JP5975445B2

JP5975445B2 - Transmitter and transmission method

Info

Publication number: JP5975445B2
Application number: JP2013182075A
Authority: JP
Inventors: 山田　貴之; 貴之山田; 加保　貴奈; 貴奈加保; 山口　陽; 陽山口; 上原　一浩; 一浩上原; 生真安藤; ザカンタン; 純道荒木
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp; Tokyo Institute of Technology NUC; NTT Inc USA
Current assignee: Tokyo Institute of Technology NUC; NTT Inc; NTT Inc USA
Priority date: 2013-09-03
Filing date: 2013-09-03
Publication date: 2016-08-23
Anticipated expiration: 2033-09-03
Also published as: JP2015050687A

Description

本発明は、送信機、及び送信方法に関する。 The present invention relates to a transmitter and a transmission method.

無線通信の用途が高度かつ多様化するのにしたがい、多種多様な無線システムを統合的に収容するために複数の周波数帯域の信号を同時に送信できる送信機が検討されている。一般的に信号を送信する際に使用する増幅器や周波数変換器は非線形歪み特性を有するので、高品質かつ高電力効率な送信を行うためには歪み補償技術が必要である。また、さらに、装置の温度変化などの時変動に追従する、より高精度な補償を行う為には、フィードバック系を用いた適応的な歪み補償も必要となる。しかし、対応する無線システムの数が増加するほど、または周波数帯域が広くなるほど、各無線システムの送信系、および送信系に対応するフィードバック系に要する部品点数が増加するといった問題がある。 As the use of wireless communication is advanced and diversified, transmitters capable of simultaneously transmitting signals in a plurality of frequency bands are being studied in order to accommodate various wireless systems in an integrated manner. In general, amplifiers and frequency converters used for transmitting a signal have nonlinear distortion characteristics, and therefore, distortion compensation technology is necessary to perform transmission with high quality and high power efficiency. Furthermore, adaptive distortion compensation using a feedback system is also necessary in order to perform more accurate compensation that follows time fluctuations such as a temperature change of the apparatus. However, there is a problem that the number of parts required for the transmission system of each wireless system and the feedback system corresponding to the transmission system increases as the number of corresponding wireless systems increases or the frequency band becomes wider.

このような問題に対して、複数の周波数帯域を同時に増幅することに対応した増幅器を用いて部品の共通化を図った送信機が報告されている（例えば、非特許文献１参照）。また、複数の周波数帯域の信号を同時に送信する送信機であってフィードバック系においてアンダーサンプリングを用いて一括周波数変換を行い、フィードバックする構成の送信機も報告されている（例えば、非特許文献２、３参照）。非特許文献１には、図６に示すような、バンドごとに対応するフィードバック系が並列に並べられた構成のマルチバンド適応型歪み補償技術を搭載した送信機が示されている。非特許文献２には、図７に示すような、アンチエイリアシングフィルタとして、バンドごとのＢＰＦ（Band Pass Filter）８０−１，…，８０−Ｎを通した後、アンダーサンプリングによってＬｏｗ−ＩＦ（Low-Intermediate Frequency）帯に所望の帯域を並べてダウンコンバートし、一括してフィードバックする構成が示されている。非特許文献３には、図８に示すような、アンチエイリアシングフィルタとして、所望のＲＦ（Radio Frequency）帯の全バンドを通過させるＬＰＦ（Low Pass Filter）８３を通した後、非特許文献２と同様にアンダーサンプリングによってＬｏｗ−ＩＦ帯に所望の帯域を並べて一括ダウンコンバートし、フィードバックする構成が示されている。 In response to such a problem, a transmitter has been reported in which components are shared by using an amplifier that can simultaneously amplify a plurality of frequency bands (see, for example, Non-Patent Document 1). There is also a transmitter that simultaneously transmits signals in a plurality of frequency bands and performs a batch frequency conversion using undersampling in a feedback system and feeds back (for example, Non-Patent Document 2, 3). Non-Patent Document 1 shows a transmitter equipped with a multiband adaptive distortion compensation technique having a configuration in which feedback systems corresponding to each band are arranged in parallel as shown in FIG. In Non-Patent Document 2, as shown in FIG. 7, as an anti-aliasing filter, after passing BPF (Band Pass Filter) 80-1,..., 80 -N for each band, Low-IF (Low A configuration is shown in which a desired band is arranged in the -Intermediate Frequency) band, down-converted, and fed back collectively. In Non-Patent Document 3, after passing through an LPF (Low Pass Filter) 83 that passes all bands of a desired RF (Radio Frequency) band as an anti-aliasing filter as shown in FIG. Similarly, a configuration is shown in which a desired band is arranged in the Low-IF band by undersampling, batch-converted, and fed back.

S. A. Bassam, M. Helaoui, and F. M. Ghannouchi, “2-D digital predistortion (2-D-DPD) architecture for concurrent dual-band transmitters,” IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol. 59, no. 10, pp. 2547-2553, Oct. 2011.SA Bassam, M. Helaoui, and FM Ghannouchi, “2-D digital predistortion (2-D-DPD) architecture for concurrent dual-band transmitters,” IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol. 59, no. 10, pp 2547-2553, Oct. 2011. A. Cidronali, I. Magrini, R. Fagotti, and G. Manes, “A new approach for concurrent dual-band IF digital predistortion: System design and analysis,” in Integr. Nonlinear Microw. Millimetre-Wave Circuits Workshop, pp. 127-130, Nov. 2008.A. Cidronali, I. Magrini, R. Fagotti, and G. Manes, “A new approach for concurrent dual-band IF digital predistortion: System design and analysis,” in Integr. Nonlinear Microw. Millimetre-Wave Circuits Workshop, pp. 127-130, Nov. 2008. S. A. Bassam, A. Kwan, W.Chen, M.Helaoui, and F. M. Ghannouchi, “Subsampling Feedback Loop Applicable to Concurrent Dual-Band Linearization Architecture,” IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol. 60, no. 6, Jun. 2012.SA Bassam, A. Kwan, W. Chen, M. Helaoui, and FM Ghannouchi, “Subsampling Feedback Loop Applicable to Concurrent Dual-Band Linearization Architecture,” IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol. 60, no. 6, Jun . 2012.

しかしながら、非特許文献１及び２に記載の技術では、バンドごとにフィードバック系を必要としたり、また、バンドパスフィルタを必要としたりするため、対応するバンド数が増加すると、それに伴ってフィードバック系回路の部品点数が増加してしまうという問題がある。
また、非特許文献３に記載の技術では、所望のＲＦ帯を全て通過させるローパスフィルタを用いて、アンダーサンプリングを行った場合、一括してダウンコンバートした後の帯域に重畳される歪み成分の電力レベルやノイズフロアレベルが高くなる恐れがあるという問題がある。 However, in the techniques described in Non-Patent Documents 1 and 2, a feedback system is required for each band or a band-pass filter is required. Therefore, when the number of corresponding bands increases, the feedback system circuit is accordingly increased. There is a problem that the number of parts increases.
In the technique described in Non-Patent Document 3, when undersampling is performed using a low-pass filter that passes all desired RF bands, the distortion component power superimposed on the band after down-converting all at once. There is a problem that the level and the noise floor level may be increased.

本発明は、上記問題を解決すべくなされたもので、その目的は、バンド数が増加してもフィードバック系回路の部品点数を増加させず、かつ歪み成分の電力レベルやノイズフロアレベルを低く抑えることを可能とする送信機、及び送信方法を提供することにある。 The present invention has been made to solve the above problems, and its object is to keep the power level and noise floor level of distortion components low without increasing the number of parts of the feedback circuit even if the number of bands increases. It is an object of the present invention to provide a transmitter and a transmission method that make it possible.

上記問題を解決するために、本発明の一態様は、デジタル信号を生成する信号生成部と、歪み補償係数に基づいて、増幅する際に生じる前記デジタル信号の非線形歪みを抑圧して歪み補償するデジタル歪み補償部と、歪み補償された前記デジタル信号をアナログ信号に変換するＤＡ変換部と、局発信号を出力する第１の局部発振器と、前記局発信号に基づいて前記アナログ信号をアップコンバートする周波数変換部と、アップコンバートされた信号を増幅して送信信号を出力する増幅器と、前記送信信号を２つに分配する分配部と、分配された一方の前記送信信号を送信するアンテナと、局発信号を出力する複数の第２の局部発振器と、前記複数の第２の局部発振器から出力される複数の局発信号に基づいて、分配された他方の前記送信信号を一括してダウンコンバートするマルチバンド一括周波数変換部と、前記マルチバンド一括周波数変換部が出力するアナログ信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換部と、前記ＡＤ変換部が出力するデジタル信号と、前記信号生成部が生成したデジタル信号とに基づいて、前記歪み補償係数を算出し、前記デジタル歪み補償部に前記歪み補償係数を更新させる解析部と、を備えることを特徴とする送信機である。 In order to solve the above problems, according to one embodiment of the present invention, a signal generation unit that generates a digital signal and distortion compensation by suppressing nonlinear distortion of the digital signal that occurs when amplifying based on a distortion compensation coefficient A digital distortion compensator; a DA converter for converting the distortion-compensated digital signal into an analog signal; a first local oscillator for outputting a local signal; and up-converting the analog signal based on the local signal A frequency converter that performs amplification, an amplifier that amplifies the upconverted signal and outputs a transmission signal, a distribution unit that distributes the transmission signal into two, an antenna that transmits one of the distributed transmission signals, A plurality of second local oscillators that output local oscillation signals, and the other transmission signal that is distributed based on a plurality of local oscillation signals output from the plurality of second local oscillators A multiband batch frequency converter that performs down-conversion in a batch, an AD converter that converts an analog signal output from the multiband batch frequency converter into a digital signal, a digital signal output from the AD converter, and the signal A transmitter comprising: an analysis unit that calculates the distortion compensation coefficient based on the digital signal generated by the generation unit and causes the digital distortion compensation unit to update the distortion compensation coefficient.

また、本発明の一態様は、上記に記載の発明において、前記複数の第２の局部発振器ごとに備えられ、前記複数の第２の局部発振器が出力する局発信号の電力レベルを変更する複数のレベル制御部と、前記レベル制御部に対して前記局発信号の電力レベルを変更する指示信号を出力する制御部と、を備えるようにしてもよい。 Further, according to one aspect of the present invention, in the above-described invention, a plurality of second power generators are provided for each of the plurality of second local oscillators and change a power level of a local signal output from the plurality of second local oscillators. And a control unit that outputs an instruction signal for changing the power level of the local oscillation signal to the level control unit.

また、本発明の一態様は、上記に記載の発明において、前記解析部は、前記ＡＤ変換部が出力する前記デジタル信号の周波数帯域ごとの電力レベルを検出して前記制御部に出力し、前記制御部は、前記デジタル信号の周波数帯域における電力レベルを揃える場合、当該電力レベルを揃えるために電力レベルの増減を必要とする周波数帯域に対応する前記レベル制御部に対して、必要とされる前記電力レベルの増減量に応じた前記局発信号の電力レベルの変更をさせる指示信号を出力する、こととしてもよい。 Further, according to one aspect of the present invention, in the above-described invention, the analysis unit detects a power level for each frequency band of the digital signal output from the AD conversion unit, and outputs the detected power level to the control unit. When aligning the power level in the frequency band of the digital signal, the control unit is required for the level control unit corresponding to the frequency band that needs to increase or decrease the power level to align the power level. An instruction signal for changing the power level of the local signal according to the amount of increase or decrease of the power level may be output.

また、本発明の一態様は、上記に記載の発明において、前記解析部は、前記ＡＤ変換部が出力するデジタル信号の周波数帯域ごとの電力レベルを検出して前記制御部に出力し、前記制御部は、予め定められる電力閾値と、前記解析部が検出した電力レベルとに基づいて、前記電力レベルを変更する必要があると判定した場合、当該電力レベルの変更を必要とする周波数帯域に対応する前記レベル制御部に対して、必要とされる前記電力レベルの変更に応じた前記局発信号の電力レベルの変更をさせる指示信号を出力する、こととしてもよい。 Further, according to one aspect of the present invention, in the above-described invention, the analysis unit detects a power level for each frequency band of a digital signal output from the AD conversion unit, outputs the detected power level to the control unit, and performs the control. When it is determined that the power level needs to be changed based on a predetermined power threshold and the power level detected by the analysis unit, the unit corresponds to a frequency band that needs to change the power level. It is good also as outputting the instruction | indication signal which makes the said level control part change the power level of the said local oscillation signal according to the change of the said required power level.

また、本発明の一態様は、上記に記載の発明において、前記デジタル信号は複数の信号を含み、前記ＤＡ変換部、前記第１の局部発振器、前記周波数変換部は、前記複数の信号の数に応じて備えられ、前記増幅器、前記分配部、前記アンテナは、前記複数の信号の数、または、前記複数の信号を任意に組み合わせた場合の組み合わせの数に応じた個数が備えられることとしてもよい。 One embodiment of the present invention is the above-described invention, wherein the digital signal includes a plurality of signals, and the DA converter, the first local oscillator, and the frequency converter include the number of the plurality of signals. The amplifier, the distribution unit, and the antenna may be provided in a number corresponding to the number of the plurality of signals or the number of combinations when the plurality of signals are arbitrarily combined. Good.

また、本発明の一態様は、上記に記載の発明において、前記第１の局部発振器は、複数存在し、複数の前記第２の局部発振器の一部、または全ては、複数の前記第１の局部発振器であることとしてもよい。 One embodiment of the present invention is the above-described invention, wherein there are a plurality of the first local oscillators, and some or all of the plurality of second local oscillators are a plurality of the first local oscillators. It may be a local oscillator.

また、本発明の一態様は、上記に記載の発明において、前記デジタル歪み補償部が出力する歪み補償された前記デジタル信号のＩｃｈ成分とＱｃｈ成分とを直交変調により合成して前記ＤＡ変換部に出力するＩＱ合成部と、前記ＡＤ変換部が出力するアナログ信号をＩｃｈ成分とＱｃｈ成分に分離して前記解析部に出力するＩＱ分離部と、を備えることとしてもよい。 Further, according to one aspect of the present invention, in the invention described above, the Ich component and the Qch component of the distortion-compensated digital signal output from the digital distortion compensation unit are combined by orthogonal modulation to the DA conversion unit. An IQ combining unit that outputs and an IQ separation unit that separates an analog signal output from the AD conversion unit into an Ich component and a Qch component and outputs the separated signal to the analysis unit may be provided.

また、本発明の一態様は、デジタル信号を生成し、歪み補償係数に基づいて、増幅する際に生じる前記デジタル信号の非線形歪みを抑圧して歪み補償し、歪み補償された前記デジタル信号をアナログ信号に変換し、局発信号に基づいて前記アナログ信号をアップコンバートし、増幅して送信信号を出力し、前記送信信号を２つに分配し、分配した一方の前記送信信号をアンテナにより送信し、複数の局発信号に基づいて、分配した他方の前記送信信号を一括してダウンコンバートし、ダウンコンバートしたアナログ信号をデジタル信号に変換し、変換したデジタル信号と、生成した前記デジタル信号とに基づいて、前記歪み補償係数を算出し、前記歪み補償係数を更新することを特徴とする送信方法である。 In addition, according to one embodiment of the present invention, a digital signal is generated, and distortion compensation is performed by suppressing non-linear distortion of the digital signal generated when amplifying based on a distortion compensation coefficient, and the distortion-compensated digital signal is converted into an analog signal. The signal is converted to a signal, the analog signal is up-converted based on the local signal, amplified and output as a transmission signal, the transmission signal is divided into two, and one of the distributed transmission signals is transmitted by an antenna. Based on a plurality of local signals, the other distributed transmission signal is down-converted at once, the down-converted analog signal is converted into a digital signal, the converted digital signal, and the generated digital signal Based on this, the distortion compensation coefficient is calculated, and the distortion compensation coefficient is updated.

この発明によれば、バンド数が増加してもフィードバック系回路の部品点数を増加させず、かつ歪み成分の電力レベルやノイズフロアレベルを低く抑えることが可能となる。 According to the present invention, even if the number of bands increases, the number of parts of the feedback system circuit does not increase, and the power level and noise floor level of the distortion component can be kept low.

本発明の第１実施形態による送信機の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the transmitting apparatus by 1st Embodiment of this invention. 同実施形態の送信機の他の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the other structure of the transmitting apparatus of the embodiment. 第２実施形態による送信機の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the transmitting apparatus by 2nd Embodiment. 同実施形態の送信機の他の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the other structure of the transmitting apparatus of the embodiment. 第３実施形態による送信機の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the transmitting apparatus by 3rd Embodiment. 従来の送信機の構成（その１）を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure (the 1) of the conventional transmitter. 従来の送信機の構成（その２）を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure (the 2) of the conventional transmitter. 従来の送信機の構成（その３）を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure (the 3) of the conventional transmitter.

（第１実施形態）
以下、本発明の第１実施形態について図面を参照して説明する。図１は、第１実施形態による送信機１の構成を示すブロック図である。送信機１は、複数の無線帯域の信号を同時に増幅して送信する送信機である。送信機１において、信号生成部１０は、ＩｃｈとＱｃｈの成分を有するベースバンドのデジタル信号、もしくは、そのベースバンドの信号を中間周波数帯域にアップコンバートしたデジタル信号ＤＳ＿１〜ＤＳ＿Ｎを生成する。デジタル歪み補償部１１は、デジタル信号ＤＳ＿１〜ＤＳ＿Ｎを整形し、増幅する際に生じる非線形歪みを抑圧するために、内部の記憶領域に記憶する歪み補償係数に基づいて、所定の演算により、信号生成部１０が生成するデジタル信号ＤＳ＿１〜ＤＳ＿ＮのＩｃｈとＱｃｈの成分のそれぞれをＩｃｈとＱｃｈの成分を有するデジタル補償信号ＤＳｐ＿１〜ＤＳｐ＿Ｎに変換する。ここで、所定の演算とは、例えば、ボルテラ級数展開や直交多項式展開などにより表現された回路の非線形歪み特性のモデル式の係数に歪み補償係数を適用し、このモデル式に基づいて入力信号を補償信号に変換する演算である。デジタル・アナログ（ＤＡ）変換部（以下、ＤＡＣ（Digital Analog Converter）という）１３−１−Ｉ，１３−１−Ｑ，…，１３−Ｎ−Ｉ，１３−Ｎ−Ｑは、デジタル補償信号ＤＳｐ＿１〜ＤＳｐ＿ＮのＩｃｈとＱｃｈ成分をそれぞれＩｃｈとＱｃｈの成分を有するアナログ信号Ｓｐ＿１〜Ｓｐ＿Ｎに変換する。局部発振器ＶＣＯ(Voltage Controlled Oscillator)１−１〜１−Ｎは、それぞれ周波数がＦ_{Ｌｏ１＿１}〜Ｆ_{Ｌｏ１＿Ｎ}の局発信号ＬＯ１＿１〜ＬＯ１＿Ｎを出力する。９０度位相器１４−１〜１４−２は、局部発振器ＶＣＯ１−１〜１−Ｎが出力する局発信号ＬＯ１＿１〜ＬＯ１＿Ｎの位相を９０度ずらした局発信号ＬＯ１ｑ＿１〜ＬＯ１ｑ＿Ｎを出力する。Ｑｃｈ成分用の周波数変換部ＭＩＸ（Mixer）１−１−Ｑ〜ＭＩＸ１−Ｎ−Ｑは、９０度位相器１４−１〜１４−Ｎが出力する９０度位相がずれた局発信号ＬＯ１ｑ＿１〜ＬＯ１ｑ＿Ｎに基づいて、アナログ信号Ｓｐ＿１〜Ｓｐ−ＮのＱｃｈ成分を送信周波数帯域へアップコンバートする。Ｉｃｈ成分用の周波数変換部ＭＩＸ１−１−Ｉ〜ＭＩＸ１−Ｎ−Ｉは、局部発振器ＶＣＯ１−１〜ＶＣＯ１−Ｎが出力する局発信号ＬＯ１＿１
〜ＬＯ１＿Ｎに基づいて、アナログ信号Ｓｐ＿１〜Ｓｐ−ＮのＩｃｈ成分を送信周波数帯域へアップコンバートする。加算器１５は、アップコンバートされた信号を合成することで直交変調した合成信号Ｓｐを出力する。増幅器１６は、合成信号Ｓｐを増幅し、増幅した送信信号Ｓａを出力する。カプラ１７は、送信信号Ｓａを２つに分配する。アンテナ１８は、カプラ１７で分配された一方の送信信号Ｓａを空中線に放射する。 (First embodiment)
Hereinafter, a first embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a transmitter 1 according to the first embodiment. The transmitter 1 is a transmitter that simultaneously amplifies and transmits signals in a plurality of radio bands. In the transmitter 1, the signal generation unit 10 generates a baseband digital signal having Ich and Qch components, or digital signals DS_1 to DS_N obtained by upconverting the baseband signal to an intermediate frequency band. The digital distortion compensation unit 11 shapes the digital signals DS_1 to DS_N and generates a signal by a predetermined calculation based on a distortion compensation coefficient stored in an internal storage area in order to suppress nonlinear distortion that occurs when the digital signals DS_1 to DS_N are amplified. Each of the Ich and Qch components of the digital signals DS_1 to DS_N generated by the unit 10 is converted into digital compensation signals DSp_1 to DSp_N having Ich and Qch components. Here, the predetermined operation is, for example, applying a distortion compensation coefficient to a coefficient of a model expression of a nonlinear distortion characteristic of a circuit expressed by Volterra series expansion or orthogonal polynomial expansion, and the input signal is converted based on the model expression. This is an operation to convert to a compensation signal. Digital analog-to-analog (DA) converters (hereinafter referred to as DAC (Digital Analog Converter)) 13-1-I, 13-1-Q,..., 13-N-I, 13-N-Q are digital compensation signals DSp_1. ~ DSp_N Ich and Qch components are converted into analog signals Sp_1 to Sp_N having Ich and Qch components, respectively. Local oscillators VCO (Voltage Controlled Oscillators) 1-1 to 1-N output local _signals _{LO1_1} to _{LO1_N} _having frequencies of F _{Lo1_1} to F _{Lo1_N} , respectively. The 90-degree phase shifters 14-1 to 14-2 output local signals LO1q_1 to LO1q_N obtained by shifting the phases of the local signals LO1_1 to LO1_N output from the local oscillators VCO1-1 to 1-N by 90 degrees. The frequency converters MIX (Mixer) 1-1-Q to MIX1-NQ for the Qch component output local signals LO1q_1 to LO1q_N that are 90 degrees out of phase and output from the 90 degree phase shifters 14-1 to 14-N. Based on the above, the Qch components of the analog signals Sp_1 to Sp-N are up-converted to the transmission frequency band. The frequency conversion units MIX1-1-I to MIX1-NI for Ich components are local signals LO1_1 output from the local oscillators VCO1-1 to VCO1-N.
Based on ~ LO1_N, the Ich components of the analog signals Sp_1 to Sp-N are up-converted to the transmission frequency band. The adder 15 outputs a combined signal Sp that is orthogonally modulated by combining the up-converted signal. The amplifier 16 amplifies the combined signal Sp and outputs the amplified transmission signal Sa. The coupler 17 distributes the transmission signal Sa into two. The antenna 18 radiates one transmission signal Sa distributed by the coupler 17 to the antenna.

局部発振器ＶＣＯ２−１〜ＶＣＯ２−Ｍは、それぞれ周波数がＦ_{Ｌｏ２＿１}〜Ｆ_{Ｌｏ２＿Ｍ}の局発信号ＬＯ２＿１〜ＬＯ２＿Ｍを出力する。ここで、添え字Ｍは、マルチバンド一括周波数変換部２０−１、２０−２に与えられる局発信号の数によって定められる値であり、上述した送信するデジタル信号ＤＳ＿１〜ＤＳ＿Ｎの添え字Ｎが示す値とは必ずしも一致しない。レベル制御部２３−１〜２３−Ｍは、制御部３３から与えられる指示信号にしたがって、局部発振器ＶＣＯ２−１〜ＶＣＯ２−Ｍが出力する局発信号ＬＯ２＿１〜ＬＯ２＿Ｍの電力レベルを変化させて出力する。９０度位相器２２−１〜２２−Ｍは、レベル制御部２３−１〜２３−Ｍが出力する信号の位相を９０度ずらして出力する。加算器２１−１は、レベル制御部２３−１〜２３−Ｍが出力する電力レベルが変更された局発信号ＬＯ２＿１〜ＬＯ２＿Ｍを合成して出力する。加算器２１−２は、９０度位相器２２−１〜２２−Ｍが出力する９０度位相がずれた局発信号ＬＯ２ｑ＿１〜ＬＯ２ｑ＿Ｍを合成して出力する。マルチバンド一括周波数変換部２０−１は、加算器２１−１から出力される合成された局発信号ＬＯ２＿１〜ＬＯ２＿Ｍに基づいて、カプラ１７が分配する他方の送信信号Ｓａに含まれる周波数成分Ｓａ＿１〜Ｓａ＿ＭのうちＩｃｈ成分に対応する信号をダウンコンバートし、ダウンコンバートした信号Ｓｄ＿１Ｉ〜Ｓｄ＿ＭＩを含む合成信号ＳｄＩを出力する。マルチバンド一括周波数変換部２０−２は、加算器２１−２から出力される合成された９０度位相がずれた局発信号ＬＯ２ｑ＿１〜ＬＯ２ｑ＿Ｍに基づいて、カプラ１７が分配する他方の送信信号Ｓａに含まれる周波数成分Ｓａ＿１〜Ｓａ＿ＭのうちＱｃｈ成分に対応する信号をダウンコンバートし、ダウンコンバートした信号Ｓｄ＿１Ｑ〜Ｓｄ＿ＭＱを含む合成信号ＳｄＱを出力する。ここで、マルチバンド一括周波数変換部２０−１、２０−２とは、例えば、国際公開第２０１１／０６７０１６号に示される複数の局発信号に基づいて一括して周波数変換を行う周波数変換部である。 Local oscillators VCO2-1 to VCO2-M output local signals _{LO2_1} to _{LO2_M} _having frequencies of F _{Lo2_1} to F _{Lo2_M} , respectively. Here, the subscript M is a value determined by the number of local oscillation signals given to the multiband batch frequency converters 20-1 and 20-2, and the subscript N of the digital signals DS_1 to DS_N to be transmitted is the above. It does not necessarily match the value shown. Level control units 23-1 to 23-M change and output the power levels of local oscillation signals LO2_1 to LO2_M output from local oscillators VCO2-1 to VCO2-M in accordance with instruction signals given from control unit 33. . The 90-degree phase shifters 22-1 to 22-M shift the phases of the signals output from the level control units 23-1 to 23-M by 90 degrees and output the signals. The adder 21-1 combines and outputs the local signals LO2_1 to LO2_M in which the power levels output from the level control units 23-1 to 23-M are changed. The adder 21-2 synthesizes and outputs the local signals LO2q_1 to LO2q_M output by the 90-degree phase shifters 22-1 to 22-M and shifted by 90 degrees. The multiband collective frequency converting unit 20-1 uses the frequency components Sa_1 to 1 included in the other transmission signal Sa distributed by the coupler 17, based on the synthesized local signals LO2_1 to LO2_M output from the adder 21-1. A signal corresponding to the Ich component in Sa_M is down-converted, and a combined signal SdI including the down-converted signals Sd_1I to Sd_MI is output. The multiband collective frequency conversion unit 20-2 generates the other transmission signal Sa distributed by the coupler 17 based on the synthesized local signals LO2q_1 to LO2q_M output from the adder 21-2 and shifted by 90 degrees. Of the included frequency components Sa_1 to Sa_M, a signal corresponding to the Qch component is down-converted, and a combined signal SdQ including the down-converted signals Sd_1Q to Sd_MQ is output. Here, the multiband batch frequency conversion units 20-1 and 20-2 are frequency conversion units that collectively perform frequency conversion based on a plurality of local oscillation signals disclosed in International Publication No. 2011/0667016, for example. is there.

ローパスフィルタ（以下、ＬＰＦ（Low Pass Filter）という）３０−１、及びＬＰＦ３０−２は、それぞれ合成信号ＳｄＩ、及び合成信号ＳｄＱに対して、解析対象となる帯域のみを通過させるフィルタリングを行う。アナログ・デジタル（ＡＤ）変換部（以下、ＡＤＣ（Analog Digital Converter）という）３１−１、３１−２は、それぞれＬＰＦ３０−１、３０−２から出力されるフィルタリングされた後のアナログ信号である合成信号ＳｄＩ、ＳｄＱをデジタル信号ＤＳｄＩ、ＤＳｄＱに変換する。解析部３２は、信号生成部１０が出力するデジタル信号ＤＳ＿１〜ＤＳ＿Ｎを参照して、ＡＤＣ３１−１、３１−２が出力するデジタル信号ＤＳｄＩ，ＤＳｄＱをそれぞれ実部、虚部とするデジタル信号ＤＳｄを解析して歪み補償係数を算出する。また、解析部３２は、算出したデジタル補償係数をデジタル歪み補償部１１に出力してデジタル歪み補償部１１が内部に記憶する歪み補償係数を新しい歪み補償係数に書き換えて更新させる。制御部３３は、レベル制御部２３−１〜２３−Ｍに対して局発信号ＬＯ２＿１〜ＬＯ２＿Ｍの電力レベルを変更させる指示信号を出力する。
なお、上記の送信機１の構成において、信号生成部１０から、デジタル歪み補償部１１、ＤＡＣ１３−１−Ｉ，１３−１−Ｑ，…，１３−Ｎ−Ｉ，１３−Ｎ−Ｑ，局部発振器ＶＣＯ１−１〜ＶＣＯ１−Ｎ、９０度位相器１４−１〜１４−Ｎ、周波数変換部ＭＩＸ１−１−Ｉ，ＭＩＸ１−１−Ｑ，…，ＭＩＸ１−Ｎ−Ｉ，ＭＩＸ１−Ｎ−Ｑ、加算器１５、増幅器１６、カプラ１７、アンテナ１８に至るまでの構成を送信系という。また、マルチバンド一括周波数変換部２０−１，２０−２、加算器２１−１，２１−２、９０度位相器２２−１〜２２−Ｍ、レベル制御部２３−１〜２３−Ｍ、局部発振器ＶＣＯ２−１〜ＶＣＯ２−Ｍ、ＬＰＦ３０−１，３０−２、ＡＤＣ３１−１，３１−２、解析部３２、制御部３３に至るまでの構成をフィードバック系という。 The low-pass filter (hereinafter referred to as LPF (Low Pass Filter)) 30-1 and LPF 30-2 perform filtering that allows only the band to be analyzed to pass through the synthesized signal SdI and the synthesized signal SdQ, respectively. Analog-to-digital (AD) converters (hereinafter referred to as ADC (Analog Digital Converter)) 31-1 and 31-2 are combined analog signals after being output from LPFs 30-1 and 30-2, respectively. The signals SdI and SdQ are converted into digital signals DSdI and DSdQ. The analysis unit 32 refers to the digital signals DS_1 to DS_N output from the signal generation unit 10 and outputs the digital signals DSd having the digital signals DSdI and DSdQ output from the ADCs 31-1 and 31-2 as real parts and imaginary parts, respectively. Analyze and calculate distortion compensation coefficient. Further, the analysis unit 32 outputs the calculated digital compensation coefficient to the digital distortion compensation unit 11, and rewrites and updates the distortion compensation coefficient stored in the digital distortion compensation unit 11 to a new distortion compensation coefficient. The control unit 33 outputs an instruction signal that causes the level control units 23-1 to 23-M to change the power levels of the local oscillation signals LO2_1 to LO2_M.
In the configuration of the transmitter 1 described above, the signal generator 10 to the digital distortion compensator 11, DACs 13-1-I, 13-1-Q,..., 13-N-I, 13-NQ, local Oscillators VCO1-1 to VCO1-N, 90 degree phase shifters 14-1 to 14-N, frequency conversion units MIX1-1-I, MIX1-1-Q,..., MIX1-N-I, MIX1-NQ, The configuration from the adder 15, the amplifier 16, the coupler 17, and the antenna 18 is referred to as a transmission system. In addition, multiband collective frequency conversion units 20-1, 20-2, adders 21-1, 21-2, 90-degree phase shifters 22-1 to 22-M, level control units 23-1 to 23-M, and local units A configuration from the oscillators VCO2-1 to VCO2-M, LPFs 30-1 and 30-2, ADCs 31-1 and 31-2, the analysis unit 32, and the control unit 33 is referred to as a feedback system.

次に、解析部３２が歪み補償係数を算出する処理について説明する。まず、説明を簡単にするため、添え字ＭとＮの関係をＭ＞Ｎとする。ここで、添え字１〜Ｎの記号は、それぞれ送信するデジタル信号ＤＳ＿１〜ＤＳ＿Ｎの基本波成分に対応し、Ｎ＋１〜Ｍは、基本波以外の歪み成分に対応する。解析部３２は、ＡＤＣ３１−１，３１−２が出力するデジタル信号ＤＳｄに含まれる、送信信号Ｓａの周波数成分Ｓａ＿１〜Ｓａ＿Ｍのダウンコンバート後の成分である周波数成分ＤＳｄ＿１〜ＤＳｄ＿Ｍをそれぞれ帯域分割して、周波数シフトする。解析部３２は、信号生成部１０が出力するデジタル信号ＤＳ＿１〜ＤＳ＿Ｎを参照して、周波数シフトした信号を解析する。まず、解析部３２は、デジタル信号ＤＳ＿１〜ＤＳ＿Ｎと周波数成分ＤＳｄ＿１〜ＤＳｄ＿Ｎの時間波形の一部、または全部の相互相関を算出することにより経路差による遅延時間を求める。次に、解析部３２は、求めた遅延時間を用いて、信号の開始点を揃え、デジタル信号ＤＳ＿１〜ＤＳ＿Ｎと周波数成分ＤＳｄ＿１〜ＤＳｄ＿Ｎの誤差を算出する。ここで、添え字Ｎ＋１〜Ｍで示される送信信号成分のない周波数帯域の周波数成分ＤＳｄ＿Ｎ＋１〜ＤＳｄ＿Ｍは、誤差に含める。次に、解析部３２は、算出した誤差を最小化するため、ＬＭＳ（Least Mean Square）アルゴリズムなどの最適化アルゴリズムを用いて歪み補償係数を算出し、算出した歪み補償係数をデジタル歪み補償部１１に出力する。デジタル歪み補償部１１は、内部の記憶領域に記憶している歪み補償係数を解析部３２が出力した新たな歪み補償係数に書き換えて更新する。 Next, a process in which the analysis unit 32 calculates a distortion compensation coefficient will be described. First, in order to simplify the description, it is assumed that the relationship between the subscripts M and N is M> N. Here, subscripts 1 to N correspond to fundamental wave components of digital signals DS_1 to DS_N to be transmitted, and N + 1 to M correspond to distortion components other than the fundamental wave. The analysis unit 32 divides the frequency components DSd_1 to DSd_M, which are components after down-conversion of the frequency components Sa_1 to Sa_M of the transmission signal Sa, included in the digital signal DSd output from the ADCs 31-1 and 31-2, respectively. , Frequency shift. The analysis unit 32 refers to the digital signals DS_1 to DS_N output from the signal generation unit 10 and analyzes the frequency-shifted signal. First, the analysis unit 32 obtains a delay time due to a path difference by calculating a cross correlation of part or all of the time waveforms of the digital signals DS_1 to DS_N and the frequency components DSd_1 to DSd_N. Next, the analysis unit 32 uses the obtained delay time to align the signal start points, and calculates errors between the digital signals DS_1 to DS_N and the frequency components DSd_1 to DSd_N. Here, the frequency components DSd_N + 1 to DSd_M in the frequency band without the transmission signal components indicated by the subscripts N + 1 to M are included in the error. Next, the analysis unit 32 calculates a distortion compensation coefficient using an optimization algorithm such as an LMS (Least Mean Square) algorithm in order to minimize the calculated error, and the calculated distortion compensation coefficient is converted into the digital distortion compensation unit 11. Output to. The digital distortion compensation unit 11 rewrites and updates the distortion compensation coefficient stored in the internal storage area with the new distortion compensation coefficient output by the analysis unit 32.

次に、制御部３３の処理について説明する。制御部３３は、送信信号Ｓａに電力レベル差が存在する場合、その電力レベル差を小さくする制御を行う。まず、解析部３２は、上述したようにデジタル信号ＤＳｄを解析して、送信信号Ｓａの周波数成分Ｓａ＿１〜Ｓａ＿Ｍの電力レベルを示す値を制御部３３に出力する。制御部３３は、出力された電力レベルを示す値に基づいて、送信信号Ｓａに電力レベル差があるか否かを判定する。制御部３３は、送信信号Ｓａの周波数成分Ｓａ＿１〜Ｓａ＿Ｍに電力レベル差があると判定した場合、解析対象の周波数帯域に対応する電力レベル制御部２３−１〜２３−Ｍに対して、送信信号Ｓａの周波数成分Ｓａ＿１〜Ｓａ＿Ｍの電力レベルを揃えるように各周波数成分Ｓａ＿１〜Ｓａ＿Ｍの増減量を算出する。例えば、その時点での電力レベルの平均値を下回っている周波数成分については増加させ、その時点での電力レベルの平均値を上回っている周波数成分については減少させるなどの周波数成分Ｓａ＿１〜Ｓａ＿Ｍの電力レベルの増減量を算出する。そして、制御部３３は、算出した周波数成分Ｓａ＿１〜Ｓａ＿Ｍの電力レベルの増減量に応じて局発信号ＬＯ２＿１〜ＬＯ２＿Ｍの電力レベルを変更させる指示信号を送信する。これにより、送信信号Ｓａの周波数成分Ｓａ＿１〜Ｓａ＿Ｍの電力レベル差を小さくしてダイナミックレンジを確保することができる。すなわち、電力レベルの高い送信信号成分と電力レベルの低い歪み成分の電力レベル差が小さくなるように制御することで、解析対象の周波数帯域の歪み成分に対するダイナミックレンジを確保することができ、ＡＤＣ３１−１，３１−２によるデジタル信号への変換後の歪み成分のフィードバック情報の精度、及びそのフィードバック情報を用いた歪み補償性能を向上させることができる。電力レベルを揃える際、または解析対象外の周波数帯域を除く際に、局発信号ＬＯ２＿１〜ＬＯ２＿Ｍのうち解析対象外の周波数帯域に対応する使用しない局発信号が1つ以上存在する場合、使用しない局発信号の電力レベルを０にする指示信号を出力する。また、使用しない局発信号の電力レベルを０にするのではなく、制御部３３から、局部発振器ＶＣＯ２−１〜ＶＣＯ２−Ｍに制御線を接続し、使用しない局発信号に対応する局部発振器の電源を切るようにしてもよい。 Next, processing of the control unit 33 will be described. When there is a power level difference in the transmission signal Sa, the control unit 33 performs control to reduce the power level difference. First, the analysis unit 32 analyzes the digital signal DSd as described above, and outputs values indicating the power levels of the frequency components Sa_1 to Sa_M of the transmission signal Sa to the control unit 33. The control unit 33 determines whether or not there is a power level difference in the transmission signal Sa based on the value indicating the output power level. When the control unit 33 determines that there is a power level difference among the frequency components Sa_1 to Sa_M of the transmission signal Sa, the control unit 33 transmits the transmission signal to the power level control units 23-1 to 23-M corresponding to the frequency band to be analyzed. The increase / decrease amount of each frequency component Sa_1-Sa_M is calculated so that the power level of the frequency component Sa_1-Sa_M of Sa may be equalized. For example, the power of the frequency components Sa_1 to Sa_M is such that the frequency component that is lower than the average value of the current power level is increased, and the frequency component that is higher than the average value of the current power level is decreased. Calculate the amount of level increase / decrease. And the control part 33 transmits the instruction | indication signal which changes the power level of the local oscillation signals LO2_1-LO2_M according to the increase / decrease amount of the power level of the calculated frequency components Sa_1-Sa_M. As a result, the power level difference between the frequency components Sa_1 to Sa_M of the transmission signal Sa can be reduced to ensure a dynamic range. That is, by controlling so that the power level difference between the transmission signal component having a high power level and the distortion component having a low power level is reduced, a dynamic range for the distortion component in the frequency band to be analyzed can be secured. The accuracy of the feedback information of the distortion component after the conversion to the digital signal by 1, 31-2 and the distortion compensation performance using the feedback information can be improved. Not used when there are one or more unused local oscillator signals corresponding to the non-analyzed frequency band among the local oscillator signals LO2_1 to LO2_M when aligning the power level or excluding the non-analyzed frequency band. An instruction signal for setting the power level of the local signal to 0 is output. Further, instead of setting the power level of the local oscillator signal not used to 0, the control line is connected from the controller 33 to the local oscillators VCO2-1 to VCO2-M, and the local oscillator corresponding to the unused local oscillator signal is connected. The power may be turned off.

また、制御部３３は、解析対象の周波数帯域ごとの電力レベルの制御を行う。まず、解析部３２が、解析対象となっている周波数帯域ごとのデジタル信号ＤＳｄの電力レベルを測定し、測定した周波数帯域ごとの電力レベルを制御部３３に出力する。制御部３３は、予め定められる電力閾値を記憶しており、解析部３２が出力する電力レベルと、電力閾値を比較し、解析部３２が出力する電力レベルが、電力閾値を下回る場合、電力レベルが電力閾値に到達するように局発信号ＬＯ２＿１〜ＬＯ２＿Ｍの電力レベルを変更させる指示信号をレベル制御部２３−１〜２３−Ｍに送信する。これにより、解析対象となっている周波数帯域の電力レベルを電力閾値に示される電力レベルにすることができ、例えば、同時に解析する解析対象帯域ごとの電力レベル差を小さくしてダイナミックレンジを確保することが可能となる。また、制御部３３に、電力閾値を複数記憶させておき、解析部３２が出力する電力レベルと、複数の電力閾値とを比較し、その比較結果に対応した電力レベルに到達するように局発信号の電力レベルを変更させてもよい。例えば、第１電力閾値、第２電力閾値、第３電力閾値の順に値が大きくなっているとする。このとき、解析部３２が出力する電力レベルが、第２電力閾値と第３電力閾値の間に存在する場合、制御部３３は、解析対象の周波数帯域の電力レベルを大きいほうの第３電力閾値に到達させるように局発信号の電力レベルを変更させる。これにより、解析対象の周波数帯域の電力レベルを閾値の判定結果に応じた特定の電力レベルにするといったことができる。また、解析部３２が出力する電力レベルが、第２電力閾値と第３電力閾値の間に存在する場合、予め定められる固定値、例えば、電力レベルが第２電力閾値と第３電力閾値の平均値になるように局発信号の電力レベルを変更させるようにしてもよい。また、第１電力閾値を下回る場合にその周波数帯域を解析対象外と判定し、解析対象外の周波数帯域に対応する使用しない局発信号の電力レベルを０にする指示信号を出力するか、制御部３３から、局部発振器ＶＣＯ２−１〜ＶＣＯ２−Ｍに制御線を接続し、使用しない局発信号に対応する局部発振器の電源を切るようにしてもよい。 The control unit 33 controls the power level for each frequency band to be analyzed. First, the analysis unit 32 measures the power level of the digital signal DSd for each frequency band to be analyzed, and outputs the measured power level for each frequency band to the control unit 33. The control unit 33 stores a predetermined power threshold, compares the power level output by the analysis unit 32 with the power threshold, and if the power level output by the analysis unit 32 is lower than the power threshold, the power level Transmits to the level control units 23-1 to 23-M instruction signals for changing the power levels of the local oscillation signals LO2_1 to LO2_M so that the power reaches the power threshold. As a result, the power level of the frequency band to be analyzed can be set to the power level indicated by the power threshold. For example, the dynamic level is ensured by reducing the power level difference for each analysis target band to be analyzed simultaneously. It becomes possible. Also, the control unit 33 stores a plurality of power thresholds, compares the power level output from the analysis unit 32 with the plurality of power thresholds, and transmits to the station so as to reach the power level corresponding to the comparison result. The power level of the issue may be changed. For example, it is assumed that the values increase in the order of the first power threshold, the second power threshold, and the third power threshold. At this time, when the power level output by the analysis unit 32 exists between the second power threshold and the third power threshold, the control unit 33 sets the power level of the frequency band to be analyzed to the higher third power threshold. The power level of the local oscillation signal is changed so as to reach Thereby, the power level of the frequency band to be analyzed can be set to a specific power level according to the determination result of the threshold. In addition, when the power level output by the analysis unit 32 exists between the second power threshold and the third power threshold, a predetermined fixed value, for example, the power level is an average of the second power threshold and the third power threshold. You may make it change the electric power level of a local oscillation signal so that it may become a value. Further, when the frequency falls below the first power threshold, the frequency band is determined not to be analyzed, and an instruction signal for setting the power level of the local signal not used corresponding to the frequency band not to be analyzed to 0 is output or controlled. A control line may be connected from the unit 33 to the local oscillators VCO2-1 to VCO2-M, and the local oscillator corresponding to the local oscillation signal not used may be turned off.

また、制御部３３は、予め定められる間隔、あるいは、操作者の操作を受けて解析対象の周波数帯域を切り替えるようにする指示信号をレベル制御部２３−１〜２３−Ｍに送信するようにしてもよい。これにより、解析対象の周波数帯域を切り替えて異なるタイミングで解析することができ、また、送信信号の基本波成分や歪み成分を含む解析対象帯域を切り替えて選択して解析するといったことも可能となる。また、制御部３３は、局発信号の電力レベルとして予め定められる複数の固定値を切り替えて選択し、選択した固定値に電力レベルを変更させる指示信号をレベル制御部２３−１〜２３−Ｍに送信するようにしてもよい。これにより、各々の固定値に応じた解析を行うことができ、解析に適切な局発信号の電力レベルを特定しやすくなる。 In addition, the control unit 33 transmits an instruction signal for switching the frequency band to be analyzed in response to a predetermined interval or an operator's operation to the level control units 23-1 to 23-M. Also good. As a result, the frequency band to be analyzed can be switched and analyzed at different timings, and the analysis target band including the fundamental wave component and distortion component of the transmission signal can be switched and selected for analysis. . In addition, the control unit 33 switches and selects a plurality of fixed values determined in advance as the power level of the local signal, and the level control units 23-1 to 23-M indicate instruction signals for changing the power level to the selected fixed value. You may make it transmit to. Thereby, analysis according to each fixed value can be performed, and it becomes easy to specify the power level of the local oscillation signal suitable for analysis.

上記の第１実施形態の構成により、マルチバンド一括周波数変換部２０−１、２０−２を備えることで、マルチバンド一括周波数変換部２０−１、２０−２が、複数の周波数に基づいて、送信信号Ｓａをダウンコンバートする。そのため、様々なバンドの送信信号に対するフィードバック系を共通化することができ、バンド数が増加してもフィードバック系回路の部品点数を増加させないようにすることができる。したがって、第１実施形態による送信機１を非特許文献１及び２に示す送信機の構成と比較した場合、第１実施形態による送信機１は、より少ない部品点数でフィードバック系回路を構成することが可能となる。 By providing the multiband collective frequency conversion units 20-1 and 20-2 with the configuration of the first embodiment, the multiband collective frequency conversion units 20-1 and 20-2 are based on a plurality of frequencies. Down-convert the transmission signal Sa. Therefore, it is possible to share a feedback system for transmission signals of various bands, and it is possible to prevent an increase in the number of parts of the feedback system circuit even if the number of bands increases. Therefore, when the transmitter 1 according to the first embodiment is compared with the configuration of the transmitter shown in Non-Patent Documents 1 and 2, the transmitter 1 according to the first embodiment configures a feedback system circuit with a smaller number of parts. Is possible.

また、上記の第１実施形態の構成により、マルチバンド一括周波数変換部２０−１、２０−２を備えることで、局発信号ＬＯ２＿１〜ＬＯ２＿Ｍの高調波成分は、基本波成分に比べて電力レベルが低いため、非特許文献３に示されている電力レベルを変化させずに折り返すアンダーサンプリングを行う構成よりも重畳される成分の電力レベルを低くすることができる。特に高いＲＦ周波数を利用する場合、非特許文献３に示されているアンダーサンプリングを行う構成よりも、第１実施形態の構成の方が重畳する帯域数を削減することができる。この場合、折り返し周波数は、ミキシングの局発信号ＬＯ２＿１〜ＬＯ２＿Ｍの周波数成分の組み合わせに依存することになる。したがって、第１実施形態の構成では、非特許文献３に示す技術よりも歪み成分の電力レベルやノイズフロアレベルを低く抑えることが可能となる。 In addition, by providing the multiband collective frequency converters 20-1 and 20-2 with the configuration of the first embodiment, the harmonic components of the local signals LO2_1 to LO2_M have a power level compared to the fundamental component. Therefore, the power level of the component to be superimposed can be lowered as compared with the configuration in which the undersampling is performed without changing the power level shown in Non-Patent Document 3. In particular, when a high RF frequency is used, the number of bands superimposed by the configuration of the first embodiment can be reduced compared to the configuration of undersampling shown in Non-Patent Document 3. In this case, the aliasing frequency depends on the combination of the frequency components of the mixing local oscillation signals LO2_1 to LO2_M. Therefore, in the configuration of the first embodiment, it is possible to suppress the power level of the distortion component and the noise floor level lower than the technique shown in Non-Patent Document 3.

また、上述した非特許文献３に記載の技術では、バンドパスフィルタによる帯域制限を行わずにアンダーサンプリングを行っているため、各送信信号の基本波成分や歪み成分を含む解析対象の周波数帯域を個別に選択して解析することができない。これに対して、第１実施形態の構成では、局発信号ＬＯ２＿１〜ＬＯ２＿Ｍをレベル制御部２３−１〜２３−Ｍにより電力レベルを変更することにより信号成分を抑えて、歪み成分を解析対象としたりするなど、解析対象の帯域を選択してダウンコンバートすることにより、解析対象を選択して解析を行うことができる。 In the technique described in Non-Patent Document 3 described above, undersampling is performed without performing band limitation using a bandpass filter. Therefore, the frequency band to be analyzed including the fundamental wave component and distortion component of each transmission signal is determined. Cannot select and analyze individually. On the other hand, in the configuration of the first embodiment, the signal components are suppressed by changing the power levels of the local signals LO2_1 to LO2_M by the level controllers 23-1 to 23-M, and the distortion components are analyzed. The analysis target can be selected and analyzed by selecting and down-converting the analysis target band.

また、非特許文献１及び２に示されている技術では、フィードバックを行う周波数帯域が限定されているのに対して、第１実施形態の構成では、フィードバックを行う周波数帯域が限定されていないため、歪み成分の発生の状況に応じて広帯域に亘る様々な帯域からフィードバック情報を収集し、精度の高い歪み補償係数を算出することが可能となる。
また、上記の第１実施形態の構成では、制御部３３が、レベル制御部２３−１〜２３−Ｍに指示信号を送信して局発信号ＬＯ２＿１〜ＬＯ２＿Ｍの電力レベルを増減させて解析対象の周波数帯域の選択や、解析対象の周波数帯域の電力レベルを変化させる。これにより、対象とする帯域のみを選択してダウンコンバートし、解析対象にすることができ、歪み補償性能の向上が期待できる。また、これにより、高調波、相互変調歪み、混変調歪みの発生を適応的に抑圧して、歪み補償係数を算出するマルチバンド適応型歪み補償を行うことが可能となる。 Further, in the techniques shown in Non-Patent Documents 1 and 2, the frequency band for performing feedback is limited, whereas in the configuration of the first embodiment, the frequency band for performing feedback is not limited. It is possible to collect feedback information from various bands over a wide band according to the state of occurrence of distortion components, and to calculate a distortion compensation coefficient with high accuracy.
In the configuration of the first embodiment, the control unit 33 transmits an instruction signal to the level control units 23-1 to 23-M to increase or decrease the power levels of the local oscillation signals LO2_1 to LO2_M. Select the frequency band and change the power level of the frequency band to be analyzed. As a result, only the target band can be selected and down-converted to be an analysis target, and an improvement in distortion compensation performance can be expected. This also makes it possible to perform multiband adaptive distortion compensation that adaptively suppresses the generation of harmonics, intermodulation distortion, and intermodulation distortion and calculates a distortion compensation coefficient.

図２は、第１実施形態の送信機１の他の実施形態である送信機１ａの構成を示すブロック図である。なお、同図では、Ｉｃｈの成分とＱｃｈの成分のブロック構成をまとめて表しており、実際には、図１に示すようにＩｃｈの成分の構成と、Ｑｃｈ成分の構成が存在する。ＤＡＣ１３−１〜１３−Ｎは、それぞれ図１におけるＤＡＣ１３−１−Ｉ及び１３−１−Ｑ〜ＤＡＣ１３−Ｎ−Ｉ及び１３−Ｎ−Ｑに対応する。また、局部発振器ＶＣＯ１−１〜ＶＣＯ１−Ｎ、及び周波数変換部ＭＩＸ１−１〜ＭＩＸ１−Ｎの構成は、図１における局部発振器ＶＣＯ１−１〜ＶＣＯ１−Ｎ、９０度位相器１４−１〜１４−Ｎ、及び周波数変換部ＭＩＸ１−１−Ｉ，ＭＩＸ１−１−Ｑ〜ＭＩＸ１−Ｎ−Ｉ，ＭＩＸ１−Ｎ−Ｑの構成に対応する。また、マルチバンド一括周波数変換部２０は、マルチバンド一括周波数変換部２０−１，２０−２に対応し、これに、加算器２１、レベル制御部２３−１〜２３−Ｍ、及び局部発振器ＶＣＯ２−１〜ＶＣＯ２−Ｍを加えた構成は、図１におけるマルチバンド一括周波数変換部２０−１，２０−２、加算器２１−１，２１−２、９０度位相器２２−１〜２２−Ｍ、レベル制御部２３−１〜２３−Ｍ、及び局部発振器ＶＣＯ２−１〜ＶＣＯ２−Ｍの構成に対応する。また、ＬＰＦ３０は、ＬＰＦ３０−１，３０−２に対応し、ＡＤＣ３１は、ＡＤＣ３１−１，３１−２に対応する。 FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of a transmitter 1a which is another embodiment of the transmitter 1 of the first embodiment. In the figure, the block configurations of the Ich component and the Qch component are collectively shown. In practice, there are an Ich component configuration and a Qch component configuration as shown in FIG. The DACs 13-1 to 13-N correspond to the DACs 13-1-I and 13-1-Q to DAC13-N-I and 13-NQ in FIG. The configurations of the local oscillators VCO1-1 to VCO1-N and the frequency converters MIX1-1 to MIX1-N are the same as those of the local oscillators VCO1-1 to VCO1-N and 90-degree phase shifters 14-1 to 14- in FIG. N, and frequency conversion units MIX1-1-I and MIX1-1-Q to MIX1-N-I and MIX1-NQ. The multiband collective frequency converting unit 20 corresponds to the multiband collective frequency converting units 20-1 and 20-2, and includes an adder 21, level control units 23-1 to 23-M, and a local oscillator VCO2. -1 to VCO2-M are added to the multiband batch frequency converters 20-1 and 20-2, adders 21-1 and 21-2, and 90-degree phase shifters 22-1 to 22-M in FIG. This corresponds to the configuration of the level controllers 23-1 to 23-M and the local oscillators VCO2-1 to VCO2-M. The LPF 30 corresponds to the LPFs 30-1 and 30-2, and the ADC 31 corresponds to the ADCs 31-1 and 31-2.

図１に示す送信機１では、複数のデジタル信号ＤＳ＿１〜ＤＳ＿Ｎに対して共通の増幅器１６、カプラ１７、アンテナ１８を用いている。これに対して、図２に示す送信機１ａでは、デジタル信号ＤＳ＿１〜ＤＳ＿Ｎごとに個別の増幅器１６−１〜１６−Ｎ、カプラ１７−１〜１７−Ｎ、アンテナ１８−１〜１８−Ｎを用いる構成となっている。なお、デジタル信号ＤＳ＿１〜ＤＳ＿Ｎごとに増幅器１６−１〜１６−Ｎ、カプラ１７−１〜１７−Ｎ、アンテナ１８−１〜１８−Ｎを備えるのではなく、２つのデジタル信号に対して１つの増幅器、カプラ、及びアンテナを用いるなど、対応させる数は任意に選択してもよい。 In the transmitter 1 shown in FIG. 1, a common amplifier 16, coupler 17, and antenna 18 are used for a plurality of digital signals DS_1 to DS_N. On the other hand, in the transmitter 1a shown in FIG. 2, for each digital signal DS_1 to DS_N, individual amplifiers 16-1 to 16-N, couplers 17-1 to 17-N, and antennas 18-1 to 18-N are provided. It is a configuration to use. Note that each of the digital signals DS_1 to DS_N does not include amplifiers 16-1 to 16-N, couplers 17-1 to 17-N, and antennas 18-1 to 18-N. The number to be supported may be arbitrarily selected by using an amplifier, a coupler, and an antenna.

（第２実施形態）
図３は、本発明の第２実施形態による送信機２の構成を示すブロック図である。第２実施形態では、送信系とフィードバック系で用いる局部発振器を共通化する構成を有している。図３においても、図２と同じく、Ｉｃｈの成分とＱｃｈの成分のブロック構成をまとめて表しており、実際には、図１に示すようにＩｃｈの成分の構成と、Ｑｃｈ成分の構成が存在する。また、図３において、図１の送信機１と同一の構成については、同一の符号を付す。送信機２において、信号生成部１０は、ＩｃｈとＱｃｈの成分を有するベースバンドを中間周波数帯域にアップコンバートしたＩｃｈとＱｃｈの成分を有するデジタル信号ＤＳ＿１〜ＤＳ＿Ｎを生成し、デジタル歪み補償部１１へ出力する。デジタル歪み補償部１１は、内部の記憶領域に記憶している歪み補償係数を用いて、デジタル信号ＤＳ＿１〜ＤＳ＿ＮのＩｃｈとＱｃｈの成分のそれぞれをＩｃｈとＱｃｈの成分を有するデジタル補償信号ＤＳｐ＿１〜ＤＳｐ＿Ｎに変換し、ＤＡＣ１３−１〜１３−Ｎにそれぞれ出力する。ＤＡＣ１３−１〜１３−Ｎは、デジタル補償信号ＤＳｐ＿１〜ＤＳｐ＿ＮのＩｃｈとＱｃｈの成分をそれぞれアナログ信号に変換し、変換したＩｃｈとＱｃｈの成分を有するアナログ信号Ｓｐ＿１〜Ｓｐ＿Ｎを周波数変換部ＭＩＸ１−１〜ＭＩＸ１−Ｎに出力する。局部発振器ＶＣＯ１−１〜ＶＣＯ１−Ｎは、それぞれ周波数がＦ_{ＬＯ１＿１}〜Ｆ_{ＬＯ１＿Ｎ}の局発信号ＬＯ１＿１〜ＬＯ１＿Ｎを周波数変換部ＭＩＸ１−１〜ＭＩＸ１−Ｎに出力する。周波数変換部ＭＩＸ１−１〜ＭＩＸ１−Ｎは、局発信号ＬＯ１＿１〜ＬＯ１＿Ｎに基づいてアナログ信号Ｓｐ＿１〜Ｓｐ＿ＮのＩｃｈ成分の周波数変換を行う。また、周波数変換部ＭＩＸ１−１〜ＭＩＸ１−Ｎは、局発信号ＬＯ１＿１〜ＬＯ１＿Ｎの各々を９０度位相器に通すことにより９０度位相をずらした局発信号ＬＯ１ｑ＿１〜ＬＯ１ｑ＿Ｎに基づいてアナログ信号Ｓｐ＿１〜Ｓｐ＿ＮのＱｃｈの成分の周波数変換を行う。すなわち、周波数変換部ＭＩＸ１−１〜ＭＩＸ１−Ｎは、この２つの周波数変換によりアナログ信号Ｓｐ＿１〜Ｓｐ＿Ｎに対して送信周波数帯域へアップコンバートする。加算器１５は、アップコンバートされた信号を合成することで直交変換した合成信号Ｓｐを出力する。増幅器１６は、合成信号Ｓｐを増幅し、増幅した送信信号Ｓａを出力する。カプラ１７は、送信信号Ｓａを２つに分配する。アンテナ１８は、カプラ１７で分配された一方の送信信号Ｓａを空中線に放射する。 (Second Embodiment)
FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of the transmitter 2 according to the second embodiment of the present invention. In the second embodiment, the local oscillator used in the transmission system and the feedback system is shared. Also in FIG. 3, the block configuration of the Ich component and the Qch component is shown together as in FIG. 2, and actually there is a configuration of the Ich component and a configuration of the Qch component as shown in FIG. To do. In FIG. 3, the same components as those of the transmitter 1 of FIG. In the transmitter 2, the signal generation unit 10 generates digital signals DS_1 to DS_N having Ich and Qch components obtained by up-converting a baseband having Ich and Qch components into an intermediate frequency band, and supplies the digital signals DS_1 to DS_N to the digital distortion compensation unit 11. Output. The digital distortion compensator 11 uses the distortion compensation coefficients stored in the internal storage area, and the digital compensation signals DSp_1 to DSp_N having the Ich and Qch components of the Ich and Qch components of the digital signals DS_1 to DS_N, respectively. And output to each of the DACs 13-1 to 13-N. The DACs 13-1 to 13-N convert the Ich and Qch components of the digital compensation signals DSp_1 to DSp_N into analog signals, respectively, and convert the analog signals Sp_1 to Sp_N having the converted Ich and Qch components into the frequency conversion unit MIX1-1. To MIX1-N. Local oscillators VCO1-1 to VCO1-N output local oscillation signals _{LO1_1} to _{LO1_N} _having frequencies of F _{LO1_1 to} F LO1_N to frequency converters MIX1-1 to MIX1-N, respectively. The frequency conversion units MIX1-1 to MIX1-N perform frequency conversion of Ich components of the analog signals Sp_1 to Sp_N based on the local signals LO1_1 to LO1_N. Further, the frequency conversion units MIX1-1 to MIX1-N pass the analog signals Sp_1 to LO1q_N based on the local signals LO1q_1 to LO1q_N which are shifted by 90 degrees by passing each of the local signals LO1_1 to LO1_N through a 90-degree phase shifter. The frequency conversion of the Qch component of Sp_N is performed. That is, the frequency conversion units MIX1-1 to MIX1-N upconvert the analog signals Sp_1 to Sp_N to the transmission frequency band by the two frequency conversions. The adder 15 outputs a synthesized signal Sp obtained by orthogonal transformation by synthesizing the up-converted signal. The amplifier 16 amplifies the combined signal Sp and outputs the amplified transmission signal Sa. The coupler 17 distributes the transmission signal Sa into two. The antenna 18 radiates one transmission signal Sa distributed by the coupler 17 to the antenna.

カプラ１７で分配された他方の送信信号Ｓａは、フィードバック系のマルチバンド一括周波数変換部２０に与えられる。レベル制御部２３−１〜２３−Ｎは、送信系の局部発振器ＶＣＯ１−１〜ＶＣＯ１−Ｎが出力する局発信号ＬＯ１＿１〜ＬＯ１＿Ｎを受けて、制御部３３からの指示信号に応じて局発信号ＬＯ１＿１〜ＬＯ１＿Ｎの電力レベルを変更し、加算器２１に出力する。また、送信系の局部発振器ＶＣＯ１−１〜ＶＣＯ１−Ｎとは別に、フィードバック系においてのみ備えられる局部発振器ＶＣＯ２−１〜ＶＣＯ２−Ｍは、それぞれ周波数がＦ_{ＬＯ２＿１}〜Ｆ_{ＬＯ２＿Ｍ}の局発信号ＬＯ２＿１〜ＬＯ２＿Ｍを出力する。レベル制御部２４−１〜２４−Ｍは、制御部３３からの指示信号に応じて局発信号ＬＯ２＿１〜ＬＯ２＿Ｍの電力レベルを変更し、加算器２１に出力する。加算器２１は、局発信号ＬＯ１＿１〜ＬＯ１＿Ｎと、局発信号ＬＯ２＿１〜ＬＯ２＿Ｍとを合成して、マルチバンド一括周波数変換部２０に出力する。マルチバンド一括周波数変換部２０は、局発信号ＬＯ１＿１〜ＬＯ１＿Ｎ及び局発信号ＬＯ２＿１〜ＬＯ２＿Ｍと、９０度位相器により、９０度位相をずらされた局発信号ＬＯ１ｑ＿１〜ＬＯ１ｑ＿Ｎ及び局発信号ＬＯ２ｑ＿１〜ＬＯ２ｑ＿Ｍとに基づいて、送信信号Ｓａに含まれる周波数成分Ｓａ＿１〜Ｓａ＿Ｌ（Ｌ＝Ｎ＋Ｍ）をダウンコンバートする。また、マルチバンド一括周波数変換部２０は、ダウンコンバートした信号Ｓｄ＿１〜Ｓｄ＿Ｌを含むＩｃｈとＱｃｈの成分を有する合成信号ＳｄをＬＰＦ３０に出力する。ＬＰＦ３０は、合成信号ＳｄのＩｃｈとＱｃｈの成分の各々に対して、解析対象となる帯域のみを通過させるフィルタリングを行い、ＡＤＣ３１に出力する。ＡＤＣ３１は、フィルタリングされた後のアナログ信号のＩｃｈ成分とＱｃｈ成分のそれぞれをＩｃｈとＱｃｈの成分を有するデジタル信号ＤＳｄに変換して解析部３２に出力する。解析部３２及び制御部３３により、第１実施形態と同様の処理が行われる。
なお、送信機２では、局部発振器ＶＣＯ２−１〜ＶＣＯ２−Ｍを備える構成としているが、本発明の構成は、当該実施の形態に限られず、送信系の局部発振器ＶＣＯ１−１〜ＶＣＯ１−Ｎを利用してダウンコンバートができる場合は、局部発振器ＶＣＯ２−１〜ＶＣＯ２−Ｍを備えない構成としてもよい。 The other transmission signal Sa distributed by the coupler 17 is given to the multiband collective frequency converter 20 of the feedback system. The level control units 23-1 to 23-N receive the local signals LO1_1 to LO1_N output from the local oscillators VCO1-1 to VCO1-N of the transmission system, and generate local signals in response to the instruction signal from the control unit 33. The power levels of LO1_1 to LO1_N are changed and output to the adder 21. In addition to the local oscillators VCO1-1 to VCO1-N in the transmission system, local oscillators VCO2-1 to VCO2-M provided only in the feedback system have local oscillation signals _{LO2_1} to _{LO2_M} _having frequencies of F _{LO2_1} to F _{LO2_M} , respectively. Is output. The level control units 24-1 to 24-M change the power levels of the local signals LO2_1 to LO2_M according to the instruction signal from the control unit 33, and output the power levels to the adder 21. The adder 21 synthesizes the local oscillation signals LO1_1 to LO1_N and the local oscillation signals LO2_1 to LO2_M and outputs them to the multiband collective frequency conversion unit 20. The multiband collective frequency converter 20 includes local signals LO1_1 to LO1_N and local signals LO2_1 to LO2_M, and local signals LO1q_1 to LO1q_N and local signals LO2q_1 to LO2q_M that are shifted by 90 degrees by a 90-degree phase shifter. Based on the above, the frequency components Sa_1 to Sa_L (L = N + M) included in the transmission signal Sa are down-converted. In addition, the multiband collective frequency conversion unit 20 outputs a combined signal Sd having Ich and Qch components including the downconverted signals Sd_1 to Sd_L to the LPF 30. The LPF 30 performs filtering that passes only the band to be analyzed on each of the Ich and Qch components of the combined signal Sd, and outputs the result to the ADC 31. The ADC 31 converts the Ich component and Qch component of the analog signal after filtering into a digital signal DSd having Ich and Qch components and outputs the digital signal DSd to the analysis unit 32. The analysis unit 32 and the control unit 33 perform the same processing as in the first embodiment.
The transmitter 2 includes the local oscillators VCO2-1 to VCO2-M. However, the configuration of the present invention is not limited to the embodiment, and the local oscillators VCO1-1 to VCO1-N of the transmission system are included. When down-conversion can be performed by using, local oscillators VCO2-1 to VCO2-M may not be provided.

上記の第２実施形態の構成により、第１実施形態の送信機１が奏する効果に加えて、送信系に備える局部発振器ＶＣＯ１−１〜ＶＣＯ１−Ｎをフィードバック系のダウンコンバートの処理において共通化することで、第１実施形態の送信機１に比べて、バンド数が増加するに応じて増加する局部発振器の数、すなわちフィードバック系回路の部品点数を削減することが可能となる。 With the configuration of the second embodiment, in addition to the effects exhibited by the transmitter 1 of the first embodiment, the local oscillators VCO1-1 to VCO1-N included in the transmission system are shared in the feedback system down-conversion processing. Thus, as compared with the transmitter 1 of the first embodiment, it is possible to reduce the number of local oscillators that increase as the number of bands increases, that is, the number of parts of the feedback circuit.

なお、第２実施形態の送信機２においても、複数のデジタル信号ＤＳ＿１〜ＤＳ＿Ｎに対して１つの増幅器１６、カプラ１７、アンテナ１８を用いるのではなく、図２に示すようにデジタル信号ＤＳ＿１〜ＤＳ＿Ｎごとに個別の増幅器、カプラ、アンテナを用いる構成としてもよく、また、２つのデジタル信号に対して１つの増幅器、カプラ、及びアンテナを用いるなど、対応させる数は任意の数としてもよい。 In the transmitter 2 of the second embodiment, instead of using one amplifier 16, coupler 17, and antenna 18 for a plurality of digital signals DS_1 to DS_N, the digital signals DS_1 to DS_N as shown in FIG. A configuration may be used in which individual amplifiers, couplers, and antennas are used for each, and an arbitrary number may be used such that one amplifier, coupler, and antenna are used for two digital signals.

図４は、第２実施形態の送信機２の他の実施形態である送信機２ａの構成を示すブロック図である。図４においても、図３と同じく、Ｉｃｈの成分とＱｃｈの成分のブロック構成をまとめて表しており、実際には、図１に示すようにＩｃｈの成分の構成と、Ｑｃｈ成分の構成が存在する。また、図４において、図３の送信機２と同一の構成については、同一の符号を付し、以下、異なる構成について説明する。図４では、送信系の構成において、多段の周波数変換を行う構成となっている。送信機２ａにおいて、局部発振器ＶＣＯ３−１〜ＶＣＯ３−Ｎは、それぞれ周波数Ｆ_ＩＦ１〜Ｆ_ＩＦＮの局発信号ＩＦ＿１〜ＩＦ＿Ｎを出力する。周波数変換部ＭＩＸ２−１〜２−Ｎは、局発信号ＩＦ＿１〜ＩＦ＿Ｎと、局発信号ＩＦ＿１〜ＩＦ＿Ｎの各々を９０度位相器に通すことにより９０度位相をずらした局発信号ＩＦｑ＿１〜ＩＦｑ＿Ｎを用いて、アナログ信号Ｓｐ＿１〜Ｓｐ＿Ｎを直交変調してアップコンバートする。周波数変換部ＭＩＸ１−１〜ＭＩＸ１−Ｎは、局発信号ＬＯ１＿１〜ＬＯ１＿Ｎと、局発信号ＬＯ１＿１〜ＬＯ１＿Ｎの各々を９０度位相器に通すことにより９０度位相をずらした局発信号ＬＯ１ｑ＿１〜ＬＯ１ｑ＿Ｎを用いて、周波数変換部ＭＩＸ２−１〜２−Ｎによってアップコンバートされた信号を送信周波数帯域へアップコンバートする。なお、可変増幅器３５−１〜３５−Ｎ、３６−１〜３６−Ｎ、３７−１〜３７−Ｎは、それぞれ、ＤＡＣ１３−１〜１３−Ｎ、周波数変換部ＭＩＸ２−１〜ＭＩＸ２−Ｎ、周波数変換部ＭＩＸ１−１〜１−Ｎが出力する信号を任意に選択される増幅率に応じて増幅して出力する。 FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of a transmitter 2a which is another embodiment of the transmitter 2 of the second embodiment. 4 also shows the block configuration of the Ich component and the Qch component together as in FIG. 3, and actually there is a configuration of the Ich component and a configuration of the Qch component as shown in FIG. 1. To do. In FIG. 4, the same components as those of the transmitter 2 of FIG. 3 are denoted by the same reference numerals, and different configurations will be described below. In FIG. 4, the transmission system is configured to perform multi-stage frequency conversion. In the transmitter 2a, the local oscillators VCO3-1 to VCO3-N output local signals IF_1 to IF_N having frequencies F _{IF1 to} F _IFN , respectively. The frequency conversion units MIX2-1 to 2-N pass the local signals IF_1 to IF_N and the local signals IFq_1 to IFq_N that are 90 degrees out of phase by passing each of the local signals IF_1 to IF_N through a 90-degree phase shifter. The analog signals Sp_1 to Sp_N are orthogonally modulated and up-converted. The frequency converters MIX1-1 to MIX1-N receive local signals LO1q_1 to LO1q_N that are 90 degrees out of phase by passing each of the local signals LO1_1 to LO1_N and the local signals LO1_1 to LO1_N through a 90 degree phase shifter. The signals up-converted by the frequency conversion units MIX2-1 to 2-N are upconverted to the transmission frequency band. Note that the variable amplifiers 35-1 to 35 -N, 36-1 to 36 -N, and 37-1 to 37 -N are DACs 13-1 to 13 -N, frequency converters MIX 2-1 to MIX 2 -N, The signals output from the frequency conversion units MIX1-1 to 1-N are amplified and output in accordance with an arbitrarily selected amplification factor.

カプラ１７によって分配され、フィードバック系に与えられる送信信号Ｓａは、マルチバンド一括周波数変換部２０によりダウンコンバートされる。マルチバンド一括周波数変換部２０が用いる局発信号は、３つの局発信号が合成された信号となる。２つは、送信系に備えられる局部発振器ＶＣＯ１−１〜ＶＣＯ１−Ｎと局部発振器ＶＣＯ３−１〜ＶＣＯ３−Ｎが出力する局発信号ＬＯ１＿１〜ＬＯ１＿Ｎと局発信号ＬＯ３＿１〜ＬＯ３＿Ｎである。最後の１つは、フィードバック系に備えられる局部発振器ＶＣＯ２−１〜ＶＣＯ２−Ｍが出力する局発信号ＬＯ２＿１〜ＬＯ２＿Ｍである。これらの局発信号が、それぞれレベル制御部２３−１〜２３−Ｎ、２５−１〜２５−Ｎ、２４−１〜２４−Ｍにより制御部３３からの指示信号に応じて電力レベルが変更され、電力レベル変更後の局発信号が加算器２１により合成されてマルチバンド一括周波数変換部２０に与えられる。
上記のように送信機２ａの構成では、多段の周波数変換を行う構成においても、送信系に備える局部発振器ＶＣＯ１−１〜ＶＣＯ１−Ｎ、ＶＣＯ３−１〜ＶＣＯ３−Ｎをフィードバック系のダウンコンバートの処理において共通化することで、送信機２と同様に、バンド数が増加するに応じて増加するフィードバック系回路の部品点数を削減することが可能となる。 The transmission signal Sa distributed by the coupler 17 and applied to the feedback system is down-converted by the multiband batch frequency converter 20. The local oscillation signal used by the multiband collective frequency conversion unit 20 is a signal obtained by synthesizing three local oscillation signals. Two are local oscillation signals LO1_1 to LO1_N and local oscillation signals LO3_1 to LO3_N output from local oscillators VCO1-1 to VCO1-N and local oscillators VCO3-1 to VCO3-N provided in the transmission system. The last one is local signals LO2_1 to LO2_M output from local oscillators VCO2-1 to VCO2-M provided in the feedback system. The power levels of these local oscillation signals are changed by the level control units 23-1 to 23-N, 25-1 to 25-N, and 24-1 to 24-M according to the instruction signals from the control unit 33, respectively. Then, the local signals after the power level change are synthesized by the adder 21 and given to the multiband batch frequency converter 20.
As described above, in the configuration of the transmitter 2a, the local oscillators VCO1-1 to VCO1-N and VCO3-1 to VCO3-N included in the transmission system are subjected to feedback system down-conversion processing even in a configuration in which multistage frequency conversion is performed. In the same manner as in the transmitter 2, it is possible to reduce the number of parts of the feedback system circuit that increases as the number of bands increases.

（第３実施形態）
図５は、第３実施形態による送信機３の構成を示すブロック図である。図５において、図１の送信機１と同じ構成については同一の符号を付し、以下、異なる構成について説明する。第３実施形態による送信機３は、送信系において、ＩｃｈとＱｃｈの成分を合成した上でデジタル・アナログ変換してアップコンバートし、フィードバック系においては、ダウンコンバートしてアナログ・デジタル変換した後にＩｃｈとＱｃｈの成分を分離する。ＩＱ合成部４０−１〜４０−Ｎは、デジタル歪み補償部１１が出力する歪み補償されたデジタル補償信号ＤＳｐ＿１〜ＤＳｐ＿Ｎの各々のＩｃｈ成分とＱｃｈ成分を直交変調して出力する。ＤＡＣ４１−１〜４１−Ｎは、Ｉｃｈ成分とＱｃｈ成分が合成されたデジタル補償信号ＤＳｐ＿１〜ＤＳｐ＿Ｎをアナログ信号Ｓｐ１＿１〜Ｓｐ＿Ｎに変換する。周波数変換部ＭＩＸ３−１〜ＭＩＸ３−Ｎは、局部発振器ＶＣＯ１−１〜ＶＣＯ１−Ｎが出力するそれぞれ周波数がＦ_{ＬＯ１＿１}〜Ｆ_{ＬＯ１＿Ｎ}の局発信号ＬＯ１＿１〜ＬＯ１＿Ｎに基づいてアナログ信号Ｓｐ１＿１〜Ｓｐ＿Ｎを送信周波数帯域へアップコンバートする。アップコンバートされた信号は加算器１５により合成され、増幅器１６により増幅されて送信信号Ｓａとなる。送信信号Ｓａは、カプラ１７により２つに分配され、分配された一方の送信信号は、アンテナ１８により空中線に放射される。 (Third embodiment)
FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of the transmitter 3 according to the third embodiment. 5, the same components as those of the transmitter 1 in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and different configurations will be described below. The transmitter 3 according to the third embodiment synthesizes the Ich and Qch components in the transmission system and then performs digital / analog conversion and up-conversion. In the feedback system, the transmitter 3 performs down-conversion and analog / digital conversion, and then And Qch components are separated. IQ combiners 40-1 to 40-N orthogonally modulate and output the Ich and Qch components of the distortion-compensated digital compensation signals DSp_1 to DSp_N output from the digital distortion compensator 11, respectively. The DACs 41-1 to 41-N convert the digital compensation signals DSp_1 to DSp_N obtained by combining the Ich component and the Qch component into analog signals Sp1_1 to Sp_N. Frequency converter MIX3-1~MIX3-N may transmit frequency analog signals Sp1_1~Sp_N based frequency respectively the local oscillator signal LO1_1~LO1_N of _{_F} LO1_1 _~F _{LO1_N} local oscillator VCO1-1~VCO1-N outputs Up-convert to band. The up-converted signal is synthesized by the adder 15 and amplified by the amplifier 16 to become a transmission signal Sa. The transmission signal Sa is distributed into two by the coupler 17, and one of the distributed transmission signals is radiated to the antenna by the antenna 18.

カプラ１７により分配された他方の送信信号Ｓａは、マルチバンド一括周波数変換部５０に与えられる。加算器５１は、レベル制御部２３−１〜２３−Ｍが出力する電力レベルが変更された局発信号ＬＯ２＿１〜ＬＯ２＿Ｍを合成して出力する。マルチバンド一括周波数変換部５０は、加算器５１から出力される合成された局発信号ＬＯ２＿１〜ＬＯ２＿Ｍに基づいて、カプラ１７が分配した他方の送信信号Ｓａに含まれる周波数成分Ｓａ＿１〜Ｓａ＿Ｍの信号をダウンコンバートし、ダウンコンバートした信号Ｓｄ＿１〜Ｓｄ＿Ｍを含む合成信号Ｓｄを出力する。ＬＰＦ６０は、合成信号Ｓｄに対して、解析対象となる帯域のみを通過させるフィルタリングを行う。ＡＤＣ６１は、フィルタリングされた後のアナログ信号である合成信号Ｓｄをデジタル信号ＤＳｄに変換する。ＩＱ分離部６２は、デジタル信号ＤＳｄに対してヒルベルト変換を行い、Ｉｃｈ成分とＱｃｈ成分に分離した後に解析部３２に出力する。 The other transmission signal Sa distributed by the coupler 17 is given to the multiband batch frequency converter 50. The adder 51 synthesizes and outputs the local oscillation signals LO2_1 to LO2_M whose power levels output from the level control units 23-1 to 23-M are changed. The multiband collective frequency conversion unit 50 receives the signals of the frequency components Sa_1 to Sa_M included in the other transmission signal Sa distributed by the coupler 17 based on the combined local oscillation signals LO2_1 to LO2_M output from the adder 51. Down-converted, and outputs a combined signal Sd including the down-converted signals Sd_1 to Sd_M. The LPF 60 performs filtering on the synthesized signal Sd to pass only the band to be analyzed. The ADC 61 converts the combined signal Sd, which is an analog signal after filtering, into a digital signal DSd. The IQ separation unit 62 performs Hilbert transform on the digital signal DSd, separates it into an Ich component and a Qch component, and outputs the result to the analysis unit 32.

上記の第３実施形態の構成により、第１実施形態の送信機１が奏する効果に加えて、送信系及びフィードバック系でそれぞれ必要としていたＩｃｈ成分用の構成と、Ｑｃｈ成分用の構成を１つにまとめることができるため、送信系およびフィードバック系のアナログ回路を周波数バンド毎にＩｃｈとＱｃｈ成分を合わせた１系統に統合することができ、回路規模を小さくすることが可能となる。 With the configuration of the third embodiment described above, in addition to the effects exhibited by the transmitter 1 of the first embodiment, there is one configuration for the Ich component and one configuration for the Qch component that are respectively required for the transmission system and the feedback system. Therefore, the analog circuits of the transmission system and the feedback system can be integrated into one system combining Ich and Qch components for each frequency band, and the circuit scale can be reduced.

なお、上記の第３実施形態の構成において、ＩＱ合成部４０−１〜４０−ＮとＩＱ分離部６２を備えず、ＩＱ合成部４０−１〜４０−Ｎが行うＩｃｈとＱｃｈ成分の合成の処理をデジタル歪み補償部１１が行い、ＩＱ分離部６２が行うＩｃｈとＱｃｈ成分の分離の処理を解析部３２が行うようにしてもよい。
また、第３実施形態の送信機３においても、複数のデジタル信号ＤＳ＿１〜ＤＳ＿Ｎに対して１つの増幅器１６、カプラ１７、アンテナ１８を用いるのではなく、図２に示すようにデジタル信号ＤＳ＿１〜ＤＳ＿Ｎごとに個別の増幅器、カプラ、アンテナを用いる構成としてもよく、また、２つのデジタル信号に対して１つの増幅器、カプラ、及びアンテナを用いるなど、対応させる数は任意の数としてもよい。
また、上記の各実施形態の構成においてカプラ１７、及びカプラ１７−１〜１７−Ｎは、信号を分配する分配回路のようなものであればどのようなものでもよく、例えば、ディバイダ(divider)などであってもよい In the configuration of the third embodiment, the IQ combining units 40-1 to 40-N and the IQ separating unit 62 are not provided, and the IQ combining units 40-1 to 40-N perform the synthesis of the Ich and Qch components. The processing may be performed by the digital distortion compensation unit 11, and the analysis unit 32 may perform the process of separating the Ich and Qch components performed by the IQ separation unit 62.
Also in the transmitter 3 of the third embodiment, instead of using one amplifier 16, coupler 17, and antenna 18 for a plurality of digital signals DS_1 to DS_N, the digital signals DS_1 to DS_N as shown in FIG. A configuration may be used in which individual amplifiers, couplers, and antennas are used for each, and an arbitrary number may be used such that one amplifier, coupler, and antenna are used for two digital signals.
Further, in the configuration of each of the above-described embodiments, the coupler 17 and the couplers 17-1 to 17-N may be any one as long as it is a distribution circuit that distributes a signal, for example, a divider. It may be

上述した実施形態における送信機１、１ａ、２、２ａ、及び３をコンピュータで実現するようにしてもよい。その場合、この機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することによって実現してもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含んでもよい。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであってもよく、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであってもよく、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等のプログラマブルロジックデバイスを用いて実現されるものであってもよい。 The transmitters 1, 1a, 2, 2a, and 3 in the above-described embodiment may be realized by a computer. In that case, a program for realizing this function may be recorded on a computer-readable recording medium, and the program recorded on this recording medium may be read into a computer system and executed. Here, the “computer system” includes an OS and hardware such as peripheral devices. The “computer-readable recording medium” refers to a storage device such as a flexible medium, a magneto-optical disk, a portable medium such as a ROM and a CD-ROM, and a hard disk incorporated in a computer system. Furthermore, the “computer-readable recording medium” dynamically holds a program for a short time like a communication line when transmitting a program via a network such as the Internet or a communication line such as a telephone line. In this case, a volatile memory inside a computer system serving as a server or a client in that case may be included and a program held for a certain period of time. Further, the program may be a program for realizing a part of the above-described functions, and may be a program capable of realizing the functions described above in combination with a program already recorded in a computer system. You may implement | achieve using programmable logic devices, such as FPGA (Field Programmable Gate Array).

以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も含まれる。 The embodiment of the present invention has been described in detail with reference to the drawings. However, the specific configuration is not limited to this embodiment, and includes designs and the like that do not depart from the gist of the present invention.

１送信機
１０信号生成部
１１デジタル歪み補償部
１３−１−Ｉ〜１３−Ｎ−ＱＤＡＣ
ＶＣＯ１−１〜ＶＣＯ１−Ｎ局部発振器
ＭＩＸ１−１−Ｉ〜ＭＩＸ１−Ｎ−Ｑ周波数変換部
１４−１〜１４−Ｎ９０度位相器
１５加算器
１６増幅器
１７カプラ
１８アンテナ
２０−１、２０−２マルチバンド一括周波数変換部
２１−１、２１−２加算器
２２−１〜２２−Ｍ９０度位相器
２３−１〜２３−Ｍレベル制御部
ＶＣＯ２−１〜ＶＣＯ２−Ｍ局部発振器
３０−１、３０−２ＬＰＦ
３１−１、３１−２ＡＤＣ
３２解析部
３３制御部 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Transmitter 10 Signal generation part 11 Digital distortion compensation part 13-1-I-13-NQ DAC
VCO1-1 to VCO1-N Local oscillators MIX1-1-I to MIX1-NQ Frequency converters 14-1 to 14-N 90 degree phase shifter 15 Adder 16 Amplifier 17 Coupler 18 Antennas 20-1 and 20-2 Multiband batch frequency conversion unit 21-1, 21-2 Adders 22-1 to 22-M 90 degree phase shifters 23-1 to 23-M Level control units VCO2-1 to VCO2-M Local oscillators 30-1 and 30 -2 LPF
31-1, 31-2 ADC
32 Analysis unit 33 Control unit

Claims

A signal generator for generating a digital signal;
A digital distortion compensator that compensates for distortion by suppressing nonlinear distortion of the digital signal that is generated when amplifying based on a distortion compensation coefficient;
A DA converter that converts the distortion-compensated digital signal into an analog signal;
A first local oscillator for outputting a local oscillation signal;
A frequency converter that up-converts the analog signal based on the local signal;
An amplifier that amplifies the upconverted signal and outputs a transmission signal;
A distribution unit that distributes the transmission signal into two;
An antenna for transmitting one of the distributed transmission signals;
A plurality of second local oscillators for outputting local oscillation signals;
A multiband batch frequency converter that collectively down-converts the other distributed transmission signal based on a plurality of local oscillation signals output from the plurality of second local oscillators;
An AD converter that converts an analog signal output from the multiband batch frequency converter into a digital signal;
An analysis unit that calculates the distortion compensation coefficient based on the digital signal output from the AD conversion unit and the digital signal generated by the signal generation unit, and causes the digital distortion compensation unit to update the distortion compensation coefficient ;
A plurality of level control units that are provided for each of the plurality of second local oscillators and change a power level of a local oscillation signal output from the plurality of second local oscillators;
A control unit for outputting an instruction signal for changing a power level of the local oscillation signal to the level control unit;
A transmitter comprising:

The analysis unit detects a power level for each frequency band of the digital signal output by the AD conversion unit and outputs the detected power level to the control unit,
When aligning the power level in the frequency band of the digital signal, the control unit is required for the level control unit corresponding to the frequency band that needs to increase or decrease the power level in order to align the power level. Outputting an instruction signal for changing the power level of the local signal according to the amount of increase or decrease in the power level;
The transmitter according to claim 1 .

The analysis unit detects a power level for each frequency band of the digital signal output by the AD conversion unit and outputs the detected power level to the control unit,
When the control unit determines that the power level needs to be changed based on a predetermined power threshold and the power level detected by the analysis unit, the frequency band that needs to change the power level An instruction signal for changing the power level of the local oscillation signal according to the required change in the power level is output to the level control unit corresponding to
The transmitter according to claim 1 or 2 .

The digital signal includes a plurality of signals,
The DA converter, the first local oscillator, and the frequency converter are provided according to the number of the plurality of signals,
The amplifier, the distribution unit, and the antenna are provided with a number corresponding to the number of the plurality of signals or the number of combinations when the plurality of signals are arbitrarily combined. 4. The transmitter according to any one of 3 .

There are a plurality of the first local oscillators,
The transmitter according to some of the plurality of the second local oscillator, or all, any one of claims 1 4, characterized in that a plurality of the first local oscillator.

An IQ combining unit that combines the Ich component and the Qch component of the distortion-compensated digital signal output by the digital distortion compensation unit by orthogonal modulation and outputs the resultant signal to the DA conversion unit;
An IQ separation unit that separates an analog signal output from the AD conversion unit into an Ich component and a Qch component and outputs the separated signal to the analysis unit;
The transmitter according to any one of claims 1 to 5 , further comprising:

Generate digital signals,
Based on the distortion compensation coefficient, distortion compensation is performed by suppressing nonlinear distortion of the digital signal that occurs during amplification,
The distortion-compensated digital signal is converted into an analog signal,
Up-convert the analog signal based on the local signal, amplify and output the transmission signal,
Distributing the transmission signal into two;
One of the distributed transmission signals is transmitted by an antenna,
Based on a plurality of local signals, down-convert the other distributed transmission signal at once,
Convert down-converted analog signal to digital signal,
Based on the converted digital signal and the generated digital signal, calculate the distortion compensation coefficient, update the distortion compensation coefficient ,
A transmission method characterized by outputting an instruction signal for changing the power level of the local signal to a plurality of level control units that change the power level of the local signals for each local signal .