JP5907267B2 - 送信モジュール - Google Patents

Description

本発明は、増幅回路と、非可逆回路と、増幅回路の出力端と非可逆回路の入力端との間に接続される段間用整合回路とを備える送信モジュールに関する。

近年、携帯電話や携帯情報端末等の携帯通信端末において、使用される周波数帯域や変調方式が異なる複数の通信方式に対応するマルチバンド化、マルチモード化が要求されている。したがって、この種の携帯通信端末の送信部分に搭載される送信モジュールには、図８に示すように、周波数帯域が異なる複数の高周波信号に対応して広帯域なアイソレーション特性を有する非可逆回路３００が設けられている（例えば特許文献１）。図８に示す非可逆回路３００は、アイソレータ１３０と、アイソレータ１３０に並列に接続された広帯域化回路４と、アイソレータ１３０の後段に直列に接続された出力用整合用回路５とを備えている。アイソレータ１３０は、一対の対向する主面を有するマイクロ波用のフェライト３１を備え、フェライト３１には、一端が入力ポートに接続され、他端が出力ポートに接続された第１の中心電極（インダクタＬ１）と、両主面上で第１の中心電極と絶縁された状態で、一端が出力ポートに接続され、他端が接地された第２の中心電極（インダクタＬ２）とが設けられている。そして、第１の中心電極（インダクタＬ１）および第２の中心電極（インダクタＬ２）の交差部分に永久磁石により直流磁界が印加される。

また、広帯域化回路４は、インダクタＬ１（第１の中心電極）に並列に接続されたキャパシタＣ１と、インダクタＬ１に並列に接続された終端抵抗ＲおよびＬＣ直列共振回路（インダクタＬ３、キャパシタＣ３）の直列回路とを備えている。また、出力用整合回路５は、アイソレータ１３０の出力ポートに直列に接続されたキャパシタＣＳ２と、インダクタＬ２に並列にアイソレータ１３０の出力ポートに接続されたキャパシタＣ２とを備えている。また、非可逆回路３００の入力端には整合用のキャパシタＣＳ１を備える入力用整合回路６が接続されている。

したがって、図８に示す非可逆回路３００においては、入力端に入力用整合回路６を介して高周波電流が入力されると、第２の中心電極（インダクタＬ２）に大きな高周波電流が流れ、第１の中心電極（インダクタＬ１）にはほとんど高周波電流が流れず、挿入損失が小さく、広帯域で動作する。このとき、終端抵抗ＲやＬＣ直列共振回路（インダクタＬ３、キャパシタＣ３）にも高周波電流はほとんど流れない。一方、非可逆回路３００の出力端に高周波電流が入力されると、終端抵抗ＲとインダクタＬ３、キャパシタＣ３で構成されたＬＣ直列共振回路とのインピーダンス特性によって広帯域に整合されるので、非可逆回路３００のアイソレーション特性が向上する。なお、非可逆回路３００の中心周波数は、インダクタＬ１（第１の中心電極）と、広帯域化回路４のキャパシタＣ１、Ｃ３およびインダクタＬ３とにより形成される並列共振回路により決定される。

特開２００９−３０２７４２号公報（段落００１４〜００１８、図１、要約書など）

図８に示す広帯域化が図られた非可逆回路３００が設けられた送信モジュールでは、非可逆回路３００に増幅回路（パワーアンプ）の出力が入力される。そして、増幅回路の高効率化を図るために、増幅回路の出力端と非可逆回路３００の入力端との間に設けられた段間用整合回路により、増幅回路の出力インピーダンスと非可逆回路３００の入力インピーダンスとが整合されている。

ところで、特許文献１では、非可逆回路の通過帯域が広帯域であるため、例えば、スミスチャート上の非可逆回路３００の入力端におけるインピーダンス曲線（反射係数Ｓ１１）の長さが長くなる。このため、増幅回路が使用される所定の周波数帯域において、非可逆回路３００の入力インピーダンスの範囲が増幅回路側にとって望ましいインピーダンス領域内に収まりきらずはみ出してしまうことがある。そして、非可逆回路３００の入力端のインピーダンス曲線が前記インピーダンス領域からはみ出した部分の周波数帯域では、増幅回路の出力特性が劣化する。したがって、非可逆回路３００の入力端におけるインピーダンス曲線の長さが長いと、非可逆回路３００が広帯域にアイソレーション特性を有する一方で、増幅回路の出力インピーダンスおよび非可逆回路３００の入力インピーダンスの段間用整合回路による広帯域での整合が困難となり、増幅回路の高効率を維持した状態での送信モジュール３の送信周波数の広帯域化が困難となる。しかしながら、この点についてはこれまで適切な改善がなされてこなかった。

この発明は、上記した課題に鑑みてなされたものであり、増幅回路の効率の劣化が抑制された状態で広帯域化が図られた送信モジュールを提供することを目的とする。

上記した目的を達成するために、本発明の送信モジュールは、増幅回路と、非可逆回路と、前記増幅回路の出力端と前記非可逆回路の入力端との間に設けられた段間用整合回路とを備える送信モジュールにおいて、前記非可逆回路は、入力ポートと出力ポートとを備えたアイソレータと、前記アイソレータの入力ポートと出力ポートとの間に配置され、前記アイソレータと並列に接続された広帯域化回路と、前記アイソレータの出力ポートに直列に接続された出力用整合回路とを備え、前記アイソレータは、マイクロ波用磁性体と、前記マイクロ波用磁性体に互いに絶縁状態で交差して配置された第１の中心電極および第２の中心電極と、前記第１の中心電極および前記第２の中心電極の交差部分に直流磁界を印加する永久磁石とを備え、前記第１の中心電極の一端が前記非可逆回路の入力端に接続され、他端が前記出力用整合回路の入力端に接続され、前記第２の中心電極の一端が前記非可逆回路の入力端に接続され、他端が接地され、前記広帯域化回路は、前記第１の中心電極に並列に接続された第１のキャパシタと、前記第１の中心電極に並列に接続された終端抵抗とＬＣ直列共振回路との直列回路とを備え、前記非可逆回路に第２のキャパシタが並列に接続されていることを特徴としている。

また、前記第１のキャパシタと前記直列回路とが並列に接続されているとよい。

このように構成された発明では、アイソレータの第１の中心電極に並列に接続された第１のキャパシタと、アイソレータの第１の中心電極に並列に接続された終端抵抗とＬＣ直列共振回路との直列回路とを備える広帯域化回路の外側に、非可逆回路に並列に第２のキャパシタが接続されることにより、増幅回路が使用される所定の周波数帯域において、非可逆回路の入力インピーダンスを調整して、スミスチャートでの非可逆回路の入力端におけるインピーダンス曲線（反射係数Ｓ１１）の長さを短くすることができる。したがって、増幅回路が使用される所定の周波数帯域において、非可逆回路の入力端におけるインピーダンス曲線を、増幅回路（段間用整合回路）側にとって望ましいインピーダンス領域内に収めることができ、増幅回路の出力端と非可逆回路の入力端との間に設けられた段間用整合回路により、増幅回路の出力インピーダンスおよび非可逆回路の入力インピーダンスを広帯域に整合することができるので、増幅回路の効率の劣化が抑制された状態で広帯域化が図られた送信モジュールを提供することができる。

また、前記出力用整合回路は、一端が前記第１の中心電極の他端に接続され、他端が前記非可逆回路の出力端に接続された第３のキャパシタにより形成されているとよい。

このように構成すると、アイソレータに直列に接続された第３のキャパシタにより、容易に非可逆回路の出力インピーダンスを調整することができる。

また、前記出力用整合回路は、一端が前記第３のキャパシタの一端に接続され、他端が接地された第４のキャパシタをさらに備えるとよい。

このように構成すると、アイソレータに並列に接続された第４のキャパシタにより、容易に非可逆回路の出力インピーダンスを調整することができる。

また、前記増幅回路の出力端と前記非可逆回路の入力端との間に設けられた段間用整合回路をさらに備え、前記非可逆回路の入力端と前記段間用整合回路の出力端の間に入力用整合回路が接続されているとよい。

このとき、前記入力用整合回路は、一端が前記非可逆回路の入力端に接続され、他端が前記段間用整合回路の出力端に接続された第５のキャパシタにより形成されているとよい。

このように構成すると、非可逆回路の入力端に直列に接続された第５のキャパシタにより、容易に段間用整合回路の出力インピーダンスと非可逆回路の入力インピーダンスとを調整することができる。

また、前記入力用整合回路は、一端が前記非可逆回路の入力端に接続され、他端が接地された第６のキャパシタをさらに備えるとよい。

このように構成すると、非可逆回路の入力端に並列に接続された第４のキャパシタにより、容易に段間用整合回路の出力インピーダンスと非可逆回路の入力インピーダンスとを調整することができる。

本発明によれば、非可逆回路に並列に第２のキャパシタが接続されることにより、増幅回路が使用される所定の周波数帯域において、非可逆回路の入力端におけるインピーダンス曲線（反射係数Ｓ１１）の長さを短くすることができる。さらに、増幅回路の出力端と非可逆回路の入力端との間に設けられた段間用整合回路により、増幅回路の出力インピーダンスおよび非可逆回路の入力インピーダンスを広帯域に整合することができるので、増幅回路の効率の劣化が抑制された状態で広帯域化が図られた送信モジュールを提供することができる。

本発明の送信モジュールの第１実施形態を示す回路結線図である。 非可逆回路を形成するアイソレータを構成するフェライト・磁石素子を示す分解斜視図である。 非可逆回路の入力インピーダンス特性を説明するためのスミスチャートであり、（ａ）は図１の送信モジュールが備える非可逆回路の入力インピーダンス特性を示し、（ｂ）は従来の非可逆回路の入力インピーダンス特性を示す。 図１の送信モジュールが備えるパワーアンプの特性を示す図である。 本発明の送信モジュールの第２実施形態を示す回路結線図である。 本発明の送信モジュールの第３実施形態を示す回路結線図である。 本発明の送信モジュールの第４実施形態を示す回路結線図である。 従来の送信モジュールに設けられた非可逆回路の結線図である。

＜第１実施形態＞
本発明の送信モジュールの第１実施形態について、図１〜図４を参照して説明する。図１は本発明の送信モジュールの第１実施形態を示す回路結線図、図２は非可逆回路を形成するアイソレータを構成するフェライト・磁石素子を示す分解斜視図、図３は非可逆回路の入力インピーダンス特性を説明するためのスミスチャートであり、（ａ）は図１の送信モジュールが備える非可逆回路の入力インピーダンス特性を示し、（ｂ）は従来の非可逆回路の入力インピーダンス特性を示す。図４は図１の送信モジュールが備えるパワーアンプの特性を示す図である。なお、図８に示す従来の送信モジュールに設けられた非可逆回路が備える構成と同様の構成については同一符号が付されている。

図１に示す送信モジュール１は、樹脂やセラミックなどにより形成された基板に、入力端子ＰＩに入力された送信信号（高周波信号）を増幅するパワーアンプ２（本発明の「増幅回路」に相当）、予め定められた特定方向にのみ信号を伝送する特性を有するアイソレータ３０を有する非可逆回路３、増幅回路２の出力端子Ｐ１と非可逆回路３の入力端子Ｐ２との間に設けられた段間用整合回路７および入力用整合回路６などが設けられて形成される電力増幅モジュールであって、携帯電話や携帯情報端末等の携帯通信端末（通信システム）の送信回路部において使用される。また、入力端子ＰＩに入力されて送信モジュール１において増幅されて出力端子ＰＯから出力された送信信号は、図示省略されたデュプレクサ等の分波回路を経由してアンテナ素子ＡＮＴに出力される。

具体的には、マルチバンド化、マルチモード化された送信モジュール１において、例えば、Ｗ−ＣＤＭＡ方式のバンド１（１９２０ＭＨｚ〜１９８０ＭＨｚ）、バンド２（１８５０ＭＨｚ〜１９１０ＭＨｚ）、バンド３（１７１０ＭＨｚ〜１７８５ＭＨｚ）、ＧＳＭ（登録商標）（Global System for Mobile Communications）１８００方式（１７１０ＭＨｚ〜１７８５ＭＨｚ）、ＧＳＭ１９００方式（１８５０ＭＨｚ〜１９１０ＭＨｚ）、あるいは、ＬＴＥ（Long Term Evolution）方式とＷ−ＣＤＭＡ方式のバンド１（１９２０ＭＨｚ〜１９８０ＭＨｚ）、バンド２（１８５０ＭＨｚ〜１９１０ＭＨｚ）、バンド３（１７１０ＭＨｚ〜１７８５ＭＨｚ）による第１の送信周波数帯域を用いた通信に共通して使用されたり、例えば、Ｗ−ＣＤＭＡ方式のバンド５（８２４ＭＨｚ〜８４９ＭＨｚ）、バンド８（８８０ＭＨｚ〜９１５ＭＨｚ）、ＧＳＭ８００方式（８０６ＭＨｚ〜８２１ＭＨｚ、８２４ＭＨｚ〜８４９ＭＨｚ）、ＧＳＭ９００方式（８７０．４ＭＨｚ〜９１５ＭＨｚ）による第２の送信周波数帯域を用いた通信に共通して使用される。なお、上記した第１の送信周波数帯域を用いた通信用の送信モジュール１と、第２の送信周波数帯域を用いた通信用の送信モジュール１とを並設して一体化することにより、２つの送信周波数帯域の両方に対応した送信モジュールを構成してもよい。

パワーアンプ２は、例えばエミッタ接地回路を構成するＧａＡｓＨＢＴ（ヘテロ接合バイポーラトランジスタ）により形成された増幅素子２０としてのＮＰＮトランジスタを有し、当該増幅素子２０はパワーアンプ２の出力段に配置され、入力端子ＰＩに入力された送信信号を増幅する。なお、図１においては、パワーアンプ２の出力段の増幅素子２０のみが図示されており、パワーアンプ２を構成する他の増幅素子や、増幅素子間に配置される段間用整合回路などは、説明を簡易なものとするため図示省略されている。また、ヘテロ接合バイポーラトランジスタのかわりにソースが接地された電界効果トランジスタを増幅素子に用いてもよい。

なお、図１に示すように、この実施形態では、パワーアンプ２の出力インピーダンスは約５Ωに設定されている。

非可逆回路３は、アイソレータ３０と、アイソレータ３０に並列に接続された広帯域化回路４と、アイソレータ３０の後段に直列に接続された出力用整合回路５とを備えている。アイソレータ３０は、図２に示すように、一対の対向する主面を有するマイクロ波用のフェライト３１（本発明の「磁性体」に相当）と、一対の永久磁石３２とを備え、一方の永久磁石３２の一の磁極と他方の永久磁石３２の反対の磁極との間にフェライト３１が配置されて形成されている。具体的には、フェライト３１および永久磁石３２は直方体状に形成されており、永久磁石３２の直流磁界が、フェライト３１の主面に対してほぼ垂直方向に印加されるように、フェライト３１および永久磁石３２が、例えばエポキシ系の接着剤３８を介して接合される。

また、フェライト３１の両主面に直交する側面のうちの一つには、入力ポート３５、出力ポート３６および接地ポート３７が設けられている。また、フェライト３１には、一端が入力ポート３５に接続され、他端が出力ポート３６に接続された第１の中心電極３３（インダクタＬ１）と、両主面上で第１の中心電極３３と絶縁された状態で、一端が入力ポート３５に接続され、他端が接地ポート３７に接続された第２の中心電極３４（インダクタＬ２）とが設けられている。そして、第１の中心電極３３および第２の中心電極３４の交差部分に永久磁石３２により直流磁界が印加される。

また、第１の中心電極３３は、フェライト３１に導体膜により形成されており、フェライト３１の一方の主面の右下の出力ポート３６から立ち上がり、２本に分岐した状態で左上方に比較的小さな角度で傾斜して延伸されている。そして、第１の中心電極３３は、左上方に立ち上がり、上端面に設けられた中継用電極を介して他方の主面に回り込んでいる。さらに、第１の中心電極３３は、他方の主面において、一方の主面から見て、当該主面に形成された第１の中心電極３３とほぼ重なるように左上方から右下方に向かって形成されて出力入力ポート３５と接続される。

また、第２の中心電極３４は、フェライト３１の両主面上で第１の中心電極３３と絶縁された状態で導体膜によりフェライト３１に形成されており、フェライト３１の一方の主面の右下の入力ポート３５から、フェライト３１の長辺に対して比較的大きな角度で傾斜した状態で第１の中心電極３３と交差しつつフェライト３１を巻回するように形成されて接地ポート３７と接続される。

また、フェライト３１は、例えばＹＩＧフェライトにより形成することができ、第１、第２の中心電極３３，３４および各ポート３５〜３７は、銀や銀合金の厚膜または薄膜として印刷、転写、フォトリソグラフィなどの工法によりで形成することができる。また、第１、第２の中心電極３３，３４を絶縁する絶縁膜は、ガラスやアルミナなどの誘電体厚膜、ポリイミドなどの樹脂膜などを用いて、印刷、転写、フォトリソグラフィなどの工法で形成することができる。

なお、フェライト３１は、絶縁膜および各種電極を含めて磁性体材料にて一体的に焼成することができ、この場合、各種電極を高温焼成に耐えるＰｄ、Ａｇまたはこれらの合金により形成するとよい。

また、永久磁石３２の材質としては、残留磁束密度、保磁力といった磁気特性に優れ、高周波帯における絶縁性、低損失性にも優れているストロンチウム系フェライトマグネットや、残留磁束密度、保磁力といった磁気特性に優れており、小型化に適し、高周波帯における絶縁性を考慮しても使用可能なランタン・コバルト系フェライトマグネットなど、どのような材質のものを採用してもよい。

広帯域化回路４は、第１の中心電極３３（インダクタＬ１）に並列に接続されたキャパシタＣ１（第１のキャパシタ）と、第１の中心電極３３に並列に接続された終端抵抗ＲとインダクタＬ３、キャパシタＣ３，Ｃ４で構成されたＬＣ直列共振回路４１との直列回路とを備えている。アイソレータ３０の出力ポート３６に直列接続された出力用整合回路５は、一端が第１の中心電極３３の他端（出力ポート３６）に接続され、他端が非可逆回路３の出力端子Ｐ３に接続されたインピーダンス調整用のキャパシタＣＳ２（第３のキャパシタ）を備えている。

また、広帯域化回路４の外側に、非可逆回路３の入力インピーダンスの帯域調整用のキャパシタＣｊ（第２のキャパシタ）が非可逆回路３に並列に接続されている。なお、この実施形態では、ＬＣ直列共振回路４１は、インダクタＬ３が２つのキャパシタＣ３，Ｃ４に挟まれて直列接続されて構成されているが、単にインダクタおよびキャパシタが直列接続された回路構成や、キャパシタを２つのインダクタにより挟んだ回路構成によりＬＣ直列共振回路４１を構成してもよい。

また、非可逆回路３の入力端子Ｐ２には、入力用整合回路６が接続されており、入力用整合回路６は、一端が段間用整合回路７の出力端に接続され、他端が非可逆回路３の入力端子Ｐ２に接続されたインピーダンス調整用のキャパシタＣＳ１（第５のキャパシタ）を備えている。

このように構成された非可逆回路３では、インダクタＬ２（第２の中心電極３４）のインダクタンスがインダクタＬ１（第１の中心電極３３）のインダクタンスよりも大きく設定されることにより、非可逆回路３の入力端子Ｐ２から高周波信号が入力されると、インダクタＬ２や終端抵抗Ｒにはほとんど電流が流れず、インダクタＬ１に電流が流れて非可逆回路３の出力端子Ｐ３に入力された高周波信号が出力される。また、非可逆回路３の出力端子Ｐ３から高周波信号が逆方向に入力されると、インダクタＬ１およびキャパシタＣ１により形成される並列共振回路と、終端抵抗Ｒとによって電流が減衰（アイソレーション）される。

このとき、インダクタＬ２のインダクタンスがインダクタＬ１のインダクタンスよりも相対的に大きく設定されることによって、この実施形態では、図１に示すように、非可逆回路３の入力端子Ｐ２に接続されている入力用整合回路６の入力インピーダンスの実部が約２５Ωに低下し、入出力インピーダンスの実部が共に５０Ωに設定されている従来の非可逆回路の構成と比較すると、入力インピーダンスの実部の大きさを従来の半分程度に低くすることができる。

なお、第１、第２の中心電極３３，３４の交差角など、第１、第２の中心電極３３，３４のフェライト３１に対する巻回状態が適宜調整されることで、非可逆回路３の入力インピーダンスや挿入損失などの電気的特性が調整される。すなわち、インダクタンス比（Ｌ２／Ｌ１：第１、第２の中心電極３３，３４のフェライト３１への巻数比）の増大に伴い、非可逆回路３の入力インピーダンスから出力インピーダンスへのインピーダンス変換量は実部、虚部共に増大し、第１、第２の中心電極３３，３４の巻数を適切に設定することによりインピーダンス変換量を調整することができる。なお、インピーダンスの虚部に関しては、インピーダンス調整用のキャパシタＣＳ１，ＣＳ２により任意の値から０Ωに調整されるように構成されている。

また、アイソレータ３０の入力ポート３５と出力ポート３６との間に、終端抵抗Ｒに直列接続されたＬＣ直列共振回路４１がインダクタＬ１（第１の中心電極３３）に並列に接続されている。したがって、非可逆回路３の出力端子Ｐ３に高周波信号が逆方向に入力されると、終端抵抗ＲおよびＬＣ直列共振回路４１のインピーダンス特性によって広帯域に整合される。このため、広い周波数帯域に渡って、非可逆回路３のアイソレーション特性が向上すると共に、送信モジュールの非可逆回路３の挿入損失を低減することができる。

具体的には、例えば、Ｗ−ＣＤＭＡ方式のバンド５，８の送信周波数帯域（８２４ＭＨｚ〜９１５ＭＨｚ）を利用した通信において送信モジュール１が使用された場合に、非可逆回路３の出力端子Ｐ３に高周波信号が入力されたときに約−１０ｄＢのアイソレーション特性を確保できるように帯域が拡大される。また、非可逆回路３の挿入損失が、通信に使用される周波数帯域、すなわちパワーアンプ２により信号が増幅される周波数帯域内において最大約−０．６４ｄＢに抑制されている。

段間用整合回路７は、図１に示すように、インダクタＬ１１およびキャパシタＣ１１から成る１段のローパスフィルタ型に形成されている。この実施形態では、図１に示すように、段間用整合回路７により、パワーアンプ２の出力インピーダンス５Ωから非可逆回路３（入力用整合回路６）の入力インピーダンス２５Ωにインピーダンスが変換されている。

次に、非可逆回路３に並列にキャパシタＣｊが接続されることによる作用について説明する。

図３（ａ）に示すスミスチャートように、非可逆回路３に並列にキャパシタＣｊが接続されることにより、通信に使用される周波数帯域、すなわちパワーアンプ２により信号が増幅される周波数帯域において、非可逆回路３の入力インピーダンスを調整して、非可逆回路３の入力端子Ｐ２におけるインピーダンス曲線（反射係数Ｓ１１）の長さを短くすることができる。すなわち、通信に使用される周波数帯域内における非可逆回路３の入力端子Ｐ２におけるインピーダンスの変化量を小さくすることができる。一方、非可逆回路３に並列にキャパシタＣｊが接続されていなければ、図３（ｂ）に示すように、通信に使用される周波数帯域、すなわちパワーアンプ２により信号が増幅される周波数帯域において、非可逆回路３の入力端子Ｐ２におけるインピーダンス曲線の長さが長くなる。

したがって、パワーアンプ２が使用される所定の周波数帯域において、非可逆回路３に並列にキャパシタＣｊが接続されることにより、非可逆回路３の入力端子Ｐ２におけるインピーダンス曲線を、図３（ａ），（ｂ）中に点線で囲んで示す、パワーアンプ２（段間用整合回路７）側にとって望ましいインピーダンス領域（２５Ω付近）内に収めることができ、パワーアンプ２の出力端子Ｐ１と非可逆回路３の入力端子Ｐ２との間に設けられた段間用整合回路７および入力用整合回路６により、パワーアンプ２の出力インピーダンスおよび非可逆回路３の入力インピーダンスを広帯域に整合することができる。

なお、ここでパワーアンプ２にとって望ましいインピーダンス領域とは、パワーアンプ２が所定の出力を増幅できるインピーダンスの範囲であり、この領域に非可逆回路３の入力インピーダンスを整合させることで、広帯域で効率よくパワーアンプ２からの増幅信号を増幅できる。

また、例えば、上記した第１の送信周波数帯域において、図４に示すように、非可逆回路３に並列にキャパシタＣｊが接続されている場合（図４中に□で示す）と、非可逆回路３に並列にキャパシタＣｊが接続されていない場合（図４中に◇で示す）とを比較すると、広帯域に渡ってパワーアンプ２の効率が向上していることがわかる。また、例えば、上記した第１の送信周波数帯域において、図４に示すように、非可逆回路３に並列にキャパシタＣｊが接続されている場合（図４中に示す）と、非可逆回路３に並列にキャパシタＣｊが接続されていない場合（図４中に◆で示す）とを比較すると、通信に使用される広帯域に渡ってパワーアンプ２の歪み特性が改善される。なお、上記した第２の送信周波数帯域においても同様の効果を奏することができる。

以上のように、上記した実施形態によれば、アイソレータ３０の第１の中心電極３３に並列に接続されたキャパシタＣ１と、アイソレータ３０の第１の中心電極３３に並列に接続された終端抵抗ＲとＬＣ直列共振回路４１との直列回路とを備える広帯域化回路４の外側に、非可逆回路３に並列にキャパシタＣｊが接続されることにより、パワーアンプ２が使用される、すなわち、通信に使用される所定の周波数帯域において、非可逆回路３の入力インピーダンスを調整して非可逆回路３の入力端子Ｐ２におけるインピーダンス曲線（反射係数Ｓ１１）の長さを短くすることができる。したがって、パワーアンプ２が使用される所定の周波数帯域において、非可逆回路３の入力端子Ｐ２におけるインピーダンス曲線を、パワーアンプ２（段間用整合回路７）側にとって望ましいインピーダンス領域内に収めることができ、パワーアンプ２の出力端子Ｐ１と非可逆回路３の入力端子Ｐ２との間に設けられた段間用整合回路７および入力用整合回路６により、パワーアンプ２の出力インピーダンスおよび非可逆回路３の入力インピーダンスを広帯域に整合することができるので、パワーアンプ２の効率の劣化が抑制された状態で広帯域化が図られた送信モジュール１を提供することができる。

また、アイソレータ３０に直列に接続された出力用整合回路５が備えるキャパシタＣＳ２により、容易に非可逆回路３の出力インピーダンスを調整することができる。

また、非可逆回路３の入力インピーダンスが従来よりも低減されているので、パワーアンプ２の出力端子Ｐ１から非可逆回路３の入力端子Ｐ２までのインピーダンスの変換比を相対的に小さくすることができるので、段間用整合回路７の構成を簡素なものとすることができる。これにより、段間用整合回路７の挿入損失が低減され、送信モジュール１の高効率化を図ることができる。また、段間用整合回路７の簡素化を図ることができるので、送信モジュール１の製造コストの低減を図ることができる。また、段間用整合回路７の簡素化を図ることができるので、インダクタＬ１１およびキャパシタＣ１１から成る簡素で実用的な構成の１段のローパスフィルタ型の段間用整合回路７を構成することができる。

また、パワーアンプ２の出力インピーダンスを、予め設定された非可逆回路３の出力インピーダンス（例えば５０Ω）まで変換するのに、段間用整合回路７の構成と、非可逆回路３が備える各受動素子やアイソレータ３０の構成とを変更することにより、２段階でインピーダンスの変換を行うことができるので、送信モジュール１の設計の自由度を高めることができる。

また、段間用整合回路７を簡素化することができるので、非可逆回路３を備えているにも関わらず、非可逆回路３が設けられていない送信モジュールと同様の挿入損失に送信モジュール１を構成することができ、非可逆回路３を備えることにより、従来よりも負荷変動に対する耐性が大きく、しかも、挿入損失が従来と同等、もしくは、より低損失の送信モジュール１を提供することができる。

また、送信モジュール１において、複数の周波数帯域、または異なる通信システムの送信信号を低損失で効率よく増幅することができる。したがって、各周波数帯域ごと、または異なる通信システムごとに送信モジュール１を個別に設けなくともよく、各周波数帯域の送信信号を共通の送信モジュール１で増幅して送信することができるので非常に効率がよく、送信モジュール１が搭載される装置の部品構成の簡素化を図ることができる。

具体的には、上記したように、広帯域に優れた損失特性とアイソレーション特性を有する送信モジュール１は、Ｗ−ＣＤＭＡ方式のバンド１，２，３、ＧＳＭ１８００方式、ＧＳＭ１９００方式それぞれに対応して無線通信を行う通信システムや、Ｗ−ＣＤＭＡ方式のバンド５，８、ＧＳＭ８００方式、ＧＳＭ９００方式それぞれに対応して無線通信を行う通信システム、Ｗ−ＣＤＭＡ方式のバンド１，２，３とＬＴＥ方式のバンド１，２，３それぞれに対応して無線通信を行う通信システムなど、マルチバンド、マルチモードに対応した通信システムにおいて好適に使用することができる。

＜第２実施形態＞
本発明の送信モジュールの第２実施形態について、図５を参照して説明する。図５は本発明の送信モジュールの第２実施形態を示す回路結線図である。この実施形態が上記した第１実施形態と異なるのは、図５に示すように、出力用整合回路５が、一端がキャパシタＣＳ２の一端（出力ポート３６）に接続され、他端が接地されたキャパシタＣ２（第４のキャパシタ）をさらに備え、入力用整合回路６が、一端が非可逆回路３の入力端子Ｐ２に接続され、他端が接地されたキャパシタＣ５（第６のキャパシタ）を備えている点である。その他の構成は上記した第１実施形態と同様であるため、同様の構成については同一符号を付すことによりその構成および動作の説明を省略する。

このように構成すると、上記した第１実施形態と同様の効果を奏することができると共に、以下の効果を奏することができる。すなわち、アイソレータ３０に並列に接続されたキャパシタＣ２により、出力インピーダンスの調整範囲を広げることができる。

＜第３実施形態＞
本発明の送信モジュールの第３実施形態について、図６を参照して説明する。図６は本発明の送信モジュールの第３実施形態を示す回路結線図である。この実施形態が上記した第１実施形態と異なるのは、図６に示すように、アイソレータ１３０が、図８に示す従来のアイソレータと同様の構成を備えている点である。すなわち、第１の中心電極３３（インダクタＬ１）の一端が入力ポート３５に接続され、他端が出力ポート３６に接続され、第２の中心電極３４（インダクタＬ２）の一端が出力ポート３６に接続され、他端が接地ポート３７に接続されている。その他の構成は上記した第１実施形態と同様であるため、同様の構成については同一符号を付すことによりその構成および動作の説明を省略する。

このように構成すると、上記した第１実施形態と同様の効果を奏することができる。なお、この実施形態では、非可逆回路３の入力端子Ｐ２に接続された入力用整合回路６の入力インピーダンスが約５０Ωに構成されている。

＜第４実施形態＞
本発明の送信モジュールの第４実施形態について、図７を参照して説明する。図７は本発明の送信モジュールの第４実施形態を示す回路結線図である。この実施形態が上記した第２実施形態と異なるのは、図７に示すように、アイソレータ１３０が、図８に示す従来のアイソレータと同様の構成を備えている点である。すなわち、第１の中心電極３３（インダクタＬ１）の一端が入力ポート３５に接続され、他端が出力ポート３６に接続され、第２の中心電極３４（インダクタＬ２）の一端が出力ポート３６に接続され、他端が接地ポート３７に接続されている。その他の構成は上記した第１および第２実施形態と同様であるため、同様の構成については同一符号を付すことによりその構成および動作の説明を省略する。

このように構成すると、上記した第１および第２実施形態と同様の効果を奏することができる。なお、この実施形態では、非可逆回路３の入力端子Ｐ２に接続された入力用整合回路６の入力インピーダンスが約５０Ωに構成されている。

なお、本発明は上記した実施形態に限定されるものではなく、その趣旨を逸脱しない限りにおいて、上記したもの以外に種々の変更を行なうことが可能であり、例えば、上記した送信モジュール１の特性は全て一例であって、送信モジュール１が使用される無線通信機器や携帯通信端末の構成や使用周波数帯域に応じて、パワーアンプ２、非可逆回路３および整合回路４の構成を、適宜、上記したように適切に設計すればよい。

アイソレータ３０，１３０の構成は上記した例に限るものではなく、例えば、中心電極を、一対の永久磁石３２のフェライト３１の両主面との対向面にそれぞれ形成すると共に、一対の永久磁石３２とフェライト３１とが接合された状態で、各永久磁石３２に形成された中心電極どうしが、フェライト３１の上端面および下端面に形成された中継用の電極を介して電気的に接続されるようにしてもよい。

また、送信モジュール１が備える基板上に配設される電子部品としては上記した例に限られるものではなく、送信モジュール１の使用目的や設計に応じて、適宜、最適な電子部品を選択して基板に実装すればよい。例えば、送信モジュール１に、段間フィルタ（ＳＡＷフィルタ）や電力検出器がさらに搭載されていてもよいし、スイッチ、ダイプレクサなどのマルチプレクサ、カプラなどがさらに搭載されていてもよい。また、上記した各インダクタＬ３，Ｌ１１やキャパシタＣ１〜Ｃ５，Ｃ１１，Ｃｊ、終端抵抗Ｒなどの受動素子は、基板上に実装されるチップ部品により構成してもよいし、チップ部品に代えて、基板内に内蔵されるものや、基板内の配線パターンにより形成されたものであってもよい。また、増幅素子２０のトランジスタを、上記したＧａＡｓＨＢＴに代えて、ＦＥＴ等の周知の増幅素子により構成してもよい。

また、上記した各実施形態では、段間用整合回路７が１段のローパスフィルタ型に形成されているが、段間用整合回路７の構成としては、２段もしくは３段以上のローパスフィルタ型や、ハイパスフィルタ型など、どのような構成であってもよく、必要に応じて、段間用整合回路７を周知の回路構成により形成すればよい。

ところで、送信モジュール１は、図１、図５〜図７に示すように、一般的に、その出力インピーダンスは入力インピーダンスが５０Ωのデバイスが接続される前提で設計されているが、アンテナ素子ＡＮＴ等の負荷変動によってＶＳＷＲ（Voltage Standing Wave Ratio：電圧定在波比）が変動する。したがって、アンテナ素子ＡＮＴ等の負荷変動に伴いＶＳＷＲが変動するため、パワーアンプ２の増幅素子２０のトランジスタのコレクタ電流が増大し、パワーアンプ２が破損するおそれがある。この現象を防止するために、当該トランジスタのエミッタサイズが、その許容範囲がＶＳＷＲの変動に伴うコレクタ電流の増大に対して十分に大きなサイズに設定されている。

例えば、非可逆回路３が設けられていない場合、送信モジュール１のパワーアンプ２の出力段の増幅素子２０のトランジスタのエミッタサイズは、ＶＳＷＲが最大想定される値の１０倍に変動したときのコレクタ電流値が許容範囲内となるように設定されている。具体的には、アンテナ素子ＡＮＴ等の負荷変動が無く出力インピーダンスが５０Ωで安定しているときにパワーアンプ２の出力電流（コレクタ電流）の最大値が約１．３Ａである場合に、例えば、アンテナ素子ＡＮＴ等の負荷変動に伴いＶＳＷＲが１０倍に変動すると、パワーアンプ２の出力電流の最大値は約２倍の約２．６Ａに増大する。したがって、パワーアンプ２の出力段の増幅素子２０のトランジスタのエミッタサイズは、約２．６Ａのコレクタ電流が許容範囲となるサイズに設定される。

しかしながら、図１，図５〜図７に示す送信モジュール１では、非可逆回路３を経由してパワーアンプ２の出力信号がアンテナ素子ＡＮＴに出力されているため、上記したようにアンテナ素子ＡＮＴ等の負荷変動に伴い送信モジュール１の出力端子ＰＯにおいて観測されるＶＳＷＲが変動しても、パワーアンプ２の出力端子Ｐ１から見た負荷変動は抑制される。具体的には、例えば、非可逆回路３が−１５ｄＢのアイソレーション特性を有する場合には、アンテナ素子ＡＮＴ等の負荷変動に伴い送信モジュール１の出力端子ＰＯにおいて観測されるＶＳＷＲが１０倍に変動しても、パワーアンプ２の出力電流（コレクタ電流）の最大値は約１．５Ａに抑制される。

したがって、パワーアンプ２の出力段の増幅素子２０のトランジスタのエミッタサイズを、非可逆回路３のアイソレーション特性に基づいて予め決定される、すなわち、アンテナ素子ＡＮＴ等の負荷変動によるパワーアンプ２の出力電流の変動時の最大値（例えば１．５Ａ）が予め規定された許容範囲となるように設定してもよい。このように構成すると、上記したように、ＶＳＷＲの変動に伴うパワーアンプ２の出力電流（コレクタ電流）の最大値が非可逆回路３により約２．６Ａ→約１．５Ａに抑制される場合には、増幅素子２０のトランジスタのエミッタサイズを約４０％削減することができる。また、このように増幅素子２０のトランジスタのエミッタサイズが従来よりも小さく設定されることにより、従来、５Ω程度であったパワーアンプ２の出力インピーダンスを、例えば約６．５Ω程度に増大することができる。

このように、パワーアンプ２の負荷変動は非可逆回路３のアイソレーション特性に基づいて予め決定されるが、当該負荷変動によるパワーアンプ２の出力電流の変動時の最大値は、送信モジュール１に非可逆回路３が設けられていない場合と比較すると非常に小さくなる。したがって、パワーアンプ２の出力段の増幅素子２０のトランジスタのエミッタサイズを、当該負荷変動によるパワーアンプ２の出力電流の変動値の最大値が予め規定された許容範囲となるように設定することによって、増幅素子２０のトランジスタのエミッタサイズの低減を図ることができる。

また、増幅素子２０のトランジスタのエミッタサイズが低減されることにより、パワーアンプ２の出力インピーダンスが増大するので、パワーアンプ２の出力端子Ｐ１から非可逆回路３の入力端子Ｐ２までのインピーダンスの変換比を相対的に小さくすることができる。したがって、パワーアンプ２の出力端子Ｐ１と非可逆回路３の入力端子Ｐ２との間に接続される段間用整合回路７の簡素化を図ることができる。また、段間用整合回路７の簡素化を図ることにより、段間用整合回路７の挿入損失の低減を図ることができるので、送信モジュール１の高効率化を図ることができる。

また、パワーアンプ２の出力段の増幅素子２０のトランジスタのエミッタサイズが低減されることにより、パワーアンプ２の小型化を図ることができるので、送信モジュール１の小型化を図ることができる。また、バイポーラトランジスタにより形成される増幅素子２０のトランジスタのエミッタサイズを、非可逆回路３のアイソレーション特性に基づいて適正に設定することにより、パワーアンプ２の出力インピーダンスを高く設定することができる。

また、上記した実施形態では、非可逆回路３の入力端子Ｐ２に入力用整合回路６が接続されているが、入力用整合回路６は必ずしも必要ない。したがって、入力用整合回路６を設けない場合には、パワーアンプ２の出力インピーダンスと非可逆回路３の入力インピーダンスとを段間用整合回路７により整合するように構成すればよい。

そして、増幅回路と、非可逆回路と、増幅回路の出力端と非可逆回路の入力端との間に設けられた段間用整合回路とを備える送信モジュールに本発明を広く適用することができる。

１ 送信モジュール
２ パワーアンプ（増幅回路）
３ 非可逆回路
３０，１３０ アイソレータ
３１ フェライト（磁性体）
３３ 第１の中心電極
３４ 第２の中心電極
３５ 入力ポート
３６ 出力ポート
４ 広帯域化回路
４１ ＬＣ直列共振回路
５ 出力用整合回路
６ 入力用整合回路
７ 段間整用合回路
Ｃ１ キャパシタ（第１のキャパシタ）
Ｃ２ キャパシタ（第４のキャパシタ）
Ｃ５ キャパシタ（第６のキャパシタ）
Ｃｊ キャパシタ（第２のキャパシタ）
ＣＳ１ キャパシタ（第５のキャパシタ）
ＣＳ２ キャパシタ（第３のキャパシタ）
Ｒ 終端抵抗

Claims (7)

1. 増幅回路と、非可逆回路とを備える送信モジュールにおいて、
   前記非可逆回路は、
   入力ポートと出力ポートとを備えたアイソレータと、
   前記アイソレータの入力ポートと出力ポートとの間に配置され、前記アイソレータと並列に接続された広帯域化回路と、
   前記アイソレータの出力ポートに直列に接続された出力用整合回路とを備え、
   前記アイソレータは、
   マイクロ波用磁性体と、
   前記マイクロ波用磁性体に互いに絶縁状態で交差して配置された第１の中心電極および第２の中心電極と、
   前記第１の中心電極および前記第２の中心電極の交差部分に直流磁界を印加する永久磁石とを備え、
   前記第１の中心電極の一端が前記非可逆回路の入力端に接続され、他端が前記出力用整合回路の入力端に接続され、
   前記第２の中心電極の一端が前記非可逆回路の入力端に接続され、他端が接地され、
   前記広帯域化回路は、
   前記第１の中心電極に並列に接続された第１のキャパシタと、
   前記第１の中心電極に並列に接続された終端抵抗とＬＣ直列共振回路との直列回路とを備え、
   前記非可逆回路に第２のキャパシタが並列に接続されている
   ことを特徴とする送信モジュール。
2. 前記第１のキャパシタと前記直列回路とが並列に接続されていることを特徴とする請求項１に記載の送信モジュール。
3. 前記出力用整合回路は、一端が前記第１の中心電極の他端に接続され、他端が前記非可逆回路の出力端に接続された第３のキャパシタにより形成されていることを特徴とする請求項１または２に記載の送信モジュール。
4. 前記出力用整合回路は、一端が前記第３のキャパシタの一端に接続され、他端が接地された第４のキャパシタをさらに備えることを特徴とする請求項３に記載の送信モジュール。
5. 前記増幅回路の出力端と前記非可逆回路の入力端との間に設けられた段間用整合回路をさらに備え、前記非可逆回路の入力端と前記段間用整合回路の出力端の間に入力用整合回路が接続されている請求項１ないし４のいずれかに記載の送信モジュール。
6. 前記入力用整合回路は、一端が前記非可逆回路の入力端に接続され、他端が前記段間用整合回路の出力端に接続された第５のキャパシタにより形成されていることを特徴とする請求項５に記載の送信モジュール。
7. 前記入力用整合回路は、一端が前記非可逆回路の入力端に接続され、他端が接地された第６のキャパシタを備えることを特徴とする請求項６に記載の送信モジュール。

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