JP5799262B2 - 力率改善コンバータ - Google Patents

Description

本発明は、交流電源から入力される電圧の力率を改善しながら負荷に直流電圧を供給するＰＦＣ（Power Factor Correction）動作をする力率改善コンバータに関し、特に、軽負荷時における出力安定化技術を有する力率改善コンバータに関する。

交流電源から全波整流回路を介して入力される整流電圧に基づいて負荷に直流電圧を供給するＰＦＣ動作をする力率改善コンバータが知られている。このような力率改善コンバータは、一般的には、全波整流回路から入力される整流電圧が印加されるインダクタを備えており、出力電圧が安定化するように振幅が調整された正弦波波形に追従するように、インダクタを流れるインダクタ電流が制御される。このようにインダクタ電流を制御するための正弦波波形は、通常、全波整流回路から入力される整流電圧に基づいて生成される。インダクタ電流を制御することによる出力電圧は、インダクタに蓄えられたエネルギーをコンデンサなどの定電源部に充電する量をスイッチングにより調整することによって定められる。ここで、力率改善コンバータの出力に接続された負荷がほとんどない場合または負荷が軽い場合には、負荷への出力電流を低減させるためにインダクタ電流をごく小さい（０に近い）領域で制御する必要がある。しかしながら、インダクタ電流がごく小さい領域においては、目標となる正弦波波形の振幅が非常に小さくなるため、回路遅延やオフセット電圧による影響が相対的に大きくなりスイッチングの指令に誤差が生じる。スイッチングの指令に誤差が生じると、出力電圧が意に反して上昇したりして安定しないという問題がある。

このような軽負荷時の出力電圧の不安定化対策としては、例えば、軽負荷状態を検出し、軽負荷状態においては、インダクタ電流を検出するために設けられる電圧検出抵抗の分圧比を変えることにより、検出感度を上げて小さいインダクタ電流でも制御できるようにする技術が提案されている（例えば特許文献１参照）。また、例えば、軽負荷状態においては、出力電圧を安定化するための帰還回路の応答速度を上げることによって、入力力率改善よりも出力安定化を優先する制御に切り換える技術も提案されている（特許文献２参照）。

特開２０００−２６２０５９号公報 特開２０００−３２４８１０号公報

しかしながら、上記特許文献１のように、検出感度を上げてインダクタ電流を制御したとしても目標とする正弦波波形を生成するための回路における遅延やオフセット電圧による影響を防止することはできない。また、特許文献２のように、帰還回路の応答速度を上げてもスイッチのオン期間（電圧印加期間）が非常に短くなるため、適切なオン期間を生成できず本来生成すべき波形に拘わらず間欠動作してしまう問題が生じ得る。さらに、いずれの態様も帰還経路におけるゲインが変化するため、このようなゲイン変化による出力電圧の不安定性も問題となる。

本発明は、このような従来の課題を解決するものであり、軽負荷時においてもインダクタ電流を容易に調整することができ、より軽負荷である状態に至るまで間欠動作が生じるのを防止することができる力率改善コンバータを提供することを目的とする。

本発明に係る力率改善コンバータは、交流電源から入力される交流電圧を入力直流電圧に整流する整流器と、一端が前記整流器の正出力端に接続され前記入力直流電圧が印加されるインダクタと、前記インダクタの他端に整流回路要素を介して接続され、蓄電により負荷へ出力する出力直流電圧を生成する蓄電回路要素と、主端子の一方が前記インダクタの他端に接続され、主端子の他方が前記整流器の負出力端に接続され、前記インダクタと前記負出力端とを接続することにより前記インダクタにエネルギーを蓄積し、前記インダクタと前記負出力端との接続を遮断することにより前記蓄電回路要素を充電するようにスイッチングするスイッチと、前記負荷への供給電力が所定値以下である場合に、当該供給電力に応じたレベルの軽負荷検出信号を生成する軽負荷検出回路と、前記入力直流電圧に基づいて前記インダクタに流れるインダクタ電流の目標波形を生成する目標波形生成回路と、前記インダクタ電流が目標波形に追従するように前記スイッチを駆動する駆動信号を生成する駆動信号生成回路と、を備え、前記目標波形生成回路は、軽負荷検出信号が軽負荷であることを示す場合に、前記目標波形の振幅がゼロレベルとなる期間（以下、ゼロレベル期間）を有し、かつ前記軽負荷検出信号のレベルに応じて前記ゼロレベル期間が調整された目標波形を生成するように構成されている。

上記構成によれば、軽負荷検出信号が軽負荷であることを示す場合に、軽負荷の度合（軽負荷検出信号のレベル）に応じて振幅がゼロレベルとなるゼロレベル期間を有するような目標波形が生成される。これにより、軽負荷時においてもインダクタ電流の波高の低減を抑制しつつトータルの電流量を低下させることができる。したがって、軽負荷時においてもインダクタ電流を容易に調整することができ、より軽負荷である状態に至るまで間欠動作が生じるのを防止することができる。

前記目標波形生成回路は、前記出力直流電圧に基づいて、当該出力直流電圧が所定の電圧値となるような前記目標波形を生成するよう構成されてもよい。これによれば、負荷に印加される出力直流電圧が所定の電圧値となるように駆動される。したがって、低負荷時においても負荷に印加される出力直流電圧を所望の電圧値となるように安定化させることができる。

前記軽負荷検出回路は、前記供給電力に基づく電圧が所定の基準電圧以下となった場合に前記基準電圧から前記供給電力に基づく電圧を差し引いた第１差電圧に比例する電圧を前記軽負荷検出信号として出力するよう構成され、前記目標波形生成回路は、前記入力直流電圧に基づく電圧が前記軽負荷検出信号の電圧値以下である場合に前記目標波形の振幅がゼロレベルとなるように前記目標波形を生成するよう構成されてもよい。これによれば、供給電力に基づく電圧が所定の基準電圧以下となった場合に、軽負荷状態が検出される。そして、軽負荷状態が検出された場合、入力直流電圧に基づく電圧が基準電圧から供給電力に基づく電圧を差し引いた第１差電圧に比例する電圧以下となる間、生成される目標波形の振幅がゼロレベルとなる。したがって、簡単な構成で、軽負荷状態を検出しかつゼロレベル期間を軽負荷の度合に応じて設定することができる。

前記軽負荷検出回路は、前記供給電力として前記出力直流電圧を検出するよう構成されてもよい。また、前記軽負荷検出回路は、前記供給電力として前記負荷を流れる出力電流を検出するよう構成されてもよい。

前記軽負荷検出回路は、前記目標波形生成回路に入力される前記出力直流電圧に基づく電圧を所定の基準電圧と比較し、当該出力直流電圧に基づく電圧が前記基準電圧以下となった場合に前記基準電圧から前記出力直流電圧に基づく電圧を差し引いた差電力に比例する電圧を前記軽負荷検出信号として出力するよう構成され、前記目標波形生成回路は、前記入力直流電圧に基づく電圧が前記軽負荷検出信号の電圧値以下である場合にゼロレベルを出力し、前記入力直流電圧に基づく電圧が前記軽負荷検出信号の電圧値より大きい場合に前記入力直流電圧に基づく電圧から前記軽負荷検出信号の電圧値を差し引いた第２差電圧を出力する演算部と、前記演算部から出力された電圧と前記出力直流電圧に基づく電圧とを乗算して前記目標波形を生成する乗算部とを備えてもよい。これによれば、軽負荷状態が検出された場合に、入力直流電圧に基づく電圧が基準電圧から供給電力に基づく電圧を差し引いた第１差電圧に比例する電圧以下となる間、生成される目標波形の振幅がゼロレベルとなるような電圧波形が生成される。したがって、簡単な構成で、軽負荷状態を検出しかつゼロレベル期間を軽負荷の度合に応じて設定しつつ、出力直流電圧を所望の電圧値で安定化させることができる。

前記軽負荷検出回路は、前記目標波形生成回路に入力される前記出力直流電圧に基づく電圧を所定の基準電圧と比較し、当該出力直流電圧に基づく電圧が前記基準電圧以下となった場合に前記基準電圧から前記出力直流電圧に基づく電圧を差し引いた差電力に比例する電圧を前記軽負荷検出信号として出力するよう構成され、前記目標波形生成回路は、前記入力直流電圧に基づく電圧と前記出力直流電圧に基づく電圧とを乗算した乗算電圧を生成する乗算部と、前記乗算電圧が前記軽負荷検出信号の電圧値以下である場合にゼロレベルを出力し、前記乗算電圧が前記軽負荷検出信号の電圧値より大きい場合に前記乗算電圧から前記軽負荷検出信号の電圧値を差し引いて前記目標波形を生成する演算部とを備えてもよい。これによれば、予め入力直流電圧に基づく電圧と出力直流電圧に基づく電圧とが乗算された上で、軽負荷と判定された場合に、乗算電圧が基準電圧から供給電力に基づく電圧を差し引いた第１差電圧に比例する電圧以下となる間、生成される目標波形の振幅がゼロレベルとなるような電圧波形が生成される。したがって、簡単な構成で、軽負荷か否かを判定しかつゼロレベル期間を軽負荷の度合に応じて設定しつつ、出力直流電圧を所望の電圧値で安定化させることができる。

本発明の上記目的、他の目的、特徴、及び利点は、添付図面参照の下、以下の好適な実施態様の詳細な説明から明らかにされる。

本発明は以上に説明したように構成され、軽負荷時においてもインダクタ電流を容易に調整することができ、より軽負荷である状態に至るまで間欠動作が生じるのを防止することができるという効果を奏する。

図１は本発明の第１実施形態に係る力率改善コンバータが適用されたスイッチング電源装置の概略構成例を示す回路図である。 図２は図１に示すスイッチング電源装置の各部における電圧または電流波形例を示すグラフである。 図３は図１に示すスイッチング電源装置のインダクタ電流を比較例と比較した示すグラフである。 図４は図１に示すスイッチング電源装置のより具体的な構成例を示す回路図である。 図５は本発明の第２実施形態に係る力率改善コンバータが適用されたスイッチング電源装置の概略構成例を示す回路図である。 図６は本発明の第３実施形態に係る力率改善コンバータが適用されたスイッチング電源装置の概略構成例を示す回路図である。

以下、本発明の実施の形態を、図面を参照しながら説明する。なお、以下では全ての図を通じて同一または相当する要素には同一の参照符号を付して、その重複する説明を省略する。

＜第１実施形態＞
まず、本発明の第１実施形態に係る力率改善コンバータについて説明する。図１は、本発明の第１実施形態に係る力率改善コンバータが適用されたスイッチング電源装置の概略構成例を示す回路図である。

図１に示すように、スイッチング電源装置の電源として、電源電圧である交流電圧Ｖａを供給する交流電源１が設けられている。交流電源１の出力端子には入力フィルタ２が接続されており、交流電源１からの出力をフィルタリングする。入力フィルタ２は、インダクタおよびコンデンサから構成される既知のローパスフィルタである。入力フィルタ２の出力端子には、入力フィルタ２から出力される交流電圧を入力直流電圧Ｖｉに整流する整流器（本実施形態においては全波整流回路）３が接続されている。全波整流回路３は、交流電圧Ｖａを全波整流して整流電圧である入力直流電圧Ｖｉを出力する。全波整流回路３と負荷５との間には力率改善コンバータとして昇圧コンバータ４が設けられており、入力直流電圧Ｖｉを昇圧して出力直流電圧Ｖｏを生成し、負荷５へ供給する。

昇圧コンバータ４は、全波整流回路３の正出力端に接続され、入力直流電圧Ｖｉが印加されるインダクタ４０と、インダクタ４０の他端に整流回路要素４２を介して接続され、蓄電により負荷へ出力する出力直流電圧Ｖｏを生成する蓄電回路要素４３と、インダクタ４０の他端と全波整流回路３の負出力端との間に主端子が接続されたスイッチ４１とを有している。本実施形態において、整流回路要素４２としてダイオードが用いられ、蓄電回路要素４３として出力コンデンサが用いられる。ダイオード４２は、インダクタ４０の他端にアノード側が接続され、インダクタ４０から出力される電流を整流する。出力コンデンサ４３は、ダイオード４２のカソード端子に接続され、ダイオード４２で整流された電流により電荷が蓄積される。出力コンデンサ４３が蓄電されることにより印加される電圧が負荷５に供給される出力直流電圧Ｖｏとなる。スイッチ４１は、主端子の一方がインダクタ４０の他端に接続され、主端子の他方が全波整流回路３の負出力端に接続されている。全波整流回路３の負出力端は所定の定電源部（例えばグランド）に接続されている。

本実施形態のスイッチング電源装置は、スイッチ４１がインダクタ４０と負出力端とを接続する（オン状態となる）ことによりインダクタ４０にエネルギーを蓄積し、インダクタ４０と負出力端とを遮断する（オフ状態となる）ことによりインダクタ４０に蓄積されたエネルギーにより出力コンデンサ４３に電荷を蓄積させる。

本実施形態において、整流回路要素４２は、ダイオードを用いているが、他の整流回路要素、例えば同期整流器やスイッチング回路であってもよい。また、蓄電回路要素４３は、出力コンデンサを用いているがインダクタ４０に蓄積されたエネルギーによって充電される回路要素であれば、これに限られず、例えば二次電池などでもよい。また、スイッチ４１は、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴにより構成されている。なお、スイッチ４１はこれに限られず、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴでもよいし、バイポーラなどのスイッチ動作を行い得る他のトランジスタであってもよい。また、本実施形態において、スイッチ４１の主端子の他方に接続される定電源部は、グランドであるが、その他の所定の電位を有する定電源部であってもよい。さらに、本実施形態においては、力率改善コンバータ４として昇圧コンバータを例示しているが、降圧コンバータや昇降圧コンバータなどであってもよい。

さらに、本実施形態において、昇圧コンバータ４は、入力直流電圧Ｖｉに基づいてインダクタ４０を流れるインダクタ電流の目標波形（本実施形態においては目標波形電圧Ｖｒ）を生成する目標波形生成回路４６と、インダクタ電流が目標波形（目標波形電圧Ｖｒ）に追従するようにスイッチ４１を駆動する駆動信号（駆動電圧）Ｖｇを生成する駆動信号生成回路４７とを備えている。駆動信号生成回路４７は、スイッチ４１のスイッチング周期Ｔ（接続時間Ｔｏｎ＋遮断時間Ｔｏｆｆ）に占める接続時間Ｔｏｎの割合であるデューティ比δ（＝Ｔｏｎ／Ｔ）に応じてインダクタ電流のスイッチング周波数を変化させるようなＰＷＭ制御を行うように構成されている。

このため、昇圧コンバータ４は、インダクタ電流を検出する電流検出回路４４を備えている。本実施形態における電流検出回路４４は、インダクタ電流に基づく電圧Ｖｃを検出している。駆動信号生成回路４７は、目標波形生成回路４６で生成された目標波形電圧Ｖｒとインダクタ電流に基づく電圧Ｖｃとを比較し、その誤差電圧を所定のスイッチング周波数を有するランプ電圧と比較することによりスイッチ４１をスイッチング制御するパルス信号である駆動信号Ｖｇを生成する。

また、昇圧コンバータ４は、負荷５への供給電力が所定値以下である場合に、当該供給電力に応じたレベル軽負荷検出信号Ｖｌｌを生成する軽負荷検出回路４５を備えている。そして、目標波形生成回路４６は、軽負荷検出信号Ｖｌｌが軽負荷であることを示す場合に、目標波形の振幅がゼロレベルとなる期間（以下、ゼロレベル期間）を有し、かつ軽負荷検出信号Ｖｌｌのレベルに応じてゼロレベル期間が調整された目標波形（目標波形電圧Ｖｒ）を生成するように構成されている。

図２は図１に示すスイッチング電源装置の各部における電圧または電流波形例を示すグラフである。図２に示すように、全波整流回路３から出力される入力直流電圧Ｖｉは、所定の周期を有する全波整流波形を有している。ここで、負荷５が軽くなると、負荷５への供給電力が低下し、負荷５に流れる出力電流Ｉｏは、小さくなる。そして、出力電流Ｉｏが予め定められたしきい値電流Ｉｔｈ以下となると、軽負荷検出回路４５は、軽負荷検出信号Ｖｌｌを出力する。軽負荷検出回路４５は、出力電圧Ｉｏがしきい値電流Ｉｔｈより大きい場合にはゼロレベルを出力し、出力電流Ｉｏがしきい値電流Ｉｔｈ以下となった場合には出力電流Ｉｏが小さいほど軽負荷検出信号Ｖｌｌの電圧値が大きい電圧となるような電圧を出力するよう構成されている。

さらに、本実施形態において、目標波形生成回路４６は、入力直流電圧Ｖｉに基づく電圧が軽負荷検出信号Ｖｌｌの電圧値以下である場合にゼロレベルを出力し、入力直流電圧Ｖｉに基づく電圧が軽負荷検出信号Ｖｌｌの電圧値より大きい場合に入力直流電圧Ｖｉに基づく電圧から軽負荷検出信号Ｖｌｌの電圧値を差し引いた電圧を目標波形電圧Ｖｒとして生成する。例えば、目標波形電圧Ｖｒは、入力直流電圧Ｖｉに比例する電圧ｋＶｉ（ｋは定数）から軽負荷検出信号Ｖｌｌの電圧値を差し引いたｋＶｉ−Ｖｌｌの正の値（ｋＶｉ＞ＶｌｌのときＶｒ＝ｋＶｉ−ＶｌｌかつｋＶｉ≦ＶｌｌのときＶｒ＝０）となるように生成される。駆動信号生成回路４７は、インダクタ電流がこのように生成された目標波形と相似形となるようにスイッチ４１をスイッチングするような駆動信号Ｖｇを生成する。なお、図２においては、図示簡単化のため入力直流電圧Ｖｉから軽負荷検出信号Ｖｌｌの電圧値を直接差し引いた（ｋ＝１のときの）目標波形が示されている。

上記構成によれば、軽負荷検出回路４５からの軽負荷検出信号Ｖｌｌによって軽負荷状態が検出された場合に、目標波形生成回路４６は、当該軽負荷検出信号Ｖｌｌによる軽負荷の度合に応じて振幅がゼロレベルとなるゼロレベル期間を有するような目標波形を生成する。これにより、軽負荷時においてもインダクタ電流の波高の低減を抑制しつつトータルの電流量を低下させることができ、より低いインダクタ電流において負荷５への出力を安定化させることができる。なお、実際には、全波整流回路３が出力する入力直流電圧Ｖｉは、周期性を有するため、出力電流Ｉｏは、その入力直流電圧Ｖｉの周期性による脈動が含まれている。すなわち、本明細書で説明される「安定化」とは直流成分の安定化を意味し、負荷５に供給される出力電流Ｉｏにおいて、このような入力直流電圧Ｖｉの周期性による脈動が含まれることは許容される。

図３に本実施形態の効果を説明する。図３は図１に示すスイッチング電源装置のインダクタ電流を比較例と比較した示すグラフである。図３には、出力電流Ｉｏに対応して、本実施形態の軽負荷時における目標波形調整を行った場合のインダクタ電流波形Ｉｉｎが示されるとともに、比較例として、出力電流Ｉｏに対応して、軽負荷時における目標波形調整を行わなかった場合のインダクタ電流波形Ｉｒｅｆが示されている。図３に示すように、軽負荷時における目標波形調整を行わない比較例においては、波高がある程度小さくなるとそれ以下の領域では、出力電流Ｉｏの値にかかわらず、不安定な間欠動作が生じている。

一方、本実施形態においては、軽負荷検出信号Ｖｌｌが軽負荷であることを示す場合には出力電流Ｉｏが小さくなるほどゼロレベル期間の長い波形が生成されている。この際、軽負荷時におけるインダクタ電流の波高（最大振幅）は、あまり変化していない。このように、本実施形態における昇圧コンバータ４によれば、軽負荷時においてはゼロレベル期間を設けてインダクタ電流の波高の低減を抑制することにより、出力電流Ｉｏの制御限界値Ｉｍｉを比較例における制御限界値Ｉｍｒより小さくすることができる。したがって、本実施形態における昇圧コンバータ４によれば、比較例において制御限界に達する出力電流Ｉｏの値Ｉｍｒ以下の領域であっても、より負荷への出力を安定化させることができる。以上のように、本実施形態においては、軽負荷時においてもインダクタ電流を容易に調整することができ、より軽負荷である状態に至るまで間欠動作が生じるのを防止することができる。

以下、本実施形態の構成ついてより詳しく説明する。図４は図１に示すスイッチング電源装置のより具体的な構成例を示す回路図である。図４に示されるように、目標波形生成回路４６は、入力直流電圧Ｖｉを分圧して入力検出電圧Ｖｉｓ（入力直流電圧Ｖｉに基づく電圧）を生成する抵抗５１，５２と、軽負荷検出回路４５から出力される軽負荷検出信号Ｖｌｌと入力検出電圧Ｖｉｓとが入力され、これらに基づいて目標波形の基準となる目標波形基準電圧Ｖｘを演算する演算部１０２とを備えている。

さらに、目標波形生成回路４６は、出力直流電圧Ｖｏに基づいて、当該出力直流電圧Ｖｏが所定の電圧値となるような目標波形電圧Ｖｒを生成するよう構成されている。具体的には、目標波形生成回路４６は、出力直流電圧Ｖｏを分圧して出力検出電圧Ｖｏｓを生成する抵抗５３，５４と、出力検出電圧Ｖｏｓと所定の第１基準電圧Ｅｒ１との誤差を増幅して第１の誤差電圧Ｖｅ１を出力する誤差増幅器１０１と、第１基準電圧Ｅｒ１を生成する第１基準電源１００と、演算部１０２から出力された目標波形基準電圧Ｖｘと出力直流電圧Ｖｏに基づく第１の誤差電圧Ｖｅ１とを乗算して目標波形（目標波形電圧Ｖｒ）を生成する乗算部１０３とを備えている。演算部１０２は、回路により構成されてもよいし、マイクロコントローラなどのコンピュータで構成されてもよい。

また、本実施形態における軽負荷検出回路４５は、供給電力として出力直流電圧Ｖｏを検出するよう構成されている。このため、本実施形態における軽負荷検出回路４５は、供給電力に基づく電圧として、目標波形生成回路４６において出力直流電圧Ｖｏから生成される第１の誤差電圧Ｖｅ１を利用している。さらに、軽負荷検出回路４５は、供給電力に基づく電圧（第１の誤差電圧）Ｖｅ１が所定の基準電圧（第２基準電圧）Ｅｒ２以下となった場合に当該第２基準電圧Ｅｒ２から第１の誤差電圧Ｖｅ１を差し引いた第１差電圧（Ｅｒ２−Ｖｅ１）に比例する電圧ｋ２（Ｅｒ２−Ｖｅ１）（ただし、ｋ２は定数）を軽負荷検出信号Ｖｌｌとして出力するよう構成されている。このため、軽負荷検出回路４５は、第１の誤差電圧Ｖｅ１と第２基準電圧Ｅｒ２とに基づいて軽負荷検出信号Ｖｌｌを演算する演算部１０５と、第２基準電圧Ｅｒ２を生成する第２基準電源１０４とを備えている。演算部１０５についても、回路により構成されてもよいし、マイクロコントローラなどのコンピュータで構成されてもよい。

そして、目標波形生成回路４６の演算部１０２は、入力検出電圧（入力直流電圧Ｖｉに基づく電圧）Ｖｉｓが軽負荷検出信号Ｖｌｌの電圧値以下である場合に目標波形電圧Ｖｒの振幅がゼロレベルとなるように目標波形電圧Ｖｒを生成するよう構成されている。さらに、演算部１０２は、入力検出電圧Ｖｉｓが軽負荷検出信号Ｖｌｌの電圧値より大きい場合に入力検出電圧Ｖｉｓから軽負荷検出信号Ｖｌｌを差し引いた差電圧（Ｖｉｓ−Ｖｌｌ）を出力するよう構成されている。

前述したとおり、負荷５が軽くなると負荷５を流れる出力電流Ｉｏが低減するため、出力直流電圧Ｖｏは上昇する。したがって、出力直流電圧Ｖｏを抵抗５３，５４によって分圧した出力検出電圧Ｖｏｓも上昇する。目標波形生成回路４６の誤差増幅器１０１の反転入力端子には、出力検出電圧Ｖｏｓが入力され、非反転入力端子には、第１基準電源１００によって生成される第１基準電圧Ｅｒ１が入力され、出力検出電圧Ｖｏｓが第１基準電圧Ｅｒ１より高くなると第１の誤差電圧Ｖｅ１が低くなり、出力検出電圧Ｖｏｓが第１基準電圧Ｅｒ１より低くなると第１の誤差電圧Ｖｅ１が高くなるような第１の誤差電圧Ｖｅ１が出力される。これにより、軽負荷時において、出力検出電圧Ｖｏｓが第１基準電圧Ｅｒ１より高くなると、誤差増幅器１０１から出力される第１の誤差電圧Ｖｅ１は低くなる。

このような第１の誤差電圧Ｖｅ１は、軽負荷検出回路４５の演算部１０５に入力され、第２基準電源１０４から入力される第２基準電圧Ｅｒ２と比較される。軽負荷検出回路４５の演算部１０５は、第１の誤差電圧Ｖｅ１が第２基準電圧Ｅｒ２以下となった場合に、第２基準電圧Ｅｒ２から第１の誤差電圧Ｖｅ１を差し引いた差電圧（Ｅｒ２−Ｖｅ１）に比例する電圧（ｋ２（Ｅｒ２−Ｖｅｌ））を軽負荷検出信号Ｖｌｌとして出力する。すなわち、軽負荷検出回路４５は、第１の誤差電圧Ｖｅ１が第２基準電圧Ｅｒ２以下となった場合に軽負荷と判定する。軽負荷時においては、負荷５が軽くなるに従って第１の誤差電圧Ｖｅ１が低くなるため、軽負荷検出信号Ｖｌｌの電圧値は高くなる。一方、軽負荷時以外、すなわち、第１の誤差電圧Ｖｅ１が第２基準電圧Ｅｒ２より大きい場合には、軽負荷検出信号Ｖｌｌの電圧値としてゼロレベルを出力する。したがって、第１基準電圧Ｅｒ１および第２基準電圧Ｅｒ２を最適に設定することによって、軽負荷の検出を高精度に行うことができる。

軽負荷検出回路４５の演算部１０５から出力された軽負荷検出信号Ｖｌｌは、目標波形生成回路４６の演算部１０２に入力され、入力検出電圧Ｖｉｓと比較される。演算部１０２は、入力検出電圧Ｖｉｓが軽負荷検出信号Ｖｌｌの電圧値以下の場合、目標波形基準電圧Ｖｘとしてゼロレベルを出力し、入力検出電圧Ｖｉｓが軽負荷検出信号Ｖｌｌの電圧値より大きい場合、入力検出電圧Ｖｉｓから軽負荷検出信号Ｖｌｌを差し引いた第２差電圧（Ｖｉｓ−Ｖｌｌ）を目標波形基準電圧Ｖｘとして出力する。すなわち、演算部１０２は、軽負荷時（Ｖｌｌ＞０）においては、軽負荷検出信号Ｖｌｌの電圧値が入力検出電圧Ｖｉｓを超えた期間はゼロレベルを出力することによりゼロレベル期間を生成し、軽負荷検出信号Ｖｌｌの電圧値が入力検出電圧Ｖｉｓ以下である期間は、第２差電圧（Ｖｉｓ−Ｖｌｌ）となるような目標波形基準電圧Ｖｘを出力する。また、軽負荷時以外においては、軽負荷検出信号Ｖｌｌ＝０のため、目標波形基準電圧Ｖｘとして出力される第２差電圧（Ｖｉｓ−Ｖｌｌ）が入力検出電圧Ｖｉｓそのものとなる。

さらに、目標波形生成回路４６の演算部１０２から出力された目標波形基準電圧Ｖｘは、乗算部１０３に入力され、乗算部１０３は、目標波形基準電圧Ｖｘに第１の誤差電圧Ｖｅ１が乗算された目標波形電圧Ｖｒを生成する。なお、乗算部１０３から出力される目標波形電圧Ｖｒは、両者を乗算したものに比例する電圧であってもよい。具体的には、本実施形態における乗算部１０３は、目標波形基準電圧Ｖｘに第１の誤差電圧Ｖｅ１と乗算係数ｋ１とを掛けた電圧を目標波形電圧Ｖｒ（Ｖｒ＝ｋ１・Ｖｘ・Ｖｒ）として出力する。

以上をまとめると、目標波形電圧Ｖｒは、軽負荷時以外（Ｖｅｌ＞Ｅｒ２）において、
・Ｖｒ＝ｋ１・Ｖｅｌ・Ｖｉｓ
と表わされ、軽負荷時（Ｖｅｌ≦Ｅｒ２）において、
・Ｖｒ＝ｋ１・Ｖｅｌ・（Ｖｉｓ−ｋ２（Ｅｒ２−Ｖｅ１））
…（Ｖｉｓ＞ｋ２（Ｅｒ２−Ｖｅ１）のとき）
・Ｖｒ＝０ …（Ｖｉｓ≦ｋ２（Ｅｒ２−Ｖｅ１）のとき）
と表わされる。

以上のように、供給電力に基づく電圧（第１の誤差電圧）Ｖｅ１が所定の基準電圧（第２基準電圧）Ｅｒ２以下となった場合に、軽負荷と判定される。そして、軽負荷と判定された場合に、入力直流電圧Ｖｉに基づく電圧Ｖｉｓが基準電圧Ｅｒ１から供給電力に基づく電圧Ｖｅ１を差し引いた第１差電圧に比例する電圧（ｋ２（Ｅｒ２−Ｖｅ１））以下となる間、生成される目標波形の振幅がゼロレベルとなるような電圧波形が生成される。したがって、簡単な構成で、軽負荷か否かを判定しかつゼロレベル期間を軽負荷の度合に応じて設定することができる。しかも、出力直流電圧Ｖｏに基づく電圧（第１の誤差電圧Ｖｅ１）に目標波形生成回路４６から出力される目標波形基準電圧Ｖｘが乗算されることにより、目標波形電圧Ｖｒが生成される。これにより、負荷５に印加される出力直流電圧Ｖｏが所定の電圧値となるようにスイッチ４１が駆動される。したがって、軽負荷時においても負荷５に印加される出力直流電圧Ｖｏが所望の電圧値となるように安定化させることができる。

また、駆動信号生成回路４７は、このような目標波形電圧Ｖｒとインダクタ電流とに基づいてスイッチ４１をスイッチングする駆動信号Ｖｇを生成する。具体的には、昇圧コンバータ４には、電流検出回路４４としてインダクタ電流に基づく電圧を検出するための検出抵抗４４ａが設けられている。駆動信号生成回路４７は、当該検出抵抗４４ａにより得られたインダクタ電流に基づく電圧Ｖｃ１（負電圧）を反転させて正電圧となる反転電圧Ｖｃ２を出力するインバータ１０６と、インバータ１０６が出力する反転電圧Ｖｃ２と目標波形生成回路４６から出力される目標波形電圧Ｖｒとの誤差を増幅する誤差増幅器１０７と、所定のスイッチング周波数ｆｓで増減を繰り返すランプ電圧（鋸波電圧）Ｖｔを生成する発振回路１０８と、誤差増幅器１０７の出力電圧（第２の誤差電圧）Ｖｅ２とランプ電圧Ｖｔとを比較することによりスイッチ４１をスイッチングする駆動信号Ｖｇを生成する比較器１０９とを有している。誤差増幅器１０７の非反転入力端子には、目標波形電圧Ｖｒが入力されるとともに、反転入力端子にインダクタ電流に基づく電圧Ｖｃ１の反転電圧（インダクタ電流検出電圧）Ｖｃ２が入力される。誤差増幅器１０７は、目標波形電圧Ｖｒと反転電圧Ｖｃ２との誤差を増幅した第２の誤差電圧Ｖｅ２が出力される。

以上のように構成された本実施形態における力率改善コンバータが適用されたスイッチング電源装置が、出力直流電圧Ｖｏを安定化させる動作について説明する。なお、本実施形態におけるスイッチ４１のスイッチング周波数ｆｓ（数１０ｋＨｚ〜数１００ｋＨｚ）は電源電圧Ｖａの入力交流周波数（数１０Ｈｚ）よりも十分大きく、スイッチ４１のスイッチング周期内での入力直流電圧Ｖｉの変化は無視できるものとする。

まず、スイッチ４１がオンすると、インダクタ４０には入力直流電圧Ｖｉが印加され、交流電源１→入力フィルタ２→全波整流回路３→インダクタ４０→スイッチ４１→全波整流回路３→入力フィルタ２→交流電源１の経路で直線的に増加する電流が流れて、インダクタ４０にエネルギーが蓄積される。

次に、スイッチ４１がオフすると、インダクタ４０には出力直流電圧Ｖｏと入力直流電圧Ｖｉとの差電圧が印加され、交流電源１→入力フィルタ２→全波整流回路３→インダクタ４０→ダイオード４２→出力コンデンサ４３および負荷５→全波整流回路３→入力フィルタ２→入力交流電源１の経路で直線的に減少する電流が流れる。これにより、インダクタ４０に蓄積されたエネルギーが放出され、出力コンデンサ４３が充電されるとともに出力コンデンサ４３に印加される出力直流電圧Ｖｏに基づいて負荷５にエネルギーが供給される。

以上のように、スイッチ４１のスイッチング動作に伴って直線的な増減が繰り返されることによる三角波状の電流（インダクタ電流）がインダクタ４０に流れる。交流電源１から供給され、交流ラインを流れる入力交流電流は、この三角波状のインダクタ電流が主に入力フィルタ２によって平均化されたものとなる。また、スイッチング周期に占める接続時間の割合であるデューティ比δが大きくなると、インダクタ電流が増加し、結果として出力電力が増加する。逆に、デューティ比δが小さくなると、インダクタ電流が減少し、結果として出力電力が減少する。すなわち、デューティ比δを調整することによってインダクタ電流や出力電力を制御することができる。

駆動信号生成回路４７において、スイッチ４１をスイッチング制御するパルス信号である駆動信号Ｖｇは、誤差増幅器１０７により目標波形電圧Ｖｒとインダクタ電流検出電圧Ｖｃ２との誤差が増幅された第２の誤差電圧Ｖｅ２が発振回路１０８で生成されたランプ電圧Ｖｔと比較器１０９で比較されることによって生成される。例えば、インダクタ電流検出電圧Ｖｃ２が目標波形（電圧）Ｖｇより大きい状態が続くと、第２の誤差電圧Ｖｅ２は低下し、駆動信号Ｖｇのデューティ比δが減少する。これにより、インダクタ電流も減少し、出力直流電圧Ｖｏは低下する。逆に、インダクタ電流検出電圧Ｖｃ２が目標波形Ｖｇより小さい状態が続くと、第２の誤差電圧Ｖｅ２は上昇し、駆動信号Ｖｇのデューティ比δは増加する。これにより、インダクタ電流も増加し、出力直流電圧Ｖｏは上昇する。このようなフィードバックによって力率改善コンバータである昇圧コンバータ４を含むスイッチング電源装置は、インダクタ電流検出電圧Ｖｃ２が目標波形電圧Ｖｒに追従するように動作する。すなわち、インダクタ電流の平均値である入力電流は目標波形電圧Ｖｒに比例する。

上述したように、軽負荷時以外における目標波形電圧Ｖｒは、第１の誤差電圧Ｖｅ１と入力検出電圧Ｖｉｓとの乗算値に比例する。ここで、目標波形生成回路４６の誤差増幅器１０１の応答周波数が入力電流の周波数より十分低く設定されていれば、第１の誤差電圧Ｖｅ１は、入力直流電圧Ｖｉの１周期にわたってほとんど変動しない直流値となる。このため目標波形電圧Ｖｒは、全波整流波形である入力検出電圧Ｖｉｓに比例し、その波高値が第１の誤差電圧Ｖｅ１によって増減する電圧波形となる。例えば、出力検出電圧Ｖｏｓが第１基準電圧Ｅｒ１より高い状態が続くと、第１の誤差電圧Ｖｅ１は低下し、目標波形電圧Ｖｒの波高値は低下するので、入力交流電流も減少していき、出力検出電圧Ｖｏｓは低下する。逆に、出力検出電圧Ｖｏｓが第１基準電圧Ｅｒ１より低い状態が続くと、第１の誤差電圧Ｖｅ１は上昇し、目標波形電圧Ｖｒの波高値は上昇するので、入力交流電流も増加していき、出力検出電圧Ｖｏｓは上昇する。このようなフィードバックによって力率改善コンバータは、出力直流電圧Ｖｏが安定化するように入力交流電流の振幅を調整する。この結果、入力交流電流は、振幅の絶対値が入力直流電圧の振幅値に比例するような波形となる。

次に、軽負荷時の動作について説明する。負荷５に供給される電力、すなわち昇圧コンバータ４の出力電流Ｉｏが低減して軽負荷状態になると、出力直流電圧Ｖｏの上昇に伴って出力検出電圧Ｖｏｓも上昇し、第１の誤差電圧Ｖｅ１が低下する。軽負荷検出回路４５において、第１の誤差電圧Ｖｅ１が第２基準電圧Ｅｒ２以下になると、軽負荷検出信号Ｖｌｌが上昇する。目標波形生成回路４６において、目標波形基準電圧Ｖｘおよび目標波形電圧Ｖｒは、入力検出電圧Ｖｉｓが軽負荷検出信号Ｖｌｌの電圧値以下の領域ではゼロレベルとなる。したがって、出力電流Ｉｏの減少に応じて目標波形電圧Ｖｒのゼロレベル期間が長くなり、目標波形電圧Ｖｒの波高値が低減するのを抑制することができる。これにより、昇圧コンバータ４は、電流検出電圧Ｖｃがゼロレベル期間が調整される目標波形に追従するように動作する。ゼロレベル期間が調整されることにより、力率は若干劣化するが、電流波高値を高い状態に維持しながら出力直流電圧Ｖｏを安定化させることができる。このため、制御対象のインダクタ電流値が小さくなり過ぎず、より軽負荷である領域においても安定した動作を可能とすることができる。

＜第２実施形態＞
次に、本発明の第２実施形態に係る力率改善コンバータについて説明する。図５は本発明の第２実施形態に係る力率改善コンバータが適用されたスイッチング電源装置の概略構成例を示す回路図である。本実施形態において第１実施形態と同様の構成については同じ符号を付し説明を省略する。本実施形態の力率改善コンバータ４Ｂが第１実施形態と異なる点は、図５に示すように、目標波形生成回路４６Ｂが、第１実施形態における演算部１０２および乗算部１０３の代わりに、入力直流電圧Ｖｉに基づく電圧Ｖｉｓと出力直流電圧Ｖｏに基づく電圧Ｖｅ１とを乗算した乗算電圧Ｖｙを生成する乗算部１０３Ｂと、乗算電圧Ｖｙが軽負荷検出信号Ｖｌｌの電圧値以下である場合にゼロレベルを出力し、乗算電圧Ｖｙが軽負荷検出信号Ｖｌｌの電圧値より大きい場合に乗算電圧Ｖｙから軽負荷検出信号Ｖｌｌを差し引いて目標波形（目標波形電圧Ｖｒ）を生成する演算部１０２Ｂとを備えていることである。

上記構成によれば、乗算部１０３Ｂには、入力直流電圧Ｖｉを分圧した入力検出電圧Ｖｉｓと第１の誤差電圧Ｖｅ１とが入力される。乗算部１０３Ｂは、入力検出電圧Ｖｉｓに第１の誤差電圧Ｖｅ１が乗算された乗算電圧Ｖｙを生成する。なお、本実施形態においても乗算部１０３Ｂから出力される乗算電圧Ｖｙは、両者を乗算したものに比例する電圧であってもよい。具体的には、本実施形態における乗算部１０３Ｂは、入力検出電圧Ｖｉｓに第１の誤差電圧Ｖｅ１と乗算係数ｋ１とを掛けた電圧を乗算電圧Ｖｙ（Ｖｙ＝ｋ１・Ｖｉｓ・Ｖｅ１）として出力する。

また、本実施形態における目標波形生成回路４６Ｂの演算部１０２Ｂには、軽負荷検出信号Ｖｌｌおよび乗算電圧Ｖｙが入力され、両者が比較される。演算部１０２Ｂは、乗算電圧Ｖｙが軽負荷検出信号Ｖｌｌの電圧値以下の場合、目標波形電圧Ｖｒとしてゼロレベルを出力し、乗算電圧Ｖｙが軽負荷検出信号Ｖｌｌの電圧値より大きい場合、乗算電圧Ｖｙから軽負荷検出信号Ｖｌｌの電圧値を差し引いた第２差電圧（Ｖｙ−Ｖｌｌ）を目標波形電圧Ｖｒとして出力する。

以上をまとめると、目標波形電圧Ｖｒは、軽負荷時以外（Ｖｅｌ＞Ｅｒ２）において、
・Ｖｒ＝ｋ１・Ｖｅｌ・Ｖｉｓ
と表わされ、軽負荷時（Ｖｅｌ≦Ｅｒ２）において、
・Ｖｒ＝ｋ１・Ｖｅｌ・ｋ２・（Ｅｒ２−Ｖｅ１）…（Ｖｙ＞Ｖｌｌのとき）
・Ｖｒ＝０ …（Ｖｙ≦Ｖｌｌのとき）
と表わされる。ここで、Ｖｙ＝Ｖｌｌとすると、
Ｖｉｓ＝（ｋ２／ｋ１）・（（Ｅｒ２／Ｖｅ１）−１）
と表せる。

上記構成によっても、予め入力直流電圧Ｖｉに基づく電圧Ｖｉｓと出力直流電圧Ｖｏに基づく電圧とが乗算された上で、軽負荷検出信号Ｖｌｌが軽負荷状態を示す場合に、乗算電圧Ｖｙが基準電圧から供給電力に基づく電圧を差し引いた差電圧に比例する電圧（軽負荷検出信号Ｖｌｌの電圧値）以下となる間、生成される目標波形の振幅が０となるような電圧波形電圧Ｖｒが生成される。したがって、簡単な構成で、軽負荷状態を検出しかつゼロレベル期間を軽負荷の度合に応じて設定しつつ、出力直流電圧Ｖｏを所望の電圧値で安定化させることができる。

具体的な動作については第１実施形態と同様であるが、軽負荷時の動作についてのみ以下に説明する。

負荷５に供給される電力、すなわち昇圧コンバータ４の出力電流Ｉｏが低減して軽負荷状態になると、出力直流電圧Ｖｏの上昇に伴って出力検出電圧Ｖｏｓも上昇し、第１の誤差電圧Ｖｅ１が低下する。軽負荷検出回路４５において、第１の誤差電圧Ｖｅ１が第２基準電圧Ｅｒ２以下になると、軽負荷検出信号Ｖｌｌが上昇する。目標波形生成回路４６Ｂにおいて、演算部１０２Ｂの出力する目標波形電圧Ｖｒは、乗算部１０３Ｂから出力される乗算電圧Ｖｙが軽負荷検出信号Ｖｌｌの電圧値以下の領域ではゼロレベルとなる。したがって、第１実施形態と同様に、出力電流Ｉｏの減少とともに目標波形電圧Ｖｒのゼロレベル期間が長くなり、目標波形電圧Ｖｒの波高値が低減するのを抑制することができる。これにより、昇圧コンバータ４は、電流検出電圧Ｖｃがゼロレベル期間が調整される目標波形に追従するように動作する。ゼロレベル期間が調整されることにより、力率は若干劣化するが、電流波高値を高い状態に維持しながら出力直流電圧Ｖｏを安定化させることができる。このため、制御対象のインダクタ電流値が小さくなり過ぎず、より軽負荷である領域においても安定した動作を可能とすることができる。

＜第３実施形態＞
次に、本発明の第３実施形態に係る力率改善コンバータについて説明する。図６は本発明の第３実施形態に係る力率改善コンバータが適用されたスイッチング電源装置の概略構成例を示す回路図である。本実施形態において第１実施形態と同様の構成については同じ符号を付し説明を省略する。本実施形態の力率改善コンバータ４Ｃが第１実施形態と異なる点は、図６に示すように、軽負荷検出回路４５Ｃが、供給電力として負荷５を流れる出力電流Ｉｏを検出するよう構成されていることである。具体的には、軽負荷検出回路４５Ｃは、出力電流Ｉｏを電圧値（出力検出電圧Ｖｃ３）として検出する検出抵抗５５と、検出抵抗５５によって検出された出力検出電圧Ｖｃ３を増幅して増幅電圧Ｖｃｏを出力する増幅部（増幅回路）５６と、増幅電圧Ｖｃｏと第２基準電圧Ｅｒ２とに基づいて軽負荷検出信号Ｖｌｌを演算する演算部１０５Ｃとを備えている。

演算部１０５Ｃは、出力電流Ｉｏに基づく増幅電圧Ｖｃｏが第２基準電圧Ｅｒ２以下となった場合に、第２基準電圧Ｅｒ２から増幅電圧Ｖｃｏを差し引いた差電圧（Ｅｒ２−Ｖｃｏ）に比例する電圧（ｋ２（Ｅｒ２−Ｖｃｏ））を軽負荷検出信号Ｖｌｌとして出力する。すなわち、軽負荷検出回路４５Ｃは、出力電流Ｉｏに基づく増幅電圧Ｖｃｏが第２基準電圧Ｅｒ２以下となった場合に軽負荷と判定する。

軽負荷時においては、負荷５が軽くなるに従って出力電流Ｉｏが低減するため、出力検出電圧Ｖｃ３も低下する。したがって、負荷５が軽くなるに従って増幅電圧Ｖｃｏも低下するため、軽負荷検出信号Ｖｌｌは高くなる。一方、軽負荷時以外、すなわち、増幅電圧Ｖｃｏが第２基準電圧Ｅｒ２より大きい場合には、軽負荷検出信号Ｖｌｌとしてゼロレベルを出力する。したがって、第２基準電圧Ｅｒ２を最適に設定することによって、軽負荷の検出を高精度に行うことができる。

以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、その趣旨を逸脱しない範囲内で種々の改良、変更、修正が可能である。例えば、複数の上記実施形態および変形例における各構成要素を任意に組み合わせることとしてもよい。

上記説明から、当業者にとっては、本発明の多くの改良や他の実施形態が明らかである。従って、上記説明は、例示としてのみ解釈されるべきであり、本発明を実行する最良の態様を当業者に教示する目的で提供されたものである。本発明の精神を逸脱することなく、その構造及び／又は機能の詳細を実質的に変更できる。

本発明のスイッチング電源装置は、軽負荷時においてもインダクタ電流を高精度に調整することができ、より低いインダクタ電流において負荷への出力を安定化させるために有用である。

１ 交流電源
２ 入力フィルタ
３ 全波整流回路（整流器）
４，４Ｂ，４Ｃ 昇圧コンバータ（力率改善コンバータ）
５ 負荷
４０ インダクタ
４１ スイッチ
４２ ダイオード（整流回路要素）
４３ 出力コンデンサ（蓄電回路要素）
４４ 電流検出回路
４４ａ，５５ 検出抵抗
４５，４５Ｃ 軽負荷検出回路
４６，４６Ｂ 目標波形生成回路
４７ 駆動信号生成回路
５１，５２，５３，５４ 抵抗
１００ 第１基準電源
１０１ 誤差増幅器
１０２，１０２Ｂ 演算部
１０３，１０３Ｂ 乗算部
１０４ 第２基準電源
１０５，１０５Ｃ 演算部
１０６ インバータ
１０７ 誤差増幅器
１０８ 発振回路
１０９ 比較器

Claims (7)

1. 交流電源から入力される交流電圧を入力直流電圧に整流する整流器と、
   一端が前記整流器の正出力端に接続され、前記入力直流電圧が印加されるインダクタと、
   前記インダクタの他端に整流回路要素を介して接続され、蓄電により負荷へ出力する出力直流電圧を生成する蓄電回路要素と、
   主端子の一方が前記インダクタの他端に接続され、主端子の他方が前記整流器の負出力端に接続され、前記インダクタと前記負出力端とを接続することにより前記インダクタにエネルギーを蓄積し、前記インダクタと前記負出力端との接続を遮断することにより前記蓄電回路要素を充電するようにスイッチングするスイッチと、
   前記負荷への供給電力が所定値以下である場合に、当該供給電力に応じたレベルの軽負荷検出信号を生成する軽負荷検出回路と、
   前記入力直流電圧に基づいて前記インダクタに流れるインダクタ電流の目標波形を生成する目標波形生成回路と、
   前記インダクタ電流が目標波形に追従するように前記スイッチを駆動する駆動信号を生成する駆動信号生成回路と、を備え、
   前記目標波形生成回路は、軽負荷検出信号が軽負荷であることを示す場合に、前記目標波形の振幅がゼロレベルとなる期間（以下、ゼロレベル期間）を有し、かつ前記軽負荷検出信号のレベルに応じて前記ゼロレベル期間が調整された目標波形を生成するように構成された、力率改善コンバータ。
2. 前記目標波形生成回路は、前記出力直流電圧に基づいて、当該出力直流電圧が所定の電圧値となるような前記目標波形を生成するよう構成されている、請求項１に記載の力率改善コンバータ。
3. 前記軽負荷検出回路は、前記供給電力に基づく電圧が所定の基準電圧以下となった場合に前記基準電圧から前記供給電力に基づく電圧を差し引いた第１差電圧に比例する電圧を前記軽負荷検出信号として出力するよう構成され、
   前記目標波形生成回路は、前記入力直流電圧に基づく電圧が前記軽負荷検出信号の電圧値以下である場合に前記目標波形の振幅がゼロレベルとなるように前記目標波形を生成するよう構成されている、請求項１に記載の力率改善コンバータ。
4. 前記軽負荷検出回路は、前記供給電力として前記出力直流電圧を検出するよう構成されている、請求項１に記載の力率改善コンバータ。
5. 前記軽負荷検出回路は、前記供給電力として前記負荷を流れる出力電流を検出するよう構成されている、請求項１に記載の力率改善コンバータ。
6. 前記軽負荷検出回路は、前記目標波形生成回路に入力される前記出力直流電圧に基づく電圧を所定の基準電圧と比較し、当該出力直流電圧に基づく電圧が前記基準電圧以下となった場合に前記基準電圧から前記出力直流電圧に基づく電圧を差し引いた差電力に比例する電圧を前記軽負荷検出信号として出力するよう構成され、
   前記目標波形生成回路は、前記入力直流電圧に基づく電圧が前記軽負荷検出信号の電圧値以下である場合にゼロレベルを出力し、前記入力直流電圧に基づく電圧が前記軽負荷検出信号の電圧値より大きい場合に前記入力直流電圧に基づく電圧から前記軽負荷検出信号の電圧値を差し引いた第２差電圧を出力する演算部と、
   前記演算部から出力された電圧と前記出力直流電圧に基づく電圧とを乗算して前記目標波形を生成する乗算部とを備えている、請求項２に記載の力率改善コンバータ。
7. 前記軽負荷検出回路は、前記目標波形生成回路に入力される前記出力直流電圧に基づく電圧を所定の基準電圧と比較し、当該出力直流電圧に基づく電圧が前記基準電圧以下となった場合に前記基準電圧から前記出力直流電圧に基づく電圧を差し引いた差電力に比例する電圧を前記軽負荷検出信号として出力するよう構成され、
   前記目標波形生成回路は、前記入力直流電圧に基づく電圧と前記出力直流電圧に基づく電圧とを乗算した乗算電圧を生成する乗算部と、
   前記乗算電圧が前記軽負荷検出信号の電圧値以下である場合にゼロレベルを出力し、前記乗算電圧が前記軽負荷検出信号より大きい場合に前記乗算電圧から前記軽負荷検出信号の電圧値を差し引いて前記目標波形を生成する演算部とを備えている、請求項２に記載の力率改善コンバータ。

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