JP5887433B2 - 受信ステージおよび受信する方法 - Google Patents

Description

本発明の実施形態は、受信信号を受信する受信ステージと、受信信号を受信する方法に関する。

受信ステージは、通常は、受信機、例えば通信受信機または無線受信機に含まれる。全ての種類の無線受信機は、電波によって搬送される情報を、使用に適した形式、例えば音声信号または（デジタル）データ信号に変換する目的を有している。このようなワイヤレス受信機は、通常は、電磁波またはＲＦ信号（無線周波信号）を受信するアンテナに接続される。

受信機は、通常、受信ステージと、受信ステージとアンテナの間に配置される混合ステージを備える。混合ステージは、ＲＦ信号のダウンミックスを実行し、ＩＦ信号（中間周波信号）を受信ステージに出力する目的を有している。受信ステージは、ＩＦ信号の振幅を増加させる増幅器と、ＩＦ信号に基づいて所望の情報、例えばビットシーケンスを再生する復調器を備えることができる。

通常、増幅器は、異なる増幅利得を提供するために調節可能であり、遠距離にある送信機によって送信された弱い信号は、短距離にある送信機によって送信された強い信号と比較して、より強く増幅される。増幅利得を調整する技術水準のアプローチは、増幅器によって出力される信号が予め定められた信号強度の範囲外にある限り、増幅器の利得を適応させるように構成された、いわゆる自動利得調整（ＡＧＣ）を提供することである。しかしながら、自動利得調整を用いた増幅利得の調整は時間がかかる。それ故に、短い信号シーケンス（短いデータテレグラム）が、特に信号強度変化（強から弱またはその逆）時に、受信できることを保証することはできない。言い換えれば、短いデータテレグラムは、欠落する可能性がある。従って、そのテレグラムの反復伝送が必要とされる。このように、改善されたアプローチに対するニーズがある。

本発明の目的は、改善された受信動作を有する受信ステージに対するコンセプトを提供することである。

この目的は、独立請求項の発明によって達成される。

本発明の実施形態は、受信信号、例えばＩＦ信号を受信する受信ステージを提供する。受信ステージは、Ｍ個の受信パスを備え、各受信パスは、１つの信号処理器と、Ｋ個の比較器を備える。Ｍ個の受信パスの信号処理器は、各Ｍ個の受信パスに対して、それぞれの受信パスの増幅利得が、Ｍ個の受信パスの最初からＭ個の受信パスの最後まで増加するように、受信信号の増幅されたバージョンを生成するように構成される。各Ｍ個の受信パスに対して、それぞれの受信パスのＫ個の比較器は、それぞれの受信パスの増幅された受信信号をそれぞれの閾値と比較するように構成される。閾値は、各Ｍ個の受信パスに対して、Ｋ個の比較器の最初からＫ個の比較器の最後まで増加する。

本発明の教示は、受信信号の評価が並列の受信パスにおいて実行され、各受信パスにおいて、異なる増幅利得に従って（例えば異なる利得を有する異なる増幅器によって）増幅された同じ信号のバージョンが評価されるとき、増幅利得の調整を不要とすることができるとの認識に基づいている。それ故に、弱い信号強度を有する受信信号は、高い増幅利得を有する受信パスにおいて処理され、強い信号強度を有する受信信号は、低い増幅利得を有する更なる受信パスにおいて処理される。このように、異なる信号強度を有する受信信号は、利得制御によって生じるいかなる遅延もなしに、即時処理を可能とする方法で受信することができる。受信信号の処理は、増幅された受信信号を評価することを含むことができ、各受信パスは、ビットシーケンスを出力するために、信号処理器（例えば増幅器）の他に、受信信号をそれぞれの（異なる）閾値と比較するように構成されたＫ個の比較器を備える。別個の離散的な調整不能の利得ステージによる複数のM個の（並列の）受信パスと、それぞれ異なる閾値を用いるＫ個の比較器パスの使用は、より広い入力ダイナミックレンジにつながる。

記述された原理をＡＳＫ受信機に適用する場合、受信ステージは、高い入力ダイナミックレンジと、所望の信号の動的変化に対する速いレスポンスを有することができ、テレグラムの欠落のリスクは、時間利益によって低減される。受信信号がＯＯＫ（オンオフキーイング）変調の場合、より高い入力ダイナミックレンジは、技術水準のＡＧＣと比較して時間利益を保持するとともに、干渉に対する排除能力を改善する。

要約すれば、高い入力ダイナミックレンジを有する受信ステージは、複数の受信パス（Ｍ個の受信パス）と複数の比較器の組合せによって形成され、ダイナミックレンジは、受信パスの数（Ｍ）と比較器の数（Ｋ）、従ってその積Ｍ×Ｋに依存する。それ故に、受信ステージはＭ×Ｋのマトリクス（例えば４×３のマトリクス）によって記述することができる。

このＭ×Ｋのマトリクスは、２つの異なるバリエーションを有することができる。第１の実施形態によれば、受信パスは並列に受信される。ここで、Ｋ個の受信パスに対する異なる増幅利得は、異なる利得を有する異なる増幅器を用いて生成され、Ｍ個のパスの各々において異なる増幅利得が用いられる。

更なる実施形態によれば、増幅器を備えるＭ個の信号処理器の増幅器は、直列に配置することができ、Ｋ個の比較器を含むＭ個の比較器構成は、並列に配置することができる。従って、増幅利得は、最初の受信パスに対して増幅された受信信号を除いて、受信信号は数回増幅することができるという事実によって、信号処理器毎に等級づけられる。他の実施形態によれば、それぞれの増幅器のそれぞれの利得は、等しくすることができる。

更なる実施形態によれば、各信号処理器は、１つの増幅器と、増幅器と比較器構成の間に配置される１つの復調器を備えることができる。復調器は、例えば電力検波または包絡線検波に基づいてＩＦ信号を復調するように構成することができる。

更なる実施形態によれば、Ｋ個の比較器の各々は、それぞれの比較器によって転送されたビットシーケンスを検出するように構成された相関器に接続することができる。更なる実施形態によれば、複数のＭ×Ｋ個の比較器または相関器は、ビットシーケンスが受信される１つまたは多重のＭ×Ｋ個のチャンネルを選択または処理する（例えば組合せロジックによって）ように構成されたデジタル選択器に接続することができる。

本発明の実施形態は、以下の同封された図面を参照して述べられる。
実施形態にかかる受信ステージの概略ブロック図を示す。 Ｍ個の受信パスが並列に配置された更なる実施形態にかかる受信ステージのブロック図を示す。 Ｍ個の受信パスが部分的に直列に配置された更なる実施形態にかかる受信ステージの概略ブロック図を示す。 本発明によって達成される改善を例示するために、受信信号を受信する例示的なシナリオを示す。 本発明の改善を例示する２つの線図を示す。

本発明の異なる実施形態は、図１〜３を参照して引き続いて述べられる。なお、同一の参照番号は同一であるか類似した機能を有する対象物に提供され、異なる実施形態の中で同一の参照番号によって参照される対象物は交換可能であり、その記述は相互に適用可能である。

図１は、Ｍ個の受信パス１２ａ、１２ｂ、１２ｃ（Ｍ個のブランチ）を示し、各受信パスは、１つの信号処理器１４ａ、１４ｂ、１４ｃと、Ｋ個の比較器１６ａ、１６ｂ、１６ｃ、１６ｄ（Ｋ個のサブブランチ）を備える。Ｍ個の受信パス１２ａ、１２ｂ、１２ｃは、例えば混合ステージから、同じ受信信号（ＩＦ信号）を受信するために、入力側において、例えば共通のノード１３を介してお互いに接続される。

この受信信号は、信号処理器１４ａ、１４ｂ、１４ｃの各々によって処理または増幅され、複数の比較器１６ａ、１６ｂ、１６ｃ、１６ｄを備えるそれぞれの受信パス１２ａ、１２ｂ、１２ｃのそれぞれの比較器構成１６に出力される。比較器１６ａ、１６ｂ、１６ｃ、１６ｄは、それぞれの受信パス１２ａ、１２ｂ、１２ｃの増幅された受信信号をそれぞれの閾値と比較するように構成される。Ｍ個の受信パス１２ａ−１２ｃの比較器構成１６は、通常は等しく、それぞれの受信パス１２ａ、１２ｂ、１２ｃ内のＫ個の比較器１６ａ、１６ｂ、１６ｃ、１６ｄは、閾値に関してお互いに異なる。Ｋ個の比較器１６ａ、１６ｂ、１６ｃ、１６ｄの閾値は、閾値がＫ個の比較器の最初１６ａからＫ個の比較器の最後１６ｄまで増加するように選択される。

各比較器１６ａ、１６ｂ、１６ｃ、１６ｄは、２値信号、例えば、増幅された受信信号がそれぞれの閾値の上にある場合に「１」を、増幅された受信信号がそれぞれの閾値より下にある場合に「０」を出力するように構成される。すなわち、比較器は、アナログ信号に基づいて、増幅された受信信号がそれぞれの閾値のまわりを振動するという条件で、デジタル信号を出力するように構成される。詳細には、これは増幅された受信信号がオフレベル（低い値、例えば−８０ｄＢＶ）とオンレベル（高い値、例えば−７０ｄＢＶ）を有することを意味する。

図１にかかる実施形態は、ＡＳＫ（振幅シフトキー）変調された受信信号に適用することができ、自動利得調整の時間要求なしに高い入力ダイナミックレンジに結果としてなるが、図２ａと２ｂの実施形態は、所望の受信信号がＯＯＫ変調によって変調されている場合に、受信機の干渉排除能力の利益を与えるものであり、以下においてより徹底して説明される。

次の例示的な演算において、所望の受信信号と干渉信号は、一般にコヒーレントでないので、信号レベルは、次の表で示されるように、パワーレベルとして加算される。

このことから、所望の受信信号が論理的にハイの状態を備えるとき、オフレベルと干渉レベルが、それぞれＫ個の比較器１６ａ〜１６ｄのそれぞれの閾値の１つより下にある場合と、有効ＩＦ信号が、それぞれの比較器１６ａ〜１６ｄのそれぞれの閾値より上にある場合に、受信信号のデジタル信号への変換を可能とすることができると結論づけることができる。

参照符号によって示されるように、通常は増幅器を備えるＭ個の受信パスの信号処理器１４ａ、１４ｂ、１４ｃは、お互いに異なることができる。一般に、異なる増幅器および信号処理器１４ａ、１４ｂ、１４ｃは、それぞれ、Ｍ個の受信パス１２ａ、１２ｂ、１２ｃの各々に対して、それぞれの受信パス１２ａ、１２ｂ、１２ｃの増幅利得がＭ個の受信パスの最初１２ａからＭ個の受信パスの最後１２ｃまで増加するように、受信信号の増幅されたバージョンを生成するように構成される。

Ｍ個の受信パス１２ａ〜１２ｃとＫ個の比較器１６ａ〜１６ｄの組み合わせによって、有効な比較器閾値（受信された受信信号のＩＦレベルと称される）が生成され、それは最初の受信パス１２ａの最初の比較器１６ａから最後の信号パス１２ｃの最後の比較器１６ｄまで増加する。すなわち、受信信号は、Ｍ×Ｋ個の比較器によって、Ｍ×Ｋ個の（有効な比較器の）閾値を用いて、並列に処理または評価することができる。Ｍ×Ｋのマトリクスによって形成される受信ステージ１０のこの演算モードは、以下に述べられる。

３つの信号処理器１４ａ、１４ｂ、１４ｃの増幅利得と、比較器１６ａ、１６ｂ、１６ｃ、１６ｄの閾値に対して、例示的な値に基づいて考察される。３つの信号処理器１４ａ、１４ｂ、１４ｃの例示的な増幅利得は、２０ｄＢ（１４ａ）、３０ｄＢ（１４ｂ）および４０ｄＢ（１４ｃ）であり、４つの比較器１６ａ、１６ｂ、１６ｃ、１６ｄの例示的な閾値は、−２１ｄＢＶ（１６ａ）、−２４ｄＢＶ（１６ｂ）、−２７ｄＢＶ（１６ｃ）および−３０ｄＢＶ（１６ｄ）である。結果として生じる有効な比較器の閾値の例示的な値は、次の表によって示される。

これらの有効な比較器の閾値に基づいて、ＯＯＫ変調された受信信号の２値信号への変換は、次の表で例示されるように実行することができる。

表３は、異なる受信シナリオに対して、データ信号と、連続波干渉信号と、結果として生じる有効なＩＦ信号に対する値を備える。さらにまた、表は、受信ステージ１０のＭ×Ｋ個の比較器の各々に対して、各受信シナリオに対するそれぞれの出力値を備える。ここで、「０」は、与えられたシナリオにおける有効なＩＦ信号が全ての（関連する）時間において有効な比較器の閾値より下にあることを意味し、「１」は、有効なＩＦ信号が全ての（関連する）時間においてそれぞれの比較器の閾値より上にあることを意味する。連続波干渉信号がそれぞれの有効な比較器の閾値より下にあり、データ＝１であるときに結果として生じる有効なＩＦ信号がそれぞれの有効な比較器の閾値より上にあるケースは、データストリームを意味する「Ｄ」でマークされ、所望のビットシーケンスのデータ受信または出力が可能である。表から分かるように、いくつかのシナリオは不可能な受信につながり（データ信号−５０ｄＢＶ、ＣＷ信号−４０ｄＢＶ、有効ＩＦ信号−３９．６ｄＢＶの行を参照）、いくつかシナリオは１つ以上の比較器を介した受信につながる（データ信号−５０ｄＢＶ、ＣＷ信号−６０ｄＢＶ、有効なＩＦ信号−４９．６ｄＢＶの行を参照）。比較のため、表は、技術水準による単純なＯＯＫ（オンオフキーイング）比較器の比較器出力を例示する更なる列を含んでいる。これから分かるように、受信機１０は、高い干渉レベルを許容することによって必要な信号対干渉比を拡張する。そのトポロジーは、自動利得調整による遅延のない連続信号受信を可能にする。ワイヤレス受信機は、１つの周波数バンドに対して、多くの無線トラフィックによって、受信ステージ１０から利益を受け、無線チャンネル内でより高い干渉とブロッキングの尤度を得る、すなわちより小さい入力信号対干渉比が可能である。そのうえ、所望の無線信号を検出する確率が増加する。

図２ａは、Ｍ個の受信パス１２ａ、１２ｂ、１２ｃを備える更なる実施態様の受信ステージ１０’を示し、Ｍ個の受信パス１２ａ、１２ｂ、１２ｃは、お互いに並列に配置され、信号処理器１４ａ、１４ｂ、１４ｃの各々は共通のノード１３に直接接続される。各受信パス１２ａ、１２ｂ、１２ｃは、それぞれの信号処理器１４ａ、１４ｂ、１４ｃと、比較器構成１６を備え、比較器パス１６ａ、１６ｂ、１６ｃ、１６ｄは、並列に配置され、更なるそれぞれの共通のノード１５ａ、１５ｂ、１５ｃに接続される。

信号処理器１４ａ、１４ｂ、１４ｃの各々は、１つの増幅器２４ａ、２４ｂ、２４ｃと１つの復調器２６ａ、２６ｂ、２６ｃの組合せによって形成される。本実施形態において、増幅器２４ａ、２４ｂ、２４ｃは、信号処理器１４ａ、１４ｂ、１４ｃの出力において異なる増幅利得を提供するために、異なる利得を有する。結果的に、受信信号は、異なって増幅される。増幅された受信信号は、例えば、比較器パス１６ａ、１６ｂ、１６ｃ、１６ｄに提供される前に復調される振幅変調信号または他の交流信号とすることができる。

復調は、それぞれの復調器２６ａ、２６ｂ、２６ｃによって実行される。復調器２６ａ、２６ｂ、２６ｃは、例えば、ピーク検波器、電力検波器または包落線検波器によって形成することができる。代替として、復調器２６ａ、２６ｂ、２６ｃは、振幅変調信号を復調する他の検波器、あるいは、一般に、（交流の）受信信号に基づいてＤＣ電圧のような復調された信号を比較器構成１６に出力するように構成された検波器を備えることができる。

受信パス１２ａ、１２ｂ、１２ｃのＭ×Ｋ個の比較器１６ａ、１６ｂ、１６ｃ、１６ｄの全ては、デジタル選択器２０に接続される。デジタル選択器２０は、ＯＲ演算ユニットによって形成することができる。デジタル選択器２０は、Ｍ×Ｋ個のチャンネルの１つ以上を選択または処理し、選択器の出力に情報を転送する目的を有する。

図示されたように、Ｍ個の受信パス１２ａ、１２ｂ、１２ｃの各比較器１６ａ〜１６ｄは、オプションとして、相関器２２ａ、２２ｂ、２２ｃ、２２ｄ（相関器構成２２）を介してデジタル選択器２０に接続することができる。オプションの相関器２２ａ、２２ｂ、２２ｃ、２２ｄ、例えばＸＮＯＲおよび／またはＸＯＲベースのデジタル相関器は、予め定められたパターンとそれぞれの比較器１６ａ、１６ｂ、１６ｃ、１６ｄによる出力パターンを有するビットシーケンスを検出し、ビットシーケンスを転送するかまたはビットシーケンスに基づいて信号をデジタル選択器２０に出力するように構成される。すなわち、各相関器２２ａ、２２ｂ、２２ｃ、２２ｄは、対応する比較器データによる特定のコードマッチを示す。例えば、良好な相関関係の結果は、Ｎ＝３１のシーケンス長に対して達成することができる。

変調されたデータが適切な相関コードであり、受信パス１２ａ、１２ｂ、１２ｃの相関器２２ａ、２２ｂ、２２ｃ、２２ｄの全てが同じコードシーケンスをスキャンする場合、各相関器２２ａ〜２２ｄは、対応する比較器データによって特定のコードマッチを示す。マッチングは次の表によって示され、それは実質的に上記の表３に等しい。

各シナリオに対して、デジタル選択器２０における出力が示され、ここで、デジタル選択器２０の出力における１は達成されたコードマッチを意味し、０は達成されたコードマッチがないことを意味する。単純なＯＯＫ相関器の出力（１つの比較器と１つの相関器のみを用いた）を、例えばＯＲされた相関器の出力信号と比較すると、強い改善を観測することができる。７つの信号シナリオは、提案されたアーキテクチャによって満たすことができる。反対に、単一の比較器と単一の相関器による単純なＯＯＫ受信機は、単にシナリオの１つを満たすだけである。言い換えれば、より高い入力ダイナミックレンジは、干渉排除能力の実質的改善につながる。相関器において、変調された干渉とデータ変調信号を区別するために拡散シーケンス変調ＩＦ信号を用いることは、有用であることに留意すべきである。

図２ｂは、Ｍ個の受信パス１２ａ、１２ｂ、１２ｃを備える更なる受信ステージ１０''を示し、各受信パスは、相関器２２ａ、２２ｂ、２２ｃ、２２ｄを介してデジタル選択器２０に接続される比較器構成１６を備える。図２ａの実施形態とは対照的に、Ｍ個の受信パス１２ａ、１２ｂ、１２ｃは、共通のノードに接続されず、部分的に直列に接続される。

ここで、第２の受信パス１２ｂは、第１の信号処理器１４ａの増幅器２４ａの出力において、第１のタップ２８ａを介して第１の受信パス１２ａに接続される、すなわちタップ２８ａは、増幅器２４ａとオプションの復調器２６ａの間に配置される。同様に、最後の受信パス１２ｃの信号処理器１４ｃは、タップ２８ｂを介して前の受信パス１２ｂの増幅器２４ｂの出力に接続される。従って、第２の受信パス１２ｂの第２の増幅器２４ｂによって増幅される信号は、第１の受信パス１２ａの第１の増幅器２４ａによって予め増幅され、増幅器２４ｃによって増幅される信号は、前の受信パス１２ａと１２ｂの増幅器２４ｂと２４ｃによって予め増幅される。結果的に、増幅器２４ａ、２４ｂ、２４ｃの利得は等しいまたは任意に選択することができるにもかかわらず、増幅利得は最初の受信パス１２ａから最後の受信パス１２ｃまで増加する。

図３ａは、受信ステージ１０、１０’、１０''の１つを含む受信機４４に対する信号強度を例示する受信マップ４０を示し、ここでＴＸ信号は干渉４２によって妨害される。干渉４２の放射電力は１００ｍＷである。所望の信号は１０ｍＷで放射されている。２つの信号源の間の距離は３００ｍ（破線参照）である。所望の円弧は、干渉信号の電力が円弧の全ての位置に対して注釈された値に等しいことを意味する干渉４２の等電力線を表す。ハッチされた領域は、与えられたシナリオにおいて信号レベルが干渉レベルより大きい位置を表す。−５１ｄＢｍ（３０ｍ離れたところ）の信号の等電力線の範囲内で、信号対干渉比（ＣＩＲ）に対する信号は１０ｄＢより大きく、距離の増加と共に減少する。

受信ステージ１０、１０’、１０’’の提案されたアーキテクチャは、受信信号についてＯＯＫ変調されたデータを用いるとき、低い信号対干渉比（例えば３ｄＢ）による受信を可能にする。これは、強い干渉の存在下で、短いデータテレグラムの近距離場（例えば５０〜６０ｍ）の受信が可能であることを意味する。ＡＧＣによる技術水準の受信機の場合、短いデータテレグラムは、フィードバックループがＩＦ信号を比較器に対して適当な受信／検知レベルにロックするまで、数回繰り返されなければならない。提案された方法によって、利益調整による遅延はなく、テレグラムは失われない。比較として、ＡＧＣも有さず上記のＭ×Ｋのマトリクスも有しない、上記の干渉源から３ｋｍ離れた位置（１００ｄＢのパス損失）にある−８０ｄＢｍの感度を有するＯＯＫ受信機は、依然として干渉によってブロックされるとみなされる。

図３ｂは、可能な信号受信が、ＣＷ信号レベル（ＣＷ干渉レベル）およびデータ信号レベル（所望の信号レベル）に依存してマークされた２つの線図４６および４８を示す。各線図において、ＣＷ信号レベルが、データ信号レベルにわたってプロットされている。第１の線図４６は、単純なＯＯＫ相関受信機（１つの比較器および１つの相関器を用いた）に対する可能な信号受信（ハッチされた領域）を例示している。第２の線図４８は、多数の比較器と相関器を用いた拡張されたダイナミックレンジを有する受信機（１０、１０’、１０’’を参照）に対する可能な信号受信を例示している。ＣＷ信号レベルに関する２つの線図４６と４８の比較は、改善された受信ステージを有する受信機１０、１０’、１０’’が、技術水準のアプローチと比較して高いＣＷ信号レベルまでの信号を受信することができることを示している。

さらにまた、所望の信号レベルに関して、改善された受信ステージを用いることによって、所望の信号レベルを、低い干渉の場合には、より小さくすることができる（データ信号レベル：−７０ｄＢＶのポイントを参照）ことに留意する必要がある。

上記の実施形態において、受信機１０、１０’、１０’’は、４つの比較器１６ａ、１６ｂ、１６ｃ、１６ｄによる３つの受信パス１２ａ、１２ｂ、１２ｃを有する受信機として説明されたが、受信パスの数Ｍは、比較器の数Ｋと同様に変えることができることに留意する必要がある。

一般に、複数の受信パス１２ａ、１２ｂ、１２ｃの２つの連続する増幅利得の間の差分は、好ましくは等距離であることに留意する必要がある。例えば、２つの連続する増幅利得の間の差分は、１０−１５ｄＢとすることができる。

上記の実施形態において、閾値がＭ個の比較器構成１６の各々に対して等しい圧力値として述べられてきたが、圧力値は、代替として、最初の受信パス１２ａから最後の受信パス１２ｃまで変わることができることに留意する必要がある。

図２ａおよび２ｂを参照して、Ｍ×Ｋ個の比較器の出力は、ＲＦチャンネルの占有評価を実行するために用いることができることに留意する必要がある。

いくつかの態様が装置の文脈において記載されてきたが、その態様は対応する方法の記載をも表すことは明らかであり、ブロックまたはデバイスは、方法ステップまたは方法ステップの特徴に対応する。同様に、方法ステップの文脈において記載されている態様は、対応する装置の対応するブロック、アイテムまたは特徴の記載をも表している。方法ステップの一部または全ては、マイクロプロセッサ、プログラム可能なコンピュータまたは電子回路のようなハードウェア装置によって（または用いて）実行することができる。いくつかの実施形態において、いくつかの１つ以上の最も重要な方法ステップは、この種の装置によって実行することができる。

上記の実施形態は、本発明の原理に対する単なる例証である。本願明細書に記載された構成および詳細の修正および変更は、他の当業者にとって明らかであると理解される。それ故に、本願発明は、以下の特許請求の範囲のスコープのみによって制限され、本願明細書における記載方法によって提供される具体的な詳細および実施形態の説明によって制限されるものでないことを意図する。

Claims (19)

1. 受信信号を受信する受信ステージ（１０、１０’、１０’’）であって、
   Ｍ個の受信パス（１２ａ、１２ｂ、１２ｃ）を備え、各受信パス（１２ａ、１２ｂ、１２ｃ）は、１つの信号処理器（１４ａ、１４ｂ、１４ｃ）とＫ個の比較器（１６ａ、１６ｂ、１６ｃ、１６ｄ）を備え、
   前記Ｍ個の受信パス（１２ａ、１２ｂ、１２ｃ）の前記信号処理器（１４ａ、１４ｂ、１４ｃ）は、前記Ｍ個の受信パス（１２ａ、１２ｂ、１２ｃ）の各々に対して、前記それぞれの受信パス（１２ａ、１２ｂ、１２ｃ）の増幅利得が前記Ｍ個の受信パス（１２ａ、１２ｂ、１２ｃ）の最初から前記Ｍ個の受信パス（１２ａ、１２ｂ、１２ｃ）の最後まで増加するように、前記受信信号の増幅されたバージョンを生成するように構成され、
   前記Ｍ個の受信パス（１２ａ、１２ｂ、１２ｃ）の各々に対して、前記それぞれの受信パス（１２ａ、１２ｂ、１２ｃ）の前記Ｋ個の比較器（１６ａ、１６ｂ、１６ｃ、１６ｄ）は、前記それぞれの受信パス（１２ａ、１２ｂ、１２ｃ）の前記増幅された受信信号をそれぞれの閾値と比較するように構成され、前記閾値は、前記Ｍ個の受信パス（１２ａ、１２ｂ、１２ｃ）の各々に対して、前記Ｋ個の比較器（１６ａ、１６ｂ、１６ｃ、１６ｄ）の最初から前記Ｋ個の比較器（１６ａ、１６ｂ、１６ｃ、１６ｄ）の最後まで増加するように構成され、
   前記Ｋ個の比較器（１６ａ、１６ｂ、１６ｃ、１６ｄ）の各々は、前記それぞれの比較器（１６ａ、１６ｂ、１６ｃ、１６ｄ）によって転送されるビットシーケンスを検出するように構成された相関器（２２ａ、２２ｂ、２２ｃ、２２ｄ）に接続される、
   受信ステージ。
2. 前記Ｍ個の受信パス（１２ａ、１２ｂ、１２ｃ）は、並列に配置され、その入力側において共通のノード（１３）に接続される、請求項１に記載の受信ステージ（１０、１０’、１０’’）。
3. 前記Ｍ個の受信パス（１２ａ、１２ｂ、１２ｃ）の前記それぞれの信号処理器（１４ａ、１４ｂ、１４ｃ）は、異なる利得を有する、請求項２に記載の受信ステージ（１０、１０’、１０’’）。
4. 前記Ｍ個の受信パス（１２ａ、１２ｂ、１２ｃ）の各信号処理器（１４ａ、１４ｂ、１４ｃ）は、１つの増幅器（２４ａ、２４ｂ、２４ｃ）を備える、請求項１〜３のいずれかに記載の受信ステージ（１０、１０’、１０’’）。
5. 前記Ｍ個の受信パス（１２ａ、１２ｂ、１２ｃ）の各信号処理器（１４ａ、１４ｂ、１４ｃ）は、前記それぞれの増幅器（２４ａ、２４ｂ、２４ｃ）と前記Ｋ個の比較器（１６ａ、１６ｂ、１６ｃ、１６ｄ）の間に配置された１つの復調器（２６ａ、２６ｂ、２６ｃ）を備える、請求項４に記載の受信ステージ（１０、１０’、１０’’）。
6. 前記Ｍ個の受信パスの前記信号処理器（１４ａ、１４ｂ、１４ｃ）は、直列に配置され、前記Ｍ個の受信パス（１２ａ、１２ｂ、１２ｃ）の前記Ｋ個の比較器（１６ａ、１６ｂ、１６ｃ、１６ｄ）は、並列に配置される、請求項１〜５のいずれかに記載の受信ステージ（１０、１０’、１０’’）。
7. 前記Ｍ個の受信パス（１２ａ、１２ｂ、１２ｃ）の各信号処理器（１４ａ、１４ｂ、１４ｃ）は、１つの増幅器（２４ａ、２４ｂ、２４ｃ）を備え、前記Ｍ個の受信パス（１２ａ、１２ｂ、１２ｃ）の前記それぞれの増幅器の利得は等しく、少なくとも前記Ｍ個の受信パス（１２ａ、１２ｂ、１２ｃ）の最後の増幅利得は、前記Ｍ個の受信パス（１２ａ、１２ｂ、１２ｃ）の最初の増幅器の利得と前記Ｍ個の受信パス（１２ａ、１２ｂ、１２ｃ）の最後の増幅器の利得の組合せに基づいている、請求項６に記載の受信ステージ（１０、１０’、１０’’）。
8. 前記Ｍ個の受信パス（１２ａ、１２ｂ、１２ｃ）の各信号処理器（１４ａ、１４ｂ、１４ｃ）は、１つの増幅器（２４ａ、２４ｂ、２４ｃ）と、前記増幅器（２４ａ、２４ｂ、２４ｃ）と前記Ｋ個の比較器（１６ａ、１６ｂ、１６ｃ、１６ｄ）の間に配置される１つの復調器（２６ａ、２６ｂ、２６ｃ）を備え、前記Ｍ個の受信パス（１２ａ、１２ｂ、１２ｃ）の各々に対して、前記Ｍ個の受信パス（１２ａ、１２ｂ、１２ｃ）の次に対するタップが、前記それぞれの増幅器（２４ａ、２４ｂ、２４ｃ）と前記それぞれの復調器（２６ａ、２６ｂ、２６ｃ）の間に配置される、請求項７に記載の受信ステージ（１０、１０’、１０’’）。
9. 前記Ｋ個の比較器（１６ａ、１６ｂ、１６ｃ、１６ｄ）は、並列に配置され、共通のノード（１５ａ、１５ｂ、１５ｃ）を介して前記それぞれの信号処理器（１４ａ、１４ｂ、１４ｃ）に接続される、請求項１〜８のいずれかに記載の受信ステージ（１０、１０’、１０’’）。
10. 前記Ｋ個の比較器（１６ａ、１６ｂ、１６ｃ、１６ｄ）は、前記増幅された受信信号が前記それぞれの閾値の上にある場合と、前記増幅された受信信号と干渉信号の差分が前記Ｋ個の閾値の平均距離より大きい場合に、前記増幅された受信信号を転送するように構成され、前記受信信号は、前記干渉信号と、前記ビットシーケンスを担持するデータ信号を備える、請求項１〜９のいずれかに記載の受信ステージ（１０、１０’、１０’’）。
11. 前記それぞれの相関器（２２ａ、２２ｂ、２２ｃ、２２ｄ）は、ＸＮＯＲ演算ユニットまたはＸＯＲ演算ユニットを備える、請求項１〜１０のいずれかに記載の受信ステージ（１０、１０’、１０’’）。
12. 前記Ｍ個の受信パス（１２ａ、１２ｂ、１２ｃ）の各相関器（２２ａ、２２ｂ、２２ｃ、２２ｄ）は、前記Ｋ個の相関器（２２ａ、２２ｂ、２２ｃ、２２ｄ）の１つによって検出される前記ビットシーケンスに基づく情報を出力するように構成されたデジタル選択器（２０）に接続される、請求項１〜１１のいずれかに記載の受信ステージ（１０、１０’、１０’’）。
13. 前記デジタル選択器（２０）は、Ｍ×Ｋ個のチャンネルの１つ以上を選択および／または処理する組合せロジックを備え、各チャンネルは、前記Ｍ個の受信パス（１２ａ、１２ｂ、１２ｃ）の前記それぞれの相関器（２２ａ、２２ｂ、２２ｃ、２２ｄ）によって形成される、請求項１２に記載の受信ステージ（１０、１０’、１０’’）。
14. 前記デジタル選択器（２０）は、前記ビットシーケンスが検出された前記それぞれの相関器（２２ａ、２２ｂ、２２ｃ、２２ｄ）に関する情報を出力するように構成される、請求項１２または１３に記載の受信ステージ（１０、１０’、１０’’）。
15. 前記復調器（２６ａ、２６ｂ、２６ｃ）は、ピーク検波器、電力検波器、包落線検波器および／または振幅変調信号を復調する検波器を備える、請求項５に記載の受信ステージ（１０、１０’、１０’’）。
16. 前記Ｍ個の増幅利得の２つの連続する増幅利得の間のＭ−１個の差分は、等距離である、請求項１〜１５のいずれかに記載の受信ステージ（１０、１０’、１０’’）。
17. 前記Ｋ個の閾値の間の平均距離は、２つの連続する増幅利得の間の差分より少なくとも２倍小さい、請求項１６に記載の受信ステージ（１０、１０’、１０’’）。
18. 前記各受信パス（１２ａ、１２ｂ、１２ｃ）は、複数のＫ個の比較器（１６ａ、１６ｂ、１６ｃ、１６ｄ）を備え、前記複数のＫ個の比較器（１６ａ、１６ｂ、１６ｃ、１６ｄ）は、並列に配置され、共通のノード（１５ａ、１５ｂ、１５ｃ）を介して前記それぞれの信号処理器（１４ａ、１４ｂ、１４ｃ）に接続される、請求項１〜１５のいずれかに記載の受信ステージ（１０、１０’、１０’’）。
19. Ｍ個の受信パス（１２ａ、１２ｂ、１２ｃ）を備える受信ステージ（１０、１０’、１０’’）を用いて受信信号を受信する方法であって、各受信パス（１２ａ、１２ｂ、１２ｃ）は、１つの信号処理器（１４ａ、１４ｂ、１４ｃ）とＫ個の比較器（１６ａ、１６ｂ、１６ｃ、１６ｄ）を備え、
    前記それぞれの受信パス（１２ａ、１２ｂ、１２ｃ）の増幅利得が、前記Ｍ個の受信パス（１２ａ、１２ｂ、１２ｃ）の最初から前記Ｍ個の受信パス（１２ａ、１２ｂ、１２ｃ）の最後まで増加するように、前記Ｍ個の受信パスの前記それぞれの信号処理器（１４ａ、１４ｂ、１４ｃ）を用いて、前記Ｍ個の受信パス（１２ａ、１２ｂ、１２ｃ）の各々に対して、前記受信信号の増幅されたバージョンを生成するステップと、
    前記Ｍ個の受信パスの各々に対して、前記それぞれの受信パス（１２ａ、１２ｂ、１２ｃ）の前記Ｋ個の比較器（１６ａ、１６ｂ、１６ｃ、１６ｄ）を用いて、前記それぞれの受信パス（１２ａ、１２ｂ、１２ｃ）の前記増幅された受信信号をそれぞれの閾値と比較するステップであって、前記閾値は、前記受信パス（１２ａ、１２ｂ、１２ｃ）の各々に対して、前記Ｋ個の比較器（１６ａ、１６ｂ、１６ｃ、１６ｄ）の最初から前記Ｋ個の比較器（１６ａ、１６ｂ、１６ｃ、１６ｄ）の最後まで増加する、比較するステップと、
    を備え、
    前記Ｋ個の比較器（１６ａ、１６ｂ、１６ｃ、１６ｄ）の各々は、前記それぞれの比較器（１６ａ、１６ｂ、１６ｃ、１６ｄ）によって出力されるビットシーケンスを検出するように構成された相関器（２２ａ、２２ｂ、２２ｃ、２２ｄ）に接続される、
    方法。