JP5821026B2 - 充電装置 - Google Patents

Description

本発明は、二次電池を充電するための充電装置に関するものである。

一般に、二次電池を充電するための充電装置は、出力電圧および出力電流を広範囲に変化させることが要求される。すなわち、二次電池の端子電圧は充電状態に応じて大きく変化するから、充電装置は、二次電池の端子電圧に合わせて低電圧から定格電圧まで広範囲に出力電圧を変化させることが要求される。また、二次電池の急速充電時には充電電流が大電流になり、二次電池の補充電時には充電電流が微弱電流になるから、充電装置は、二次電池の充電電流に合わせて出力電流を広範囲に亘って変化させることが要求される。

この種の充電装置は、直列制御型の定電圧電源を用いた構成と、スイッチング電源を用いた構成とが主として採用されている。とくに、スイッチング電源を用いた充電装置は、直列制御型の定電圧電源を用いた充電装置に比べて、電力変換の効率が高く、小型化が可能であることから広く採用されている。

ところで、共振型のスイッチング電源は、回路効率が良好で雑音も抑制されるから、共振型のスイッチング電源を充電装置に用いると、小型かつ低コストの充電装置を提供できると考えられる。

共振型のスイッチング電源を用いた充電装置としては、たとえば、図１３に示す構成が提案されている。図示する充電装置は、２個のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２と共振用のインダクタＬ１１，Ｌ１２，Ｌ１３，Ｌ１４と共振用のコンデンサＣ１１，Ｃ１２とを備えている。インダクタＬ１１，Ｌ１２はインダクタＬ１５，Ｌ１６と磁気結合されている。インダクタＬ１５，Ｌ１６から取り出される電力は、ダイオードＤ１１，Ｄ１２、インダクタＬ１７、コンデンサＣ１３により整流平滑され、二次電池Ｂ１の充電に用いられる（特許文献１参照）。特許文献１に記載された充電装置は、プシュプル型のスイッチング電源を用いて構成され、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２は制御部ＣＮ１１によりオンオフが制御される。

制御部ＣＮ１１は、２個のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２をともにオフにするデッドオフタイムと、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２をオンオフさせる駆動周波数とを制御することにより、二次電池Ｂ１への出力を調節する。すなわち、制御部ＣＮ１１は、充電電流の大小に応じてデッドオフタイムを調節し、充電電流が大きいときに共振モードで動作させ、トリクル充電のように充電電流が小さいときに非共振モードで動作させる。また、制御部ＣＮ１１は、充電装置の出力を変化させる際には、デッドオフタイムを一定に保って駆動周波数を変化させ、出力を低下させるときには駆動周波数を高くしている。

制御部ＣＮ１１は、充電電流を低減させる場合、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２がともにオフになるデッドオフタイムを長くし、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２に印加される共振電圧が最小になる領域でスイッチングを行う。この動作では疑似的に共振動作が行われる。また、二次電池Ｂ１の満充電付近において定電圧充電を行っており、定電圧充電の際には、デッドオフタイムが異なる複数の非共振モードが設定され、充電電流に応じて何れかの非共振モードを選択することにより、スイッチング損失の増加が抑制される。

共振型のスイッチング電源を用いた充電装置としては、たとえば、図１４に示す構成も提案されている。この充電装置は、２個のスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２の直列回路を備えたハーフブリッジ型のスイッチング電源を採用している。スイッチング素子Ｑ２２には、コンデンサＣ２１とインダクタＬ２１とトランスＴ２の一次巻線Ｎ１２との直列回路が並列に接続される。さらに、トランスＴ２の一次巻線Ｎ１２にコンデンサＣ２２が並列に接続されている。トランスＴ２の二次巻線Ｎ２２から取り出される電力は、ダイオードＤ２１，Ｄ２２、コンデンサＣ２３により整流平滑され、二次電池Ｂ２の充電に用いられる（特許文献２参照）。コンデンサＣ２１，Ｃ２２、インダクタＬ２１、トランスＴ２は共振回路を構成している。スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２は、制御回路ＣＮ２１により交互にオンオフされる。

制御回路ＣＮ２１は、充電電流が大きい領域ではスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２の駆動周波数を低くし、充電電流が小さい領域ではスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２の駆動周波数を高くする。また、コンデンサＣ２１とインダクタＬ２１は充電電流が大きい領域の低い駆動周波数に対応するように設定されており、コンデンサＣ２２は充電電流が小さい領域の高い駆動周波数に対応するように設定されている。この構成は、駆動周波数を変化させることにより充電電流を調節する。また、複数の共振点を有していることにより、広範囲の充電電流に対して共振状態を維持することが可能になっている。

共振型のスイッチング電源には、上述した構成のほか、図１５に示すように、電流共振と部分共振による電圧共振とを複合した複合共振型のスイッチング電源もある。図示例は２個のスイッチング素子Ｑ３１，Ｑ３２の直列回路を備えたハーフブリッジ型であって、図１４に示した構成とは、共振回路の構成が異なっている。すなわち、ローサイドのスイッチング素子Ｑ３２にコンデンサＣ３１が並列に接続され、コンデンサＣ３１にはインダクタＬ３１とトランスＴ３の一次巻線Ｎ３１とコンデンサＣ３２との直列回路が並列に接続されている。この構成では、コンデンサＣ３１，Ｃ３２とインダクタＬ３１とトランスＴ３とが共振回路を構成している。

また、トランスＴ３の二次巻線Ｎ３２から取り出される電力は、ダイオードＤ３１，Ｄ３２、コンデンサＣ３３により整流平滑される。特許文献１、２とは異なり、図１５に示す構成例では、二次電池ではなく負荷ＬＤに直流電力を供給する構成を示している。また、図では、スイッチング素子Ｑ３１，Ｑ３２のオンオフを制御する制御回路が省略されている。

図１５に示す構成の動作例を図１６に示す。図１６（ａ）（ｂ）はスイッチング素子Ｑ３１，Ｑ３２のゲート−ソース間の電圧Ｖｇｓ、図１６（ｃ）（ｄ）はスイッチング素子Ｑ３１，Ｑ３２のドレイン−ソース間の電圧Ｖｄｓ（実線）およびドレイン電流Ｉｄ（破線）を示す。さらに、図１６（ｅ）はコンデンサＣ３２の両端電圧であり、図１６（ｆ）はダイオードＤ３１，Ｄ３２に流れる電流を示している。この動作では、２個のスイッチング素子Ｑ３１，Ｑ３２がともにオフになるデッドオフタイムが設けられている。

スイッチング素子Ｑ３１，Ｑ３２の駆動周波数は、コンデンサＣ３２とインダクタＬ３１とトランスＴ３とにより構成される直列共振回路の共振周波数よりも低く設定される。この構成では、電流共振と電圧共振とを複合した複合共振の動作になり、高効率かつ低雑音で動作させることが可能である。

特開２００６−２３０１０４号公報 特開２０１０−２６３６８３号公報

特許文献１に示された充電装置は、充電電流が大きい領域では充電電流を定電流とし、充電電流が小さい領域では充電装置の出力電圧を定電圧にする定電圧充電を行う。特許文献１に記載された構成では、充電のすべての領域で、高効率かつ低雑音になるように、充電の状況に応じて、共振動作と擬似的な共振動作と複数の共振モードとから動作を選択することが必要であって、回路構成が複雑になるという問題がある。また、電圧型のコンバータであるプシュプル型のスイッチング電源を用いているから、容量の大きい二次電池Ｂ１の急速充電を行う場合のように大きい充電電流が必要である場合には、トランスＴ１が大型化する可能性がある。

特許文献２に示された充電装置は、ハーフブリッジ型であるからプシュプル型の構成を採用する場合よりもトランスＴ２を小型化可能である。しかしながら、容量の大きい二次電池Ｂ２の急速充電を行う場合、広範囲の充電条件に対して駆動周波数を制御するだけで共振動作を維持することは困難である。また、トランスＴ２の一次巻線Ｎ２１と二次巻線Ｎ２２との巻数比は、電池電圧がもっとも高い状態を想定して設計されるので、電池電圧が低い場合には、過大な充電電流が流れるおそれがある。

さらに、特許文献２に記載された構成のように、直列共振を用いたハーフブリッジ型のスイッチング電源は、スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２のストレスを回避するために、共振回路の共振周波数よりも高い駆動周波数で動作させる必要がある。そのため、二次電池Ｂ２の残容量が少なく電池電圧が低い領域において所定の充電電流を流そうとすると、動作周波数が非常に高くなり、結果的に、スイッチング損失の増加などに伴って効率が低下し雑音が増大するおそれがある。

図１５に示した複合共振を利用するハーフブリッジ型のスイッチング電源は、コンデンサＣ３２の容量をＣｉとし、インダクタＬ３１のインダクタンスをＬｒとすると、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔとが数１の関係になることが知られている。

ただし、ｎはトランスの巻数比、ＬｐはトランスＴ３の励磁インダクタンス、τは図１６に示した電力非伝達期間である。

数１からわかるように、出力電圧Ｖｏｕｔを変化させるには、電力非伝達期間τを変化させればよい。つまり、スイッチング素子Ｑ３１，Ｑ３２の駆動周波数を変化させることにより、出力電圧Ｖｏｕｔが変化する。しかしながら、充電装置は、上述のように、出力電圧および出力電流を広範囲に変化させることが要求されるから、出力電圧および出力電流のすべての領域において、最適な共振条件を維持することは容易ではない。

本発明は、二次電池の急速充電を可能にする充電装置において、比較的簡単な回路構成を用いながらも、広範囲な充電条件の変化に対して共振動作を利用することによって高効率かつ低雑音を可能にし、しかも、トランスの小型化が可能である充電装置を提供することを目的とする。

本発明に係る充電装置は、上記目的を達成するために、入力電源である直流電源の両端間に接続された２個のスイッチング素子の直列回路と、スイッチング素子のオンオフを制御する充電制御回路と、スイッチング素子のうちの一方に並列に接続されインダクタとトランスの一次巻線とコンデンサとの直列回路を備えた複合共振動作用の共振回路と、トランスの二次巻線の出力を整流平滑し二次電池に充電電流を供給する整流平滑回路と、二次電池の端子電圧である電池電圧および二次電池に流す充電電流を検出する状態検出回路とを備え、充電制御回路は、インダクタとトランスの一次巻線とコンデンサとで決まる共振周波数よりも高い周波数範囲で電力非伝達期間を形成しながら２個のスイッチング素子のオンオフを制御するとともに、充電が開始されてから状態検出回路が検出した電池電圧が規定の目標電圧に達するまでは充電電流が定電流になり、電池電圧が目標電圧に達していると定電圧で充電するように、スイッチング素子のオンオフを制御し、さらに、充電電流を定電流とする期間において、電池電圧に応じた切替電圧を設け、電池電圧が当該切替電圧未満である第１の制御領域において、２個のスイッチング素子のオン期間の時比率を調節することにより、電池電圧が低いほど時比率を小さくするように変化させ、電池電圧が当該切替電圧以上である第２の制御領域において、２個のスイッチング素子のオン期間が等しくなるように時比率を一定としながら、電池電圧が高いほどスイッチング素子の駆動周波数を引き下げることを特徴とする。

この充電装置において、充電制御回路は、第１の制御領域において、２個のスイッチング素子のうちのいずれか一方のスイッチング素子のオン期間を一定に保ち、残りの一方のスイッチング素子のオン期間を調節することにより時比率を制御することが好ましい。

この充電装置において、充電制御回路は、第１の制御領域において、状態検出回路が検出した電池電圧が規定の閾値電圧以上である領域においては、２個のスイッチング素子のうちの第１のスイッチング素子のオン期間を一定に保ち、かつ第２のスイッチング素子のオン期間を調節し、電池電圧が閾値電圧未満である領域においては、第２のスイッチング素子のオン期間を一定に保ち、かつ第１のスイッチング素子のオン期間を調節することが好ましい。

この充電装置において、満充電時の電池電圧が異なる複数種類の二次電池に適合する充電装置であって、充電制御回路は、第２の制御領域において、二次電池の仕様ごとに定めた充電電流が流れるように、スイッチング素子の駆動周波数を変化させることが好ましい。

この充電装置において、充電制御回路は、電池電圧が目標電圧に達した後、２個のスイッチング素子のオン期間が等しくなる状態で時間の経過とともに駆動周波数を高くして充電電流を低減させ、少なくとも電力非伝達期間が消滅する時点から、スイッチング素子の一方のオン期間を一定に保ち、充電電流が少ないほどスイッチング素子の他方のオン期間を短くあるいは長くすることが好ましい。

この充電装置において、充電制御回路は、電池電圧が目標電圧に達した後、２個のスイッチング素子のオン期間が等しくなる状態で時間の経過とともに駆動周波数を高くして充電電流を低減させ、少なくとも電力非伝達期間が消滅する時点から、スイッチング素子の一方のオン期間を一定に保ち、充電電流が少ないほどスイッチング素子の他方のオン期間を短くあるいは長くするとともに、充電電流が規定の閾値電流未満である領域においては、スイッチング素子の前記他方のオン期間を一定に保ち、スイッチング素子の前記一方のオン期間を長くあるいは短くすることが好ましい。

この充電装置において、充電制御回路は、電池電圧が目標電圧に達した後、スイッチング素子のオンオフ動作を間欠的に行って、充電電流を流す期間と停止させる期間とを設け、時間の経過とともに充電電流を停止させる期間を長くすることにより充電電流を低減させることが好ましい。

この充電装置において、トランスの二次巻線の両端からの出力を整流平滑する経路に挿入されたスイッチと、電池電圧が規定の電圧を超えるまではスイッチをオフにしてトランスの二次巻線に設けた中間タップからの出力を整流平滑させ、電池電圧が規定の電圧を超えるとスイッチをオンにしてトランスの二次巻線の両端からの出力を整流平滑させるスイッチ制御部とを備えることが好ましい。

この充電装置において、トランスは漏洩トランスであって、インダクタは漏洩トランスの漏洩インダクタンスを用いることが好ましい。

この充電装置において、二次電池はリチウムイオン電池であることが好ましい。

本発明の構成によれば、二次電池の急速充電を可能にする充電装置において、比較的簡単な回路構成を用いながらも、広範囲な充電条件の変化に対して共振動作を利用することによって高効率かつ低雑音を可能にし、しかも、トランスの小型化が可能になるという効果がある。とくに、複合共振を利用するハーフブリッジ型のスイッチング電源を用いて、充電電力の大きい領域では共振動作させ、かつ充電電力の小さい領域でも部分的に共振動作させることを可能として、高効率かつ低雑音の充電装置を提供することを可能とする。また、ハーフブリッジ型であるからトランスが小型であり、低コスト化にも寄与する。

実施形態の一回路例を示す回路図である。 実施形態の他回路例を示す回路図である。 実施形態１を示す動作説明図である。 同上の制御を示す動作説明図である。 同上における要部の電圧波形と電流波形を示す動作説明図である。 実施形態２の制御を示す動作説明図である。 同上における要部の電圧波形と電流波形を示す動作説明図である。 実施形態３を示す動作説明図である。 実施形態４における要部の電圧波形と電流波形を示す動作説明図である。 同上の他の動作例を示す動作説明図である。 （ａ）（ｂ）は実施形態５を示す要部の回路図である。 同上における要部の電圧波形と電流波形を示す動作説明図である。 従来構成を示す回路図である。 他の従来構成を示す回路図である。 ハーフブリッジ型のスイッチング電源の例を示す回路図である。 図１５に示した回路の動作説明図である。

（実施形態１）
以下に実施形態として説明する充電装置は、図１または図２に示すように、ハーフブリッジ型のコンバータを主回路として備える。

図１に示す充電装置は、ダイオードブリッジＤＢおよび平滑コンデンサＣ２を備え、商用電源のような交流電源ＡＣをダイオードブリッジＤＢで全波整流し、平滑コンデンサＣ２で平滑することにより入力電源を得ている。

平滑コンデンサＣ２には、２個のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路が並列に接続される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、たとえば、パワーＭＯＳＦＥＴが用いられる。一方のスイッチング素子Ｑ２の両端（ドレイン−ソース）には、インダクタＬｒとトランスＴの一次巻線Ｎ１とコンデンサＣｒとの直列回路が並列に接続される。インダクタＬｒおよび一次巻線Ｎ１とコンデンサＣｒとは共振回路を構成する。さらに、スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間容量Ｃｖも共振回路の一部として利用される。なお、ドレイン−ソース間容量Ｃｖに加えて、ドレイン−ソースに共振用のコンデンサ（図示せず）を並列に接続して共振回路を構成してもよい。

トランスＴの二次巻線Ｎ２はセンタタップを備え、二次巻線Ｎ２の出力は、整流用の２個のダイオードＤ１，Ｄ２と平滑コンデンサＣ４とインダクタＬ１とを用いた整流平滑回路により整流平滑され、二次電池Ｂに供給される。二次電池Ｂは、リチウムイオン電池を想定しているが、ニッケル水素電池、ニッケルカドミウム電池などの他の二次電池であってもよい。ここに、トランスＴの一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２との巻数比は、二次電池Ｂの定格電圧付近で十分な大きさの充電電流が得られるように設定される。

充電装置に二次電池Ｂが接続された状態では、平滑コンデンサＣ４の両端に、インダクタＬ１と二次電池Ｂと電流検出用の抵抗Ｒ１との直列回路が構成され、二次電池Ｂに流れる充電電流が抵抗Ｒ１の両端電圧として検出される。また、二次電池Ｂと並列に、２個の抵抗Ｒ２，Ｒ３の直列回路からなる電圧検出用の分圧回路が並列に接続され、二次電池Ｂの端子電圧（以下、「電池電圧」という）に比例する電圧が抵抗Ｒ３の両端電圧として検出される。すなわち、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３により状態検出回路が構成される。

図示する充電装置は、平滑コンデンサＣ２と並列に接続されたコンデンサＣ５を備え、さらに、スイッチング素子Ｑ２とコンデンサＣｒとの接続点と、トランスＴのセンタタップとの間に接続されたコンデンサＣ６を備える。また、ダイオードブリッジＤＢの交流入力端には、ヒューズＦ、雑音防止用コンデンサＣ１、ラインフィルタＦＴなどを介して交流電源ＡＣが接続される。

抵抗Ｒ１の両端電圧として検出される充電電流の情報、および抵抗Ｒ３の両端電圧として検出される電池電圧の情報は、充電制御回路ＣＮに入力される。充電制御回路ＣＮは、充電電流および電池電圧に基づいてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオンオフさせるタイミングを決定し、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオンオフさせるタイミング信号を出力する。タイミング信号は、絶縁用のフォトカプラＰＣ１，ＰＣ２を介して駆動回路ＤＲに入力され、駆動回路ＤＲにおいてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に与える駆動信号が生成される。駆動信号は、タイミング信号による指示に従ってスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフを制御する。

図２に示す充電装置は、図１の主回路に対してトランスＴを漏洩トランスＴ１に置き換えた構成を備え、共振に漏洩インダクタンスを用いることによりインダクタＬ１を省略している。他の構成は図１に示した充電装置と同様である。

以下では、図１、図２に示した充電装置の動作を説明する。本実施形態は、図３に示すように、定電圧・定電流充電に相当する充電方法を採用している。すなわち、充電制御回路ＣＮは、二次電池Ｂが放電によって低い電圧となっているときには充電電流を定電流とし、電池電圧が規定した目標電圧Ｖｔに達すると、微弱電流での補充電を行うように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフを制御する。目標電圧Ｖｔは、たとえば、二次電池Ｂの定格電圧に設定される。図３に示す動作例では、放電されて端子電圧が相当程度低下した二次電池Ｂには定電流の充電電流を与え、目標電圧Ｖｔに達した後は、充電電流を徐々に低減させることを示している。

ところで、図１、図２に示す充電装置は、共振回路を用いてソフトスイッチングを行う共振型のスイッチング電源を用いている。より具体的には、ハーフブリッジ型のスイッチング電源に、複数の共振要素を組み合わせた複合共振型の構成を有している。この構成のスイッチング電源は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフのタイミングを適切に調節すると、高効率で動作させることが可能である。しかしながら、図３のように、充電電流が定電流である領域では電池電圧が大きく変化しているから、電池電圧の全範囲において、ソフトスイッチングが行われるようにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフを制御することは困難である。

そこで、本実施形態は、充電電流が定電流である領域を、図４のように、複数（図示例では２）の制御領域Ａ１，Ａ２に分割し、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフの周波数とオンデューティとを制御領域Ａ１，Ａ２に応じて変化させている。制御領域Ａ１，Ａ２は、電池電圧と規定の切替電圧Ｖｓとの大小により分割されている。切替電圧Ｖｓは、たとえば、数１に示した関係において電力非伝達期間τがほぼ０になるように規定され、Ｖｉｎ／２ｎよりやや大きい程度に設定される。以下では、電池電圧が、切替電圧Ｖｓ未満である制御領域Ａ１を第１の制御領域と呼び、切替電圧Ｖｓ以上になる制御領域Ａ２を第２の制御領域と呼ぶ。

図４の横軸は電池電圧であって、充電電流が定電流であるから、充電電力は電池電圧に比例して増加する。また、図４において、特性ａはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動周波数、特性ｂはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間の時比率、特性ｃは充電装置の効率を示している。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間の時比率は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間の合計に対するハイサイドのスイッチング素子Ｑ１のオン期間の割合であって、百分率で表される。したがって、両スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間が等しく、１：１になる場合は、時比率は５０％になる。

充電制御回路ＣＮは、第１の制御領域Ａ１では、オン期間の時比率を５０％未満とし、かつ電池電圧が高いほど時比率を大きくするが、第２の制御領域Ａ２では、電池電圧にかかわらずオン期間の時比率を５０％として一定に保つ。また、充電制御回路ＣＮは、第２の制御領域Ａ２において、電池電圧が高いほど駆動周波数を低く設定する。図４では、第１の制御領域Ａ１においても、電池電圧が高いほど駆動周波数が低くなっているが、これは時比率を増加させて５０％に近づけた結果として駆動周波数が低下しているのであり、第１の制御領域Ａ１では駆動周波数の調節は行わない。

上述した動作において、第２の制御領域Ａ２で電池電圧に応じて駆動周波数のみが変化することは、数１において電力非伝達期間τが変化することに相当する。すなわち、駆動周波数が低下すると電力非伝達期間τが増加するから、数１により、出力電圧が上昇することがわかる。

一方、第２の制御領域Ａ２において、電池電圧が切替電圧Ｖｓの付近では、オン期間の時比率が５０％に保たれたままでは、電力非伝達期間τの調節幅が少なくなり、駆動周波数のみを調節しても出力電圧の調節が困難である。すなわち、電池電圧が切替電圧Ｖｓの付近になると、複合共振を維持することが難しくなる。

そこで、充電制御回路ＣＮは、第１の制御領域Ａ１では、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１のオン期間を変化させてオン期間の時比率を変化させることにより、充電電流を定電流に維持する。すなわち、充電制御回路ＣＮは、第１の制御領域Ａ１において、電池電圧が低いほどスイッチング素子Ｑ１のオン期間を短くしている。この動作により、第１の制御領域Ａ１においては、電池電圧が低いほど駆動周波数が上昇することになる。なお、第１の制御領域Ａ１では、ローサイドのスイッチング素子Ｑ２のオン期間を一定に保ちながら、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１のオン期間を変化させる場合について説明したが、スイッチング素子Ｑ１のオン期間を一定に保ちながら、スイッチング素子Ｑ２のオン期間を変化させても同等の結果が得られる。

図５は、第１の制御領域Ａ１および第２の制御領域Ａ２におけるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のドレイン−ソース間の電圧Ｖｄｓ（実線）とドレイン電流Ｉｄ（破線）とを示している。したがって、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２において、電圧Ｖｄｓが０ではない期間がオフ期間に相当する。なお、図５において、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をともにオフにする期間としてのデッドオフタイムは省略している。デッドオフタイムは、第１の制御領域Ａ１と第２の制御領域Ａ２とにおいてとくに変化させる必要はない。図５における（１）〜（５）に示す動作は、図４における（１）〜（５）に示す電池電圧の領域に対応している。

電池電圧が切替電圧Ｖｓ未満である第１の制御領域Ａ１では、図５（１）（２）のように、スイッチング素子Ｑ１のオン期間がスイッチング素子Ｑ２のオン期間に比べて短くなり、オン期間の時比率が小さくなる。したがって、第１の制御領域Ａ１では、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１のドレイン電流Ｉｄは三角波状になり、ピークも比較的大きくなる。ただし、充電制御回路ＣＮは、ローサイドのスイッチング素子Ｑ２について、電力非伝達期間τが生じる程度にオン期間を比較的長く設定し、ドレイン電流Ｉｄに共振電流を流している。

図５（１）（２）から明らかなように、第１の制御領域Ａ１では、ローサイドのスイッチング素子Ｑ２のオン期間がほぼ一定に保たれ、電池電圧が切替電圧Ｖｓに近付くほどスイッチング素子Ｑ１のオン期間が長くなっている。この動作により、充電装置から二次電池Ｂへの充電電流が定電流に維持される。また、電池電圧が高くなるほど、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流Ｉｄの傾斜が緩やかになりピークが低減される。

上述したように、第１の制御領域Ａ１では、一方のスイッチング素子Ｑ１のドレイン電流Ｉｄに共振電流を流すことができないから効率が低下するが、第１の制御領域Ａ１は充電電力が比較的小さいから損失も少なく効率の低下の影響は比較的小さい。

電池電圧が切替電圧Ｖｓ以上である第２の制御領域Ａ２では、図５（３）（４）（５）のように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間が等しく時比率が一定に保たれ、駆動周波数が変化する。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のドレイン電流Ｉｄに共振電流が流れるように設定され、電池電圧が高くなるほど駆動周波数が低く設定される。すなわち、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間は、電池電圧が高いほど長くなる。

第２の制御領域Ａ２においては、電池電圧が上昇するほど、駆動周波数が低下し、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間が長くなる。つまり、電池電圧が上昇するほど、数１における電力非伝達期間τを延長することになり、出力電圧が上昇する。なお、電力非伝達期間τは、図５（１）〜（５）に示すドレイン電流Ｉｄにおいて、共振電流が流れた後の肩部分の期間に相当する。また、第２の制御領域Ａ２では、充電装置を複合共振モードで動作させることになり、比較的高い効率が維持されることになる。

上述したように、本実施形態の構成では、二次電池Ｂを定電流で充電する際に、電池電圧が切替電圧Ｖｓ未満である第１の制御領域Ａ１において、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との一方のオン期間が制御される。また、電池電圧が切替電圧Ｖｓ以上である第２の制御領域Ａ２において、時比率を５０％に維持したままで駆動周波数が制御される。このような動作により、充電電流を所望の電流値に維持して二次電池Ｂを定電流で充電するとともに、電池電圧にかかわらず、少なくとも一部の期間には複合共振による共振電流を流し続けることを可能にし、比較的高い効率を維持することを可能にしている。

なお、図４に示すように、第１の制御領域Ａ１において、電池電圧が低いほど効率が低下するのは、以下の原因によると考えられる。すなわち、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流Ｉｄのピーク値が増加すること、駆動周波数が高くなることでスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２、トランスＴ、ダイオードＤ１，Ｄ２などでの損失が増加することが原因として考えられる。ただし、効率が低下するのは、充電電力が比較的小さい第１の制御領域Ａ１であって、充電電力が大きい第２の制御領域Ａ２では高い効率を維持することができる。そのため、二次電池Ｂを充電する過程のうちで電力損失が大きい期間の割合は少なく、結果的に充電過程における電力損失は抑制されることになる。

なお、上述した実施形態では、第１の制御領域Ａ１において、スイッチング素子Ｑ１のオン期間を変化させているが、スイッチング素子Ｑ２のオン期間を変化させるようにしても同様の動作になる。

（実施形態２）
実施形態１は、電池電圧に基づいて、第１の制御領域Ａ１と第２の制御領域Ａ２との２領域を設定しているが、本実施形態は、図６に示すように、実施形態１における第１の制御領域Ａ１がさらに２個の制御領域Ａ１１，Ａ１２に分割されている点が実施形態１と相違する。第１の制御領域Ａ１において、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間の時比率を変化させる点は実施形態１と同様である。ただし、実施形態１では、２個のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のうちの一方についてのみオン期間を変化させているが、本実施形態では、各制御領域Ａ１１，Ａ１２において、異なるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間を変化させる。

制御領域Ａ１１，Ａ１２は、電池電圧に基づいて分割される。制御領域Ａ１１は電池電圧が規定の閾値電圧Ｖｕ（＜Ｖｓ）未満の領域であり、制御領域Ａ１２は電池電圧が閾値電圧Ｖｕ以上の領域である。閾値電圧Ｖｕは、充電装置の効率に基づいて適宜に定められる。

電池電圧が閾値電圧Ｖｕ以上である制御領域Ａ１２では、充電制御回路ＣＮは、実施形態１の第１の制御領域Ａ１と同様に、電池電圧に応じてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のうちの一方のオン期間を変化させてオン期間の時比率を変化させる。たとえば、電池電圧が低いほどスイッチング素子Ｑ１のオン期間が短くなることにより時比率が低減され、結果的に、電池電圧が低いほど駆動周波数が高くなる。一方、電池電圧が閾値電圧Ｖｕ未満である制御領域Ａ１１では、充電制御回路ＣＮは、電池電圧に応じてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のうちの他方のオン期間を変化させてオン期間の時比率を変化させる。すなわち、制御領域Ａ１２でスイッチング素子Ｑ１のオン期間が変化するとすれば、制御領域Ａ１１ではスイッチング素子Ｑ２のオン期間が変化する。

ここで、制御領域Ａ１２では電池電圧が低いほどスイッチング素子Ｑ１のオン期間が短くなることにより時比率が小さくなるが、制御領域Ａ１１では電池電圧が低いほどスイッチング素子Ｑ２のオン期間が長くなることにより相対的にスイッチング素子Ｑ１の時比率が小さくなる。

本実施形態の動作例を図７に示す。図７には図５と同様に、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のドレイン−ソース間の電圧Ｖｄｓ（実線）と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のドレイン電流Ｉｄとを示している。また、図７の（１）（２）（３）は、図６の（１）（２）（３）に対応している。

制御領域Ａ１２では、図７（２）（３）に示すように、スイッチング素子Ｑ２のオン期間は変化させずに、スイッチング素子Ｑ１のオン期間を変化させ、電池電圧が低いほどオン期間を短くしている。したがって、図６に示すように、電池電圧が低いほどオン期間の時比率が小さくなる。また、制御領域Ａ１２では、スイッチング素子Ｑ１のオン期間が短くなることによって、電池電圧が低いほど駆動周波数が上昇している。

一方、制御領域Ａ１１では、図７（１）（２）に示すように、スイッチング素子Ｑ１のオン期間は変化させずに、スイッチング素子Ｑ２のオン期間を変化させ、電池電圧が低いほどオン期間を長くしている。したがって、制御領域Ａ１１においても、電池電圧が低いほど、相対的にスイッチング素子Ｑ１の時比率が小さくなり、またスイッチング素子Ｑ２のオン期間が長くなることによって、電池電圧が低いほど駆動周波数が低下している。

実施形態１において説明したように、第１の制御領域Ａ１において電池電圧が低下するにつれて効率が低下する一要因には、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動周波数が高くなることによる損失の増加が挙げられる。したがって、本実施形態のように、電池電圧が低い領域において駆動周波数が低下するように制御することによって、この損失を抑制することになり、結果的に効率の低下が抑制される。しかも、本実施形態の動作によって、第１の制御領域Ａ１でオン期間の時比率が変化するから、電池電圧にかかわらず定電流で二次電池Ｂを充電することが可能である。

実施形態１と同様に、本実施形態の動作において、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とは読み替えてもよい。他の構成および動作は実施形態１と同様であるから説明を省略する。

（実施形態３）
上述した実施形態は、１種類の二次電池Ｂにのみ対応することを想定しているが、充電装置は、複数種類の異なる特性を有した二次電池の充電を要求される場合がある。たとえば、１台の充電装置で満充電時の電池電圧が異なる複数種類の電池パックに対応しなければならないことがある。

本実施形態は、充電時の特性が異なる複数種類の二次電池に１台の充電装置で対応するための構成について説明する。いま、満充電時の電池電圧が異なる３種類の電池パック（二次電池）を想定し、各電池パックを充電する際の目標電圧をそれぞれＶａ，Ｖｂ，Ｖｃとする（Ｖａ＞Ｖｂ＞Ｖｃ）。また、各電池パックの充電電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃは、図８に破線で示すように制御されるものとする。図示例では、充電電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃが定電流であるときに、Ｉａ＞Ｉｂ＞Ｉｃの関係になっている。充電電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃが、充電時間の経過に伴って図８に示すように変化するとき、電池電圧は図８に実線で示すように変化する。図示例では、目標電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃが高いほど、定電流での充電電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃは大きくなっている。

この３種類の電池パックでは、満充電時の電池電圧がもっとも高い電池パックに対する充電電流Ｉａがもっとも大きいから、充電装置は、充電電流Ｉａの出力電流が十分に得られるように設計条件が定められる。また、満充電時の電池電圧がもっとも低い電池パックに対しても複合共振の共振電流が流れるように設計条件が定められる。適正な出力電流が得られる設計条件は、トランスＴ（図１、図２参照）の巻線設計により定められる。また、上述した実施形態と同様の動作に動作させるために、切替電圧Ｖｓは、もっとも低い目標電圧Ｖｔよりも低くなるように定められる。

本実施形態は、実施形態１と同様に、電池電圧と切替電圧Ｖｓとの大小によって第１の制御領域Ａ１と第２の制御領域Ａ２とに分割してある。また、実施形態１と同様に、第２の制御領域Ａ２において、オン時間の時比率を一定にし、駆動周波数を電池電圧が高くなるほど低くしている。ただし、電池パックごとの目標電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃに応じて駆動周波数は変化させる必要がある。そのため、電池パックの種類を判別して、満充電時における電池電圧を把握し、電池パックに合わせて駆動周波数を設定する必要がある。

電池パックの種類を判別するには、電池パックにおいて二次電池のセル数を示すために実装されている抵抗値を検出する技術と、電池パックに判別用の抵抗を接続して電池パックの電圧を計測する技術とのいずれかを採用すればよい。また、充電制御回路ＣＮは、電池パックのセル数によって検出された満充電時の電池電圧に応じて、駆動周波数を決定するためのデータテーブルを備える。ここに、２〜８セルの電池パックに対応するようにデータテーブルを設定しておけば、現状の電池パックだけではなく、将来の電池パック展開にも対応することが可能になる。

本実施形態のように、トランスＴの巻線設計を適宜に行い、切替電圧Ｖｓを適宜に設定するとともに、駆動周波数を電池パックの仕様に応じて変化させることにより、電池電圧が少なくとも目標電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃに近い範囲では複合共振の動作が可能になる。すなわち、１台の充電装置で仕様の異なる複数種類の電池パックに対応することが可能になる。他の構成および動作は実施形態１同様であり、また、本実施形態においても実施形態２において説明した技術を採用することが可能である。

（実施形態４）
実施形態１〜３では、充電電流が定電流である領域での制御について説明したが、本実施形態は、図１、図２に示した構成において、定電流での充電により電池電圧が目標電圧Ｖｔに達した後に補充電（定電圧充電）を行う際の制御について説明する。

充電電流を定電流として二次電池Ｂを充電する期間には、電池電圧が切替電圧Ｖｓ以上である第２の制御領域Ａ２において、オン期間の時比率を一定とし、駆動周波数を変化させている。一方、補充電の期間には、充電電流が大きく変化し、たとえば定電流での充電時に比べて５０分の１程度まで充電電流を変化させる必要があるから、駆動周波数を変化させるだけでは対応することができない。本実施形態は、補充電の期間において、オン期間の時比率を変化させることにより、充電電流の変化に対応させている。

図９における（６）〜（８）に示す動作は、図３における（６）〜（８）に示す電池電圧の領域に対応している。また、図９において、実線はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のドレイン−ソース間の電圧Ｖｄｓ、破線はドレイン電流Ｉｄを示している。図９から明らかなように、（６）に示した充電電流が大きい領域では、時比率を５０％に維持して複合共振を利用して高い効率を得ている。（７）に示した充電電流ではスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間をともに短くして駆動周波数を高め、電力非伝達期間τを短縮して充電電流を低減している。また、（８）に示した充電電流が小さい領域では、スイッチング素子Ｑ１のオン期間のみを短くして時比率を下げ、充電電流を低減する。

本実施形態の動作では、補充電を行う期間に、充電電流が大きい領域では両方のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の時比率を略５０％に維持したままで駆動周波数を制御し、充電電流が小さい領域では一方のスイッチング素子Ｑ１のオン期間を短くしている。この動作により、補充電を定電圧で行うことができるとともに、充電電流が大きい領域では複合共振を利用して高効率で動作させることになる。また、充電電流が小さい領域では損失が生じるが、充電電力の小さい領域であるから充電過程に占める損失の割合は小さく、全体としては高い効率が期待できる。

ところで、実施形態２で説明したように、オン期間の時比率は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の一方のオン期間を短くするほか、他方のオン期間を長くすることによっても小さくなる。したがって、図３における（８）の領域では、上述したように、スイッチング素子Ｑ１のオン期間を短くすることによって時比率を小さくし、図３における（９）の領域では、スイッチング素子Ｑ２のオン期間を長くすることによって、スイッチング素子Ｑ１の時比率を相対的に小さくする制御を行うことが望ましい。スイッチング素子Ｑ１のオン期間を短くする動作からスイッチング素子Ｑ２のオン期間を長くする動作への移行は、充電電流に対して閾値電流を規定し、閾値電流未満ではスイッチング素子Ｑ２のオン期間を長くすればよい。この動作によって、充電電流が微弱電流である期間において、駆動周波数が高くなりすぎることが防止され、結果的に損失の低下に寄与することになる。

補充電を行う期間おいて、充電電流を実質的に低下させるには、充電電流を間欠的に流してもよい。充電電流を間欠的に流す動作例を図１０に示す。図１０における（６）〜（８）は、図３における（６）〜（８）に対応しており、図１０において期間Ｔ１は充電電流を流している期間、期間Ｔ２は充電電流を停止している期間を表している。図１０の縦軸はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフに対応している。図３の（６）のように、充電電流が大きい期間には、図１０の（６）のように、充電電流が連続的に流されるが、図３の（８）のように、充電電流が小さい期間には、図１０の（８）のように、充電電流は間欠的に流されるのである。また、充電電流を流す期間Ｔ１が短くなり、充電電流を流さない期間Ｔ２が長くなるほど、実質的な充電電流は小さくなる。

図１０に示す動作を採用することにより、充電電流が微弱電流であっても、充電電流を流す期間Ｔ１においては、図９の（６）に示す動作を維持することが可能であり、複合共振によって高い効率が得られ、また雑音の発生も抑制される。すなわち、補充電を行う全領域において、高効率かつ低雑音の動作が可能である。

本実施形態で説明した補充電の動作は実施形態１〜３の技術と組み合わせて用いることができる。また、スイッチング素子Ｑ１のオン期間ではなくスイッチング素子Ｑ２のオン期間でもよい。

（実施形態５）
上述した実施形態では、電池電圧あるいは充電電流に対応するために、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動周波数とオン期間の時比率とを制御している。本実施形態は、充電電圧が大きい変化に対応するために、図１１（ａ）に示すように、トランスＴの二次巻線Ｎ２に中間タップを設けた構成を付加している。図ではトランスＴの二次側のみ記載している。充電装置の一次側の構成は、図１、図２に示した充電装置と同様である。

図１１（ａ）に示す構成において、トランスＴの二次巻線Ｎ２は、センタタップのほかに、２個の中間タップを備えている。２個の中間タップは、センタタップとの間の巻数が等しくなるように設けられている。二次巻線Ｎ２の一端にはダイオードＤ１のアノードが接続され、二次巻線Ｎ２の他端にはダイオードＤ２のアノードが接続される。両ダイオードＤ１，Ｄ２のカソード同士は共通に接続される。また、二次巻線Ｎ２の一方の中間タップにはダイオードＤ３のアノードが接続され、他方の中間タップにはダイオードＤ４のアノードが接続される。両ダイオードＤ３，Ｄ４のカソード同士は共通に接続される。

さらに、ダイオードＤ１，Ｄ２のカソードとダイオードＤ３，Ｄ４のカソードとの間にスイッチＳＷが挿入され、ダイオードＤ３，Ｄ４のカソードと二次巻線Ｎ２のセンタタップとの間に平滑コンデンサＣ４が接続される。図１，図２に示した充電装置と同様に、平滑コンデンサＣ４と二次電池Ｂとの間にはインダクタＬ１が挿入される。

スイッチＳＷは、二次電池Ｂの仕様に応じて自動的に開閉されるように、図１１（ｂ）に示すように、パワーＭＯＳＦＥＴのようなスイッチ素子Ｑｓが用いられ、スイッチ素子Ｑｓの開閉が電池電圧に応じて制御される。すなわち、電池電圧は、抵抗Ｒ２，Ｒ３の接続点の電圧として検出され、抵抗Ｒ２，Ｒ３の接続点の電圧は、コンパレータＣＰを用いて基準電圧Ｖｒｅｆと比較される。コンパレータＣＰは、ヒステリシスが付与され、出力をＨレベルからローレベルに移行させる入力電圧が、出力をＬレベルからＨレベルに移行させる入力電圧よりも低く設定されている。

スイッチ素子Ｑｓは、コンパレータＣＰの出力がＨレベルであるとオンになり、出力がＬレベルであるとオフになるように、コンパレータＣＰの出力に駆動回路ＤＲ１を介して接続される。すなわち、抵抗Ｒ２，Ｒ３、コンパレータＣＰ、駆動回路ＤＲ１によりスイッチ素子Ｑｓのオンオフを制御するスイッチ制御部ＳＣが構成される。

スイッチ制御部ＳＣは、電池電圧を表す抵抗Ｒ２，Ｒ３の接続点の電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ以上になるとスイッチ素子Ｑｓをオンにし、トランスＴの二次巻線Ｎ２の両端からダイオードＤ１，Ｄ２を通して平滑コンデンサＣ４に充電させる。また、スイッチ制御部ＳＣは、電池電圧を表す抵抗Ｒ２，Ｒ３の接続点の電圧が基準電圧Ｖｒｅｆに対して所定電圧以下になるとスイッチ素子Ｑｓがオフにし、トランスＴの二次巻線Ｎ２の中間タップからダイオードＤ３，Ｄ４を通して平滑コンデンサＣ４に充電させる。つまり、電池電圧に応じて、平滑コンデンサＣ４に印加される電圧が切り替えられる。

上述した動作によって、充電電流を定電流に保つ領域において、図１２に示すように、オン期間の時比率（特性ｂ）を一定に保ったまま、スイッチ素子Ｑｓのオンオフと駆動周波数（特性ａ）の変化とにより、電池電圧の変化に対応可能になる。このようにトランスＴの二次巻線Ｎ２から取り出す電圧をスイッチ素子Ｑｓのオンオフによって切り替えるから、駆動周波数の変化のみで電池電圧の変化に対応できる範囲が広くなり、広範囲の電池電圧に亘って駆動周波数の変化のみで定電流制御が可能となる。その結果、実施形態１の構成よりも切替電圧Ｖｓを低くすることが可能であって、電池電圧の広範囲に亘って複合共振の動作を継続して充電電流を流すことが可能になる。すなわち、実施形態１の構成よりも効率を高めることができ、しかも雑音の発生を抑制することになる。

スイッチ素子Ｑｓのオンオフを切り替える電圧は、基準電圧Ｖｒｅｆにより設定される。充電時には電池電圧が時間経過に伴って上昇するから、図１２のように、基準電圧Ｖｒｅｆに対応する電圧Ｖｘを境界として駆動周波数が変化する。ただし、コンパレータＣＰにヒステリシスが付与されているから、電池電圧が基準電圧Ｖｘの付近で変動しても、駆動周波数が変動（チャタリング）することはない。また、図１２に特性ｃとして示すように、電池電圧が電圧Ｖｘの前後である領域では効率は大きく変化せず、電池電圧が切替電圧Ｖｓ未満である第１の制御領域Ａ１でのみ効率が低下する。

充電電流を定電流とするために電池電圧に応じて駆動周波数を調節する場合、実施形態１において説明したように、電池電圧が高いほど電力非伝達期間τを長くするために、駆動周波数を低く設定する。したがって、上述した電圧Ｖｘは、トランスＴの二次巻線Ｎ２の両端からダイオードＤ１，Ｄ２を通して平滑コンデンサＣ４が充電される状態で、電力非伝達期間τがほぼ０になるときの電池電圧よりやや高い電圧に設定する。電池電圧が電圧Ｖｘよりも低い領域では、スイッチ素子Ｑｓがオフになり、トランスＴの二次巻線Ｎ２の中間タップからダイオードＤ３，Ｄ４を通して平滑コンデンサＣ４が充電される。そのため、電池電圧が電圧Ｖｘ以上の領域とほぼ同様の範囲で駆動周波数を変化させることが可能になる。

上述した動作により、第１の制御領域Ａ１は、上述した各実施形態と同様に、一方のスイッチング素子Ｑ１のみのオン期間が短くなり複合共振が生じないが、他方のスイッチング素子Ｑ２のオン期間は複合共振を生じる程度の長さに設定される。また、電池電圧が切替電圧Ｖｓ以上である第２の制御領域Ａ２では、オン期間の時比率が一定に保たれて、駆動周波数は第１の制御領域Ａ１に対し比較的低いから、電池電圧にかかわらず複合共振の動作を行うことになり、高効率かつ低雑音の動作が可能になる。

他の構成および動作は上述した各実施形態と同様であって、上述した本実施形態の特徴構成は、他の実施形態と組み合わせて用いることが可能である。上述の構成例では、二次巻線Ｎ２に２個の中間タップを設けているが、中間タップは偶数個であれば任意の個数設けることが可能である。

なお、上述した各実施形態の充電装置は、ハーフブリッジ型のスイッチング電源を採用しているから、プシュプル型の構成と比較すると、トランスＴの一次巻線に印加する電圧が略半分になる。つまり、一次巻線Ｎ１の巻数がプシュプル型のスイッチング電源よりも少なくなる。ハーフブリッジ型とプシュプル型とでトランスＴの降圧比を一定とすると、一次巻線Ｎ１の巻数が少なくなれば、二次巻線Ｎ２の巻数も少なくなる。その結果、トランスＴによる損失が低減され、トランスＴの小型化に寄与する。ひいては、高効率かつ小型の充電装置を提供することが可能になる。

また、上述した構成例では、スイッチング電源の入力電源が、交流電源ＡＣをダイオードブリッジＤＢで整流し、平滑コンデンサＣ２で平滑した直流電源であるが、入力電源は他の構成の直流電源であってもよい。たとえば、太陽電池などの他の直流電源を用いてもよい。

Ｂ 二次電池
Ｃ２ 平滑コンデンサ（直流電源）
Ｃ４ 平滑コンデンサ（整流平滑回路）
ＣＮ 充電制御回路
Ｃｒ コンデンサ（共振回路）
Ｃｖ ドレイン−ソース間容量（共振回路）
Ｄ１，Ｄ２ ダイオード（整流平滑回路）
ＤＢ ダイオードブリッジ（直流電源）
Ｌ１ インダクタ（整流平滑回路）
Ｌｒ インダクタ（共振回路）
Ｑ１，Ｑ２ スイッチング素子
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３ 抵抗（状態検出回路）
ＳＣ スイッチ制御部
Ｔ トランス（共振回路）
Ｔ１ 漏洩トランス

Claims (10)

1. 入力電源である直流電源の両端間に接続された２個のスイッチング素子の直列回路と、前記スイッチング素子のオンオフを制御する充電制御回路と、前記スイッチング素子のうちの一方に並列に接続されインダクタとトランスの一次巻線とコンデンサとの直列回路を備えた複合共振動作用の共振回路と、前記トランスの二次巻線の出力を整流平滑し二次電池に充電電流を供給する整流平滑回路と、前記二次電池の端子電圧である電池電圧および前記二次電池に流す充電電流を検出する状態検出回路とを備え、前記充電制御回路は、前記インダクタと前記トランスの前記一次巻線と前記コンデンサとで決まる共振周波数よりも高い周波数範囲で電力非伝達期間を形成しながら前記２個の前記スイッチング素子のオンオフを制御するとともに、充電が開始されてから前記状態検出回路が検出した電池電圧が規定の目標電圧に達するまでは充電電流が定電流になり、電池電圧が前記目標電圧に達していると定電圧で充電するように、前記スイッチング素子のオンオフを制御し、さらに、充電電流を定電流とする期間において、電池電圧に応じた切替電圧を設け、電池電圧が当該切替電圧未満である第１の制御領域において、前記２個の前記スイッチング素子のオン期間の時比率を調節することにより、電池電圧が低いほど時比率を小さくするように変化させ、電池電圧が当該切替電圧以上である第２の制御領域において、前記２個の前記スイッチング素子のオン期間が等しくなるように時比率を一定としながら、電池電圧が高いほど前記スイッチング素子の駆動周波数を引き下げることを特徴とする充電装置。
2. 前記充電制御回路は、前記第１の制御領域において、前記２個の前記スイッチング素子のうちのいずれか一方のスイッチング素子のオン期間を一定に保ち、残りの一方のスイッチング素子のオン期間を調節することにより時比率を制御することを特徴とする請求項１記載の充電装置。
3. 前記充電制御回路は、前記第１の制御領域において、前記状態検出回路が検出した電池電圧が規定の閾値電圧以上である領域においては、前記２個の前記スイッチング素子のうちの第１のスイッチング素子のオン期間を一定に保ち、かつ第２のスイッチング素子のオン期間を調節し、電池電圧が閾値電圧未満である領域においては、前記第２のスイッチング素子のオン期間を一定に保ち、かつ前記第１のスイッチング素子のオン期間を調節することを特徴とする請求項１記載の充電装置。
4. 満充電時の電池電圧が異なる複数種類の二次電池に適合する充電装置であって、前記充電制御回路は、前記第２の制御領域において、前記二次電池の仕様ごとに定めた充電電流が流れるように、前記スイッチング素子の駆動周波数を変化させることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の充電装置。
5. 前記充電制御回路は、電池電圧が前記目標電圧に達した後、前記２個の前記スイッチング素子のオン期間が等しくなる状態で時間の経過とともに駆動周波数を高くして充電電流を低減させ、少なくとも電力非伝達期間が消滅する時点から、前記スイッチング素子の一方のオン期間を一定に保ち、充電電流が少ないほど前記スイッチング素子の他方のオン期間を短くあるいは長くすることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の充電装置。
6. 前記充電制御回路は、電池電圧が前記目標電圧に達した後、前記２個の前記スイッチング素子のオン期間が等しくなる状態で時間の経過とともに駆動周波数を高くして充電電流を低減させ、少なくとも電力非伝達期間が消滅する時点から、前記スイッチング素子の一方のオン期間を一定に保ち、充電電流が少ないほど前記スイッチング素子の他方のオン期間を短くあるいは長くするとともに、充電電流が規定の閾値電流未満である領域においては、前記スイッチング素子の前記他方のオン期間を一定に保ち、前記スイッチング素子の前記一方のオン期間を長くあるいは短くすることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の充電装置。
7. 前記充電制御回路は、電池電圧が前記目標電圧に達した後、前記スイッチング素子のオンオフ動作を間欠的に行って、充電電流を流す期間と停止させる期間とを設け、時間の経過とともに充電電流を停止させる期間を長くすることにより充電電流を低減させることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の充電装置。
8. 前記トランスの前記二次巻線の両端からの出力を整流平滑する経路に挿入されたスイッチと、電池電圧が規定の電圧を超えるまでは前記スイッチをオフにして前記トランスの前記二次巻線に設けた中間タップからの出力を整流平滑させ、電池電圧が前記規定の電圧を超えると前記スイッチをオンにして前記トランスの前記二次巻線の両端からの出力を整流平滑させるスイッチ制御部とを備えることを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の充電装置。
9. 前記トランスは漏洩トランスであって、前記インダクタは前記漏洩トランスの漏洩インダクタンスを用いることを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載の充電装置。
10. 前記二次電池はリチウムイオン電池であることを特徴とする請求項１〜９のいずれか１項に記載の充電装置。

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