JP6038752B2 - 差動符号化信号の復調装置及び復調方法 - Google Patents

Description

本発明は、光情報伝送技術に関し、特に差動符号化されて伝送される光信号の復調装置及び復調方法に関する。

本技術分野の背景技術として、差動符号化（位相予積算）を行った信号を送信し、受信側で遅延検波を行って受信信号を復調する技術が古くから知られている。差動符号化及び遅延検波を行う通信方式においては、送信側で二つの送信シンボルの位相の差分に情報を載せて送信するため、受信側では、連続する二つの受信シンボル間の位相の差分に基づいて復調を行うことができ、受信側で復調の基準となる信号位相を再生するいわゆるキャリア再生が不要となる利点がある。反面、位相の差分を算出するために用いる二つの受信シンボルに重畳される両方の雑音の影響を受けるため、受信側でキャリア再生を行うコヒーレント通信に比べて耐雑音特性が劣ると言う欠点がある。

これに対して、非特許文献１では、過去の複数の受信信号を用いて復調のための基準位相を算出するＭＳＰＥ（Multi Symbol Phase Estimation）と呼ぶ技術を開示している。この技術によれば、既に復調済みの受信データを使って過去の複数の受信信号の位相を補正し、過去の送信データに依存する位相変動を除去した上で、これらの位相を平均することで雑音の影響を軽減し、精度の良い基準位相を得ている。この結果、位相差分を計算するに当たり、基準となる側の位相精度が良くなるため、耐雑音特性が改善される。また、特許文献１にも同様の技術について記載されている。

国際公開第２０１０／１００７６３号

N. Kikuchi and S. Sasaki, "Highly Sensitive Optical Multilevel Transmission of Arbitrary Quadrature-Amplitude Modulation (QAM) Signals with Direct Detection," IEEE Journal of Lightwave Technology, Vol. 28, No. 1, pp. 123-130, Jan. 2010.

非特許文献１に記載される従来の技術においては、直前の受信信号の復調結果を現在の受信信号の復調に用いる必要があるため、復調処理を一シンボル時間以内に行う必要がある。然るに、近年の通信速度の高速化に伴い、一シンボル時間以内に復調処理結果を得ることが困難になりつつある。

また、高速通信に対応するために処理を並列化して行うことも一般的であるが、並列化した場合、一つ前のシンボルの復調結果を次のシンボルの復調に使うという数珠繋ぎの構造となり、全並列処理分の復調処理に掛かる時間は並列化によって高速化されないという問題がある。

例えば、４並列化された復調処理１〜４について、復調処理２を行うためには復調処理１の処理結果が、復調処理３を行うためには復調処理２の処理結果が、復調処理４を行うためには復調処理３の処理結果が必要となる。更に、復調処理１の処理を行うためには、復調処理４の一つ前の処理結果が必要となる。通常、４並列化を行う場合、並列化されたそれぞれの回路は４シンボル時間内に１シンボルの処理を行えば、全体として、４シンボル時間に４シンボルの処理が行われるため、４倍の処理能力が期待される。しかしながら、先に述べたＭＳＰＥ方式については、４シンボル時間に復調処理１〜４を（並列にではなく）順次行わなければならないため、一つの復調処理に許される処理時間は、１シンボル時間となり、並列化の効果が得られない。

処理の高速化の他の手法としてパイプライン化があるが、パイプライン化によるとスループット（時間当たりの入出力数）は向上するものの、レイテンシー（入力から出力までの時間）は減少しない。従って、直前のシンボルの復調結果を次のシンボルの復調処理に必要とするＭＳＰＥにおいては、レイテンシーが一シンボル時間以内であることが必要とされるので、パイプライン化による高速化も効果が得られない。

本発明の目的は、並列化やパイプライン化が可能で、かつ、耐雑音特性に優れた差動符号化信号の復調装置及び復調方法を提供することにある。

上記課題を解決する為に、例えば特許請求の範囲に記載の構成を採用する。本願は上記課題を解決する手段を複数含んでいるが、その一例をあげるならば、送信データを差動符号化して送信する通信方法における受信信号の復調方法が提供される。当該復調方法は、ｉ−１番目、ｉ番目、及びｉ＋１番目の送信データが、それぞれ、信号ｂ_ｉ−２と信号ｂ_ｉ−１、信号ｂ_ｉ−１と信号ｂ_ｉ、信号ｂ_ｉと信号ｂ_ｉ＋１に差動符号化された信号を少なくとも受信する受信ステップと、前記受信された信号を用いて前記送信するデータを判定する少なくとも第１及び第２の復調ステップと、を含む。前記第２の復調ステップは、前記第１の復調ステップにおけるｉ−１番目の送信データおよびｉ＋１番目の送信データの判定結果Ａ_ｉ−１、Ａ_ｉ＋１と、前記信号ｂ_ｉ−２、ｂ_ｉ−１、ｂ_ｉ、ｂ_ｉ＋１とを用いて、前記信号ｂ_ｉ−１と前記信号ｂ_ｉとの間の位相差ａ_ｉを補正することにより、前記ｉ番目の送信データを判定する第１のステップ、または、前記第１の復調ステップにおけるｉ−１番目の送信データおよびｉ＋１番目の送信データの判定結果Ａ_ｉ−１、Ａ_ｉ＋１と、前記信号ｂ_ｉ−２と前記信号ｂ_ｉ−１との間の位相差ａ_ｉ−１と、前記信号ｂ_ｉと前記信号ｂ_ｉ＋１との間の位相差ａ_ｉ＋１とを用いて、前記信号ｂ_ｉ−１と前記信号ｂ_ｉとの間の位相差ａ_ｉを補正することにより、前記ｉ番目の送信データを判定する第２のステップを含む。

また、他の例によれば、送信データを差動符号化して送信する送信装置からの受信信号の復調する復調装置が提供される。当該復調装置は、ｉ−１番目、ｉ番目、及びｉ＋１番目の送信データが、それぞれ、信号ｂ_ｉ−２と信号ｂ_ｉ−１、信号ｂ_ｉ−１と信号ｂ_ｉ、信号ｂ_ｉと信号ｂ_ｉ＋１に差動符号化された信号を少なくとも受信する復調回路を備える。前記復調回路は、前記受信された信号を用いて前記送信するデータを判定する少なくとも第１及び第２の復調部を備える。前記第２の復調部は、前記第１の復調部におけるｉ−１番目の送信データおよびｉ＋１番目の送信データの判定結果Ａ_ｉ−１、Ａ_ｉ＋１と、前記信号ｂ_ｉ−２、ｂ_ｉ−１、ｂ_ｉ、ｂ_ｉ＋１とを用いて、前記信号ｂ_ｉ−１と前記信号ｂ_ｉとの間の位相差ａ_ｉを補正することにより、前記ｉ番目の送信データを判定する第１の回路、または、前記第１の復調部におけるｉ−１番目の送信データおよびｉ＋１番目の送信データの判定結果Ａ_ｉ−１、Ａ_ｉ＋１と、前記信号ｂ_ｉ−２と前記信号ｂ_ｉ−１との間の位相差ａ_ｉ−１と、前記信号ｂ_ｉと前記信号ｂ_ｉ＋１との間の位相差ａ_ｉ＋１とを用いて、前記信号ｂ_ｉ−１と前記信号ｂ_ｉとの間の位相差ａ_ｉを補正することにより、前記ｉ番目の送信データを判定する第２の回路を備える。

本発明によれば、並列化やパイプライン化が可能で、かつ、耐雑音特性に優れた差動符号化信号の復調装置及び復調方法を提供できる。
本発明に関連する更なる特徴は、本明細書の記述、添付図面から明らかになるものである。また、上記した以外の、課題、構成及び効果は、以下の実施例の説明により明らかにされる。

受信信号位相と遅延検波によって得られる信号位相の関係を示す図である。 遅延検波の動作を示す図である。 過去の受信信号の例を示す図である。 過去の受信信号の例を示す図である。 過去の受信信号の例を示す図である。 復調結果によって補正した過去の複数受信信号の例を示す図である。 未来の受信信号の例を示す図である。 未来の受信信号の例を示す図である。 未来の受信信号の例を示す図である。 復調結果によって補正した未来の複数受信信号の例を示す図である。 本発明の復調方法の動作を示す図である。 光伝送システムの構成を示す図である。 本発明の光送信機の構成を示す図である。 本発明の光受信機の第１の構成例を示す図である。 １６ＱＡＭ変調における信号点配置の例を示す図である。 本発明における１６ＱＡＭ変調時の変調器の動作を示す図である。 １６ＡＰＳＫ変調における信号点配置の例を示す図である。 本発明における１６ＡＰＳＫ変調時の変調器の動作を示す図である。 本発明の光受信機の第２の構成例を示す図である。 本発明の復調回路の第１の構成例を示す図である。 本発明の１６ＱＡＭ変調時の多値判定回路の出力を示す図である。 本発明の１６ＡＰＳＫ変調時の多値判定回路の出力を示す図である。 本発明の位相補正量算出部の第１の構成例を示す図である。 本発明の復調回路の第２の構成例を示す図である。 本発明の並列構成による復調回路の構成例を示す図である。 本発明の並列構成による位相誤差算出部の構成例を示す図である。 本発明の並列構成による位相補正回路の構成例を示す図である。 本発明の並列構成による多値判定回路の構成例を示す図である。 本発明の位相誤差算出部の構成例を示す図である。 本発明の位相補正部の構成例を示す図である。 本発明の位相補正量算出部の第２の構成例を示す図である。 本発明の光受信機の第３の構成例を示す図である。 本発明の復調回路の第３の構成例を示す図である。 本発明の位相差算出部の構成例を示す図である。 本発明の補正位相差算出部の構成例を示す図である。 本発明の耐雑音特性を示す図である。

以下、添付図面を参照して本発明の実施例について説明する。なお、添付図面は本発明の原理に則った具体的な実施例を示しているが、これらは本発明の理解のためのものであり、決して本発明を限定的に解釈するために用いられるものではない。なお、本実施例の形態を説明するための全図において同一機構を有するものは原則として同一の符号を付すようにし、その繰り返しの説明は可能な限り省略するようにしている。

本発明に係る送信データを差動符号化して送信する通信方法における受信信号の復調方法について説明する。本発明では、送信装置から、少なくとも、ｉ−１番目、ｉ番目、及びｉ＋１番目の送信データを、それぞれ、信号ｂ_ｉ−２と信号ｂ_ｉ−１、信号ｂ_ｉ−１と信号ｂ_ｉ、信号ｂ_ｉと信号ｂ_ｉ＋１に差動符号化した信号が送信される。受信した信号の復調方法は、受信信号を用いて送信データを判定する少なくとも第１及び第２の復調ステップを含む。第２の復調ステップにおいてｉ番目の送信データを判定する際に、第１の復調ステップにおけるｉ−１番目の送信データおよびｉ＋１番目の送信データの判定結果と、信号ｂ_ｉ−２、ｂ_ｉ−１、ｂ_ｉ、ｂ_ｉ＋１とを用いて、信号ｂ_ｉ−１と信号ｂ_ｉとの間の位相差を補正して復調を行う。あるいは、第２の復調ステップにおいてｉ番目の送信データを判定する際に、第１の復調ステップにおけるｉ−１番目の送信データおよびｉ＋１番目の送信データの判定結果と、信号ｂ_ｉ−２と信号ｂ_ｉ−１との間の位相差と、信号ｂ_ｉと信号ｂ_ｉ＋１との間の位相差とを用いて、信号ｂ_ｉ−１と信号ｂ_ｉとの間の位相差を補正して復調を行う。

具体的な例を用いて説明する。例えば、図１に示すような信号を考える。即ち、ｉ−２番目、ｉ−１番目、ｉ番目、ｉ＋１番目、ｉ＋２番目の５つの送信データを、それぞれ、信号ｂ_ｉ−３と信号ｂ_ｉ−２の位相差、信号ｂ_ｉ−２と信号ｂ_ｉ−１の位相差、信号ｂ_ｉ−１と信号ｂ_ｉの位相差、信号ｂ_ｉと信号ｂ_ｉ＋１の位相差、及び、信号ｂ_ｉ＋１と信号ｂ_ｉ＋２の位相差に載せて伝送を行ったとする。

本発明において、第１の復調ステップでは、例えば、従来の遅延検波によって復調を行う。即ち、信号ｂ_ｉ−３と信号ｂ_ｉ−２の位相差ａ_ｉ−２からｉ−２番目のデータの第１の復調結果、信号ｂ_ｉ−２と信号ｂ_ｉ−１の位相差ａ_ｉ−１からｉ−１番目のデータの第１の復調結果、信号ｂ_ｉ−１と信号ｂ_ｉの位相差ａ_ｉからｉ番目のデータの第１の復調結果、信号ｂ_ｉと信号ｂ_ｉ＋１の位相差ａ_ｉ＋１からｉ＋１番目のデータの第１の復調結果、信号ｂ_ｉ＋２と信号ｂ_ｉ＋２の位相差ａ_ｉ＋２からｉ＋２番目のデータの第１の復調結果をそれぞれ算出する。図２は、上記のｉ番目のデータについて説明する図である。図２には、信号ｂ_ｉ−１と信号ｂ_ｉとの間の位相差ａ_ｉが示されている。

ここで、ｉ−２番目のデータの第１の復調結果のデータ位相をＡ_ｉ−２、ｉ−１番目のデータの第１の復調結果のデータ位相をＡ_ｉ−１、ｉ番目のデータの第１の復調結果のデータ位相をＡ_ｉ、ｉ＋１番目のデータの第１の復調結果のデータ位相をＡ_ｉ＋１、ｉ＋２番目のデータの第１の復調結果のデータ位相をＡ_ｉ＋２と置く。この時、信号ｂ_ｉ−２と信号ｂ_ｉ−１の位相差は、ｉ−１番目のデータによって発生したものであるから、信号ｂ_ｉ−２をｉ−１番目のデータによって補正することで、信号ｂ_ｉ−１と同じ位相の信号とすることが出来る。

即ち、ｂ_ｉ−２＋Ａ_ｉ−１は第１の復調結果に誤りがなければ信号ｂ_ｉ−１と同じ位相となる。同様に、ｂ_ｉ−３＋Ａ_ｉ−２は第１の復調結果に誤りがなければ信号ｂ_ｉ−２と同じ位相となる。従って、更にｂ_ｉ−３＋Ａ_ｉ−２＋Ａ_ｉ−１は第１の復調結果に誤りがなければ信号ｂ_ｉ−１と同じ位相となる。この様子を図３Ａ〜図３Ｃ及び図４に示す。

一方、信号ｂ_ｉと信号ｂ_ｉ＋１の位相差は、ｉ＋１番目のデータによって発生したものであるから、信号ｂ_ｉ＋１をｉ＋１番目のデータによって補正することで、信号ｂ_ｉと同じ位相の信号とすることが出来る。即ち、ｂ_ｉ＋１−Ａ_ｉ＋１は第１の復調結果に誤りがなければ信号ｂ_ｉと同じ位相となる。同様に、ｂ_ｉ＋２−Ａ_ｉ＋２は第１の復調結果に誤りがなければ信号ｂ_ｉ＋１と同じ位相となる。従って、更にｂ_ｉ＋２−Ａ_ｉ＋２−Ａ_ｉ＋１は第１の復調結果に誤りがなければ信号ｂ_ｉと同じ位相となる。この様子を図５Ａ〜５Ｃ及び図６に示す。

実際には受信信号には雑音が重畳されるため、全く同じ位相とならずに図４及び図６に示すように雑音によるばらつきを持つ。そこで、ｂ_ｉ−１、ｂ_ｉ−２＋Ａ_ｉ−１、ｂ_ｉ−３＋Ａ_ｉ−２＋Ａ_ｉ−１を平均して補正位相ｂ’_ｉ−１を求め、さらに、ｂ_ｉ、ｂ_ｉ＋１−Ａ_ｉ＋１、ｂ_ｉ＋２−Ａ_ｉ＋２−Ａ_ｉ＋１を平均して補正位相ｂ’_ｉを求める。そして、補正位相（補正基準位相）ｂ’_ｉ−１と補正位相（補正遷移後位相）ｂ’_ｉの補正位相差ａ’_ｉを求め、第２の復調ステップでは補正位相差（補正位相遷移量）ａ’_ｉに基づきｉ番目のデータの復調を行う。この様子を図７に示す。

以上の内容を、数式を用いて説明する。上記、補正位相（補正基準位相）ｂ’_ｉ−１は、（数１）のように算出される。

ここで、ｗ_ｋは平均を算出する際の重みである。ｂ_ｉ−２＋Ａ_ｉ−１は誤りの可能性のあるＡ_ｉ−１を含んでいるため、ｂ_ｉ−１の重みｗ_−１に比べて小さな重みｗ_−２で平均するのが好ましい。さらにｂ_ｉ−３＋Ａ_ｉ−２＋Ａ_ｉ−１は誤りの可能性のある２つのデータＡ_ｉ−１及びＡ_ｉ−２を含んでいるため、更に小さな重みｗ_−３で平均するのが好ましい。

同様に、補正位相（補正遷移後位相）ｂ’_ｉは、（数２）のように算出される。

ここで、（数３）及び（数４）の関係を用いて（数１）を変形し、更に（数５）に示す位相誤差信号ｅ_ｋを用いた変数置換を行う。

この変数置換により、補正位相（補正基準位相）ｂ’_ｉ−１は（数６）のように表すことが出来る。

同様に、（数７）及び（数８）の関係を用いて（数２）を変形し、更に（数５）に示す位相誤差信号ｅ_ｋを用いた変数置換を行う。

この変数置換により、補正位相（補正遷移後位相）ｂ’_ｉは（数９）のように表すことが出来る。

従って、補正位相差（補正位相遷移量）ａ’_ｉは、（数１０）のように表すことが出来る（補正位相遷移量＝補正遷移後位相−補正基準位相）。

即ち、補正位相差（補正位相遷移量）ａ’_ｉは、補正前の位相差ａ_ｉに（数１１）に示す位相補正量を加えたものとして表すことが出来る。

以上の数式を、位相差ａ_ｉを用いずに表すと、補正位相（補正基準位相）ｂ’_ｉ−１は（数１２）のように表すことができる。

また、補正位相（補正遷移後位相）ｂ’_ｉは（数１３）のように表すことができる。

補正遷移後位相ｂ’_ｉと補正基準位相ｂ’_ｉ−１の差としての補正位相差（補正位相遷移量）ａ’_ｉは（数１４）のように表すことが出来る。

本願発明における補正位相差（補正位相遷移量）ａ’_ｉの算出に当たっては、（数１０）、または、（数１４）のいずれに基づいて算出してもよい。また、数学的に等価な他のいかなる演算、更にはそれらを近似する他のいかなる演算によっても、それに基づいて本願発明を実施できる。

以上説明した方法によれば、補正位相差（補正位相遷移量）ａ’_ｉを算出するのに必要な復調結果（Ａ_ｋ）は第１の復調ステップの復調結果を用いており、補正位相差（補正位相遷移量）ａ’_ｉを用いた復調処理は異なる復調ステップ、即ち、第２の復調ステップで行っているため、処理の構造が非再帰的になっている。このため、直前の処理結果を次の処理に用いる再帰的な処理構造を持つ従来のＭＳＰＥ処理では不可能だった並列化やパイプライン化による高速化が可能となる。

なお、少なくとも、過去の２シンボル（ｂ_ｉ−１，ｂ_ｉ−２）、及び、未来（及び現在）の２シンボル（ｂ_ｉ，ｂ_ｉ＋１）を用いて、それぞれ、補正位相（補正基準位相）ｂ’_ｉ−１、及び、補正位相（補正遷移後位相）ｂ’_ｉを求めれば良い。上記説明においては過去の３シンボル（ｂ_ｉ−１，ｂ_ｉ−２，ｂ_ｉ−３）、及び、未来（及び現在）の３シンボル（ｂ_ｉ，ｂ_ｉ＋１，ｂ_ｉ＋２）を用いて、それぞれ、補正位相（補正基準位相）ｂ’_ｉ−１、及び、補正位相（補正遷移後位相）ｂ’_ｉを求めているが、より多くの受信シンボルを用いて求めるようにしても良い。補正位相（補正基準位相）ｂ’_ｉ−１、または、補正位相（補正遷移後位相）ｂ’_ｉの何れかでも複数受信シンボルを用いて算出するようにすれば、旧来の遅延検波よりは耐雑音特性が改善される。

［第１実施例］
以下、第１実施例を図面を用いて説明する。図８は、第１実施例のシステム構成図である。当該システムは、光送信機１と、光受信機３と、光送信機１と光受信機３とを接続する光ファイバ伝送路２とから構成される。

光送信機１は、入力された送信データを光信号に変換し、光ファイバ伝送路２を介して、光受信機３に送信する。光受信機３は、光ファイバ伝送路２を介して受信された光信号を受信データに変換して出力する。

図９は、光送信機１の構成例である。光送信機１は、符号化器１０と、変調器１１と、差動符号化器１２と、直交座標変換器１３と、光直交変調器１４とを備える。入力された送信データは、符号化器１０にて誤り訂正符号化されて出力される。誤り訂正符号化された信号は、変調器１１にて変調され、送信信号の位相及び振幅が出力される。変調器１１より出力された送信信号位相は、差動符号化器１２によって差動符号化され、出力される。差動符号化は、図中に示すように入力された位相を積算することで実施できる。差動符号化された位相及び振幅は、直交座標変換器１３において直交信号座標信号Ｉ，Ｑに変換され、Ｉ，Ｑ信号が出力される。出力されたＩ，Ｑ信号は、光直交変調器１４にて変調され、光信号として送出される。

図１０は、光受信機３の第１の構成例である。光受信機３は、検波器１５と、位相検出器１６と、平方根演算器１７と、復調回路１８と、復号化器１９とを備える。

光受信機３によって受信された光信号は、検波器１５によって遅延検波されて出力される。一方、検波器１５は、光強度検出を行う。検波器１５における遅延検波は、光受信信号を一シンボル時間の遅延と位相差が互いにπ／２だけ異なるようにされた二種類の信号をそれぞれ光検波に遅延されない光受信信号とともに入力することで実施される。これは、図１０に示すように光信号を複素数で表した場合に一シンボル時間遅延した信号の複素共役と遅延しない光信号を乗算する処理に相当する。一方、光強度検出は、図１０に示すように複素表現された光信号を、その複素共役と乗算する処理に相当する。

検波器１５において遅延検波された信号の信号位相は、位相検出器１６によって検出され、信号位相値として出力される。一方、検波器１５において検出された光強度は、平方根演算器１７によって強度の平方根に変換され、振幅値として出力される。上記信号位相値及び振幅値は、復調回路１８に入力され復調される。復調回路１８において復調された信号は、復号化器１９に入力され、その後、誤り訂正処理されて受信データとして出力される。

変調器１１は、例えば図１１に示すような１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）による変調を行う。４ｂｉｔの送信データを１６点の異なる座標を持った１６の変調点に変換する。図９に示す変調器１１は、極座標（位相、振幅）を出力するので、図１２に示す表に従って、位相（Phase）、振幅（Amplitude）を出力する。１６ＱＡＭ変調は、正方格子状の信号点を用いるのが通常であるが、本実施例では、信号点の位相がπ／８の整数倍になるように量子化している。復調回路１８は、逆に受信信号の極座標（位相、振幅）を入力して４ｂｉｔのデータに変換する。本発明において、変調方式は他の方式としても良い。例えば、図１３及び図１４に示す１６ＡＰＳＫ（Amplitude Phase Shift Keying）による変調、復調を行うことも好適である。

図１５は、光受信機３の第２の構成例を示す。光受信機３に受信された光信号は、直交検波器２０によって直交検波され、直交信号座標信号Ｉ，Ｑが出力される。出力された直交信号座標信号Ｉ，Ｑは、極座標変換器２１によって極座標信号（位相、振幅）に変換されて、極座標信号が出力される。出力された位相は遅延検波器２２にて遅延検波されて出力される。遅延検波は、図中に示されるように一シンボル前の信号位相と現在の信号位相の差分をとることで実施することが出来る。遅延検波された位相、及び、振幅は、復調回路１８及び復号化器１９を介して受信データとして出力される。復調回路１８及び復号化器１９の動作は図１０に示した光受信機と同様である。また、直交検波器２０は、例えば、受信光信号を局発光でホモダイン検波することで同相成分（Ｉ）、直交成分（Ｑ）を得る構成とすれば良い。

図１６は、復調回路１８の構成例を示す。復調回路１８に入力される信号は、光受信機３が図１０の構成の場合も図１５の構成の場合も遅延検波をされているので、図１に示した位相差信号ａ_ｉとなっている。このため、前述の（数１０）に基づいて復調を行う。

入力された位相値及び振幅値は、多値判定回路Ａ１００−１に入力される。多値判定回路Ａ１００−１は、入力された位相値、及び、振幅値に基づいて、複数の変調信号点のうちどの変調信号点が送られたかを判定する。この判定には、例えば、特許文献１に開示されている非ユークリッド距離に基づく受信シンボルの判定を用いることが出来る。多値判定回路Ａ１００−１は、更に判定に基づき、判定された変調信号点に対応する位相値Ａ_ｉを判定結果として出力する。

一方、位相値、及び、振幅値は、多値判定回路Ａ１００−１の処理遅延に相当する時間だけ遅延させるために、それぞれ、遅延器（１０１−１，１０２−１）に入力される。遅延器１０１−１にて遅延された位相値は、多値判定回路Ａ１００−１が出力した位相値Ａ_ｉを加算器１０３−１において差し引かれて、（数５）に示す位相誤差信号ｅ_ｉが算出される。位相誤差信号ｅ_ｉは、位相補正量算出部１０４−１に入力され、（数１１）に示す位相補正量が算出されて出力される。

一方、遅延器（１０１−１，１０２−１）にて遅延された位相値及び振幅値は、更に、位相補正量算出部１０４−１の処理遅延に相当する時間だけ遅延させるために、それぞれ、遅延器（１０５−１，１０６−１）に入力される。位相補正量算出部１０４−１にて算出された位相補正量は、加算器１０７−１にて、遅延器１０５−１にて遅延された位相値と加算され、（数１０）に示す補正位相遷移量ａ’_ｉが出力される。

多値判定回路Ａ１００−２は、補正位相遷移量ａ’_ｉ、及び、遅延器１０６−１にて遅延された振幅値に基づき、複数の変調信号点のうちどの変調信号点が送られたかを判定する。多値判定回路１００−１が補正前の位相値ａ_ｉが入力されているのに対し、多値判定回路Ａ１００−２は補正後の位相値（補正位相遷移量ａ’_ｉ）が入力されるため、多値判定回路Ａ１００−１よりも精度の良い（誤りの少ない）判定を行うことが出来る。

多値判定回路Ａ１００−２は、その判定結果に基づき、やはり判定された変調信号点に対応する位相値Ａ’_ｉを判定結果として出力する。更にこの新しい判定結果に基づいて位相補正量算出、位相補正、多値判定を行うことで更に誤りの少ない判定を行うことが出来るようになる。図１６では、途中の図示を省略しているが、復調回路１８は、受信された信号を用いて送信データを判定するｎ個の復調部を備える。復調回路１８では、判定処理及び位相補正処理をｎ段繰り返して、繰り返すごとに判定の精度を向上させ、最終的な補正位相遷移量ａ’’’_ｉを得ている。なお、図１６では、判定処理及び位相補正処理をｎ段繰り返しているが、復調回路１８は、受信された信号を用いて送信データを判定する少なくとも第１の復調部及び第２の復調部を備えていればよい。

多値判定回路Ｂ１０８は、入力された補正位相遷移量ａ’’’_ｉ、及び、振幅値を用いて信号点の最終的な判定を行う。多値判定回路Ａ（１００−１，１００−２，…）は、判定出力として、信号点の位相値、即ち、図１７（１６ＱＡＭ）あるいは図１８（１６ＡＰＳＫ）に示す表の右側（Ｐｈａｓｅ）の値を出力するが、最終的な判定を行う多値判定回路Ｂ１０８は、図１７（１６ＱＡＭ）、図１８（１６ＡＰＳＫ）に示す表の左側（Ｄｅｃｉｓｉｏｎ）の値を出力する。これにより、図１１及び図１２、または、図１３及び図１４に基づいて変調され送出された送信データが復元される。

図１９は、位相補正量算出部の第１の構成例を示す。位相補正量算出部（１０４−１，…，１０４−ｎ）は、（数１１）に示す位相補正量を、例えば図１９のような構成にて算出する。図中、２０１−１〜２０１−４は一シンボル遅延器、２０２−１〜２０２−４は係数乗算器、２０３は加算器を表す。係数乗算器２０２−１〜２０２−４の係数ｋ_ｊはそれぞれ、（数１５）、（数１６）、（数１７）、（数１８）のように設定すればよい。

図１９の構成による位相補正量算出部は、復調対象の受信シンボルに対して時間的に未来の信号（（数１０）のｅ_ｉ＋１，ｅ_ｉ＋２）が入力された時点で演算結果が出力されるので、原理的に２シンボルの遅延を持っている。従って、この場合、前述の遅延器（１０５−１，…，１０５−ｎ）、及び、遅延器（１０６−１，…１０６−ｎ）の遅延時間は２シンボルとなる。ハードウェアの設計上、図１９の構成に中に追加のレジスタ（フリップフロップ）を挿入する場合（パイプライン化する場合）は、更に、その分の遅延を遅延器（１０５−１，…，１０５−ｎ）、及び、遅延器（１０６−１，…１０６−ｎ）に追加して構成することになる。

以上の構成による第１実施例は、多値判定回路（１００−１，１００−２，…）が一シンボル時間を越えるレイテンシーを持っている場合であっても、遅延器（１０１−１，１０１−２，…）及び遅延器（１０２−１，１０２−２，…）の遅延をそれに合わせて設計することにより、処理の破綻なく構成可能である。したがって、第１実施例によれば、高速通信のために高速の処理が必要な場合であっても実施することが出来る。位相補正量算出部（１０４−１，…，１０４−ｎ）が一シンボル時間を越えるレイテンシーを持っている場合も同様である。これにより、ＭＳＰＥで問題であった復調処理のレイテンシーが大きくなると実現できないと言う課題が解消できる。

以上の本実施例による復調方法の耐雑音特性を評価した結果を図３２に示す。実線（マーク無し）が、旧来の遅延検波による特性を示し、破線が従来のＭＳＰＥを用いた場合の特性を示し、実線（＋マーク付き）が、本実施例による復調処理（処理段数は４段）の特性を示している。本発明によれば、従来のＭＳＰＥと同等以上の耐雑音特性が得られていることが確認される。

［第２実施例］
以下、第２実施例を図面を用いて説明する。システム構成、並びに、光送信機１及び光受信機３の構成は、第１実施例と同じである。第２実施例においては、復調回路１８の構成が第１実施例とは異なっている。図２０は、第２実施例における復調回路１８の構成を示す。

第１実施例では、判定処理及び位相補正処理を複数段で構成した場合も、後段に供給する位相値は、復調回路１８に入力された位相値を遅延したのみであった。これに対し、図２０に示す第２実施例においては、前段の処理で補正された位相値（補正位相遷移量ａ’_ｉ）を後段の処理に用いている。例えば、図２０に示すように、位相補正量算出部１０４によって出力された補正位相遷移量ａ’_ｉが遅延器１０１−２に入力され、後段の処理に用いられる。

第２実施例によれば、前段の処理で改善された位相値を後段で用いるため、より良い精度が期待できる。一方、前段の判定結果が間違っていた場合、後段の判定結果で修正されても、前段の判定誤りの影響が位相値によって継承されてしまう場合もある。どちらが良い特性となるかは各種条件によって異なると考えられるが、ＡＷＧＮ（Additive White Gaussian Noise）環境下で評価した結果、１６ＱＡＭについても、及び、１６ＡＰＳＫについても、第１実施例の構成とほぼ同等の特性が得られることを確認した。

［第３実施例］
以下、第３実施例を図面を用いて説明する。第３実施例は、高速処理のために処理を４並列化した構成例である。図２１は、４並列化した復調回路１８の構成例を示す。図２１では、並列化のために必要となるシリアル・パラレル変換処理及びパラレル・シリアル変換処理を省略しているが、並列化の前段にシリアル・パラレル変換処理、後段にパラレル・シリアル変換処理が必要なのは通例のとおりである。

図２１の復調回路１８には、第１実施例及び第２実施例と同様に、位相値及び振幅値が入力されるが、４並列化されているため、４対の位相値及び振幅値が入力される。入力された位相値及び振幅値は、４並列位相誤差算出部３００−１に入力される。４並列位相誤差算出部３００−１は、位相１〜４、補正後位相１〜４、振幅１〜４の入力を持つが、初段において補正された位相は得られないので、補正されていない位相値をそのまま入力している。

４並列位相誤差算出部３００−１は、（数５）に示す位相誤差ｅ_ｉを算出して出力する。この際、入力された位相値及び振幅値は、遅延を調整されて出力される。４並列位相誤差算出部３００−１が出力した位相値、位相誤差、及び振幅値は、４並列位相補正部３０１−１に入力される。

４並列位相補正部３０１−１は、入力された位相値及び位相誤差に従って、（数１０）に示す補正位相遷移量ａ’_ｉを算出し、補正後位相１〜４として出力する。また、同時に、４並列位相補正部３０１−１は、遅延を調整した位相値１〜４及び振幅値１〜４を出力する。出力された補正後位相１〜４（補正位相遷移量ａ’_ｉ）は、位相値１〜４及び振幅値１〜４とともに４並列位相誤差算出部３００−２に入力される。

４並列位相誤差算出部３００−２の構成は、前段の４並列位相誤差算出部３００−１と同一であるが、補正により位相精度の改善した補正後位相１〜４が入力されるので、初段の４並列位相誤差算出部３００−１に比べて精度の良い位相誤差情報（位相誤差１〜４）を出力することが出来る。

４並列位相誤差算出部３００−２により出力された位相誤差１〜４は、４並列位相補正部３０１−２に入力される。４並列位相誤差算出部３００−２によって補正位相遷移量ａ’’_ｉが算出され、補正後位相１〜４として出力される。４並列位相補正部３０１−２より出力された補正後位相１〜４は、４並列多値判定回路３０２に入力され、複数の変調信号点のどの信号点が送られたのかを判定し、判定結果として最終的な復調結果１〜４を出力する。

図２２は、４並列位相誤差算出部の構成例を示す。４並列位相誤差算出部（３００−１，３００−２）は、図２２に示すように、４つの位相誤差算出部（４００−１〜４００−４）から構成される。各位相誤差算出部（４００−１〜４００−４）は、図２５に示す構成である。位相誤差算出部（４００−１〜４００−４）は、多値判定回路Ａ１００と、遅延器（１０１，１０２）と、加算器１０３とから構成される。多値判定回路Ａ１００と、遅延器（１０１，１０２）と、加算器１０３の動作及び作用は第１実施例と同様であるので説明を省略する。

図２３は、４並列位相補正部の構成例を示す。４並列位相補正部（３０１−１，３０１−２）は、図２３に示すように、４つの位相補正部（４０１−１〜４０１−４）によって構成される。各位相補正部（４０１−１〜４０１−４）は、復調対象のシンボルに対して、（数１０）に示したように、時間的に過去のシンボルの位相誤差、及び、未来のシンボルの位相誤差を用いて、補正後位相（補正位相遷移量ａ’_ｉ， ａ’’_ｉ）を算出する。したがって、各位相補正部（４０１−１〜４０１−４）には、隣接する並列回路の位相誤差の値、及び、その次に隣接する並列回路の位相誤差の値が入力されるように、並列回路のそれぞれの回路が互いに接続されている。具体的には、各位相補正部（４０１−１〜４０１−４）に、過去の位相誤差（ｅ_ｉ−２，ｅ_ｉ−１）、及び、未来の位相誤差（ｅ_ｉ＋１，ｅ_ｉ＋２）が入力されるように、隣接する回路及びその次に隣接する回路からの信号線が接続されている。

図２６は、位相補正部の構成例を示す。各位相補正部（４０１−１〜４０１−４）は、位相補正量算出部１０９と、遅延器（１１０，１１１）と、加算器１０７とから構成される。入力された過去の位相誤差（ｅ_ｉ−２，ｅ_ｉ−１）、及び、未来の位相誤差（ｅ_ｉ＋１，ｅ_ｉ＋２）は、位相補正量算出部１０９に入力され、（数１１）に基づいて位相補正量が算出される。

一方、入力された位相値と振幅値は、位相補正量算出部１０９の処理遅延に合わせて遅延器（１００，１１１）により遅延が調整される。位相補正量算出部１０９より出力された位相補正量は、遅延を調整された位相値と加算器１０７で加算され、補正後位相（補正位相遷移量ａ’_ｉ，ａ’’_ｉ）として出力される。

図２７は、位相補正量算出部の構成例を示す。位相補正量算出部１０９は、係数乗算器２０２−１〜２０２−４と加算器２０３とから構成される。位相補正量算出部１０９は、（数１１）に従って位相補正量を算出する。図２７において、係数ｋ_ｊはそれぞれ、（数１５）、（数１６）、（数１７）、（数１８）のように設定すればよい。第１実施例においては、復調対象の受信シンボルに対して未来の受信信号が入力されるのを待つため、原理的に遅延を発生していたが、本実施例においては、過去の受信信号及び未来の受信信号は並列に同時に入力されるため、原理的には遅延は発生しない。従って、遅延器１１０，１１１の遅延量は、ハードウェア設計上、図２７の構成に追加されたレジスタ（フリップフロップ）による遅延だけによって決まる点が第１実施例と異なっている。

図２４は、４並列多値判定回路の構成例を示す。４並列多値判定回路３０２は、４つの多値判定回路１０８−１〜１０８−４によって構成される。多値判定回路１０８−１〜１０８−４の動作は、第１実施例の多値判定回路Ｂ１０８と同様であるので説明を省略する。

本実施例によれば、高速化のために並列化した復調方法が得られる。再帰的構造をもつ従来のＭＳＰＥのように、他の並列回路の処理結果を待たないと処理を行えないと言う課題がなく、前段の処理が終われば後段の処理を行うことが出来るため、並列化による高速化が可能となっている。本実施例では４並列の場合を説明したが、より多くの数の（または少ない数の）並列数とする場合も、全く同様に行うことが出来ることは言うまでもない。

また、本実施例で行っている演算自体は、第１実施例のものと全く同じであるので、特性も第１実施例と同じであり、耐雑音特性は旧来の遅延検波に比べて大きく改善され、従来のＭＳＰＥと同等以上の特性が得られるのは明らかである。

［第４実施例］
以下、第４実施例を図面を用いて説明する。第１実施例、第２実施例、及び第３実施例はいずれも遅延検波を行った後の位相差信号ａ_ｉを用いて復調を行っていた。本実施例については、復調回路は遅延検波前の位相ｂ_ｉを用いて復調を行う方法について述べる。

遅延検波前の位相値ｂ_ｉを用いて復調を行う場合、（数１）の補正基準位相ｂ’_ｉ−１は（数１２）のように表すことが出来、また、（数２）の補正遷移後位相ｂ’_ｉは（数１３）のように表すことが出来る。従って、補正位相遷移量（ａ’_ｉ）は、（数１４）のように表すことが出来る。このため、第４実施例では（数１４）を用いた復調処理を行う。

図２８は、光受信機３の構成例を示す。受信された光信号は、直交検波器２０にて直交検波され、極座標変換器２１にて極座標（位相、振幅）に変換される。直交検波器２０及び極座標変換器２１の動作については、第１実施例の光受信機の第２の構成例（図１５）で述べたのと同様である。極座標変換器２１より出力された極座標信号（位相、振幅）は、復調回路２３に入力され復調される。復調回路２３にて復調された信号は、復号化器１９に入力され、誤り訂正処理をされて受信データとして出力される。

図２９は、復調回路２３の構成例を示す。入力された信号位相ｂ_ｉは、位相差算出部１１２にて遅延検波され、位相差算出部１１２によって位相差信号ａ_ｉが出力される。図３０は、位相差算出部１１２の構成例を示す。位相差算出部１１２の構成は、図３０に示すように、第１実施例の光受信機の第２の構成例における遅延検波器２２と同一である。

位相差算出部１１２から出力された位相差信号ａ_ｉは、多値判定回路Ａ１００−１に入力される。多値判定回路Ａ１００−１、遅延器１０１−１、遅延器１０１−２の動作及び作用は第１実施例における復調回路と同一である。多値判定回路Ａ１００−１が出力した位相値Ａ_ｉは、補正位相差算出部１１３−１に入力され、（数１４）に示す補正位相差（補正位相遷移量ａ’_ｉ）が出力される。遅延器１１４−１及び遅延器１１５−１は、それぞれ、位相値及び振幅値を補正位相差算出部１１３−１の処理遅延に相当する時間だけ遅延させる。

補正位相遷移量ａ’_ｉ、及び、遅延器１１５−１にて遅延された振幅値に基づき、多値判定回路Ａ１００−２は、複数の変調信号点のうちどの変調信号点が送られたかを判定する。多値判定回路Ａ１００−１が補正前の位相値ａ_ｉが入力されているのに対し、多値判定回路Ａ１００−２は補正後の位相値（補正位相遷移量ａ’_ｉ）が入力されるため、多値判定回路Ａ１００−２は、多値判定回路Ａ１００−１よりも精度の良い（誤りの少ない）判定を行うことが出来る。多値判定回路Ａ１００−２は、その判定結果に基づき、やはり判定された変調信号点に対応する位相値Ａ’_ｉを判定結果として出力する。

これ以降、第１実施例の復調回路１８と同様に、復調回路２３は、複数段の処理を行う。後段において、新しい判定結果に基づいて位相補正量算出、位相補正、及び、多値判定を行うことで更に誤りの少ない判定を行うことが出来るようになる。

図２９では、途中の図示を省略しているが、判定処理及び位相補正処理をｎ段繰り返して、繰り返すごとに判定の精度を向上させ、最終的な補正位相遷移量ａ’’’_ｉを得ている。多値判定回路Ｂ１０８は、入力された補正位相遷移量ａ’’’_ｉ、及び、振幅値を用いて信号点の最終的な判定を行う。多値判定回路Ｂ１０８の動作及び作用は、第１実施例の復調回路１８における多値判定回路Ｂ１０８と同様である。

図３１は、補正位相差算出部の構成例を示す。補正位相差算出部（１１３−１，…，１１３−ｎ）は、図３１のように構成できる。図３１において、２０４−１〜２０４−５、及び、２０５−１〜２０５−４は一シンボル遅延器、２０６−１〜２０６−６、及び、２０７−１〜２０７−４は係数乗算器、２０８は加算器である。

補正位相差算出部（１１３−１，…，１１３−ｎ）では、入力された位相値ｂ_ｉ及び位相値Ａ_ｉに基づき、（数１４）に従って、補正位相遷移量ａ’_ｉが算出される。係数ｋ_ｊは（数１５）、（数１６）、（数１７）、（数１８）のように設定すればよく、係数ｈ_ｊは（数１９）、（数２０）、（数２１）、（数２２）、（数２３）、（数２４）のように設定すればよい。

以上、第１実施例から第４実施例について説明を行った。処理の多くを極座標系の信号を用いて行ったが、直交座標系を用いて同一、または類似の処理を行うことも出来る。

また、それぞれの実施例において、平均する過去の受信シンボル数及び平均する未来の受信シンボル数は、それぞれ、３としていたが、それより多くても少なくても構わない。一般には多い方が特性は良くなるが、回路規模は増大する。

また、判定処理及び位相補正処理を行う段数は、第１実施例、第２実施例、及び第４実施例については、ｎ段とし、第３実施例については２段としたが、それより多くてもあるいは少なくても構わない。一般にはやはり多い方が特性は良くなるが、回路規模、及び、処理遅延は増大する。平均数や処理段数は、何れも極端に多くしても特性は飽和する傾向にあるので、あまり段数を多くしても意味はない。平均数３、処理段数２程度で実用上問題ない特性が得られることを確認しており、従来の復調処理に比較して極端に多くの処理を行わなくとも、本発明の効果を発揮できる。

なお、本発明は、光情報伝送システムについて記載したが、無線通信システムなどの他の通信システムにおいてもほぼ同様に実施できる。

本発明は上述した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上述した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換えることがあり、また、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることも可能である。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。

また、上述の実施例において制御線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしも全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。

１： 光送信機
２： 光ファイバ伝送路
３： 光受信機
１０： 符号化器
１１： 変調器
１２： 差動符号化器
１３： 直交座標変換器
１４： 直交変調器
１５： 検波器
１６： 位相検出器
１７： 平方根演算器
１８、２３： 復調回路
１９： 復号化器
２０： 直交検波器
２１： 極座標変換器
２２： 遅延検波器
１００、１０８： 多値判定回路
１０１、１０２、１０５、１０６、１１０、１１１、１１４、１１５： 遅延器
１０３、１０７、２０３、２０８： 加算器
１０４、１０９： 位相補正量算出部
１１２： 位相差算出部
１１３： 補正位相差算出部
２０１、２０４、２０５： 一シンボル遅延器
２０２、２０６、２０７： 係数乗算器
３００： ４並列位相誤差算出部
３０１： ４並列位相補正部
３０２： ４並列多値判定回路
４００： 位相誤差算出部
４０１： 位相補正部

Claims (13)

1. 送信データを差動符号化して送信する通信方法における受信信号の復調方法であって、
   ｉ−１番目、ｉ番目、及びｉ＋１番目の送信データが、それぞれ、信号ｂ_ｉ−２と信号ｂ_ｉ−１、信号ｂ_ｉ−１と信号ｂ_ｉ、信号ｂ_ｉと信号ｂ_ｉ＋１に差動符号化された信号を少なくとも受信する受信ステップと、
   前記受信された信号を用いて前記送信するデータを判定する少なくとも第１及び第２の復調ステップと、を含み、
   前記第２の復調ステップは、
   前記第１の復調ステップにおけるｉ−１番目の送信データおよびｉ＋１番目の送信データの判定結果Ａ_ｉ−１、Ａ_ｉ＋１と、前記信号ｂ_ｉ−２、ｂ_ｉ−１、ｂ_ｉ、ｂ_ｉ＋１とを用いて、前記信号ｂ_ｉ−１と前記信号ｂ_ｉとの間の位相差ａ_ｉを補正することにより、前記ｉ番目の送信データを判定する第１のステップ、または、
   前記第１の復調ステップにおけるｉ−１番目の送信データおよびｉ＋１番目の送信データの判定結果Ａ_ｉ−１、Ａ_ｉ＋１と、前記信号ｂ_ｉ−２と前記信号ｂ_ｉ−１との間の位相差ａ_ｉ−１と、前記信号ｂ_ｉと前記信号ｂ_ｉ＋１との間の位相差ａ_ｉ＋１とを用いて、前記信号ｂ_ｉ−１と前記信号ｂ_ｉとの間の位相差ａ_ｉを補正することにより、前記ｉ番目の送信データを判定する第２のステップ
   を含むことを特徴とする復調方法。
2. 請求項１に記載の復調方法において、
   前記受信された信号を用いて前記送信するデータを判定する第３の復調ステップを更に含み、
   前記第３の復調ステップは、
   前記第２の復調ステップにおけるｉ−１番目の送信データおよびｉ＋１番目の送信データの判定結果と、前記信号ｂ_ｉ−２、ｂ_ｉ−１、ｂ_ｉ、ｂ_ｉ＋１とを用いて、前記信号ｂ_ｉ−１と前記信号ｂ_ｉとの間の位相差を更に補正することにより、前記ｉ番目の送信データを判定する第３のステップ、または、
   前記第２の復調ステップにおけるｉ−１番目の送信データおよびｉ＋１番目の送信データの判定結果と、前記信号ｂ_ｉ−２と前記信号ｂ_ｉ−１との間の位相差ａ_ｉ−１と、前記信号ｂ_ｉと前記信号ｂ_ｉ＋１との間の位相差ａ_ｉ＋１とを用いて、前記信号ｂ_ｉ−１と前記信号ｂ_ｉとの間の位相差を補正することにより、前記ｉ番目の送信データを判定する第４のステップ
   を含むことを特徴とする復調方法。
3. 請求項１に記載の復調方法において、
   前記受信された信号を用いて前記送信するデータを判定する第３の復調ステップを更に含み、
   前記第３の復調ステップは、
   前記第２の復調ステップにおけるｉ−１番目の送信データおよびｉ＋１番目の送信データの判定結果と、前記第２の復調ステップにおいて補正された前記信号ｂ_ｉと前記信号ｂ_ｉ＋１との間の位相差及び前記信号ｂ_ｉ−１と前記信号ｂ_ｉとの間の位相差とを用いて、前記第２の復調ステップにおいて補正された前記信号ｂ_ｉ−１と前記信号ｂ_ｉとの間の位相差を更に補正することにより、前記ｉ番目の送信データを判定することを特徴とする復調方法。
4. 請求項１に記載の復調方法において、
   前記第２の復調ステップの前記第１のステップは、
   前記信号ｂ_ｉ−１と、前記信号ｂ_ｉ−２と前記ｉ−１番目の送信データの判定結果Ａ_ｉ−１の加算（ｂ_ｉ−２＋Ａ_ｉ−１）の第１の重み付き平均と、
   前記信号ｂ_ｉと、前記信号ｂ_ｉ＋１と前記ｉ＋１番目の送信データの判定結果Ａ_ｉ＋１の差分（ｂ_ｉ＋１−Ａ_ｉ＋１）の第２の重み付き平均と、
   に基づいて前記信号ｂ_ｉ−１と前記信号ｂ_ｉとの間の位相差ａ_ｉの補正値を出力することを特徴とする復調方法。
5. 請求項１に記載の復調方法において、
   前記第２の復調ステップの前記第２のステップは、
   前記信号ｂ_ｉ−１と前記信号ｂ_ｉとの間の位相差ａ_ｉと、
   前記ｉ−１番目の送信データの判定結果Ａ_ｉ−１と、前記信号ｂ_ｉ−２と前記信号ｂ_ｉ−１との間の位相差ａ_ｉ−１とから求めた第１の位相誤差であって、第１の重み係数が乗算される第１の位相誤差と、
   前記ｉ＋１番目の送信データの判定結果Ａ_ｉ＋１と、前記信号ｂ_ｉと前記信号ｂ_ｉ＋１との間の位相差ａ_ｉ＋１とから求めた第２の位相誤差であって、第２の重み係数が乗算される第２の位相誤差と、
   に基づいて前記信号ｂ_ｉ−１と前記信号ｂ_ｉとの間の位相差ａ_ｉの補正値を出力することを特徴とする復調方法。
6. 請求項１に記載の復調方法において、
   前記受信ステップは、ｉ−２番目、ｉ−１番目、ｉ番目、ｉ＋１番目、及びｉ＋２番目の送信データが、それぞれ、信号ｂ_ｉ−３と信号ｂ_ｉ−２、信号ｂ_ｉ−２と信号ｂ_ｉ−１、信号ｂ_ｉ−１と信号ｂ_ｉ、信号ｂ_ｉと信号ｂ_ｉ＋１、信号ｂ_ｉ＋１と信号ｂ_ｉ＋２に差動符号化された信号を受信し、
   前記第２の復調ステップは、
   前記第１の復調ステップにおけるｉ−２番目、ｉ−１番目、ｉ＋１番目、及びｉ＋２番目の送信データの判定結果Ａ_ｉ−２、Ａ_ｉ−１、Ａ_ｉ＋１、Ａ_ｉ＋２と、前記信号ｂ_ｉ−３、ｂ_ｉ−２、ｂ_ｉ−１、ｂ_ｉ、ｂ_ｉ＋１、ｂ_ｉ＋２とを用いて、前記信号ｂ_ｉ−１と前記信号ｂ_ｉとの間の位相差ａ_ｉを補正することにより、前記ｉ番目の送信データを判定する第５のステップ、または、
   前記第１の復調ステップにおけるｉ−２番目、ｉ−１番目、ｉ＋１番目、及びｉ＋２番目の送信データの判定結果Ａ_ｉ−２、Ａ_ｉ−１、Ａ_ｉ＋１、Ａ_ｉ＋２と、前記信号ｂ_ｉ−３と前記信号ｂ_ｉ−２との間の位相差ａ_ｉ−２と、前記信号ｂ_ｉ−２と前記信号ｂ_ｉ−１との間の位相差ａ_ｉ−１と、前記信号ｂ_ｉと前記信号ｂ_ｉ＋１との間の位相差ａ_ｉ＋１と、前記信号ｂ_ｉ＋１と前記信号ｂ_ｉ＋２との間の位相差ａ_ｉ＋２とを用いて、前記信号ｂ_ｉ−１と前記信号ｂ_ｉとの間の位相差ａ_ｉを補正することにより、前記ｉ番目の送信データを判定する第６のステップ
   を含むことを特徴とする復調方法。
7. 送信データを差動符号化して送信する送信装置からの受信信号の復調する復調装置であって、
   ｉ−１番目、ｉ番目、及びｉ＋１番目の送信データが、それぞれ、信号ｂ_ｉ−２と信号ｂ_ｉ−１、信号ｂ_ｉ−１と信号ｂ_ｉ、信号ｂ_ｉと信号ｂ_ｉ＋１に差動符号化された信号を少なくとも受信する復調回路を備え、
   前記復調回路は、前記受信された信号を用いて前記送信するデータを判定する少なくとも第１及び第２の復調部を備え、
   前記第２の復調部は、
   前記第１の復調部におけるｉ−１番目の送信データおよびｉ＋１番目の送信データの判定結果Ａ_ｉ−１、Ａ_ｉ＋１と、前記信号ｂ_ｉ−２、ｂ_ｉ−１、ｂ_ｉ、ｂ_ｉ＋１とを用いて、前記信号ｂ_ｉ−１と前記信号ｂ_ｉとの間の位相差ａ_ｉを補正することにより、前記ｉ番目の送信データを判定する第１の回路、または、
   前記第１の復調部におけるｉ−１番目の送信データおよびｉ＋１番目の送信データの判定結果Ａ_ｉ−１、Ａ_ｉ＋１と、前記信号ｂ_ｉ−２と前記信号ｂ_ｉ−１との間の位相差ａ_ｉ−１と、前記信号ｂ_ｉと前記信号ｂ_ｉ＋１との間の位相差ａ_ｉ＋１とを用いて、前記信号ｂ_ｉ−１と前記信号ｂ_ｉとの間の位相差ａ_ｉを補正することにより、前記ｉ番目の送信データを判定する第２の回路
   を備えることを特徴とする復調装置。
8. 請求項７に記載の復調装置において、
   前記復調回路が、前記受信された信号を用いて前記送信するデータを判定する第３の復調部を更に備え、
   前記第３の復調部は、
   前記第２の復調部におけるｉ−１番目の送信データおよびｉ＋１番目の送信データの判定結果と、前記信号ｂ_ｉ−２、ｂ_ｉ−１、ｂ_ｉ、ｂ_ｉ＋１とを用いて、前記信号ｂ_ｉ−１と前記信号ｂ_ｉとの間の位相差を更に補正することにより、前記ｉ番目の送信データを判定する第３の回路、または、
   前記第２の復調ステップにおけるｉ−１番目の送信データおよびｉ＋１番目の送信データの判定結果と、前記信号ｂ_ｉ−２と前記信号ｂ_ｉ−１との間の位相差ａ_ｉ−１と、前記信号ｂ_ｉと前記信号ｂ_ｉ＋１との間の位相差ａ_ｉ＋１とを用いて、前記信号ｂ_ｉ−１と前記信号ｂ_ｉとの間の位相差を補正することにより、前記ｉ番目の送信データを判定する第４の回路
   を備えることを特徴とする復調装置。
9. 請求項７に記載の復調装置において、
   前記復調回路が、前記受信された信号を用いて前記送信するデータを判定する第３の復調部を更に備え、
   前記第３の復調部は、
   前記第２の復調部におけるｉ−１番目の送信データおよびｉ＋１番目の送信データの判定結果と、前記第２の復調部において補正された前記信号ｂ_ｉと前記信号ｂ_ｉ＋１との間の位相差及び前記信号ｂ_ｉ−１と前記信号ｂ_ｉとの間の位相差とを用いて、前記第２の復調部において補正された前記信号ｂ_ｉ−１と前記信号ｂ_ｉとの間の位相差を更に補正することにより、前記ｉ番目の送信データを判定する回路を備えることを特徴とする復調装置。
10. 請求項７に記載の復調装置において、
    前記第２の復調部の前記第１の回路は、
    前記信号ｂ_ｉ−１と、前記信号ｂ_ｉ−２と前記ｉ−１番目の送信データの判定結果Ａ_ｉ−１の加算（ｂ_ｉ−２＋Ａ_ｉ−１）の第１の重み付き平均と、
    前記信号ｂ_ｉと、前記信号ｂ_ｉ＋１と前記ｉ＋１番目の送信データの判定結果Ａ_ｉ＋１の差分（ｂ_ｉ＋１−Ａ_ｉ＋１）の第２の重み付き平均と、
    に基づいて前記信号ｂ_ｉ−１と前記信号ｂ_ｉとの間の位相差ａ_ｉの補正値を出力することを特徴とする復調装置。
11. 請求項７に記載の復調装置において、
    前記第２の復調部の前記第２の回路は、
    前記信号ｂ_ｉ−１と前記信号ｂ_ｉとの間の位相差ａ_ｉと、
    前記ｉ−１番目の送信データの判定結果Ａ_ｉ−１と、前記信号ｂ_ｉ−２と前記信号ｂ_ｉ−１との間の位相差ａ_ｉ−１とから求めた第１の位相誤差であって、第１の重み係数が乗算される第１の位相誤差と、
    前記ｉ＋１番目の送信データの判定結果Ａ_ｉ＋１と、前記信号ｂ_ｉと前記信号ｂ_ｉ＋１との間の位相差ａ_ｉ＋１とから求めた第２の位相誤差であって、第２の重み係数が乗算される第２の位相誤差と、
    に基づいて前記信号ｂ_ｉ−１と前記信号ｂ_ｉとの間の位相差ａ_ｉの補正値を出力することを特徴とする復調装置。
12. 請求項７に記載の復調装置において、
    前記復調回路は、前記第１及び第２の復調部の複数のセットが並列化された並列化回路を備え、
    前記並列化回路の各セットには、隣接する前記並列化回路のセットから、前記受信された信号の時間的に過去の信号あるいは該過去の信号の位相誤差、及び、時間的に未来の信号あるいは該未来の信号の位相誤差が入力されることを特徴とする復調装置。
13. 請求項７に記載の復調装置において、
    前記復調回路は、ｉ−２番目、ｉ−１番目、ｉ番目、ｉ＋１番目、及びｉ＋２番目の送信データが、それぞれ、信号ｂ_ｉ−３と信号ｂ_ｉ−２、信号ｂ_ｉ−２と信号ｂ_ｉ−１、信号ｂ_ｉ−１と信号ｂ_ｉ、信号ｂ_ｉと信号ｂ_ｉ＋１、信号ｂ_ｉ＋１と信号ｂ_ｉ＋２に差動符号化された信号を受信し、
    前記第２の復調部は、
    前記第１の復調ステップにおけるｉ−２番目、ｉ−１番目、ｉ＋１番目、及びｉ＋２番目の送信データの判定結果Ａ_ｉ−２、Ａ_ｉ−１、Ａ_ｉ＋１、Ａ_ｉ＋２と、前記信号ｂ_ｉ−３、ｂ_ｉ−２、ｂ_ｉ−１、ｂ_ｉ、ｂ_ｉ＋１、ｂ_ｉ＋２とを用いて、前記信号ｂ_ｉ−１と前記信号ｂ_ｉとの間の位相差ａ_ｉを補正することにより、前記ｉ番目の送信データを判定する第５の回路、または、
    前記第１の復調ステップにおけるｉ−２番目、ｉ−１番目、ｉ＋１番目、及びｉ＋２番目の送信データの判定結果Ａ_ｉ−２、Ａ_ｉ−１、Ａ_ｉ＋１、Ａ_ｉ＋２と、前記信号ｂ_ｉ−３と前記信号ｂ_ｉ−２との間の位相差ａ_ｉ−２と、前記信号ｂ_ｉ−２と前記信号ｂ_ｉ−１との間の位相差ａ_ｉ−１と、前記信号ｂ_ｉと前記信号ｂ_ｉ＋１との間の位相差ａ_ｉ＋１と、前記信号ｂ_ｉ＋１と前記信号ｂ_ｉ＋２との間の位相差ａ_ｉ＋２とを用いて、前記信号ｂ_ｉ−１と前記信号ｂ_ｉとの間の位相差ａ_ｉを補正することにより、前記ｉ番目の送信データを判定する第６の回路
    を備えることを特徴とする復調装置。

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