JP5727532B2 - ステッピングモータの電流ベクトル制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、ステッピングモータをソフトウェアによる電流ベクトル制御を行って低速域から高速域まで安定回転させるステッピングモータの電流ベクトル制御装置に関する。

例えばハイブリッド型ステッピングモータは、BLDC（ブラシレス直流）モータに対して磁極数が非常に多く（２相１．８°HBステップの場合は５０極）、回転速度に応じた誘起電圧（逆起電圧に同じ）の発生が急激に高まってしまい、例えば24[V]と言った低い電源電圧では、誘起電圧と釣り合ってしまい直ぐに電流を流せなくなってしまう。そこで、電流ベクトルをトルク（ｑ軸）と界磁（ｄ軸）に分けた上で、それぞれを的確に制御する事によって、モータを低速域から高速域まで（誘起電圧がモータ電源電圧を大幅に上回る領域まで）回転させることが行なわれている。

図４は、電流ベクトル制御による２相ステッピングモータの駆動装置の要部を示すブロック構成図である。モータコイルに流れるＡ相電流、Ｂ相電流を公知の第１の座標軸変換部５１で固定軸座標の電流成分Ｉα，Ｉβから回転軸座標の電流成分（ロータに発生する磁束に相当する界磁電流（ｄ軸）成分，トルク電流（ｑ軸）成分）に各々変換し、これらの情報を演算器５２においてトルク電流指令値（ｑ）との偏差を算出し、演算器５３において界磁電流指令値（ｄ）との偏差を算出する。これらは、電流制御ＰＩゲインに基づいてＰＩ演算器（比例積分器）５４，５５において比例積分されてトルク指令電圧Ｖｑ、界磁指令電圧Ｖｄが生成される。トルク指令電圧Ｖｑ、界磁指令電圧Ｖｄは第２の座標軸変換器５６で回転軸座標系の界磁（ｄ軸）成分，トルク（ｑ軸）成分から固定軸座標の電流成分Ｉα´，Ｉβ´に各々変換される。そして、電流電圧変換回路５７において、電流成分Ｉα´，Ｉβ´に応じた電圧値に変換されてＰＷＭ制御により各相コイルにモータ電圧が出力されるようになっている。

モータの回転によって発生する誘起電圧はロータが発生する磁束（界磁）、ステータに流れる電流、ロータの回転速度（電気角速度）、巻線のインダクタンス、そして磁極数に比例して発生する。よって、モータの回転によって発生する誘起電圧がモータ電源電圧以上になると、それ以上の電流が流せなくなりモータの回転速度が上がらなくなる。弱め界磁制御とは、誘起電圧を発生する要素の一つである界磁を弱める事によって、誘起電圧の発生を抑制し、高速までモータを回転させる制御である。以下、その原理を説明する。

誘起電圧Ｖｒは下記の式（１）によって計算できる。
Ｖｒ＝Ｋｒ×ω×Ｎ＋Ｌｄ×Ｉｄ×ω×Ｎ ・・・ 式（１）
Ｖｒ ： 誘起電圧［Ｖ］
Ｋｒ ： 誘起電圧定数［V/(rad/s)］ （モータを一定速度で回転させて計測）
ω ： 電気角速度[rad/s]
Ｎ ： 磁極数［極］
Ｌｄ ： Ｄ軸インダクタンス（巻線インダクタンス）［Ｈ］
Ｉｄ ： 界磁電流［Ａ］

ここで、誘起電圧定数Ｋｒはターゲットとなるモータを一定速度で回転させた場合に界磁電流Ｉｄはゼロなので、モータを一定速度で回転させて計測した誘起電圧Ｖｒを使って下記の様に計算できる。
Ｋｒ＝Ｖｒ／（ω×Ｎ）
一例として、テスト用のステッピングモータを５００ｒｐｍで回転した場合に発生する電圧は約１２．５Ｖ（２５Vpp）であり、その場合の誘起電圧Ｋｒは
Ｋｒ＝１２．５／（２π×５００／６０×５０）≒０．００４７８
となる、つまりモータの電源電圧を２４［Ｖ］とすればモータの最高回転速度は
ＭａｘＳｐｅｅｄ＝２４／０．００４７８≒５０２６．５５［ｒａｄ／ｓ］
となり、ｒ／ｍ（ｒｐｍ）に換算すると
５０２６．５５／（２π×５０）×６０≒９６０［ｒｐｍ］
となる。よって、このモータを２４［Ｖ］のモータ電源で駆動した場合は９６０ｒｐｍ以上に回転速度が上がらない。

ここで再び「式（１）」に注目すると、
ロータの回転に伴って発生する誘起電圧Ｖｒはロータの電気角速度に比例して発生する電圧（式（１）前段）と、界磁インダクタンス・界磁電流・電気角速度で発生する電圧（式（１）後段）の総和であり、界磁電流（Ｉｄ）にマイナスの電流を流す（弱め界磁する）事により、回転によって発生する誘起電圧を抑制し、より高い回転速度まで回転させることが可能となる。また弱め界磁制御は、電流ベクトル制御によって界磁電流（Ｉｄ）及びトルク電流（Ｉｑ）をそれぞれ独立して制御することによって可能となる。
また、本来の弱め界磁とはロータ側のコイル電流を下げて界磁を弱める制御を指すが、ロータに永久磁石を用いたモータの場合はステータコイルの電流を制御することで等価的に弱め界磁を実現しており、本来の弱め界磁（ロータの界磁を減らす）と区別して「弱め磁束制御」と呼ぶ場合もある。
尚、ステッピングモータではないが、誘導電動機のベクトル制御システムとしては、以下のものが知られている（特許文献１参照）。

特開平７−１９４１９９号公報

上述したステッピングモータの駆動制御装置における弱め界磁制御は、ロータの磁束（界磁）を弱める制御であることから出力トルクが低下する。特に十分にトルク電流が流せる低速回転時から弱め界磁が作用すると、モータの電力効率が低下する。
また、ロータの回転速度に応じて単純に誘起電圧を打ち消すような弱め界磁では、ロータの回転速度が高まると弱め界磁電流が増えて速度が高まり、更に弱め界磁電流が増えると言うように界磁電流値が正帰還的に増大してしまい、トルク指令（ｑ軸指令）に追従できなくなる（トルク指令とは異なる正帰還のフィードバックで速度が高まり暴走する）。
また、特許文献１のように、界磁制御に何らかの閾値（基準値）を設けるとすれば、閾値（基準値）が妥当であることを実証しなければならないが、適用範囲が限られないＦＡ（ファクトリーオートメーション）用モータドライバにおいては、このような閾値（基準値）を決定することができない。

本発明はこれらの課題を解決すべくなされたものであり、その目的とするところは、モータの運転状況に応じて弱め界磁電流を算出しモータ電源電圧による電流追従特性を改善し、誘起電圧がモータ電源電圧を十分に下回る低速回転域から十分に上回る高速回転域まで安定したトルク制御が可能なステッピングモータの電流ベクトル制御装置を提供することにある。

本発明は上記課題を解決するため、以下の構成を備える。
ステッピングモータのロータに指令トルクを発生させるトルク指令を出力し、ロータの回転で誘起される誘起電圧Ｖｒのモータ電源電圧Ｖｍに対する比率を界磁電流補正係数として出力するサーボ制御部と、ロータ回転位置で計測された電流計測値から座標軸変換を行ってモータトルク電流Ｉｑ及び界磁電流Ｉｄを各々算出し、トルク指令電流ＱＡとモータトルク電流Ｉｑとの偏差Δｑを演算処理してトルク電圧指令信号Ｖｑを生成し並びに前記偏差Δｑと前記界磁電流補正係数との積により算出される界磁指令電流Ｑｄと界磁電流Ｉｄとの偏差を演算処理することにより界磁電圧指令信号Ｖｄを生成する電流ベクトル制御部と、を具備し、前記ステッピングモータのロータ回転速度の増加に伴って誘起される誘起電圧Ｖｒの増加に対して前記電流ベクトル制御部が界磁電流Ｉｄを弱めるように前記界磁電圧指令信号Ｖｄを生成することで前記サーボ制御部の指令トルクに見合った回転トルクに制御することを特徴とする。

上記構成によれば、ロータ回転速度の増加に伴って誘起される誘起電圧Ｖｒの増加に対して電流ベクトル制御部が界磁電流Ｉｄを弱めるように界磁電圧指令信号Ｖｄを生成するので、モータの運転状況に応じて弱め界磁電流を算出し指令トルクに見合った安定したトルク制御が可能となる。
また、サーボ制御部は、ロータの回転によって誘起される誘起電圧Ｖｒのモータ電源電圧Ｖｍに対する比率である界磁電流補正係数を出力し、電流ベクトル制御部は、トルク指令電流ＱＡとモータトルク電流Ｉｑとの偏差Δｑと界磁電流補正係数との積により算出される界磁指令電流Ｑｄと界磁電流Ｉｄとの偏差を演算処理することにより界磁電圧指令信号Ｖｄを生成するので、モータが低速回転時から弱め界磁制御が作用して電力効率が低下するのを防ぎ、低速域から高速域までモータ電源電圧による界磁電流追従特性を改善することができる。

前記電流ベクトル制御部は、前記ステッピングモータのロータ位置を検出し各相モータコイルに流れる絶対座標系の電流計測値が回転座標系のモータトルク電流Ｉｑと界磁電流Ｉｄに座標軸変換される第１の座標軸変換部と、前記サーボ制御部のトルク指令に基づいて出力されたトルク指令電流ＱＡと前記第１の座標軸変換部で得られたモータトルク電流Ｉｑとの偏差Δｑを用いて演算処理することでトルク電圧指令信号Ｖｑが生成されると共に、前記偏差Δｑの絶対値と前記界磁電流補正係数との積により算出される界磁指令電流Ｑｄと前記第１の座標軸変換部で得られた界磁電流Ｉｄとの偏差を演算処理することで界磁電圧指令信号Ｖｄが生成される指令電圧生成部と、前記指令電圧生成部で生成された前記トルク電圧指令信号Ｖｑ及び前記界磁電圧指令信号Ｖｄが回転座標系から絶対座標系へ各々座標軸変換される第２の座標軸変換部と、前記第２の座標軸変換部で得られた電圧指令値に基づいて前記ロータ回転位置に応じて指令電圧を出力するモータ電力制御部と、を具備していることが望ましい。

上記構成によれば、電流ベクトル制御部において、トルク指令電流ＱＡとモータトルク電流Ｉｑとの偏差Δｑが演算処理されてトルク電圧指令信号Ｖｑが生成され、当該Δｑの絶対値と界磁補正係数Ｋｎとの積により算出された界磁指令電流Ｑｄと界磁電流Ｉｄとの偏差を演算処理することで界磁電圧信号Ｖｄが生成されるので、トルク電流の偏差Δｑを弱め界磁指令（ｄ軸指令）電流とすることで、誘起電圧Ｖｒが抑制されてトルク電流が流れるようになり、指令トルクとの偏差が少なくなって弱め界磁指令電流も減少する。したがって、モータ回転速度が上昇して誘起電圧Ｖｒが大きくなっても、界磁電流Ｉｄが弱められるので誘起電圧Ｖｒが抑制され、ロータの回転速度を高めることが可能になる。

また、前記電流ベクトル制御部は、ロータの回転によって誘起される誘起電圧Ｖｒが
Ｖｒ＝Ｋｒ×ω×Ｎ＋Ｌｄ×Ｉｄ×ω×Ｎ・・・式（１）
Ｋｒ ： 誘起電圧定数［V/(rad/s)］
ω ： 電気角速度[rad/s]
Ｎ ： 磁極数［極］
Ｌｄ ： 巻線インダクタンス
で定義される場合であって、
Δｑ＝ＱＡ−Ｉｑ・・・式（２）
で定義される前記式（２）に基づいて前記トルク指令電流ＱＡとモータトルク電流Ｉｄとのトルク電流の偏差Δｑが算出され、
Ｋｎ＝Ｖｒ／Ｖｍ ・・・ 式（３）
Ｑｄ＝−｜Δｑ｜×Ｋｎ・・・式（４）
Ｖｒ ： 回転速度に比例した誘起電圧［Ｖ］
Ｖｍ ： モータ電源電圧［Ｖ］
Ｋｎ ： 界磁電流補正係数［倍］
で定義される前記式（３）に基づいて算出された前記界磁電流補正係数Ｋｎと前記式（２）で算出された前記偏差Δｑを用いて前記式（４）に基づいて前記界磁指令電流Ｑｄが算出されて、前記界磁指令電流Ｑｄと前記界磁電流Ｉｄとの偏差を比例積分処理することで界磁電圧指令信号Ｖｄが生成されて前記式（１）の界磁電流Ｉｄの値が更新され、前記誘起電圧Ｖｒの弱め界磁制御が行なわれることが望ましい。

これにより、電流ベクトル制御部が界磁指令電流Ｑｄを算出する際に、トルク指令電流ＱＡとモータトルク電流Ｉｑとの偏差Δｑの絶対値を用いることで、例えばモータの回転速度が高まり誘起電圧がモータ電源電圧を上回ることでモータトルク電流Ｉｑがトルク指令電流ＱＡより小さくなると、弱め界磁電流が増えて速度が高まり、更に弱め界磁電流が増えると言うように界磁電流値が正帰還的に増大してしまい、指令トルクに追従できなくなるのを防ぐことができる。

上述したステッピングモータの電流ベクトル制御装置を用いれば、モータの運転状況に応じて弱め界磁電流を算出しモータ電源電圧による電流追従特性を改善し、誘起電圧がモータ電源電圧を十分に下回る低速回転域から十分に上回る高速回転域まで安定したトルク制御が可能となる。

ステッピングモータの電流ベクトル制御装置のブロック構成図である。 モータドライブ回路の一例を示すブロック構成図である。 ステッピングモータの電流ベクトル制御におけるトルク指令電流とトルク電流、界磁指令電流と界磁電流との関係を示すグラフ図である。 従来の電流ベクトル制御装置のブロック構成図である。

以下、本発明に係るステッピングモータの電流ベクトル制御装置の実施形態について、添付図面を参照しながら説明する。本実施形態では、一例として二相ステッピングモータについて例示する。ステッピングモータは、ＰＭ型、ＶＲ型、ハイブリッド型のいずれであってもよいが、以下ではロータに永久磁石を用いたＰＭ型若しくはハイブリッド型として説明する。

図１のブロック図を参照して、二相ステッピングモータの電流ベクトル制御装置の概略構成について説明する。
二相ステッピングモータ１は、例えばＰＭ型においてはロータヨークに永久磁石を設けた永久磁石ロータと、ステータコアの極歯の回りにモータコイルを巻き付けられたステータと、モータ軸に連結してロータの回転位置及び回転速度を検出するエンコーダ２（回転検出部）を備えている。エンコーダ２を用いることで、高信頼性（脱調レス）を実現している。尚、エンコーダ２に変えてホールＩＣ等の磁極センサを設けてもよい。本実施例では二相ステッピングモータ１であるため、ステータには電気角で位相が９０度異なるＡ相コイルとＢ相コイルが巻き付けられている。各相コイルには、後述するモータドライバ回路により所定のタイミングでモータ電流が流れる。

上記ロータ位置及び速度を検出するエンコーダ信号（Ａ／Ｂ位相）は電流ベクトル制御装置３に出力される。電流ベクトル制御装置３は二相ステッピングモータ１へ励磁信号を出力する。電流ベクトル制御装置３は、二相ステッピングモータ１をＡＣサーボモータと同様にフルクローズドループでソフトウェアに基づいて電流フィードバック制御を行うことで、ロータ位置と回転速度が制御されるようになっている。

図１に示すように、ステッピングモータの電流ベクトル制御装置３（以下単に「電流ベクトル制御装置３」という）は、ＣＰＵ，ＲＯＭ，ＲＡＭなどの各種制御素子を備えたサーボ制御部４とモータ電流をベクトル制御する電流ベクトル制御部５とモータ電流を流してモータ駆動を制御するモータ電力制御部６（モータトライバ回路）を備えている。電流ベクトル制御装置３はステッピングモータのロータ回転速度の増加に伴って誘起される誘起電圧Ｖｒの増加に対して電流ベクトル制御部５が界磁電流Ｉｄを制御することでサーボ制御部４の指令トルクに見合った回転トルクに制御する。

サーボ制御部４には、図示しない上位コントローラ（例えばプログラマブルロジックコントローラ（programmable logic controller；ＰＬＣ））からモータの回転指令や位置指令などの信号が入力される。サーボ制御部４は、ステッピングモータのロータに指令トルクを発生させるトルク指令電流ＱＡを出力し、ロータの回転に伴い発生する誘起電圧Ｖｒのモータ電源電圧Ｖｍに対する比率を算出して界磁電流補正係数Ｋｎとして出力する。

また、電流ベクトル制御部５はモータ電流をベクトル制御する。具体的にはロータ回転位置で計測される電流計測値から座標軸変換を行ってモータトルク電流Ｉｑ及び界磁電流Ｉｄを各々算出し、トルク指令電流ＱＡとモータトルク電流Ｉｑとの偏差Δｑ並びに当該偏差Δｑと界磁電流補正係数Ｋｎとの積により算出される界磁指令電流Ｑｄと界磁電流Ｉｄとの偏差を各々演算処理することによりトルク電圧指令信号Ｖｑ及び界磁電圧指令信号Ｖｄを各々生成する。

モータ電力制御部６は、電流ベクトル制御部５で生成されたトルク電圧指令信号Ｖｑ及び界磁電圧指令信号Ｖｄが入力され、エンコーダ２からのロータ位置・速度情報、サーボ制御部４からの電圧指令情報に基づいてモータ駆動信号であるＰＷＭ（pulse width modulation：パルス幅変調）信号を生成する。

次に図２にモータドライブ回路の一例を示す。モータ電力制御部６は、ＰＷＭゲート駆動パルスを出力してＡ相ゲートドライバ６ａ，６ｂをＯＮ／ＯＦＦしてハーフブリッジ回路Ａ，Ａ^〜を通じてモータコイルのＡ相に通電する。同様にＰＷＭゲート駆動パルスを出力してＢ相ゲートドライバ６ｃ，６ｄをＯＮ／ＯＦＦしてハーフブリッジ回路Ｂ，Ｂ^〜を通じてモータコイルのＢ相に通電する。各ハーフブリッジ回路を構成する部品として、例えば高性能ゲートドライバとＭＯＳＦＥＴを用いることにより低発熱で高効率化を実現することができる。各相コイルに流れる電流量は、電流センサ７ａ，７ｂにより検出される。
また、モータ電力制御部６には、モータ駆動電源としてはＡ／Ｄ変換された例えば２４Ｖ〜４８Ｖのモータ駆動電圧が供給される。また、モータドライバ回路を異常電圧から保護するため過電圧保護回路８が接続されている。

次にステッピングモータの電流ベクトル制御装置３のブロック構成と制御動作について図１を参照して説明する。
サーボ制御部４は、上位コントローラからの指令により、指令トルクを計算してトルク指令電流ＱＡを電流ベクトル制御部５へ出力する。また、エンコーダから検出されたロータ回転速度から誘起電圧Ｖｒを計算し、電源電圧Ｖｍとの比である界磁電流補正計数Ｋｎ（＝Ｖｒ／Ｖｍ）を算出して電流ベクトル制御部５へ出力する。
上記トルク指令電流ＱＡ及び界磁電流補正計数Ｋｎは電流ベクトル制御部５へ入力される。

電流ベクトル制御部５において、第１の座標軸変換部９には、ロータリエンコーダから検出されたステッピングモータのロータ位置信号（電気角θ）やＡ相、Ｂ相に流れるＡ相電流、Ｂ相電流の電流センサによる電流計測値Ｉα，Ｉβが入力される。第１の座標軸変換部９に入力された電流計測値Ｉα，Ｉβは絶対座標系から回転座標系に座標軸変換したモータトルク電流Ｉｑと界磁電流Ｉｄに変換（α，β→ｄ，ｑ変換；クラーク変換）されて、指令電圧生成部１０へ各々出力される。

指令電圧生成部１０は、第１の演算器１１及びトルクＰＩ演算器（比例積分器）１３と乗算器１４、第２の演算器１２及び界磁ＰＩ演算器（比例積分器）１５を備えている。第１の演算器１１には、サーボ制御部４のトルク指令に基づいて出力されたトルク指令電流ＱＡが入力され、第１の座標変換部９で得られたモータトルク電流Ｉｑとの偏差Δｑ（＝ＱＡ−Ｉｑ）が算出される。このトルク電流の偏差ΔｑはトルクＰＩ演算器１３において演算処理（比例積分）されてトルク電圧指令信号Ｖｑが生成される。

また、上記トルク電流の偏差Δｑは、乗算器１４へ入力される。乗算器１４には、サーボ制御部４から出力された界磁電流補正計数Ｋｎ（＝Ｖｒ／Ｖｍ）が乗数として入力される。これにより、乗算器１４において、偏差Δｑの絶対値|Δｑ｜と界磁電流補正計数Ｋｎ並びに‐１が乗算処理された界磁指令電流Ｑｄ（＝−|Δｑ｜×Ｋｎ）が算出される。第２の演算器１２には、界磁指令電流Ｑｄが入力され、第１の座標変換部９で得られた界磁電流Ｉｄとの偏差が算出される。この偏差は界磁ＰＩ演算器１５において演算処理（比例積分）されて界磁電圧指令信号Ｖｄが生成される。上述したようにトルク電流に関する偏差Δｑを弱め界磁制御に用いるのは、偏差Δｑの大きさは、トルク指令に追従するために足りないトルク電流であることに注目し、この偏差Δｑを弱め界磁指令（ｄ軸指令）電流とすれば、誘起電圧が抑制されてトルク電流が流れるようになり、指令トルクとの偏差が少なくなって弱め界磁指令電流も減少するというように安定した負帰還ループを形成できるからである。

上記指令電圧生成部１０で生成されたトルク電圧指令信号Ｖｑ及び界磁電圧指令信号Ｖｄは、第２の座標軸変換部１６に入力される。第２の座標軸変換部１６に入力された、トルク電圧指令信号Ｖｑ及び界磁電圧指令信号Ｖｄは、回転座標系から絶対座標系である各相電圧指令値へ各々座標軸変換（ｄ，ｑ→α，β変換；逆クラーク変換）される。

モータ電力制御部６は、第２の座標軸変換部１６で得られた電圧指令値に基づいてロータ回転位置に応じてステッピングモータ１の各コイルへ指令電圧を出力（ＰＷＭ制御）する。

以上説明した弱め界磁制御電流の算出過程を以下に示す。
ロータの回転によって誘起される誘起電圧Ｖｒが
Ｖｒ＝Ｋｒ×ω×Ｎ＋Ｌｄ×Ｉｄ×ω×Ｎ・・・式（１）
（誘起電圧分） （界磁電流に比例して発生する誘起電圧分）
Ｋｒ ： 誘起電圧定数［V/(rad/s)］
ω ： 電気角速度[rad/s]
Ｎ ： 磁極数［極］
Ｌｄ ： 巻線インダクタンス
で定義される。

また、トルク指令電流ＱＡとモータトルク電流Ｉｄとのトルク電流の偏差Δｑは、
Δｑ＝ＱＡ−Ｉｑ・・・式（２）
で定義される式（２）で算出され、
Ｋｎ＝Ｖｒ／Ｖｍ ・・・ 式（３）
Ｑｄ＝−｜Δｑ｜×Ｋｎ・・・式（４）
Ｖｒ ： 回転速度に比例した誘起電圧［Ｖ］
Ｖｍ ： モータ電源電圧［Ｖ］
Ｋｎ ： 界磁電流補正係数［倍］
で定義される式（３）に基づいて算出された界磁電流補正係数Ｋｎと式（２）で算出された偏差Δｑを用いて、式（４）に基づいて界磁指令電流Ｑｄが算出される。
この界磁指令電流Ｑｄと界磁電流Ｉｄとの偏差を比例積分処理することで界磁電圧指令信号Ｖｄが生成されて式（１）の界磁電流Ｉｄの値が更新され、全体として誘起電圧Ｖｒの値が抑えられる。

以上のように、トルク電流の偏差Δｑの絶対値と界磁補正指令により算出された界磁指令電流Ｑｄと界磁電流Ｉｄとの偏差を演算処理することで界磁電圧指令信号Ｖｄが生成されて界磁電流Ｉｄの値が更新されるので、モータ回転速度が上昇して誘起電圧Ｖｒが大きくなっても、界磁電流Ｉｄが弱められるので誘起電圧Ｖｒが抑制されて電圧が飽和し難くなるので、ロータの回転速度を高めることが可能になる。
また、電流ベクトル制御部５が界磁指令電流Ｑｄを算出する際に、トルク指令電流ＱＡとモータトルク電流Ｉｑとの偏差Δｑの絶対値を用いることで、例えばモータトルク電流Ｉｑがトルク指令電流ＱＡより小さくなると、弱め界磁電流Ｉｄが増えて速度が高まり、更に弱め界磁電流Ｉｄが増えると言うように界磁電流値が正帰還的に増大してしまい、指令トルクに追従できなくなるのを防ぐことができる。

以上の制御動作を含むプログラムを作成し、二相ステッピングモータをモータ電源電圧２４［Ｖ］で駆動し、指令速度を０ｒｐｍ〜３０００ｒｐｍまで変化させた時のｑ軸指令トルク電流、ｄ軸指令界磁電流と、ｑ軸トルク電流、ｄ軸界磁電流を計測し結果を図３のグラフ図に示した。

図３において、テストモータは９６０ｒｐｍで誘起電圧が２４Ｖに到達するので、９６０ｒｐｍ付近から弱め界磁電流が急激に増加しながら速度が上昇している。ｑ軸トルク電流はほぼ速度に比例して上昇しており、弱め界磁制御によって回転速度を維持する為のｑ軸トルク電流が流れている。電流の計測は単位時間内の最大電流を計測している事から、界磁指令電流と界磁電流の開きが大きい様に見えるが、平均電流で見ると追従している。
以上の結果から今回開発した電流ベクトル制御装置３によって、低速から高速までトルク指令のみで安定してステッピングモータの電流ベクトル制御ができることが証明できた。

また、本実施例では二相ステッピングモータについて説明したが、この三相以上の多相ステッピングモータであっても良いし、モータはインナーロータ型であってもアウターロータ型であってもいずれでもよい。

１ 二相ステッピングモータ ２ エンコーダ ３ 電流ベクトル制御装置 ４ サーボ制御部 ５ 電流ベクトル制御部 ６ モータ電力制御部 ６ａ，６ｂ Ａ相ゲートドライバ ６ｃ，６ｄ Ｂ相ゲートドライバ ７ａ，７ｂ 電流センサ８ 過電圧保護回路 ９ 第１の座標軸変換部 １０ 指令電圧生成部 １１ 第１の演算器 １２ 第２の演算器 １３ トルクＰＩ演算器 １４ 乗算器 １５ 界磁ＰＩ演算器 １６ 第２の座標軸変換部

Claims (3)

1. ステッピングモータのロータに指令トルクを発生させるトルク指令を出力し、ロータの回転で誘起される誘起電圧Ｖｒのモータ電源電圧Ｖｍに対する比率を界磁電流補正係数として出力するサーボ制御部と、
   ロータ回転位置で計測された電流計測値から座標軸変換を行ってモータトルク電流Ｉｑ及び界磁電流Ｉｄを各々算出し、トルク指令電流ＱＡとモータトルク電流Ｉｑとの偏差Δｑを演算処理してトルク電圧指令信号Ｖｑを生成し並びに前記偏差Δｑと前記界磁電流補正係数との積により算出される界磁指令電流Ｑｄと界磁電流Ｉｄとの偏差を演算処理することにより界磁電圧指令信号Ｖｄを生成する電流ベクトル制御部と、を具備し、
   前記ステッピングモータのロータ回転速度の増加に伴って誘起される誘起電圧Ｖｒの増加に対して前記電流ベクトル制御部が界磁電流Ｉｄを弱めるように前記界磁電圧指令信号Ｖｄを生成することで前記サーボ制御部の指令トルクに見合った回転トルクに制御することを特徴とするステッピングモータの電流ベクトル制御装置。
2. 前記電流ベクトル制御部は、
   前記ステッピングモータのロータ位置を検出し各相モータコイルに流れる絶対座標系の電流計測値が回転座標系のモータトルク電流Ｉｑと界磁電流Ｉｄに座標軸変換される第１の座標軸変換部と、
   前記サーボ制御部のトルク指令に基づいて出力されたトルク指令電流ＱＡと前記第１の座標軸変換部で得られたモータトルク電流Ｉｑとの偏差Δｑを用いて演算処理することでトルク電圧指令信号Ｖｑが生成されると共に、前記偏差Δｑの絶対値と前記界磁電流補正係数との積により算出される界磁指令電流Ｑｄと前記第１の座標軸変換部で得られた界磁電流Ｉｄとの偏差を演算処理することで界磁電圧指令信号Ｖｄが生成される指令電圧生成部と、
   前記指令電圧生成部で生成された前記トルク電圧指令信号Ｖｑ及び前記界磁電圧指令信号Ｖｄが回転座標系から絶対座標系へ各々座標軸変換される第２の座標軸変換部と、
   前記第２の座標軸変換部で得られた電圧指令値に基づいて前記ロータ回転位置に応じて指令電圧を出力するモータ電力制御部と、を具備している請求項１記載のステッピングモータの電流ベクトル制御装置。
3. 前記電流ベクトル制御部は、ロータの回転によって誘起される誘起電圧Ｖｒが
   Ｖｒ＝Ｋｒ×ω×Ｎ＋Ｌｄ×Ｉｄ×ω×Ｎ・・・式（１）
   Ｋｒ ： 誘起電圧定数［V/(rad/s)］
   ω ： 電気角速度［rad/s］
   Ｎ ： 磁極数［極］
   Ｌｄ ： 巻線インダクタンス
   で定義される場合であって、
   Δｑ＝ＱＡ−Ｉｑ・・・式（２）
   で定義される前記式（２）に基づいて前記トルク指令電流ＱＡとモータトルク電流Ｉｄとのトルク電流の偏差Δｑが算出され、
   Ｋｎ＝Ｖｒ／Ｖｍ・・・式（３）
   Ｑｄ＝−｜Δｑ｜×Ｋｎ・・・式（４）
   Ｖｒ ： 回転速度に比例した誘起電圧［Ｖ］
   Ｖｍ ： モータ電源電圧［Ｖ］
   Ｋｎ ： 界磁電流補正係数［倍］
   で定義される前記式（３）に基づいて算出された前記界磁電流補正係数Ｋｎと前記式（２）で算出された前記偏差Δｑを用いて前記式（４）に基づいて前記界磁指令電流Ｑｄが算出されて、前記界磁指令電流Ｑｄと前記界磁電流Ｉｄとの偏差を比例積分処理することで界磁電圧指令信号Ｖｄが生成されて前記式（１）の界磁電流Ｉｄの値が更新され、前記誘起電圧Ｖｒの弱め界磁制御が行なわれる請求項１又は請求項２記載のステッピングモータの電流ベクトル制御装置。

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