JP6062841B2 - 注入型位相同期回路 - Google Patents

Description

本発明は、注入型位相同期回路に関するものである。

通信の送受信回路における周波数の制御などに使用される位相同期回路（Phase Locked Loop: PLL）には、リング型やＬＣ型、注入同期型がある。

リング型やＬＣ型では、位相雑音の改善のために消費電力の増加が本質的に避けられなかった。

図１０は、従来例１に係る注入型位相同期回路を示す図であり、図１１は、従来例１における各部の周波数スペクトルを示す図である。

図１０に示すように、注入型位相同期回路では、参照信号源の参照信号ｆ_ｒｅｆからパルス信号源などにより、同じ周波数の信号ｆ_ｉｎｊを生成し、これを注入型同期発振器に与えることにより、信号ｆ_ｉｎｊの周波数（参照信号ｆ_ｒｅｆの周波数）のＮ倍の周波数を有する出力信号ｆ_ｏが得られる。

出力信号ｆ_ｏの位相雑音は、消費電力に関係なく、参照信号源の位相雑音により決まるため、低雑音な参照信号源を使用することで、低消費電力化と低雑音化が可能である。

しかしながら、信号ｆ_ｉｎｊが注入型同期発振器に与えられると、図１１に示すように、注入型同期発振器の内部で信号ｆ_ｉｎｊと出力信号ｆ_ｏが相互変調を起こし、出力信号ｆ_ｏに多くのスプリアスが生じる。

図１２は、従来例１における制御電圧Ｖ_ｃｔｒｌと出力信号ｆ_ｏの周波数との関係を示す図である。

出力信号ｆ_ｏの周波数は、制御電圧Ｖ_ｃｔｒｌにおける所定区間（ロックレンジ）では、信号ｆ_ｉｎｊの周波数のＮ倍にロックされる。しかし、ロックレンジを外れると、（Ｎ＋１）倍や（Ｎ−１）倍に誤ロックされる可能性がある。

注入型同期発振器は、内蔵するフィルタで高い周波数の高調波を除去できるが、低い周波数の高調波は除去できない。よって、この低い周波数の高調波に起因するスプリアスが生じ（図１１）、ジッタが増大する。

図１３は、従来例２に係る注入型位相同期回路を示す図であり、図１４は、従来例２における各部の周波数スペクトルを示す図である。

例えば、図１３に示すようにハイパスフィルタを設けることにより、図１４に示すように、信号ｆ_ｉｎｊにおける低い周波数の高調波が低減し、スプリアスも低減する。

しかし、上記のような誤ロックを避けなければならないので、カットオフ周波数を十分に高くできない。

図１５は、従来例２における制御電圧Ｖ_ｃｔｒｌと出力信号ｆ_ｏの周波数との関係を示す図である。

図１５に示すように、ロックレンジは、従来例１に比べ、狭くなる。また、出力信号ｆ_ｏの位相を厳密に制御すべく、信号ｆ_ｉｎｊと帰還のゲインを高くすると、出力信号ｆ_ｏの安定性は低下する。

Jri Lee, "Study of Subharmonically Injection-Locked PLLs", IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, VOL. 44, NO. 5, pp. 1539-1553, MAY 2009 李 尚曄 他，"注入同期を用いた低位相雑音リングＶＣＯ型ＰＬＬ"，2010年電子情報通信学会エレクトロニクスソサイエティ大会，C-12-36，2010年9月 Sang_yeop Lee et al., "A Multi-Band Quadrature Clock Generator WithHigh-Pass-Filtered Pulse Injection Technique", IEEE MICROWAVE AND WIRELESS COMPONENTS LETTERS, VOL. 23, NO. 2, pp. 96-98, FEBRUARY 2013

本発明は、上記の課題に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、ロックレンジを広くできる注入型位相同期回路を提供することにある。

上記の課題を解決するために、本発明は、注入型位相同期回路において、参照信号源と、前記注入型位相同期回路における出力信号の周波数を制御するための制御電圧を前記参照信号源からの参照信号と前記出力信号とを用いて生成する制御電圧生成回路と、前記参照信号と前記出力信号とを混合する高調波ミキサと、前記高調波ミキサから出力される信号から前記出力信号の周波数のみを通過させるバンドパスフィルタと、前記バンドパスフィルタを通過した信号の周波数と前記制御電圧とにより前記出力信号を生成する注入同期発振器とを備えることを特徴とする。

本発明によれば、注入型位相同期回路のロックレンジを広くすることができる。

第１の実施の形態に係る注入型位相同期回路を示す図である。 図１における各部の周波数スペクトルを示す図である。 第１の実施の形態における制御電圧Ｖ_ｃｔｒｌと出力信号ｆ_ｏの周波数との関係を示す図である。 第２の実施の形態に係る注入型位相同期回路を示す図である。 第３の実施の形態に係る注入型位相同期回路を示す図である。 第４の実施の形態に係る注入型位相同期回路を示す図である。 第５の実施の形態に係る注入型位相同期回路を示す図である。 第６の実施の形態に係る注入型位相同期回路を示す図である。 各実施の形態に係る注入型位相同期回路と従来の注入型位相同期回路についての特性毎の優劣を示す図である。 従来例１に係る注入型位相同期回路を示す図である。 従来例１における各部の周波数スペクトルを示す図である。 従来例１における制御電圧Ｖ_ｃｔｒｌと出力信号ｆ_ｏの周波数との関係を示す図である。 従来例２に係る注入型位相同期回路を示す図である。 従来例２における各部の周波数スペクトルを示す図である。 従来例２における制御電圧Ｖ_ｃｔｒｌと出力信号ｆ_ｏの周波数との関係を示す図である。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。本実施の形態の説明において同一または類似の構成要素には同一の符号を付与し、重複説明を省略する。

図１は、第１の実施の形態に係る注入型位相同期回路を示す図である。

注入型位相同期回路は、参照信号源１と、注入型位相同期回路における出力信号ｆ_ｏの周波数を制御するための制御電圧Ｖ_ｃｔｒｌを、参照信号源１からの参照信号ｆ_ｒｅｆと出力信号ｆ_ｏとを用いて生成する制御電圧生成回路（位相比較回路２１、チャージポンプ２２、フィルタ２３および分周器２４）と、参照信号ｆ_ｒｅｆと出力信号ｆ_ｏとを混合する高調波ミキサ３と、高調波ミキサ３から出力される信号から出力信号ｆ_ｏの周波数のみを通過させるバンドパスフィルタ４と、バンドパスフィルタ４を通過した信号ｆ_ｉｎｊの周波数と制御電圧Ｖ_ｃｔｒｌとにより出力信号ｆ_ｏを生成する注入型同期発振器５とを備える構成である。

注入型位相同期回路は、いわゆるチャージポンプＰＬＬ帰還と、注入同期信号発生帰還の２系統の帰還で構成される。

チャージポンプＰＬＬ帰還は、参照信号源１、出力信号ｆ_ｏを分周比Ｎで分周する分周器２４、分周器２４の出力と参照信号ｆ_ｒｅｆを比較する位相比較回路２１、位相比較回路２１の出力を電流信号に変換するチャージポンプ２２、ならびに電流信号の直流成分を通過させ電圧信号に変換して注入型同期発振器５に出力するフィルタ２３で構成される。チャージポンプＰＬＬ帰還により、出力信号ｆ_ｏの周波数は参照信号ｆ_ｒｅｆの周波数のＮ（分周比）倍になるように制御される。

注入同期信号発生帰還は、出力信号ｆ_ｏと参照信号ｆ_ｒｅｆを混合する高調波ミキサ３、高調波ミキサ３から出力される信号から出力信号ｆ_ｏの周波数のみを通過させるバンドパスフィルタ４で構成される。

図２は、図１における各部の周波数スペクトルを示す図である。

参照信号ｆ_ｒｅｆと出力信号ｆ_ｏは、回路の非線形性に起因する高調波を有する。高調波を有する信号を信号ｆ_ｉｎｊとして使用すると、出力信号ｆ_ｏにも高調波が発生する。したがって、バンドパスフィルタ４により出力信号ｆ_ｏの周波数以外の高調波が低減する。これにより出力信号ｆ_ｏにおけるジッタを低減できる。

図３は、制御電圧Ｖ_ｃｔｒｌと出力信号ｆ_ｏの周波数との関係を示す図である。

前述のように、信号ｆ_ｉｎｊの周波数は出力信号ｆ_ｏの周波数と同じである。従来例では、信号ｆ_ｉｎｊの周波数のＮ倍が出力信号ｆ_ｏの周波数であるから、信号ｆ_ｉｎｊの周波数は従来例に比べて高い。ロックレンジ（出力信号ｆ_ｏの周波数を参照信号ｆ_ｒｅｆの周波数のＮ倍に固定できる制御電圧Ｖ_ｃｔｒｌの範囲）は、信号ｆ_ｉｎｊの周波数に応じて広くなるので、ロックレンジを広くできる。よって、制御電圧Ｖ_ｃｔｒｌが多少ずれても出力信号ｆ_ｏの周波数を参照信号ｆ_ｒｅｆの周波数のＮ倍に固定できる。すなわち、誤ロックの防止を図れる。また、出力信号ｆ_ｏの周波数は、短時間で信号ｆ_ｉｎｊの周波数となるので、電源が入ってから出力信号ｆ_ｏの周波数が信号ｆ_ｉｎｊの周波数となるまでの時間、すなわち、ＰＬＬセトリング時間を短縮できる。

図４は、第２の実施の形態に係る注入型位相同期回路を示す図である。

第１の実施の形態では、制御電圧生成回路として、位相比較回路２１、チャージポンプ２２、フィルタ２３および分周器２４を使用したが、Phase Locked Loop(PLL)やFrequency Locked Loop (FLL)やDelay Locked Loop (DLL)といった他の構成を使用してもよい。また、後述の実施の形態でもこのような構成としてよい。

図５は、第３の実施の形態に係る注入型位相同期回路を示す図である。

注入型位相同期回路は、第１の実施の形態との比較において、参照信号ｆ_ｒｅｆの高調波の電力を増大させるパルス信号源６を備え、高調波ミキサ３は、増大後の参照信号ｆ_ｒｅｆ’と出力信号ｆ_ｏを混合することを特徴とする。

これにより、高調波ミキサ３からの信号において出力信号ｆ_ｏの周波数の強度が大きくなり、より安定した位相同期が可能となる。

なお、パルス信号源６から出力される参照信号ｆ_ｒｅｆ’のパルス幅を狭くするほど、参照信号ｆ_ｒｅｆ’における高調波の電力が大きくなり、信号ｆ_ｉｎｊの強度が大きくなる。

特に、出力信号ｆ_ｏの周波数と参照信号ｆ_ｒｅｆの周波数の比（ｆ_ｏ/f_ｒｅｆ）が大きいほどこれは顕著になる。

図６は、第４の実施の形態に係る注入型位相同期回路を示す図である。

注入型位相同期回路は、第１の実施の形態との比較において、高調波ミキサ３とバンドパスフィルタ４は調整機能を有することを特徴とする。

高調波ミキサ３とバンドパスフィルタ４は、出力信号ｆ_ｏの周波数（参照信号ｆ_ｒｅｆの周波数のＮ倍）がバンドパスフィルタ４を確実に通過するように調整される。これは、信号ｆ_ｉｎｊ（参照信号ｆ_ｒｅｆの周波数のＮ倍の周波数を有する）の電力が、安定した同期を得るには不十分な場合に有効である。

図７は、第５の実施の形態に係る注入型位相同期回路を示す図である。

注入型位相同期回路は、第４の実施の形態との比較において、出力信号ｆ_ｏのジッタを検出するジッタ検出回路７と、ジッタ検出回路７からの信号に基づいて、ジッタが減少するように高調波ミキサ３とバンドパスフィルタ４を調整するコントローラ８とを備えることを特徴とする。この注入型位相同期回路では、例えば、ジッタが最小になるような周波数を信号ｆ_ｉｎｊが有するように高調波ミキサ３とバンドパスフィルタ４が自動的に調整される。

図８は、第５の実施の形態に係る注入型位相同期回路を示す図である。

注入型位相同期回路は、第１の実施の形態との比較において、分周器２４は、出力信号ｆ_ｏの直交成分Ｑを分周するものであり、高調波ミキサ３は、参照信号ｆ_ｒｅｆと出力信号ｆ_ｏの同相成分Ｉとを混合するものであり、バンドパスフィルタ４は、参照信号ｆ_ｒｅｆと同相成分Ｉの混合後の信号ＭＩと、参照信号ｆ_ｒｅｆの直交成分ｆ_ｒｅｆ−Ｑと直交成分Ｑの混合後の信号ＭＱとを加算した後の信号Ｍから出力信号ｆ_ｏの周波数のみを通過させるものである。

また、注入同期発振器は、直交成分ｆ_ｒｅｆ−Ｑを検出する直交成分検出回路９と、直交成分ｆ_ｒｅｆ−Ｑと直交成分Ｑとを混合する高調波ミキサ１０と、参照信号ｆ_ｒｅｆと同相成分Ｉの混合後の信号ＭＩと、直交成分ｆ_ｒｅｆ−Ｑと直交成分Ｑの混合後の信号とを加算する加算器１１とを備える。

この注入型位相同期回路によれば、第１の実施の形態に比べ、バンドパスフィルタ４への信号（信号Ｍ）における高調波が低減するので、出力信号ｆ_ｏの強度が増し、同期が安定する。

図９は、各実施の形態に係る注入型位相同期回路と従来例の注入型位相同期回路についての特性毎の優劣を示す図である。

従来例１では、ジッタ、スプリアス、ロックレンジ、誤ロックのいずれについても悪く、従来例２では、スプリアスについて若干改善される。

第１の実施の形態、第２の実施の形態では、スプリアス、ロックレンジ、誤ロックについては良い特性が得られ、ジッタについても従来例より改善される。

第３の実施の形態では、ロックレンジ、誤ロックについて良い特性が得られ、ジッタについても従来例より改善され、スプリアスについては従来例１より改善される。

第４の実施の形態では、ジッタ、スプリアス、ロックレンジ、誤ロックについて良い特性が得られる。

第５の実施の形態では、スプリアス、ロックレンジ、誤ロックについては良い特性が得られ、ジッタについてはさらに良い特性が得られる。

第６の実施の形態では、ジッタ、ロックレンジ、誤ロックについては良い特性が得られ、スプリアスについてはさらに良い特性が得られる。

１…参照信号源
３…高調波ミキサ
４…バンドパスフィルタ
５…注入型同期発振器
６…パルス信号源
７…ジッタ検出回路
８…コントローラ
９…直交成分検出回路
１０…高調波ミキサ
１１…加算器
２１…位相比較回路
２２…チャージポンプ
２３…フィルタ
２４…分周器

Claims (5)

1. 注入型位相同期回路において、
   参照信号源と、
   前記注入型位相同期回路における出力信号の周波数を制御するための制御電圧を前記参照信号源からの参照信号と前記出力信号とを用いて生成する制御電圧生成回路と、
   前記参照信号と前記出力信号とを混合する高調波ミキサと、
   前記高調波ミキサから出力される信号から前記出力信号の周波数のみを通過させるバンドパスフィルタと、
   前記バンドパスフィルタを通過した信号の周波数と前記制御電圧とにより前記出力信号を生成する注入同期発振器と
   を備えることを特徴とする注入型位相同期回路。
2. 前記参照信号源からの参照信号の高調波の電力を増大させるパルス信号源を備え、
   前記高調波ミキサは、前記増大後の参照信号と前記出力信号を混合することを特徴とする請求項１記載の注入型位相同期回路。
3. 前記高調波ミキサと前記バンドパスフィルタは調整機能を有することを特徴とする請求項１記載の注入型位相同期回路。
4. 前記出力信号のジッタを検出するジッタ検出回路と、
   前記ジッタ検出回路からの信号に基づいて前記ジッタが減少するように前記高調波ミキサと前記バンドパスフィルタを調整するコントローラと
   を備えることを特徴とする請求項３記載の注入型位相同期回路。
5. 前記注入型位相同期回路は、
   前記出力信号の直交成分を分周する分周器を備え、
   前記高調波ミキサは、前記参照信号と前記出力信号の同相成分とを混合するものであり、
   前記バンドパスフィルタは、前記参照信号と前記出力信号の同相成分の混合後の信号と、前記参照信号の直交成分と前記出力信号の直交成分の混合後の信号とを加算した後の信号から前記出力信号の周波数のみを通過させるものであり、
   前記注入型位相同期回路は、
   前記参照信号の直交成分を検出する直交成分検出回路と、
   前記参照信号の直交成分と前記出力信号の直交成分とを混合する第２の高調波ミキサと、
   前記参照信号と前記出力信号の同相成分とを混合後の信号と前記参照信号の直交成分と前記出力信号の直交成分とを混合後の信号とを加算する加算器と
   を備えることを特徴とする請求項１記載の注入型位相同期回路。