処理に相当する。また、Ｓ２０５が「第２の電圧指令値演算手段」の機能としての処理に相当し、Ｓ２０６およびＳ２１０が「制御モード切替手段」の機能としての処理に相当する。

（他の実施形態）
（ア）電流ＦＢ制御
上記実施形態では、ＰＩ演算部２４におけるＰＩ演算により第１の電圧指令値を演算した。他の実施形態では、図２２に示すように、ＰＩ演算部２４に替えて電圧指令値演算部２４０としてもよい。電圧指令値演算部２４０では、ｄ軸電流偏差確定値Δｉｄ＿ｆｉｘおよびｑ軸電流偏差確定値Δｉｑ＿ｆｉｘに加え、ｄ軸ＦＦ項補正値ＦＦａｄおよびｑ軸ＦＦ項補正値ＦＦａｑに基づき、第１のｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿１および第２のｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿１を演算する。電圧指令値演算部２４０における演算は、例えばＰＩ演算等、どのような演算としてもよい。ｄ軸ＦＦ項補正値ＦＦａｄおよびｑ軸ＦＦ項補正値ＦＦａｑは、例えば電動機の理論式である電圧方程式を用い、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*に基づいて演算されるｄ軸電圧指令基準値ｖｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電圧指令基準値ｖｑ＿ｒｅｆでも良いし、ｄ軸デッドタイム補正値ｖｄ＿ｄｔおよびｑ軸デッドタイム補正値ｖｑ＿ｄｔでも良いし、或いはその両方を合わせた値とすることができる。その他、どのような値としてもよい。なお、図２２では第２実施形態の制御部１５に電圧指令値演算部２４０を設ける例について説明したが、もちろん第１実施形態の制御部１５において、ＰＩ演算部２４に替えて電圧指令値演算部２４０を設けるように構成してもよい。

（イ）推定電流ＦＢ制御
上記実施形態では、電流推定部において、センサ相以外の相については電流指令値を推定値とみなし、ｄ軸電流推定値およびｑ軸電流推定値を演算していた。
電流推定部における演算方法は、これに限らず、電流検出値および電気角に基づいて演算されていれば、どのような方法であってもよく、さらに他のパラメータ等を用いてもよい。また、第１の電圧指令値は、電流指令値、および、フィードバックされた電流推定値に基づいて算出されていれば、どのような方法で算出してもよく、さらに他のパラメータ等を用いてもよい。

さらにまた、上記実施形態では、ｄ軸電流推定値、ｑ軸電流推定値、第１のｄ軸電圧指令値、および、第１のｑ軸電圧指令値は、回転数によらず、常時演算されていた。他の実施形態では、回転数が第２の判定閾値より大きい場合にｄ軸電流推定値、ｑ軸電流推定値、第１のｄ軸電圧指令値、および、第１のｑ軸電圧指令値を演算し、回転数が第２の判定閾値以下の場合、ｄ軸電流推定値、ｑ軸電流推定値、第１のｄ軸電圧指令値、および、第１のｑ軸電圧指令値の演算を中止してもよい。

以下、電流推定部にて採用可能な電流推定方法を例示しておく。
（ｉ）電流指令位相を用いた基準角と振幅に基づく演算
例えば、特開２００４−１５９３９１号公報のように、電流指令位相角と電気角から生成したＵ相電流基準角（θ’）」で除して電流振幅（Ｉａ）を算出し、この電流振幅を、Ｕ相電流基準角から±１２０［°］ずらした電気角におけるｓｉｎ値に乗じて他の２相の電流推定値Ｉｖ、Ｉｗを算出する（式１１．１〜１１．３）。
Ｉａ＝Ｉｕ／［√（１／３）×（｛−ｓｉｎ（θ’）｝］ ・・・（１１．１）
Ｉｖ＝√（１／３）×Ｉａ×｛−ｓｉｎ（θ’＋１２０［°］）｝・・・（１１．２）
Ｉｗ＝√（１／３）×Ｉａ×｛−ｓｉｎ（θ’＋２４０［°］）｝・・・（１１．３）

以下、（ｉｉ）〜（ｉｖ）では、センサ相をＷ相として説明する。
（ｉｉ）電流指令値を用いたセンサ相基準位相に基づく演算
Ｕ相電流指令値ｉｕ^*およびＶ相電流指令値ｉｖ^*の少なくとも一方、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓ、および、電気角θｅを用い、センサ相に一致するα軸方向のα軸電流ｉαおよびセンサ相に直交するβ軸方向のβ軸電流ｉβを演算し、α軸電流ｉαおよびβ軸電流ｉβの逆正接関数（ａｒｃｔａｎ）によりセンサ相基準電流位相θｘを算出する。センサ相基準電流位相θｘの演算式を式（１２）に示す。
θｘ＝ｔａｎ^-1（ｉβ／ｉα） ・・・（１２）

また、センサ相基準電流位相θｘおよびＷ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに基づき、Ｕ相電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔまたはＶ相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔを演算し、Ｕ相電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔまたはＶ相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔ、Ｗ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓ、および、電気角θｅに基づき、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを演算する。なお、Ｕ相電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔまたはＶ相電流推定値ｉｖ＿ｅｓｔの演算において、ゼロで除算する「ゼロ割り」やゼロで乗算する「ゼロ掛け」を回避するような補正処理を行ってもよい。

（ｉｉｉ）α軸電流の微分による演算
α軸電流ｉαとβ軸電流ｉβが「ｓｉｎ波とｃｏｓ波」の関係にあり、α軸電流ｉαとβ軸電流ｉβとの位相差が９０［°］であることに着目し、α軸電流微分値Δｉαに基づいてβ軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔを演算する。ここで、制御部における演算が離散系である場合、α軸電流微分値Δｉαは、実際のβ軸電流ｉβに対し、電気角移動量Δθｅの半分だけ遅れる。この点を考慮し、α軸電流ｉαの前回値と今回値との平均値に電気角移動量Δθｅの半分（Δθｅ／２）を乗じた補正量Ｈにて補正したβ軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔとすることが好ましい。そして、α軸電流ｉαおよびβ軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔを用いてセンサ相基準電流位相θｘを演算する。以降の演算は（ｉｉ）と同様である。

（ｉｖ）漸化式による演算
回転座標系であるｄ−ｑ座標上でＷ相軸が相対的に回転することを利用し、Ｗ相推定誤差Δｉｗ＿ｅｓｔを積算してｄ軸実電流値ｉｄおよびｑ軸実電流値ｉｑに漸近させる。
前回のｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔ、および今回の電気角θｅに基づき、センサ相成分であるＷ相電流基準値ｉｗ＿ｂｆを演算し、Ｗ相電流基準値ｉｗ＿ｂｆとＷ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓとの差であるＷ相推定誤差Δｉｗ＿ｅｓｔを算出する。Ｗ相推定誤差Δｉｗ＿ｅｓｔにフィルタ要素であるゲインＫを乗じた補正後誤差ＫΔｉｗ＿ｅｓｔを算出し、Δｉｕ＝０、Δｉｖ＝０とし、ｄｑ変換によりセンサ相方向補正値ｉｄ＿ｃｒｒおよびｑ軸補正値ｉｑ＿ｃｒｒを演算する。そして算出されたｄ軸補正値ｉｄ＿ｃｒｒおよびｑ軸補正値ｉｑ＿ｃｒｒをセンサ相方向の補正ベクトルとし、当該補正ベクトルをｄ−ｑ座標にて積算することにより、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを演算する。また、センサ相に直交する直交方向補正値をさらに演算し、センサ相方向補正値および直交方向補正値の合成ベクトルを補正ベクトルとし、当該補正ベクトルをｄ−ｑ座標にて積算するようにしてもよい。

（ウ）制御モードに切り替えに係る第１の判定閾値および第２の判定閾値は、推定電流ＦＢ制御モードの低回転化の限界値や、推定電流ＦＢ制御の演算精度等、各制御モードの特性を考慮し、適宜設定することができる。
また、上記実施形態では、１つの第１の判定閾値により、偏差反転制御と推定電流ＦＢ制御とを切り替えていた。また、１つの第２の判定閾値により、ＦＦ制御と電流ＦＢ制御とを切り替えていた。他の実施形態では、制御モードの切り替えによる切り替えハンチングを避けるため、回転数が上昇する側と下降する側とで回転数の判定閾値と異なる値としてもよい。すなわち、回転数が上昇する側と下降する側とで回転数の判定閾値にヒステリシス（ヒス）を設けてもよい、ということである。この場合、上昇側の第１の判定閾値をＡ１ｕ、下降側の第１の判定閾値をＡ１ｄとした場合、例えばＡ１ｕ＞Ａ１ｄとすることが好ましいが、Ａ１ｕ＜Ａ１ｄとしてもよい。同様に、上昇側の第２の判定閾値をＡ２ｕ、下降側の第２の判定閾値をＡ２ｄとした場合、例えばＡ２ｕ＞Ａ２ｄとすることが好ましいが、Ａ２ｕ＜Ａ２ｄとしてもよい。

（エ）上記実施形態では、第２の電圧指令値は、電動機の理論式である電圧方程式に基づいて算出される電圧指令基準値を補正して演算された。他の実施形態では、電圧指令基準値は、予め記憶されたマップを参照することによるマップ演算等、電流指令値に基づいてどのように演算してもよい。すなわち、第２の電圧指令値は、電動機の理論式である電圧方程式に基づく演算に限らず、電流指令値に基づき、どのように演算してもよい。尚、電圧指令基準値あるいは電圧指令値の演算においては、電流指令値の他、電流指令値の基となるトルク指令、回転数等を適宜用いてよい。

（オ）上記実施形態では、「電流推定値」、「電流指令値」、「第１の電圧指令値」、および、「第２の電圧指令値」は、いずれもｄ−ｑ座標のものについて説明したが、交流電動機の制御に利用可能な値であれば、各相の値や、その他の軸に基づくものであってもよい。

（カ）交流電動機の印加電圧を制御するインバータは、どのような方法で制御されてもよい。例えば、正弦波ＰＷＭ制御モード、および、過変調ＰＷＭ制御モード等を適宜切り替えて制御されるように構成してもよい。

（キ）上記実施形態では、電流センサがＷ相に設けられ、Ｗ相がセンサ相である例について説明した。他の実施形態では、電流センサがＵ相に設けられ、Ｕ相をセンサ相としてもよい。また、電流センサがＶ相に設けられ、Ｖ相をセンサ相としてもよい。
（ク）上記実施形態では、電流センサが１相に設けられている例について説明した。他の実施形態では、例えば制御に用いる電流を検出する電流センサ(以下、制御用センサ)の異常検出をするための独立した電流センサ(以下：異常検出用センサ)がセンサ相またはセンサ相以外の相に設けられていてもよい。例として、１相に制御用センサと異常検出用センサを設けた１相２チャンネルや、１相に制御用センサを設け、それ以外の相のいずれかに１相に異常検出用センサを設けた２相１チャンネルなどのセンサ構成が挙げられるが、どの相にいくつ設けられてもよい。

（ケ）上記実施形態では、回転角センサは電気角θｅを検出し、制御部へ出力した。他の実施形態では、回転角センサは機械角θｍを検出し、制御部へ出力し、制御部の内部にて電気角θｅに換算してもよい。また、電気角θｅに替えて、機械角θｍを「回転角検出値」としてもよい。さらにまた、回転数Ｎは、機械角θｍに基づいて算出してもよい。

（コ）上記実施形態では、交流電動機は、永久磁石式同期型の三相交流電動機であったが、他の実施形態では、誘導電動機やその他の同期電動機であってもよい。また、上記実施形態の交流電動機は、電動機としての機能および発電機としての機能を併せ持つ所謂モータジェネレータであったが、他の実施形態では、発電機としての機能を持たない電動機であってもよい。

交流電動機は、エンジンに対して電動機として動作し、エンジンの始動を行うように構成されていてもよい。また、エンジンを設けなくてもよい。さらに、交流電動機を複数設けてもよいし、複数の交流電動機における動力を分割する動力分割機構等をさらに設けてもよい。

（サ）本発明による交流電動機の制御装置は、上記実施形態のようにインバータと交流電動機を１組設けたシステムに限らず、インバータと交流電動機を２組以上設けたシステムに適用してもよい。また、１台のインバータに複数台の交流電動機を並列接続させた電車等のシステムに適用してもよい。
また、交流電動機の制御装置は、電動車両に適用されていたが、電動車両以外に用いてもよい。
以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。

２・・・交流電動機
１０・・・電動機制御装置（交流電動機の制御装置）
１２・・・インバータ
１３・・・電流センサ
１４・・・回転角センサ
１５・・・制御部（電流取得手段、回転角取得手段、電流推定手段、偏差演算手段、第１の電圧指令値演算手段、偏差反転手段、第２の電圧指令値演算手段、制御モード切替手段）

Claims (5)

1. インバータ（１２）によって印加電圧が制御される３相の交流電動機（２）の駆動を制御する交流電動機の制御装置（１０）であって、
   前記交流電動機のいずれか１相であるセンサ相に設けられる電流センサ（１３）から電流検出値を取得する電流取得手段（１５）と、
   前記交流電動機の回転角を検出する回転角センサ（１４）から回転角検出値を取得する回転角取得手段（１５）と、
   前記回転角検出値に基づき、前記交流電動機の回転数を演算する回転数演算手段（１６）と、
   前記電流検出値および前記回転角検出値に基づき、電流推定値を演算する電流推定手段（３０）と、
   前記交流電動機の駆動に係る電流指令値とフィードバックされる前記電流推定値との偏差を演算する偏差演算手段（２２）と、
   前記偏差に基づき、前記インバータの駆動に係る駆動信号の生成に用いる第１の電圧指令値を演算する第１の電圧指令値演算手段（２４）と、
   前記回転数が第１の判定閾値以下である場合、前記第１の電圧指令値の演算に用いる前記偏差の正負を反転期間ごとに反転する偏差反転手段（２３、３３）と、
   を備えることを特徴とする交流電動機の制御装置。
2. 前記電流指令値に基づき、前記駆動信号の生成に用いる第２の電圧指令値を演算する第２の電圧指令値演算手段（２５、２６）と、
   前記第１の電圧指令値に基づいて前記駆動信号を生成する第１の制御モードと、前記第２の電圧指令値に基づいて前記駆動信号を生成する第２の制御モードと、を切り替える制御モード切替手段（２７）と、
   をさらに備え、
   前記制御モード切替手段は、前記回転数が前記第１の判定閾値より小さい第２の判定閾値より大きい場合、前記第１の制御モードとし、前記回転数が前記第２の判定閾値以下である場合、前記第２の制御モードとすることを特徴とする請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
3. 前記制御モード切替手段は、電流指令ベクトルの位相角が始動可能範囲内である場合、前記回転数が前記第２の判定閾値以下であっても、前記第１の制御モードとすることを特徴とする請求項２に記載の交流電動機の制御装置。
4. 前記第２の電圧指令値演算手段は、電動機の理論式を用い、前記電流指令値に基づいて算出される電圧指令基準値を補正して前記第２の電圧指令値を演算することを特徴とする請求項２または３に記載の交流電動機の制御装置。
5. 前記反転期間は、キャリア周波数、制御周期、および、前記回転数の少なくとも１つに基づいて可変とすることを特徴とする請求項１〜４のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。

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