JP5841882B2 - アナログ駆動回路および位置制御回路 - Google Patents

Description

本発明は、コイルを駆動する駆動回路に関し、例えば、カメラモジュールの位置制御回路や、カメラモジュールのＡＦ制御回路などにおけるノイズの低減に関する。

カメラモジュールの位置制御では、レンズを移動させるためのコイルに対して、電流を供給することにより、レンズを移動させる方法などが知られている。すなわち、レンズに固着した磁石が発する磁場をＨＡＬＬ素子で検知することでレンズの現在位置相当値を獲得し、レンズの現在位置とレンズの目標位置との差分を埋めるように、例えば位置制御用のＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）に接続されたコイルに対して電流を供給することにより、レンズを目標位置に移動させるようにしている。

例えば、このコイルの駆動方式の一例として、コイルを駆動させるＨブリッジ回路をＰＷＭ制御する方法が知られている（例えば、特許文献１参照）。
図５にレンズに固着した磁石から発する磁場をＨＡＬＬ素子で検知し、これに基づきカメラモジュールのコイルに電流を供給する回路を示す。
図５において、Ａはカメラモジュール、Ｂは位置制御回路であって、位置制御回路Ｂは例えばＩＣ回路として構成される。

カメラモジュールＡは、位置調整対象としてのレンズＡ１１と、このレンズＡ１１に固着された磁石Ａ１２と、レンズＡ１１を移動させるコイルＡ１３とを含んで構成される。
位置制御回路Ｂは、磁石Ａ１２が発する磁場を電気信号に変換するＨＡＬＬ素子Ｂ１と、ＨＡＬＬ素子Ｂ１により変換された電気信号Ｌ１−１、Ｌ１−２を増幅する増幅段Ｂ２と、増幅した信号Ｌ２をバッファするＢＵＦＦＥＲ回路Ｂ３と、レンズＡ１１の目標位置を指示するためのレンズ位置指示信号を生成するレンズ位置指示信号生成回路Ｂ４と、ＢＵＦＦＥＲ回路Ｂ３でバッファされたバッファ信号Ｌ３とレンズ位置指示信号生成回路Ｂ４から出力されたレンズ位置指示信号Ｌ４とを比較し、レンズ位置指示信号生成回路Ｂ４およびレンズ位置指示信号Ｌ４をもとに、レンズＡ１１の現在位置をレンズ位置指示信号Ｌ４で指定される目標位置に移動させるための制御信号Ｌ５を出力するＰＩＤ回路Ｂ５と、ＰＩＤ回路Ｂ５からの制御信号Ｌ５をもとに、ＰＷＭ制御方式でＨブリッジ回路Ｂ７を制御するためのＰＷＭ信号を生成する、ドライバ制御（ＤＲＩＶＥＲ−ＣＯＮＴＲＯＬ）回路Ｂ６と、を備え、これら回路は、電源ＶＤＤライン、電源ＶＳＳライン間に並列に接続されている。

Ｈブリッジ回路Ｂ７は、直列に接続された、Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタＰＭＯＳからなるトランジスタＴｒｐ１およびＮチャネル型ＭＯＳトランジスタからなるＴｒｎ１と、直列に接続された、Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタＰＭＯＳからなるトランジスタＴｒｐ２およびＮチャネル型ＭＯＳトランジスタからなるトランジスタＴｒｎ２と、が電源ＶＤＤおよびＶＳＳ間に並列に接続されてなる。そして、トランジスタＴｒｐ１とＴｒｎ１との接続点およびトランジスタＴｒｐ２とＴｒｎ２との接続点がコイルＡ１３の両端に接続され、これら接続点がＨブリッジ回路Ｂ７の出力端子ＯＵＴ１、ＯＵＴ２となり、出力端子ＯＵＴ１、ＯＵＴ２の電圧が出力信号Ｖｏｕｔ１、Ｖｏｕｔ２としてコイルＡ１３の両端に印加されることにより、ＰＩＤ回路Ｂ５からの制御信号Ｌ５に応じた電流を供給する。

図６は、ＰＷＭ制御方式によるＰＷＭ信号を生成するドライバ制御回路Ｂ６およびＨブリッジ回路Ｂ７の具体例を示したものである。
まず、ドライバ制御回路Ｂ６は、ＰＩＤ回路Ｂ５からの信号Ｎ１（＝図５中のＬ５）をバッファするＡＭＰ（Ｂ６１）と、基準電圧信号を生成する基準電圧生成回路Ｂ６２と、ＡＭＰ（Ｂ６１）６１でバッファされた信号Ｎ２を基準電圧生成回路Ｂ６２で生成された基準電圧信号Ｎ４を基準に反転増幅するＡＭＰ（Ｂ６３）と、鋸波からなる信号を生成する鋸波生成回路Ｂ６４と、鋸波生成回路Ｂ６４からの鋸波信号Ｎ５とＡＭＰ（Ｂ６１）の出力信号Ｎ２とを比較して２値化された信号Ｃ１を出力するコンパレータＢ６５と、鋸波生成回路Ｂ６４の鋸波信号Ｎ５とＡＭＰ（Ｂ６３）の出力信号Ｎ３とを比較して２値化された信号Ｃ２を出力するコンパレータＢ６６と、コンパレータＢ６５の出力信号Ｃ１とコンパレータＢ６６の出力信号Ｃ２とにより、Ｈブリッジ回路Ｂ７の出力端子間に流れる電流の方向、言い換えればカメラモジュールＡのレンズＡ１１の移動方向を決める位相比較器Ｂ６７と、Ｈブリッジ回路Ｂ７を構成するトランジスタのうち、電源ＶＤＤ−ＶＳＳ間に直列に接続されたトランジスタＴｒｐ１およびトランジスタＴｒｎ１が同時にオン状態となることを防ぐための駆動信号Ｐ１１およびＮ１１を位相比較器Ｂ６７の出力信号Ｃ１１をもとに生成するＮｏｎ−Ｏｖｅｒｌａｐ回路Ｂ６８と、直列に接続されたトランジスタＴｒｐ２およびトランジスタＴｒｎ２が同時にオン状態となることを防ぐための駆動信号Ｐ２１およびＮ２１を位相比較器Ｂ６７の出力信号Ｃ２１に基づき生成するＮｏｎ−Ｏｖｅｒｌａｐ回路Ｂ６９と、を備える。

Ｈブリッジ回路Ｂ７を構成する、各トランジスタＴｒｐ１およびＴｒｎ１、トランジスタＴｒｐ２およびＴｒｎ２には、それぞれ寄生ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４が存在する。また、電源ＶＤＤ−ＶＳＳラインには寄生インダクタンスＡ２、Ａ３が存在する。
図７および図８は、図６で示した各信号線の状態遷移を表したものである。
図７は、ＡＭＰ（Ｂ６１）でバッファされた信号Ｎ２が基準電圧生成回路Ｂ６２から出力された信号Ｎ４よりも大きい場合の各信号線の状態遷移を表す。図８は、ＡＭＰ（Ｂ６１）でバッファされた信号Ｎ２が基準電圧生成回路Ｂ６２から出力された信号Ｎ４よりも小さい場合の各信号線の状態遷移を表す。

図７および図８において、（ａ）はＡＭＰ（Ｂ６１）でバッファされた信号Ｎ２と基準電圧信号Ｎ４と、ＡＭＰ（Ｂ６１）でバッファされた信号Ｎ２を、基準電圧信号Ｎ４を基準に反転増幅した信号Ｎ３と、を表す。また（ｂ）は鋸波生成回路Ｂ６４の鋸波信号Ｎ５とＡＭＰ（Ｂ６１）の出力信号Ｎ２とを比較し２値化した信号Ｃ１、（ｃ）は鋸波生成回路Ｂ６４の鋸波信号Ｎ５とＡＭＰ（Ｂ６３）の出力信号Ｎ３とを比較し２値化した信号Ｃ２、（ｄ）はレンズＡ１１の移動方向を決める、Ｎｏｎ−Ｏｖｅｒｌａｐ回路Ｂ６８用の出力信号Ｃ１１、（ｅ）はＮｏｎ−Ｏｖｅｒｌａｐ回路Ｂ６８の内部で生成される信号であって、位相比較器Ｂ６７の出力信号Ｃ１１を遅延させた信号ＣＤ１１、（ｆ）、（ｇ）はＮｏｎ−Ｏｖｅｒｌａｐ回路Ｂ６８で生成された、トランジスタＴｒｐ１およびトランジスタＴｒｎ１が同時にオン状態となることを防ぐための駆動信号Ｐ１１、Ｎ１１、（ｈ）は出力端子ＯＵＴ１からの出力信号Ｖｏｕｔ１、（ｉ）はレンズＡ１１の移動方向を決めるＮｏｎ−Ｏｖｅｒｌａｐ回路Ｂ６９用の出力信号Ｃ２１、（ｊ）はＮｏｎ−Ｏｖｅｒｌａｐ回路Ｂ６９の内部で生成される信号であって、位相比較器Ｂ６７の出力信号Ｃ２１を遅延させた信号ＣＤ２１、（ｋ）、（ｌ）はＮｏｎ−Ｏｖｅｒｌａｐ回路Ｂ６９で生成された、トランジスタＴｒｐ２およびトランジスタＴｒｎ２が同時にオン状態となることを防ぐための駆動信号Ｐ２１、Ｎ２１、（ｍ）は出力端子ＯＵＴ２からの出力信号Ｖｏｕｔ２である。

特開２００１−１０２２３３号公報

図７および図８からわかるように、ＰＷＭ制御方式では、Ｈブリッジ回路Ｂ７を構成するトランジスタがフルＯＮ／フルＯＦＦする動作を繰り返す、スイッチング動作が行われる。
ここで、スイッチング動作とは、図７および図８で出力信号Ｖｏｕｔ１（ｈ）、Ｖｏｕｔ２（ｉ）が、Ｈｉｇｈ→Ｌｏｗ、Ｌｏｗ→Ｈｉｇｈと変化する動作、すなわちＶＤＤからＶＳＳまで変化する動作のことをいう。

Ｈブリッジ回路Ｂ７では、このスイッチング動作が行われるタイミングで電源ＶＤＤ−ＶＳＳ間に流れる電流の経路が変わる。電流の経路には電源ＶＤＤ→Ｔｒｐ１→出力端子ＯＵＴ１→コイルＡ１３→出力端子ＯＵＴ２→Ｔｒｎ２→ＧＮＤ（ＶＳＳ）という電流経路と、電源ＶＤＤ→Ｔｒｐ２→出力端子ＯＵＴ２→コイルＡ１３→出力端子ＯＵＴ１→Ｔｒｎ１→ＧＮＤ（ＶＳＳ）という電流経路とがあり、この電流経路が変わるタイミングで、Ｈブリッジ回路Ｂ７を構成する各トランジスタＴｒｐ１、Ｔｒｎ１、Ｔｒｐ２およびＴｒｎ２のトランジスタがＯＦＦ状態となり、電流経路が切れる。

このとき電源ＶＤＤ側へは、トランジスタＴｒｐ１、Ｔｒｐ２の寄生ダイオードＤ１またはＤ２を介して電源ＶＤＤへ電流が逆流し、電源ＶＳＳ側からはトランジスタＴｒｎ１、Ｔｒｎ２の寄生ダイオードＤ３またはＤ４を介して、電源ＶＳＳから電流が逆流する。
この逆流した電流と電源ＶＤＤ−ＶＳＳラインの寄生インダクタンスＡ２、Ａ３とが作用して電源ＶＤＤライン、電源ＶＳＳラインが揺れる。

この電源ＶＤＤライン、電源ＶＳＳラインの揺れがノイズとして、各回路の電源ＶＤＤライン、電源ラインＶＳＳに伝播し、図９に示すように、各回路の出力信号、例えば目標位置を指示する信号やＨＡＬＬ素子で検知した信号の信号ラインに乗ることになる。
この図９は、図５に示す、位置制御回路Ｂにおいてノイズがのる様子を表したものである。

また、この電源ＶＤＤライン、電源ＶＳＳラインの揺れが出力信号に影響を与える様子を図１０および図１１に示す。図１０および図１１では、一例として出力信号Ｖｏｕｔ１がＨｉｇｈ→Ｌｏｗに切替わるときの図６の各信号線の状態遷移を表す。
なお、図１０および図１１において、（ａ）は信号Ｎ２およびＮ３と鋸波生成回路６４の鋸波信号Ｎ５、（ｂ）はコンパレータＢ６５から出力される信号Ｃ１、（ｃ）、（ｄ）はＮｏｎ−Ｏｖｅｒｌａｐ回路Ｂ６８からで生成された駆動信号Ｐ１１、Ｎ１１、（ｅ）、（ｆ）はＮｏｎ−Ｏｖｅｒｌａｐ回路Ｂ６９で生成された駆動信号Ｐ２１、Ｎ２１、（ｇ）は出力端子ＯＵＴ１からの出力信号Ｖｏｕｔ１、（ｈ）は出力端子ＯＵＴ２からの出力信号Ｖｏｕｔ２、（ｉ）は、出力端子ＯＵＴ１からＯＵＴ２側に流れる電流、（ｊ）は電源ＶＤＤラインに流れる電流、（ｋ）は電源ＶＤＤラインの電圧である。

まず、電源ラインに寄生インダクタンスがない場合の各信号の動作を、図１０を伴って説明する。
いま、信号Ｎ２およびＮ３と、鋸波信号Ｎ５とが図１０中に示す状態ｔ１にあるものとする。
この状態ｔ１では、信号Ｎ２は信号Ｎ３よりも大きく、且つ信号Ｎ２が鋸波信号Ｎ５よりも大きく、コンパレータ６５の出力信号Ｃ１はＨｉｇｈレベル、各トランジスタＴｒｐ１、Ｔｒｎ１、Ｔｒｐ２、Ｔｒｎ２への駆動信号Ｐ１１、Ｎ１１、Ｐ２１、Ｎ２１は、それぞれＬｏｗレベル、Ｌｏｗレベル、Ｈｉｇｈレベル、Ｈｉｇｈレベルである。このため、出力信号Ｖｏｕｔ１はＨｉｇｈレベル、出力信号Ｖｏｕｔ２はＬｏｗレベルとなり、出力端子ＯＵＴ１からＯＵＴ２の方向に電流が流れる。

この状態ｔ１から、信号Ｎ２と鋸波信号Ｎ５のレベルの大小が反転し、信号Ｎ２が鋸波信号Ｎ５よりも小さい状態ｔ２となると、コンパレータ６５の出力信号Ｃ２はＬｏｗレベルに切り替わり、Ｈブリッジ回路７Ｂを構成する各トランジスタＴｒｐ１、Ｔｒｎ１、Ｔｒｐ２、Ｔｒｎ２は、全てオフ状態に切り替わる。そのため、出力信号Ｖｏｕｔ１はＬｏｗレベルとなり、出力端子ＯＵＴ１およびＯＵＴ２間に電流を流さない状態に遷移する。

この時、電源ＶＤＤライン、電源ＶＳＳラインの寄生インダクタンスはないため逆方向に電流は流れず、位置制御回路Ｂを構成するＩＣ回路内部の電源ＶＤＤライン、電源ＶＳＳラインの電源電圧が変動することはなく、図５のＨＡＬＬ素子Ｂ１から出力される電気信号Ｌ１−１、Ｌ１−２やレンズ位置指示信号Ｌ４、図６中の信号Ｎ２などには、影響を及ぼさない。

次に、図１１に示す、電源ラインに寄生インダクタンスがある場合の各信号の動作説明を行う。
いま、図１０と同様に、信号Ｎ２およびＮ３と、鋸波信号Ｎ５とが図１１中に示す状態ｔ１にあるものとする。
このとき、図１０で説明したように、出力信号Ｖｏｕｔ１はＨｉｇｈレベル、出力信号Ｖｏｕｔ２はＬｏｗレベルとなり、出力端子ＯＵＴ１からＯＵＴ２の方向に電流が流れる。

次に、信号Ｎ２と鋸波信号Ｎ５のレベルの大小が反転する状態ｔ２となり、Ｈブリッジ回路７Ｂを構成する各トランジスタＴｒｐ１、Ｔｒｎ１、Ｔｒｐ２、Ｔｒｎ２が全てオフ状態に切り換わると、出力信号Ｖｏｕｔ１はＬｏｗレベルとなり、電流を流さなくなる状態に遷移しようとする。
しかしながら、このとき、電源ＶＤＤラインおよび電源ＶＳＳラインの寄生インダクタンスＡ２、Ａ３により逆方向に電流が流れ、電源ＶＤＤライン、電源ＶＳＳラインの寄生抵抗分だけ、位置制御回路Ｂを構成するＩＣ回路の内部の電源ＶＤＤライン、電源ＶＳＳラインの電源電圧が変動することになる。これら電源ＶＤＤライン、電源ＶＳＳラインにおける電源電圧の変動は、図５のＨＡＬＬ素子Ｂ１から出力される電気信号Ｌ１−１、Ｌ１−２やレンズ位置指示信号Ｌ４、図６のＡＭＰ（Ｂ６１）の信号Ｎ２などを揺らすことになる。つまり、これら信号にノイズが生じることになる
一例として図６中の信号Ｎ２が揺らされた場合、出力信号Ｖｏｕｔ１は図１１中の区間Ｌでは、図１０に示すように、本来Ｌｏｗレベルとなるはずである。しかしながら、信号Ｎ２が揺らされることにより、信号Ｎ２と鋸波信号Ｎ５とのレベルの大小関係が再び反転し、信号Ｎ２が揺れの大きさによる信号Ｎ２と鋸波信号Ｎ５とのレベルの大小関係により、区間Ｌで、信号Ｃ１がＨｉｇｈレベルとなることが生じ、このため、出力信号Ｖｏｕｔ１がＨｉｇｈレベルとなる状態が生じる。

出力信号Ｖｏｕｔ１がＨｉｇｈレベルとなると、前述の状態ｔ１と同じ状態となるため、出力端子ＯＵＴ１からＯＵＴ２方向に電流を流すことになる。そして、しばらくすると、また、信号Ｎ２と鋸波信号Ｎ５のレベルの大小が反転する。そのため、前述の状態ｔ２と同じ状態となるため、出力端子ＯＵＴ１およびＯＵＴ２間に電流を流さない状態となる。そして、信号Ｎ２の揺れに伴って、状態ｔ１と状態ｔ２とが繰り返されることになる。

つまり、図１２に示すように、出力端子ＯＵＴ１またはＯＵＴ２がオフ状態に切り換わると（ステップＳｔ１）、電流が位置制御回路Ｂを構成するＩＣ回路内の電源ＶＤＤライン、電源ＶＳＳラインの電源電圧を変動させる（ステップＳｔ２）。
そのため、ＩＣ回路内の各部の信号レベルが変動し、ドライバ制御回路Ｂ６においても内部の信号レベルが変動し（ステップＳｔ３）、ドライバ制御回路Ｂ６において、コンパレータＢ６５、Ｂ６６の出力信号Ｃ１、Ｃ２が期待値と異なる値となり（ステップＳｔ４）、期待したＤｕｔｙ比で、出力信号Ｖｏｕｔ１、Ｖｏｕｔ２が出力されない（ステップＳｔ５）。

その結果、コイルＡ１３に供給される電流量が期待値と異なる値となり、このコイルＡ１３に流れる電流量に応じて位置制御されるレンズＡ１１が目標位置で安定しない（ステップＳｔ６）。このステップＳｔ１からステップＳｔ６の一連のループが繰り返されることになる。
このように、レンズ位置指示信号Ｌ４やＨＡＬＬ素子Ｂ１で検知した電気信号Ｌ１−１、Ｌ１−２にノイズが重畳されると、位置制御の精度が悪化する。

そこで、本発明は、上記した点に鑑みてなされたものであり、位置制御などにおいてコイルを駆動する際に、ノイズにより位置制御の精度が悪化することを抑制するアナログ駆動回路および位置制御回路を提供することを目的としている。

本発明の請求項１にかかるアナログ駆動回路は、駆動対象物の目標位置を指示する指示信号と前記駆動対象物の現在位置を表すホール素子の出力信号とに基づいて制御信号を出力するＰＩＤ回路と、前記制御信号に基づいて、第１指令信号及び第２指令信号を生成する制御部と、前記第１指令信号に基づいて第１出力信号を生成しコイルの一端に供給する第１アナログ演算増幅器と、前記第２指令信号に基づいて第２出力信号を生成し前記コイルの他端に供給する第２アナログ演算増幅器と、を備え、前記ホール素子は、電源ラインと接地ラインとの間に接続され、前記第１アナログ演算増幅器は、前記電源ラインと前記接地ラインとの間に直列に接続された２つのトランジスタを含み、当該２つのトランジスタの接続点が前記コイルの一端に接続される第１の出力部を有し、前記第２アナログ演算増幅器は、前記電源ラインと前記接地ラインとの間に直列に接続された２つのトランジスタを含み、当該２つのトランジスタの接続点が前記コイルの他端に接続される第２の出力部を有することを特徴としている。

また、請求項２にかかるアナログ駆動回路は、前記第１の出力部及び前記第２の出力部それぞれに含まれる２つのトランジスタは、それぞれ前記第１指令信号及び前記第２指令信号に基づいて線形領域のみで動作することを特徴としている。

さらに、請求項３にかかるアナログ駆動回路は、前記制御部は、前記制御信号を反転した前記第１指令信号と、前記第１指令信号を反転した前記第２指令信号を生成することを特徴としている。
また、請求項４にかかるアナログ駆動回路は、前記第１アナログ演算増幅器の前記第１の出力部は、前記第１指令信号と基準電圧との差分信号に基づいてアナログ制御され、前記第２アナログ演算増幅器の前記第２の出力部は、前記第２指令信号と基準電圧との差分信号に基づいてアナログ制御されることを特徴としている。
さらに、本発明の請求項５にかかるアナログ駆動回路は、コイルの一端に出力端が接続される第１アナログ演算増幅器と、前記コイルの他端に出力端が接続される第２アナログ演算増幅器と、駆動対象物の目標位置を指示する指示信号と前記駆動対象物の現在位置を表すホール素子の出力信号とに基づいて制御信号を出力するＰＩＤ回路と、前記制御信号に基づき、前記第１アナログ演算増幅器および前記第２アナログ演算増幅器に入力される指令信号を生成する制御部と、を備え、前記第１アナログ演算増幅器および前記第２アナログ演算増幅器は、直列に接続された２つのトランジスタをそれぞれ有し、且つ、当該２つのトランジスタの接続点が前記第１アナログ演算増幅器および前記第２アナログ演算増幅器それぞれの出力端をなし、前記制御部の前記指令信号に基づいて、前記２つのトランジスタは、それぞれ線形領域のみで動作することを特徴としている。
さらに、本発明の請求項６にかかるアナログ駆動回路は、前記第２指令信号は、前記第１指令信号の反転信号であることを特徴としている。
また、本発明の請求項７にかかる位置制御回路は、請求項１から請求項６のいずれか一項に記載のアナログ駆動回路と、ホール素子と、を備え、前記ホール素子で検知した磁場から予測される前記レンズの位置と前記レンズの目標位置とが一致するように制御することを特徴としている。

コイルの両端に２つのアナログ演算増幅器の出力端をそれぞれ接続し、コイルの両端の電位差に応じた電流がコイルに流れるようにしたため、コイルに流れる電流量をスイッチング動作することなく制御することができる。すなわちスイッチングノイズが発生しないため、より精度の高いレンズ位置制御を行うことができる。

本発明のアナログ駆動回路の一例を示す回路図である。 図１中のＡＭＰ型ドライバとドライバ制御回路の一例を示す回路図である。 図２の各部の信号の状態遷移の一例を示す図である。 図２の各部の信号の状態遷移の一例を示す図である。 従来のアナログ駆動回路の一例を示す回路図である。 図５中のＨブリッジ回路とドライバ制御回路の一例を示す回路図である。 図６の各部の信号の状態遷移の一例を示す図である。 図６の各部の信号の状態遷移の一例を示す図である。 従来のアナログ駆動回路において電源が揺れたときの揺れの伝播状況を説明する図である。 電源が揺れることにより、揺れが各部に伝播し、各部の信号が揺れる状態の遷移を、一例をあげて説明した図である。 電源が揺れることにより、揺れが各部に伝播し、各部の信号が揺れる状態の遷移を、一例をあげて説明した図である。 カメラレンズが揺れるメカニズムを説明するための図である。

以下、図面を参照して本発明のアナログ駆動回路を適用した位置制御回路について図１を伴って説明する。
ここでは、カメラモジュール１０のレンズの位置調整を行う位置制御回路２０に適用した場合について説明する。
図１において、１０はカメラモジュール、２０は位置制御回路であって、位置制御回路２０は例えばＩＣ回路として構成される。

カメラモジュール１０は、前記カメラモジュール位置調整対象としてのレンズ１１と、このレンズ１１に固着された磁石１２と、レンズ１１を移動させるコイル１３とを含んで構成される。なお、カメラモジュール１０は、前述のカメラモジュールＡと同一機能構成を有する。
位置制御回路２０は、ＨＡＬＬ素子２１と、増幅段２２と、バッファ（ＢＵＦＦＥＲ）回路２３と、レンズ位置指示信号生成回路２４と、ＰＩＤ回路２５と、ドライバ制御（ＤＲＩＶＥＲ−ＣＯＮＴＲＯＬ）回路２６と、ＡＭＰ型ドライバ２７および２８と、を備え、これら各部は、電源ＶＤＤ−ＶＳＳ間に並列に接続されている。

ＨＡＬＬ素子２１と、増幅段２２と、バッファ回路２３と、レンズ位置指示信号生成回路２４と、ＰＩＤ回路２５とは、上記位置制御回路Ｂにおける各部と同等の機能構成を有する。すなわち、ＨＡＬＬ素子２１は、カメラモジュール１０の磁石１２が発する磁場を電気信号に変換し、電気信号Ｓ２１ａ、Ｓ２１ｂを増幅段２２に出力する。
増幅段２２は、ＨＡＬＬ素子２１から入力される電気信号Ｓ２１ａ、Ｓ２１ｂを増幅し、増幅した信号Ｓ２２をバッファ回路２３に出力する。バッファ回路２３は、増幅段２２から入力した信号Ｓ２２をバッファする。

レンズ位置指示信号生成回路２４は、レンズ１１の目標位置を指示するためのレンズ位置指示信号Ｓ２４を生成する。
ＰＩＤ回路２５は、バッファ回路２３でバッファされたバッファ信号Ｓ２３と、レンズ位置指示信号生成回路２４で生成されたレンズ位置指示信号Ｓ２４とを入力し、バッファ信号Ｓ２３から特定されるレンズ１１の現在位置と、レンズ位置指示信号Ｓ２４により指示されるレンズ１１の目標位置とから、レンズ１１を目標位置に移動させるための制御信号Ｓ２５を出力する。

ドライバ制御回路２６は、ＰＩＤ回路２５からの制御信号Ｓ２５に基づき、ＡＭＰ型ドライバ２７および２８を駆動する指令信号Ｓ２６ａ、Ｓ２６ｂを生成する。
ＡＭＰ型ドライバ２７および２８は、ドライバ制御回路２６からの指令信号Ｓ２６ａ、Ｓ２６ｂに基づき、出力信号Ｖｏｕｔ１、Ｖｏｕｔ２を生成する。この出力信号Ｖｏｕｔ１、Ｖｏｕｔ２はカメラモジュール１０のコイル１３の両端に供給される。

なお、図１において、３１および３２は、電源ＶＤＤラインおよび電源ＶＳＳラインに生じる寄生インダクタンスである。
図２は、ドライバ制御回路２６と、ＡＭＰ型ドライバ２７および２８の一例を示す構成図である。
ドライバ制御回路２６は、ＡＭＰ４１と、ＡＭＰ４２と、基準電圧生成回路４３と、を備える。

ＡＭＰ４１は、基準電圧生成回路４３で生成した基準電圧Ｓ４３を基準電圧としてＰＩＤ回路２５からの制御信号Ｓ２５を反転増幅する。すなわちＡＭＰ４１の反転入力端子にはＰＩＤ回路２５からの制御信号Ｓ２５が抵抗Ｒ２６ａを介して入力されるとともに、反転入力端子はＡＭＰ４１の出力端子とフィードバック抵抗Ｒ２６ｂを介して接続される。ＡＭＰ４１の非反転入力端子には基準電圧生成回路４３で生成した基準電圧Ｓ４３が入力される。ＡＭＰ４１の出力は指令信号Ｓ２６ａとして、ＡＭＰ型ドライバ２７に出力される。なお、基準電圧Ｓ４３は、電源ＶＤＤ−ＶＳＳ間の中間電位程度の値に設定される。

ＡＭＰ４２は、基準電圧生成回路４３で生成した基準電圧Ｓ４３を基準電圧としてＡＭＰ４１から出力される指令信号Ｓ２６ａを反転増幅する。すなわちＡＭＰ４２の反転入力端子にはＡＭＰ４１からの指令信号Ｓ２６ａが抵抗Ｒ２６ｃを介して入力されるとともに、反転入力端子はＡＭＰ４２の出力端子とフィードバック抵抗Ｒ２６ｄを介して接続される。ＡＭＰ４２の非反転入力端子には基準電圧生成回路４３で生成した基準電圧Ｓ４３が入力される。ＡＭＰ４２の出力は指令信号Ｓ２６ｂとして、ＡＭＰ型ドライバ２８に出力される。

ＡＭＰ型ドライバ２７は、ドライバ制御回路２６からの指令信号Ｓ２６ａを反転増幅し、出力信号Ｖｏｕｔ１を生成するアナログ演算増幅器である。
図２に、ＡＭＰ型ドライバ２７の一例を示す。なお、ＡＭＰ型ドライバ２７は、図２に示す構成に限るものではなく、アナログ演算増幅器を含んで構成され、ドライバ制御回路２６からの指令信号Ｓ２６ａを反転増幅するアナログ型の回路であれば適用することができる。

図２に示すＡＭＰ型ドライバ２７は、例えば第１ゲート信号生成部５１と、第２ゲート信号生成部５２と、出力部５３とを備える。
第１ゲート信号生成部５１は、出力部５３を構成する後述の、直列に接続されたＰチャネル型ＭＯＳトランジスタ１１２およびＮチャネル型ＭＯＳトランジスタ１１３のうち、Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタ１１２用のゲート信号を生成し、第２ゲート信号生成部５２は、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ１１３用のゲート信号を生成する。

図２に示すように、第１ゲート信号生成部５１は、電源ＶＤＤ−ＶＳＳ間に定電流源１０１を介して接続される。第１ゲート信号生成部５１は、直列に接続されたＰチャネル型ＭＯＳトランジスタ１０２およびＮチャネル型ＭＯＳトランジスタ１０３と、直列に接続されたＰチャネル型ＭＯＳトランジスタ１０４およびＮチャネル型ＭＯＳトランジスタ１０５とを備える。なお、以下、Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタ、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタは、単にトランジスタともいう。

そして、直列に接続されたトランジスタ１０２および１０３のトランジスタ１０２側の端部と、直列に接続されたトランジスタ１０４および１０５のトランジスタ１０４側の端部とが定電流源１０１に接続され、トランジスタ１０３側の端部とトランジスタ１０５側の端部とが低電位側の電源ＶＳＳに接続される。
トランジスタ１０２のゲートは、ドライバ制御回路２６のＡＭＰ４１の出力端子と抵抗Ｒ２７ａを介して接続されるとともに、フィードバック抵抗Ｒ２７ｂを介してＡＭＰ型ドライバ２７の出力端子と接続される。

トランジスタ１０４のゲートは、ドライバ制御回路２６の基準電圧生成回路４３に接続される。
トランジスタ１０３およびトランジスタ１０５のゲートは、トランジスタ１０２および１０３の接続点と接続される。トランジスタ１０４および１０５の接続点が第１ゲート信号生成部５１の出力端子となる。つまり第１ゲート信号生成部５１はトランジスタ１０２および１０４のゲートへの信号を入力信号とし、これらの差分信号を出力する。

第２ゲート信号生成部５２は、電源ＶＤＤ−ＶＳＳ間に直列に接続された、Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタ１０６とＮチャネル型ＭＯＳトランジスタ１０７および１０８と、同様に電源ＶＤＤ−ＶＳＳ間に直列に接続された定電流源１０９とＮチャネル型ＭＯＳトランジスタ１１０および１１１と、を備える。トランジスタ１０６のゲートは、第１ゲート信号生成部５１のトランジスタ１０４および１０５の接続点、すなわち出力端子と接続される。

トランジスタ１０７のゲートとトランジスタ１０８のゲートとトランジスタ１１０のゲートと、トランジスタ１０６および１０７の接続点とが接続され、トランジスタ１１１のゲートと、定電流源１０９およびトランジスタ１１０の接続点とが接続される。
出力部５３は、電源ＶＤＤ−ＶＳＳ間に直列に接続されたＰチャネル型ＭＯＳトランジスタ１１２およびＮチャネル型ＭＯＳトランジスタ１１３を備え、トランジスタ１１２および１１３の接続点が出力端子ＯＵＴ１となる。この出力端子ＯＵＴ１は、カメラモジュール１０のコイル１３の一端に接続される。

トランジスタ１１２のゲートは、第１ゲート信号生成部５１の出力端子、つまりトランジスタ１０４および１０５の接続点と接続される。トランジスタ１１２のゲートは、定電流源１０９およびトランジスタ１１０の接続点と接続される。
また、出力端子ＯＵＴ１は、定電流源１０９およびトランジスタ１１０の接続点とトランジスタ１１１および１１３のゲートにコンデンサＣ２７ａを介して接続されるとともに、直列に接続された抵抗Ｒ２７ｃおよびコンデンサＣ２７ｂを介して、第１ゲート信号生成部５１の出力端子（トランジスタ１０４および１０５の接続点）と接続される。

ＡＭＰ型ドライバ２８は、ドライバ制御回路２６からの指令信号Ｓ２６ｂを反転増幅し、出力信号Ｖｏｕｔ２を生成するアナログ演算増幅器である。
図２に示すように、ＡＭＰ型ドライバ２８は、第１ゲート信号生成部６１と、第２ゲート信号生成部６２と、出力部６３と、を備える。
第１ゲート信号生成部６１は、出力部６３を構成する後述の、直列に接続されたＰチャネル型ＭＯＳトランジスタ１１４およびＮチャネル型ＭＯＳトランジスタ１１５のうち、Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタ１１４用のゲート信号を生成し、第２ゲート信号生成部６２は、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ１１５用のゲート信号を生成する。

第１ゲート信号生成部６１は、ＡＭＰ型ドライバ２７の第１ゲート信号生成部５１と同一構成を有する。そして、この第１ゲート信号生成部６１では、トランジスタ１０２のゲートは、ドライバ制御回路２６のＡＭＰ４２の出力端子と抵抗Ｒ２８ａを介して接続されるとともに、フィードバック抵抗Ｒ２８ｂを介してＡＭＰ型ドライバ２８の出力端子と接続される。

トランジスタ１０４のゲートは、ドライバ制御回路２６の基準電圧生成回路４３に接続される。トランジスタ１０４および１０５の接続点が第２ゲート信号生成部５２の出力端子となる。
第２ゲート信号生成部６２は、ＡＭＰ型ドライバ２７の第２ゲート信号生成部５２と同一構成を有する。

出力部６３は、電源ＶＤＤ−ＶＳＳ間に直列に接続されたＰチャネル型ＭＯＳトランジスタ１１４およびＮチャネル型ＭＯＳトランジスタ１１５を備え、これらの接続点が出力端子ＯＵＴ２となる。この出力端子ＯＵＴ２は、カメラモジュール１０のコイル１３の他端に接続される。
このトランジスタ１１４のゲートは、第１ゲート信号生成部６１の出力端子、つまりトランジスタ１０４および１０５の接続点と接続される。トランジスタ１１５のゲートは、定電流源１０９およびトランジスタ１１０の接続点と接続される。

また、出力端子ＯＵＴ２は、定電流源１０９およびトランジスタ１１０の接続点およびトランジスタ１１１および１１５のゲートのそれぞれとコンデンサＣ２８ａを介して接続されるとともに、直列に接続された抵抗Ｒ２８ｃおよびコンデンサＣ２８ｂを介して、第１ゲート信号生成部６１の出力端子（トランジスタ１０４および１０５の接続点）と接続される。

以上の構成とすることによって、ドライバ制御回路２６で生成された指令信号Ｓ２６ａと、基準電圧生成回路４３で生成された基準電圧Ｓ４３との差分反転信号が第１ゲート信号生成部５１で生成されこの差分反転信号がゲート信号としてトランジスタ１１２のゲートに入力される。また、この差分反転信号に応じた信号が第２ゲート信号生成部６１で生成されゲート信号としてトランジスタ１１３のゲートに入力される。

また、ドライバ制御回路２６で生成された指令信号Ｓ２６ｂと、基準電圧生成回路４３で生成された基準電圧Ｓ４３との差分反転信号がＡＭＰ型ドライバ２８で生成され、トランジスタ１１４および１１５のゲートに入力される。
ここで、指令信号Ｓ２６ａ、Ｓ２６ｂは、制御信号Ｓ２５に基づき、ＡＭＰ４１、４２を介して生成された信号であり、制御信号Ｓ２５は、ＰＩＤ回路２５により生成されるアナログ信号であるから、指令信号Ｓ２６ａ、Ｓ２６ｂはアナログ信号となる。

また、第１ゲート信号生成部５１は、トランジスタ１１２へのゲート信号として、トランジスタ１１２が線形領域で動作し得るゲート信号を生成する。つまり、トランジスタ１１２がオフ状態となったり、飽和領域で動作することのないゲート信号を生成する。同様に、第２ゲート信号生成部５２は、トランジスタ１１３へのゲート信号としてトランジスタ１１３が線形領域で動作し得るゲート信号を生成し、トランジスタ１１３がオフ状態となったり、飽和領域で動作することのないゲート信号を生成する。

つまり、第１ゲート信号生成部５１および第２ゲート信号生成部５２は、トランジスタ１１２および１１３をスイッチ手段として動作させるのではなく、可変抵抗として動作させる。
図２に示すように、第１ゲート信号生成部５１では、基準電圧Ｓ４３と指令信号Ｓ２６ａとの差分信号をとりこれを増幅してゲート信号としている。そのため、ゲート信号のとり得る電圧は、最大でも基準電圧Ｓ４３と電源電圧ＶＤＤとの差分、または基準電圧Ｓ４３と電源電圧ＶＳＳとの差分相当に制限される。このときトランジスタ１１２が、オフ状態或いは飽和領域で動作することはなく、線形領域で動作させることができる。第２ゲート信号生成部５１では、第１ゲート信号生成部５１で生成した差分増幅信号をもとに、トランジスタ１１３へのゲート信号を生成しているため、トランジスタ１１２と同様にトランジスタ１１３が、オフ状態或いは飽和領域で動作することなく、線形領域で動作させることができる。

そのため、出力端子ＯＵＴ１の出力信号Ｖｏｕｔ１および出力端子ＯＵＴ２の出力信号Ｖｏｕｔ２は、トランジスタ１１２およびトランジスタ１１３それぞれを流れる電流量に応じてリニアに変化する。これにより、コイル１３の両端に印加される出力信号Ｖｏｕｔ１およびＶｏｕｔ２がリニアに変化するため、コイル１３には、コイル１３の両端の電位差に応じた電流が流れ、すなわち、リニアに変化する電流が流れることになる。

また、このとき、指令信号Ｓ２６ａと指令信号２６ｂとは基準電圧Ｓ４３を基準に反転した信号である。そのため、例えば図３に示すように、指令信号Ｓ２６ａ（図３（ｇ））が基準電圧Ｓ４３（図３（ｅ））よりも小さい場合には、指令信号Ｓ２６ｂ（図３（ｂ））は、基準電圧Ｓ４３（図３（ｅ））よりも大きくなる。なお、図３は、各部の信号をその大小関係を考慮して表したものであって、図３において（ａ）は高電位側の電源電圧ＶＤＤ、（ｃ）は出力端子ＯＵＴ１の出力信号Ｖｏｕｔ１、（ｄ）はＰＩＤ回路２５からの制御信号Ｓ２５、（ｆ）は出力端子ＯＵＴ２の出力信号Ｖｏｕｔ２、（ｈ）は低電位側の電源電圧ＶＳＳである。

そして、図３に示すように、指令信号Ｓ２６ａが基準電圧Ｓ４３よりも小さな値の場合には、差分反転信号は負値となり、これがトランジスタ１１２および１１３のゲートに入力されるため、トランジスタ１１２はコイルに電流を供給するようになり、トランジスタ１１３はコイルから電流を引かないようになる。
逆に、指令信号Ｓ２６ｂは基準電圧Ｓ４３よりも大きくなるため、差分反転信号は正値となり、これがトランジスタ１１４および１１５のゲートに入力されるため、トランジスタ１１４はコイルに電流を供給しなくなり、トランジスタ１１５はコイルから電流を引くようになる。

このため、ＡＭＰ型ドライバ２７の出力端子ＯＵＴ１の出力信号Ｖｏｕｔ１は基準電圧Ｓ４３よりも大きな値となり、ＡＭＰ型ドライバ２８の出力端子ＯＵＴ２の出力信号Ｖｏｕｔ２は基準電圧Ｓ４３よりも小さな値となる。そして、出力端子ＯＵＴ１および出力端子ＯＵＴ２はカメラモジュール１０のコイル１３の両端に接続されるため、出力端子ＯＵＴ１からＯＵＴ２に向かって電流が流れる。

一方、図４に示すように、指令信号Ｓ２６ａ（図４（ｂ））が基準電圧Ｓ４３（図４（ｄ））よりも大きな値の場合には、差分反転信号は正値となり、これがトランジスタ１１２および１１３のゲートに入力されるため、トランジスタ１１２はコイルに電流を供給しなくなり、トランジスタ１１３はコイルから電流を引くようになる。
逆に、指令信号Ｓ２６ｂ（図４（ｇ））は基準電圧Ｓ４３（図４（ｄ））よりも小さくなるため、差分反転信号は負値となり、これがトランジスタ１１４および１１５のゲートに入力されるため、トランジスタ１１４はコイルに電流を供給するようになり、トランジスタ１１５はコイルから電流を引かないようになる。

このため、ＡＭＰ型ドライバ２７の出力端子ＯＵＴ１の出力信号Ｖｏｕｔ１（図４（ｆ））は基準電圧Ｓ４３（図４（ｄ））よりも小さな値となり、ＡＭＰ型ドライバ２８の出力端子ＯＵＴ２の出力信号Ｖｏｕｔ２（図４（ｃ））は基準電圧Ｓ４３（図４（ｄ））よりも大きな値となる。そのため、出力端子ＯＵＴ１および出力端子ＯＵＴ２に接続されたコイル１３には、出力端子ＯＵＴ２からＯＵＴ１に向かって電流が流れる。なお、図４は、各部の信号をその大小関係を考慮して表したものであって、図４において（ａ）は高電位側の電源電圧ＶＤＤ、（ｅ）はＰＩＤ回路２５からの制御信号Ｓ２５、（ｈ）は低電位側の電源電圧ＶＳＳである。

また、制御信号Ｓ２５が変化した場合には、制御信号Ｓ２５のリニアな変化に追従して、指令信号Ｓ２３ａ、Ｓ２３ｂもリニアに変化し、したがって、出力信号Ｖｏｕｔ１、Ｖｏｕｔ２もリニアに変化するため、コイル１３に流れる電流量もリニアに変化することになる。
図３および図４からわかるように、ＡＭＰ型ドライバ２７、２８の出力信号Ｖｏｕｔ１、Ｖｏｕｔ２は、Ｈｉｇｈレベル→Ｌｏｗレベル、Ｌｏｗレベル→Ｈｉｇｈレベルと切り替わることはなく、電源電圧ＶＤＤ−ＶＳＳ間でリニアに変化し、且つ一方が基準電圧Ｓ４３よりも大きな値であれば他方は基準電圧Ｓ４３よりも小さな値をとる。これは、出力端子ＯＵＴ１、ＯＵＴ２間に流す電流の制御をトランジスタ１１２〜１１５をフルＯＮ／フルＯＦＦの割合で決めているＰＷＭ制御のようなデジタル制御により行うのではなく、出力端子ＯＵＴ１およびＯＵＴ２間に流す電流の制御をアナログ制御することによるものである。

つまり、アナログ制御することによって、トランジスタ１１２〜１１５がオンオフしないため、電流経路が切れることがなくなる。そのため、電流が逆流することがなくなることから、電源ＶＤＤライン、電源ＶＳＳラインをＷ揺らす原因であるスイッチングノイズが発生せず、位置制御回路２０を構成する各回路に供給される電源ＶＤＤ−ＶＳＳが揺らされることがなくなる。

その結果、この電源ＶＤＤ−ＶＳＳの揺れによって、カメラモジュール１０のコイル１３に流れる電流が揺れることを回避することができるため、コイル１３への供給電流が変動することに伴うレンズ１１の揺れを抑制することができ、すなわち高精度に位置調整を行うことができる。
なお、上記実施形態においては、カメラモジュール１０のレンズ１１の位置調整を行う位置制御回路に適用した場合について説明したが、これに限るものではなく、例えばカメラモジュール１０のオートフォーカスを制御する回路に適用することも可能であり、要はコイルへの通電量を制御することにより位置調整を行うようにした制御回路であれば適用することができる。

ここで、ＡＭＰ型ドライバ２７および２８が第１アナログ演算増幅器および第２アナログ演算増幅器に対応し、ドライバ制御回路２６が制御部に対応している。

１０ カメラモジュール
１１ レンズ
１２ 磁石
１３ コイル
２０ 位置制御回路
２５ ＰＩＤ回路
２６ ドライバ制御回路（ＤＲＩＶＥＲ Ｃｏｎｔｒｏｌ）
２７、２８ ＡＭＰ型ドライバ
３１、３２ 寄生インダクタンス

Claims (7)

1. 駆動対象物の目標位置を指示する指示信号と前記駆動対象物の現在位置を表すホール素子の出力信号とに基づいて制御信号を出力するＰＩＤ回路と、
   前記制御信号に基づいて、第１指令信号及び第２指令信号を生成する制御部と、
   前記第１指令信号に基づいて第１出力信号を生成しコイルの一端に供給する第１アナログ演算増幅器と、
   前記第２指令信号に基づいて第２出力信号を生成し前記コイルの他端に供給する第２アナログ演算増幅器と、を備え、
   前記ホール素子は、電源ラインと接地ラインとの間に接続され、
   前記第１アナログ演算増幅器は、前記電源ラインと前記接地ラインとの間に直列に接続された２つのトランジスタを含み、当該２つのトランジスタの接続点が前記コイルの一端に接続される第１の出力部を有し、
   前記第２アナログ演算増幅器は、前記電源ラインと前記接地ラインとの間に直列に接続された２つのトランジスタを含み、当該２つのトランジスタの接続点が前記コイルの他端に接続される第２の出力部を有することを特徴とするアナログ駆動回路。
2. 前記第１の出力部及び前記第２の出力部それぞれに含まれる２つのトランジスタは、それぞれ前記第１指令信号及び前記第２指令信号に基づいて線形領域のみで動作することを特徴とする請求項１記載のアナログ駆動回路。
3. 前記制御部は、前記制御信号を反転した前記第１指令信号と、前記第１指令信号を反転した前記第２指令信号を生成する請求項１又は請求項２に記載のアナログ駆動回路。
4. 前記第１アナログ演算増幅器の前記第１の出力部は、前記第１指令信号と基準電圧との差分信号に基づいてアナログ制御され、
   前記第２アナログ演算増幅器の前記第２の出力部は、前記第２指令信号と基準電圧との差分信号に基づいてアナログ制御される請求項１から請求項３のいずれか一項に記載のアナログ駆動回路。
5. コイルの一端に出力端が接続される第１アナログ演算増幅器と、
   前記コイルの他端に出力端が接続される第２アナログ演算増幅器と、
   駆動対象物の目標位置を指示する指示信号と前記駆動対象物の現在位置を表すホール素子の出力信号とに基づいて制御信号を出力するＰＩＤ回路と、
   前記制御信号に基づき、前記第１アナログ演算増幅器および前記第２アナログ演算増幅器に入力される指令信号を生成する制御部と、を備え、
   前記第１アナログ演算増幅器および前記第２アナログ演算増幅器は、直列に接続された２つのトランジスタをそれぞれ有し、且つ、当該２つのトランジスタの接続点が前記第１アナログ演算増幅器および前記第２アナログ演算増幅器それぞれの出力端をなし、
   前記制御部の前記指令信号に基づいて、前記２つのトランジスタは、それぞれ線形領域のみで動作することを特徴とするアナログ駆動回路。
6. 前記第２指令信号は、前記第１指令信号の反転信号である請求項１から請求項４のいずれか一項に記載のアナログ駆動回路。
7. 請求項１から請求項６のいずれか一項に記載のアナログ駆動回路と、
   ホール素子と、を備え、
   前記ホール素子で検知した磁場から予測される前記レンズの位置と前記レンズの目標位置とが一致するように制御する位置制御回路。

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